JPH0730330A - プログラムが可能なゼネレータ - Google Patents
プログラムが可能なゼネレータInfo
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- JPH0730330A JPH0730330A JP6068185A JP6818594A JPH0730330A JP H0730330 A JPH0730330 A JP H0730330A JP 6068185 A JP6068185 A JP 6068185A JP 6818594 A JP6818594 A JP 6818594A JP H0730330 A JPH0730330 A JP H0730330A
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- Japan
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- frequency
- programmable
- filter
- signal
- sine wave
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- Pending
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-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03B—GENERATION OF OSCILLATIONS, DIRECTLY OR BY FREQUENCY-CHANGING, BY CIRCUITS EMPLOYING ACTIVE ELEMENTS WHICH OPERATE IN A NON-SWITCHING MANNER; GENERATION OF NOISE BY SUCH CIRCUITS
- H03B28/00—Generation of oscillations by methods not covered by groups H03B5/00 - H03B27/00, including modification of the waveform to produce sinusoidal oscillations
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Theoretical Computer Science (AREA)
- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 プログラムが可能な周波数正弦波信号ゼネレ
ータを開示する。 【構成】 このゼネレータはプログラムが可能な周波数
を有する方形波信号を発生するゼネレータと、方形波信
号の周期を計数するカウンタと、カウンタの継続的な状
態から継続した離散的な正弦波の値を生ずるカウンタ
と、継続した離散的な正弦波の値を受け正弦波を生ずる
ローパスフィルタから構成される。ローパスフィルタは
スイッチドコンデンサフィルタで、そのスイッチングモ
ードは方形波信号の周波数に比例した周波数を有する信
号により制御されている。フィルタのコンデンサの値を
適性に選択することによりフィルタのカットオフ周波数
を正弦波の周波数と連続的にほぼ同一にできる。
ータを開示する。 【構成】 このゼネレータはプログラムが可能な周波数
を有する方形波信号を発生するゼネレータと、方形波信
号の周期を計数するカウンタと、カウンタの継続的な状
態から継続した離散的な正弦波の値を生ずるカウンタ
と、継続した離散的な正弦波の値を受け正弦波を生ずる
ローパスフィルタから構成される。ローパスフィルタは
スイッチドコンデンサフィルタで、そのスイッチングモ
ードは方形波信号の周波数に比例した周波数を有する信
号により制御されている。フィルタのコンデンサの値を
適性に選択することによりフィルタのカットオフ周波数
を正弦波の周波数と連続的にほぼ同一にできる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、例えば周波数信号を
継続的にプログラム操作することによりトーンを発生す
るようにされた、または幾つかのゼネレータを同時にプ
ログラムしそのゼネレータの出力の総和を取ることによ
り異なる周波数を有する正弦波を重畳させるようにされ
たプログラムが可能な周波数で正弦波信号を発生するシ
ンセサイザに関する。
継続的にプログラム操作することによりトーンを発生す
るようにされた、または幾つかのゼネレータを同時にプ
ログラムしそのゼネレータの出力の総和を取ることによ
り異なる周波数を有する正弦波を重畳させるようにされ
たプログラムが可能な周波数で正弦波信号を発生するシ
ンセサイザに関する。
【０００２】
【従来の技術】プログラムが可能な正弦波信号ゼネレー
タはリングトーン、すなわち同一ではないがほぼ等しい
２つの正弦波周波数から生ずるデュアルトーン変調周波
数（ＤＴＭＦ）信号を発生する電話システムにしばしば
使用されている。
タはリングトーン、すなわち同一ではないがほぼ等しい
２つの正弦波周波数から生ずるデュアルトーン変調周波
数（ＤＴＭＦ）信号を発生する電話システムにしばしば
使用されている。
【０００３】図１には従来の電話装置に使用されている
プログラムが可能な正弦波信号ゼネレータを略図的に示
している。このゼネレータには８ビットのプログラムワ
ードＡと１２ビットのリターンワードＢを加える加算器
１０が含まれている。加算器１０の出力はクロック信号
Ｆによりクロックが与えられているＤ型フリップフロッ
プ１２の入力に加えられている。リターンワードＢはフ
リップフロップ１２の出力に加えられている。
プログラムが可能な正弦波信号ゼネレータを略図的に示
している。このゼネレータには８ビットのプログラムワ
ードＡと１２ビットのリターンワードＢを加える加算器
１０が含まれている。加算器１０の出力はクロック信号
Ｆによりクロックが与えられているＤ型フリップフロッ
プ１２の入力に加えられている。リターンワードＢはフ
リップフロップ１２の出力に加えられている。
【０００４】このような構成により、ワードＢの４つの
最上位ビット（Ｂ８−Ｂ１１）はワードＡの値に比例し
た周波数とクロック信号Ｆの周波数とを交互に取る。更
に、ビットＢ８−Ｂ１１の状態は２値の計数を行なうよ
うに変化する。このように、加算器１０とフリップフロ
ップ１２はプログラムが可能な計数周波数を有する４ビ
ットのカウンタ、すなわちプログラムが可能な周波数方
形波信号を発生するゼネレータ１３を構成している（ゼ
ネレータ１３の出力はビットＢ８−Ｂ１１のいずれかで
ある）。
最上位ビット（Ｂ８−Ｂ１１）はワードＡの値に比例し
た周波数とクロック信号Ｆの周波数とを交互に取る。更
に、ビットＢ８−Ｂ１１の状態は２値の計数を行なうよ
うに変化する。このように、加算器１０とフリップフロ
ップ１２はプログラムが可能な計数周波数を有する４ビ
ットのカウンタ、すなわちプログラムが可能な周波数方
形波信号を発生するゼネレータ１３を構成している（ゼ
ネレータ１３の出力はビットＢ８−Ｂ１１のいずれかで
ある）。
【０００５】ビットＢ８−Ｂ１１はワードＢ（１１：
８）を構成しているが、このワードはリードオンリーメ
モリ（ＲＯＭ）１５内で対応した値を選択する復号器１
４に加えられている（図示の例では４ビットにより１６
通りの異なった値が選択される）。ＲＯＭ１５の出力
（選択された値）はデジタル−アナログコンバータ（Ｄ
ＡＣ）１７の入力に加えられるが、このコンバータの出
力Ｓはローパスフィルタ１９を通り正弦波信号となる。
８）を構成しているが、このワードはリードオンリーメ
モリ（ＲＯＭ）１５内で対応した値を選択する復号器１
４に加えられている（図示の例では４ビットにより１６
通りの異なった値が選択される）。ＲＯＭ１５の出力
（選択された値）はデジタル−アナログコンバータ（Ｄ
ＡＣ）１７の入力に加えられるが、このコンバータの出
力Ｓはローパスフィルタ１９を通り正弦波信号となる。
【０００６】図１Ｂには図１Ａの回路により発生した信
号Ｓの波形を示している。信号ＳはワードＢ（１１：
８）の値のそれぞれに対し離散的な値を取るが、これら
の離散的な値は正弦波の周期の継続的な値に対応するよ
うに適当に選択されている。
号Ｓの波形を示している。信号ＳはワードＢ（１１：
８）の値のそれぞれに対し離散的な値を取るが、これら
の離散的な値は正弦波の周期の継続的な値に対応するよ
うに適当に選択されている。
【０００７】メモリ空間を節約するため、正弦波周期の
四分の一に相当する値のみがＲＯＭ内に記憶されるが、
図示の例では最初の４つの値が記憶される。復号器１４
はワードＢ（１１：８）内の最初の３ビットＢ８−Ｂ１
０を用いて増加順に、次にワードＢ（１１：８）が増加
の間は減少順に継続的にこれらの最初の４つの値を選択
する。ワードＢ（１１：８）の最後のビットＢ１１はコ
ンバータ１７に加えられ、正弦波の二番目の半周期に対
応したデジタルの値が与えられている間に信号Ｓの極性
が反転する。
四分の一に相当する値のみがＲＯＭ内に記憶されるが、
図示の例では最初の４つの値が記憶される。復号器１４
はワードＢ（１１：８）内の最初の３ビットＢ８−Ｂ１
０を用いて増加順に、次にワードＢ（１１：８）が増加
の間は減少順に継続的にこれらの最初の４つの値を選択
する。ワードＢ（１１：８）の最後のビットＢ１１はコ
ンバータ１７に加えられ、正弦波の二番目の半周期に対
応したデジタルの値が与えられている間に信号Ｓの極性
が反転する。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】信号Ｓは１周期当たり
１６個の離散的な値と信号Ｂ１１の周波数に等しい周波
数を有している。このような信号Ｓはフィルタ１９によ
り除去する必要がある高調波を発生している。しかし、
フィルタ１９のカットオフ周波数は固定されている；そ
れ故、この周波数は発生する周波数の中で一番高い周波
数に等しく選択する必要がある。カットオフ周波数に対
し低い周波数が発生すると、多数の高調波が減衰しない
で不愉快な音を生ずる。このようなゼネレータで圧電ス
ピーカを制御することはできないが、これは圧電スピー
カは高調波と共振しこれらの高調波を強調する傾向があ
るからである。圧電スピーカをコントロールできること
が重要なのはこれらのスピーカが特に安価であるからで
ある。
１６個の離散的な値と信号Ｂ１１の周波数に等しい周波
数を有している。このような信号Ｓはフィルタ１９によ
り除去する必要がある高調波を発生している。しかし、
フィルタ１９のカットオフ周波数は固定されている；そ
れ故、この周波数は発生する周波数の中で一番高い周波
数に等しく選択する必要がある。カットオフ周波数に対
し低い周波数が発生すると、多数の高調波が減衰しない
で不愉快な音を生ずる。このようなゼネレータで圧電ス
ピーカを制御することはできないが、これは圧電スピー
カは高調波と共振しこれらの高調波を強調する傾向があ
るからである。圧電スピーカをコントロールできること
が重要なのはこれらのスピーカが特に安価であるからで
ある。
【０００９】低周波で発生する高調波の数を減少させた
い場合、それぞれの正弦波の周期で与えられる離散的な
値の数を増加させることができることは勿論である。し
かし、これには加算器１０およびＲＯＭ１５の大きさを
増加させることが必要となり、低周波の高調波をかなり
減少させる必要がある場合高価となる。
い場合、それぞれの正弦波の周期で与えられる離散的な
値の数を増加させることができることは勿論である。し
かし、これには加算器１０およびＲＯＭ１５の大きさを
増加させることが必要となり、低周波の高調波をかなり
減少させる必要がある場合高価となる。
【００１０】更に、フィルタ１９は集積化できないが、
これは集積化にかなり物理的に支障となる値の大きいコ
ンデンサが１個または数個必要であるからである。
これは集積化にかなり物理的に支障となる値の大きいコ
ンデンサが１個または数個必要であるからである。
【００１１】
【課題を解決するための手段】この発明の目的は高調波
の数が少なく周波数に独立した信号を発生するプログラ
ムが可能な正弦波信号シンセサイザを開示することであ
る。
の数が少なく周波数に独立した信号を発生するプログラ
ムが可能な正弦波信号シンセサイザを開示することであ
る。
【００１２】この発明の他の目的は従来のゼネレータよ
り満足度の高い表面積（ｓｕｒｆａｃｅ）対性能のトレ
ードオフを与えるシンセサイザを開示することである。
り満足度の高い表面積（ｓｕｒｆａｃｅ）対性能のトレ
ードオフを与えるシンセサイザを開示することである。
【００１３】この発明の更に他の目的は完全に集積可能
なシンセサイザを製造できることである。
なシンセサイザを製造できることである。
【００１４】この発明の更に他の目的は不愉快な音を発
生することなく安価なスピーカを使用できるシンセサイ
ザを製造できることである。
生することなく安価なスピーカを使用できるシンセサイ
ザを製造できることである。
【００１５】これらの目的は、プログラムが可能な周波
数を有する方形波信号を発生するゼネレータを含んだプ
ログラムが可能な正弦波信号ゼネレータにより実現さ
れ、次のものを有している：方形波信号の周期を計数す
る手段；計数手段の継続的な状態から継続的な離散的正
弦波の値を与える復号回路；継続的な離散的正弦波の値
を受け１つの正弦波を出力するローパスフィルタ。この
発明によれば、ローパスフィルタはスイッチドコンデン
サフィルタで、そのスイッチングモードは方形波信号の
周波数に比例した周波数を有する信号により制御されて
いる。この発明によれば、フィルタのコンデンサの値を
適当に選択することによりフィルタのカットオフ周波数
を正弦波の周波数と連続的にほぼ同一にできる。
数を有する方形波信号を発生するゼネレータを含んだプ
ログラムが可能な正弦波信号ゼネレータにより実現さ
れ、次のものを有している：方形波信号の周期を計数す
る手段；計数手段の継続的な状態から継続的な離散的正
弦波の値を与える復号回路；継続的な離散的正弦波の値
を受け１つの正弦波を出力するローパスフィルタ。この
発明によれば、ローパスフィルタはスイッチドコンデン
サフィルタで、そのスイッチングモードは方形波信号の
周波数に比例した周波数を有する信号により制御されて
いる。この発明によれば、フィルタのコンデンサの値を
適当に選択することによりフィルタのカットオフ周波数
を正弦波の周波数と連続的にほぼ同一にできる。
【００１６】この発明の実施態様によれば、フィルタは
一定の入力電圧を受ける。復号回路にはフィルタの利得
を定めるプログラムが可能な値を有するスイッチドコン
デンサを有している。プログラムが可能なコンデンサは
多数のコンデンサから構成されているが、これらのそれ
ぞれは計数手段の状態を復号する復号器により制御され
たスイッチによりオンまたはオフされている。
一定の入力電圧を受ける。復号回路にはフィルタの利得
を定めるプログラムが可能な値を有するスイッチドコン
デンサを有している。プログラムが可能なコンデンサは
多数のコンデンサから構成されているが、これらのそれ
ぞれは計数手段の状態を復号する復号器により制御され
たスイッチによりオンまたはオフされている。
【００１７】この発明の実施態様によれば、計数手段に
は入力に方形波信号と、フィルタの利得の極性の反転ま
たは非反転状態を制御する最上位ビットと、復号器に加
えられる剰余ビットとを受けるマルチビットカウンタと
がある。
は入力に方形波信号と、フィルタの利得の極性の反転ま
たは非反転状態を制御する最上位ビットと、復号器に加
えられる剰余ビットとを受けるマルチビットカウンタと
がある。
【００１８】この発明の実施態様によれば、プログラム
が可能なスイッチドコンデンサはスイッチセルの中に入
れられている。プログラムが可能なスイッチドセルの端
の１つは、最上位ビットにより制御されているスイッチ
を通りセルが非反転モードにあるスイッチ、またはセル
が反転モードにあるスイッチに接続されている。
が可能なスイッチドコンデンサはスイッチセルの中に入
れられている。プログラムが可能なスイッチドセルの端
の１つは、最上位ビットにより制御されているスイッチ
を通りセルが非反転モードにあるスイッチ、またはセル
が反転モードにあるスイッチに接続されている。
【００１９】この発明の実施態様によれば、シンセサイ
ザはプログラムが可能な周波数とほぼ等しい周波数を有
する多数の重畳正弦波を発生する。シンセサイザにはス
イッチドコンデンサフィルタがあるが、このフィルタに
より重畳正弦波が生じプログラムが可能な周波数の中で
一番高い周波数に比例した周波数で制御されている。ゼ
ネレータには正弦波のそれぞれに対し方形波信号を発生
させるゼネレータと、計数手段と、復号手段と、復号手
段を通してプログラムされるスイッチドコンデンサとが
ある。
ザはプログラムが可能な周波数とほぼ等しい周波数を有
する多数の重畳正弦波を発生する。シンセサイザにはス
イッチドコンデンサフィルタがあるが、このフィルタに
より重畳正弦波が生じプログラムが可能な周波数の中で
一番高い周波数に比例した周波数で制御されている。ゼ
ネレータには正弦波のそれぞれに対し方形波信号を発生
させるゼネレータと、計数手段と、復号手段と、復号手
段を通してプログラムされるスイッチドコンデンサとが
ある。
【００２０】
【実施例】図２にはプログラムが可能な周波数で方形波
信号を発生するゼネレータ１３と、ＲＯＭ１５に接続さ
れた復号器１４と、ＤＡＣ１７とを示している。
信号を発生するゼネレータ１３と、ＲＯＭ１５に接続さ
れた復号器１４と、ＤＡＣ１７とを示している。
【００２１】この発明によれば、ＤＡＣ１７の出力信号
Ｓは発生する正弦波信号の周波数に比例した制御周波数
すなわちサンプリング周波数を有したスイッチドコンデ
ンサフィルタ２０により炉波されている。このようにス
イッチドコンデンサフィルタ２０のカットオフ周波数Ｆ
0 は正弦波信号の周波数に比例している。フィルタ２０
の構成要素はカットオフ周波数Ｆ0 が正弦波信号の周波
数より若干高くなるように選択されている。
Ｓは発生する正弦波信号の周波数に比例した制御周波数
すなわちサンプリング周波数を有したスイッチドコンデ
ンサフィルタ２０により炉波されている。このようにス
イッチドコンデンサフィルタ２０のカットオフ周波数Ｆ
0 は正弦波信号の周波数に比例している。フィルタ２０
の構成要素はカットオフ周波数Ｆ0 が正弦波信号の周波
数より若干高くなるように選択されている。
【００２２】プログラムが可能なゼネレータ１３により
発生する信号はフィルタ２０の制御信号として使用され
ている。フィルタ２０が正しく動作するように、制御信
号の周波数はフィルタを通る信号Ｓに対し高くする必要
があるが、この信号Ｓの周波数はカットオフ周波数Ｆ0
にほぼ等しい。このようにするため、一番高い周波数を
有する信号Ｂ８はゼネレータ１３により出力される信号
Ｂ８−Ｂ１１の中から制御信号として選択される。更
に、プログラムが可能なゼネレータ１３の出力を直接復
号器１４に加える代わり、一番低い周波数を有する出力
信号Ｂ１１がカウンタ２２に加えられている。カウンタ
２２によりフィルタ２０の制御周波数より十分低い周波
数の値が復号器１４に加えられている。提示した例で
は、４ビット（Ｂ１２−Ｂ１５）カウンタ２２により制
御信号Ｂ８の周波数と発生する信号の周波数である信号
Ｂ１５との間に十分な比（１２８）が得られている。
発生する信号はフィルタ２０の制御信号として使用され
ている。フィルタ２０が正しく動作するように、制御信
号の周波数はフィルタを通る信号Ｓに対し高くする必要
があるが、この信号Ｓの周波数はカットオフ周波数Ｆ0
にほぼ等しい。このようにするため、一番高い周波数を
有する信号Ｂ８はゼネレータ１３により出力される信号
Ｂ８−Ｂ１１の中から制御信号として選択される。更
に、プログラムが可能なゼネレータ１３の出力を直接復
号器１４に加える代わり、一番低い周波数を有する出力
信号Ｂ１１がカウンタ２２に加えられている。カウンタ
２２によりフィルタ２０の制御周波数より十分低い周波
数の値が復号器１４に加えられている。提示した例で
は、４ビット（Ｂ１２−Ｂ１５）カウンタ２２により制
御信号Ｂ８の周波数と発生する信号の周波数である信号
Ｂ１５との間に十分な比（１２８）が得られている。
【００２３】信号Ｂ１２−Ｂ１５はそれぞれ図１Ａの回
路の信号Ｂ８−Ｂ１１と同じ役割を果たしている。記載
の例では、フィルタに加える前に図１Ｂに示す波形と信
号Ｂ１５の周波数を有する信号Ｓが得られている。
路の信号Ｂ８−Ｂ１１と同じ役割を果たしている。記載
の例では、フィルタに加える前に図１Ｂに示す波形と信
号Ｂ１５の周波数を有する信号Ｓが得られている。
【００２４】フィルタ２０のカットオフ周波数はフィル
タを通る信号Ｓの周波数にほぼ等しいので、信号Ｓの高
調波はかなり減衰する。この減衰はフィルタ２０の次数
が高くなるにつれて重要となる。２次のフィルタと正弦
波周期内に１６個の値を選択することにより、十分な結
果が得られている。
タを通る信号Ｓの周波数にほぼ等しいので、信号Ｓの高
調波はかなり減衰する。この減衰はフィルタ２０の次数
が高くなるにつれて重要となる。２次のフィルタと正弦
波周期内に１６個の値を選択することにより、十分な結
果が得られている。
【００２５】このように発生した正弦波信号はスピーカ
が高調波との共振を生ずる危険性のない、それ故不愉快
な音を発生する危険性のない安価な（例えば圧電タイプ
の）スピーカに直接加えることができる。
が高調波との共振を生ずる危険性のない、それ故不愉快
な音を発生する危険性のない安価な（例えば圧電タイプ
の）スピーカに直接加えることができる。
【００２６】更にこの発明によるスイッチドコンデンサ
フィルタの使用によりプログラムが可能なこの発明によ
るゼネレータを完全に集積化することができるが、これ
はフィルタのコンデンサの値を非常に小さく選択できる
からである（スイッチドコンデンサフィルタではコンデ
ンサの比のみが考慮される）。
フィルタの使用によりプログラムが可能なこの発明によ
るゼネレータを完全に集積化することができるが、これ
はフィルタのコンデンサの値を非常に小さく選択できる
からである（スイッチドコンデンサフィルタではコンデ
ンサの比のみが考慮される）。
【００２７】図３にはプログラムが可能なこの発明によ
る正弦波ゼネレータの他の実施態様の略図を示している
が、スイッチドコンデンサフィルタ２０を特に詳細に示
している。このような実施態様によりＲＯＭ１５とＤＡ
Ｃ１７を都合良く除去できるが、これによりこの発明に
よるゼネレータを特に安価にできる。
る正弦波ゼネレータの他の実施態様の略図を示している
が、スイッチドコンデンサフィルタ２０を特に詳細に示
している。このような実施態様によりＲＯＭ１５とＤＡ
Ｃ１７を都合良く除去できるが、これによりこの発明に
よるゼネレータを特に安価にできる。
【００２８】スイッチドコンデンサフィルタは２次のフ
ィルタであるが、このフィルタには２つの演算増幅器３
０と３１を有するフィルタ部分があり、更にこの発明の
一形態によれば利得コンデンサと呼ばれるコンデンサ群
ＣＳ０−ＣＳ３を有する利得調整部分３２があり、それ
ぞれスイッチｋ０−ｋ３によりスイッチオンオフされて
いる。フィルタの入力は一定の基準電圧Ｖｒｅｆを受け
ている。発生される正弦波の離散的な値は復号器１４に
より得られるが、この復号器はスイッチｋ０−ｋ３を通
してフィルタの対応する利得を選択している。これらの
形態をより詳細に以下に記載する。
ィルタであるが、このフィルタには２つの演算増幅器３
０と３１を有するフィルタ部分があり、更にこの発明の
一形態によれば利得コンデンサと呼ばれるコンデンサ群
ＣＳ０−ＣＳ３を有する利得調整部分３２があり、それ
ぞれスイッチｋ０−ｋ３によりスイッチオンオフされて
いる。フィルタの入力は一定の基準電圧Ｖｒｅｆを受け
ている。発生される正弦波の離散的な値は復号器１４に
より得られるが、この復号器はスイッチｋ０−ｋ３を通
してフィルタの対応する利得を選択している。これらの
形態をより詳細に以下に記載する。
【００２９】演算増幅器３０と３１はインバータとして
接続されている。集積コンデンサＣＴ１により増幅器３
０の出力はその入力に、更に集積コンデンサＣＴ２によ
り増幅器３１の出力はその入力に接続されている。増幅
器３１の出力から発生した正弦波信号が出力する。増幅
器３０の出力は反転スイッチドコンデンサセル（−Ｚ）
３３を通し増幅器３１の入力に接続されている。増幅器
３１の出力は非反転スイッチドコンデンサセル（Ｚ）を
通して増幅器３０の入力に接続されている。非反転スイ
ッチドコンデンサセル３５は集積コンデンサＣＴ１と並
列に接続されている。
接続されている。集積コンデンサＣＴ１により増幅器３
０の出力はその入力に、更に集積コンデンサＣＴ２によ
り増幅器３１の出力はその入力に接続されている。増幅
器３１の出力から発生した正弦波信号が出力する。増幅
器３０の出力は反転スイッチドコンデンサセル（−Ｚ）
３３を通し増幅器３１の入力に接続されている。増幅器
３１の出力は非反転スイッチドコンデンサセル（Ｚ）を
通して増幅器３０の入力に接続されている。非反転スイ
ッチドコンデンサセル３５は集積コンデンサＣＴ１と並
列に接続されている。
【００３０】セル３３−３５の各々はそれぞれ２つのク
ロック信号φ１とφ２により制御されている。クロック
信号φ１とφ２はプログラムが可能なゼネレータ１３に
より与えられる信号Ｂ８からクロックゼネレータ３７に
より生ずる。従来の技術で周知のように、信号φ１とφ
２は周波数が信号Ｂ８の周波数に等しく、これらのスイ
ッチが同時にオンしないようにオーバラップしないレベ
ルを有し反対位相でスイッチが働く。以下、信号φ１と
φ２により制御されているスイッチをそれぞれスイッチ
φ１およびφ２と呼ぶ。
ロック信号φ１とφ２により制御されている。クロック
信号φ１とφ２はプログラムが可能なゼネレータ１３に
より与えられる信号Ｂ８からクロックゼネレータ３７に
より生ずる。従来の技術で周知のように、信号φ１とφ
２は周波数が信号Ｂ８の周波数に等しく、これらのスイ
ッチが同時にオンしないようにオーバラップしないレベ
ルを有し反対位相でスイッチが働く。以下、信号φ１と
φ２により制御されているスイッチをそれぞれスイッチ
φ１およびφ２と呼ぶ。
【００３１】フィルタの利得調整部分３２には利得コン
デンサＣＳ０−ＣＳ３があり、それぞれスイッチｋ０−
ｋ３を通し入力ノードＰと出力ノードＱの間に直列に設
置されている。スイッチｋ０−ｋ３は以下に記載するよ
うに復号器１４により制御されている。ノードＱはスイ
ッチφ２を通り増幅器３０の入力に、更にスイッチφ１
を通り例えばゼロ電圧である基準電圧に接続されてい
る。ノードＰはスイッチｋＳの位置により左右される２
つのブランチのいずれかを通り基準電圧Ｖｒｅｆに接続
されている。一番目のブランチ（図示した位置のスイッ
チｋＳに対応したブランチ）によりノードＰはスイッチ
φ２を通り基準電圧Ｖｒｅｆに、更にスイッチφ１を通
りゼロ電圧に接続されている。二番目のブランチにより
ノードＰはスイッチφ１を通り基準電圧Ｖｒｅｆに、更
にスイッチφ２を通りゼロ電圧に接続されている。
デンサＣＳ０−ＣＳ３があり、それぞれスイッチｋ０−
ｋ３を通し入力ノードＰと出力ノードＱの間に直列に設
置されている。スイッチｋ０−ｋ３は以下に記載するよ
うに復号器１４により制御されている。ノードＱはスイ
ッチφ２を通り増幅器３０の入力に、更にスイッチφ１
を通り例えばゼロ電圧である基準電圧に接続されてい
る。ノードＰはスイッチｋＳの位置により左右される２
つのブランチのいずれかを通り基準電圧Ｖｒｅｆに接続
されている。一番目のブランチ（図示した位置のスイッ
チｋＳに対応したブランチ）によりノードＰはスイッチ
φ２を通り基準電圧Ｖｒｅｆに、更にスイッチφ１を通
りゼロ電圧に接続されている。二番目のブランチにより
ノードＰはスイッチφ１を通り基準電圧Ｖｒｅｆに、更
にスイッチφ２を通りゼロ電圧に接続されている。
【００３２】一番目のブランチが選択されると、非反転
スイッチドコンデンサセルが基準電圧Ｖｒｅｆと増幅器
３０の入力の間に加えられるが、このスイッチドコンデ
ンサはスイッチｋ０−ｋ３により選択された１つまたは
数個の利得コンデンサである。二番目のブランチが選択
されると、このセルは反転セルとなる。このように、ス
イッチｋＳの位置によりフィルタの出力信号の極性が定
まる。スイッチｋＳは信号Ｂ１５により制御されてい
る。
スイッチドコンデンサセルが基準電圧Ｖｒｅｆと増幅器
３０の入力の間に加えられるが、このスイッチドコンデ
ンサはスイッチｋ０−ｋ３により選択された１つまたは
数個の利得コンデンサである。二番目のブランチが選択
されると、このセルは反転セルとなる。このように、ス
イッチｋＳの位置によりフィルタの出力信号の極性が定
まる。スイッチｋＳは信号Ｂ１５により制御されてい
る。
【００３３】フィルタの利得はセル３４のコンデンサの
値と選択された利得コンデンサの値の比に等しい。この
ように離散的な正弦波のそれぞれの値は、利得コンデン
サの値が製造中に正しく作られたと仮定すると、１個ま
たは数個の利得コンデンサを選択することにより発生す
る。利得コンデンサの選択はコンデンサに種々の値を当
てはめる２つの方法により行なわれる。一番目の方法で
は、１つのコンデンサのみが一度に選択される；二番目
の方法では、一番目のコンデンサが最初に選択され、他
のコンデンサは一番目のコンデンサと平行に置かれる。
値と選択された利得コンデンサの値の比に等しい。この
ように離散的な正弦波のそれぞれの値は、利得コンデン
サの値が製造中に正しく作られたと仮定すると、１個ま
たは数個の利得コンデンサを選択することにより発生す
る。利得コンデンサの選択はコンデンサに種々の値を当
てはめる２つの方法により行なわれる。一番目の方法で
は、１つのコンデンサのみが一度に選択される；二番目
の方法では、一番目のコンデンサが最初に選択され、他
のコンデンサは一番目のコンデンサと平行に置かれる。
【００３４】図３には４つの利得コンデンサＣＳ０−Ｃ
Ｓ３を示してあるが、これらのコンデンサは正弦波の半
周期の間には４つの離散的な値を取り、それ故正弦波の
周期の間には１６個の離散的な値を取る。復号器１４
は、これらのそれぞれのサイクルの後信号Ｂ１５により
スイッチが行なわれるスイッチｋＳにより、利得コンデ
ンサをＣＳ０からＣＳ３の順に、その後ＣＳ３からＣＳ
０の順に連続的に選択するため例えば３つの信号Ｂ１２
−Ｂ１４を用いて接続される。
Ｓ３を示してあるが、これらのコンデンサは正弦波の半
周期の間には４つの離散的な値を取り、それ故正弦波の
周期の間には１６個の離散的な値を取る。復号器１４
は、これらのそれぞれのサイクルの後信号Ｂ１５により
スイッチが行なわれるスイッチｋＳにより、利得コンデ
ンサをＣＳ０からＣＳ３の順に、その後ＣＳ３からＣＳ
０の順に連続的に選択するため例えば３つの信号Ｂ１２
−Ｂ１４を用いて接続される。
【００３５】図４Ａと図４Ｂはそれぞれ非反転スイッチ
ドコンデンサセルＺと反転スイッチドコンデンサセル−
Ｚを示している。
ドコンデンサセルＺと反転スイッチドコンデンサセル−
Ｚを示している。
【００３６】図４ＡではコンデンサＣＳの両方の端子は
スイッチφ１を通して接地されており、スイッチφ２を
通してセルの出力または入力に接続されている。
スイッチφ１を通して接地されており、スイッチφ２を
通してセルの出力または入力に接続されている。
【００３７】図４ＢではコンデンサＣＳの端子の一方に
接続されたスイッチの位置は図４Ａの場合と比較して反
転している。
接続されたスイッチの位置は図４Ａの場合と比較して反
転している。
【００３８】図３の全ての素子は集積化できそのシリコ
ンの表面積はＲＯＭおよびＤＡＣを使用したゼネレータ
に必要な表面積に比べて小さい。
ンの表面積はＲＯＭおよびＤＡＣを使用したゼネレータ
に必要な表面積に比べて小さい。
【００３９】この発明は更に差動正弦波信号の発生にも
関している。このようにするため、差動出力を有する演
算増幅器３０、３１が使用されている；図３に記載した
素子はそれぞれの差動通路に対し二重になっている。
関している。このようにするため、差動出力を有する演
算増幅器３０、３１が使用されている；図３に記載した
素子はそれぞれの差動通路に対し二重になっている。
【００４０】図５にはプログラムが可能な個々の周波数
を有する幾つかの重畳した正弦波を発生するゼネレータ
の実施例を示している。このゼネレータには図３のスイ
ッチｋＳと利得調整部分３２の代わりに並列に配置され
た多数の利得調整部分３２が含まれている。それぞれの
利得調整部分３２には復号器１４と、ビットＢi １２−
Ｂi １４を復号器に、ビットＢi １５をスイッチｋＳに
加えるカウンタ（図示していない）が接続されている
（ｉ＝１，２・・・ｎ）。それぞれのカウンタにはプロ
グラムが可能なゼネレータ１３（図示していない）が接
続されているのは勿論であるが、このゼネレータにより
ビットＢi ８−Ｂi １１にプログラムワードＡi （７：
０）により定まるスイッチング周波数が加えられる。
を有する幾つかの重畳した正弦波を発生するゼネレータ
の実施例を示している。このゼネレータには図３のスイ
ッチｋＳと利得調整部分３２の代わりに並列に配置され
た多数の利得調整部分３２が含まれている。それぞれの
利得調整部分３２には復号器１４と、ビットＢi １２−
Ｂi １４を復号器に、ビットＢi １５をスイッチｋＳに
加えるカウンタ（図示していない）が接続されている
（ｉ＝１，２・・・ｎ）。それぞれのカウンタにはプロ
グラムが可能なゼネレータ１３（図示していない）が接
続されているのは勿論であるが、このゼネレータにより
ビットＢi ８−Ｂi １１にプログラムワードＡi （７：
０）により定まるスイッチング周波数が加えられる。
【００４１】このような構成により、１つのフィルタ部
分はデジタル化された幾つかの重畳正弦波に対応した一
連のステップを受ける。
分はデジタル化された幾つかの重畳正弦波に対応した一
連のステップを受ける。
【００４２】図５に示すように、クロックスイッチφ
１、φ２の役目をするクロック回路３７は信号Ｂ1 ８，
Ｂ2 ８・・・Ｂn ８の中の一番高い周波数信号により制
御されている。
１、φ２の役目をするクロック回路３７は信号Ｂ1 ８，
Ｂ2 ８・・・Ｂn ８の中の一番高い周波数信号により制
御されている。
【００４３】回路３８はそれぞれのプログラムワードＡ
i （７：０）とそれぞれの信号Ｂi８とを受ける。回路
３８によりワードＡi （７：０）の中の最上位ワードが
定められ対応する信号Ｂi ８が出力に現われる。
i （７：０）とそれぞれの信号Ｂi８とを受ける。回路
３８によりワードＡi （７：０）の中の最上位ワードが
定められ対応する信号Ｂi ８が出力に現われる。
【００４４】このようなシステムにより、スイッチドコ
ンデンサフィルタのカットオフ周波数は発生した正弦波
周波数の中で一番高い周波数にセットされる。これによ
り、より低い正弦波周波数には高い周波数を有する正弦
波より大きな歪みを有している。しかし、周波数比がほ
ぼ１．５を越えなければ歪みは許容レベル内にある。
ンデンサフィルタのカットオフ周波数は発生した正弦波
周波数の中で一番高い周波数にセットされる。これによ
り、より低い正弦波周波数には高い周波数を有する正弦
波より大きな歪みを有している。しかし、周波数比がほ
ぼ１．５を越えなければ歪みは許容レベル内にある。
【００４５】このような回路はほぼ同じ周波数を有する
２つの正弦波を重畳することにより形成されるデュアル
トーン変調周波数（ＤＴＭＦ）信号を発生させる電話装
置に使用することが特に適している。
２つの正弦波を重畳することにより形成されるデュアル
トーン変調周波数（ＤＴＭＦ）信号を発生させる電話装
置に使用することが特に適している。
【００４６】スイッチドコンデンサフィルタの製造、と
りわけフィルタのカットオフ周波数を定めるコンデンサ
の値の選択に関するより適切な詳細は、シビデス−アン
トネッチス（Ｔｓｉｖｉｄｉｓ−Ａｎｔｏｇｎｅｔｔｉ
ｓ）著“電気通信のためのＭＯＳ ＶＬＳＩ回路の設計
（Ｄｅｓｉｇｎ ｏｆ ＭＯＳ ＶＬＳＩ Ｃｉｒｃｕ
ｉｔ ｆｏｒ Ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ
ｓ）”（Ｐｒｅｎｔｉｃｅ−Ｈａｌｌ出版、イギリス）
から知ることができる。
りわけフィルタのカットオフ周波数を定めるコンデンサ
の値の選択に関するより適切な詳細は、シビデス−アン
トネッチス（Ｔｓｉｖｉｄｉｓ−Ａｎｔｏｇｎｅｔｔｉ
ｓ）著“電気通信のためのＭＯＳ ＶＬＳＩ回路の設計
（Ｄｅｓｉｇｎ ｏｆ ＭＯＳ ＶＬＳＩ Ｃｉｒｃｕ
ｉｔ ｆｏｒ Ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ
ｓ）”（Ｐｒｅｎｔｉｃｅ−Ｈａｌｌ出版、イギリス）
から知ることができる。
【００４７】当業者には明らかであるが、前述の開示さ
れた良好な実施例に対し、特に制御モードの他にスイッ
チドコンデンサフィルタの選択、および利得調整コンデ
ンサの数に関し種々の変形が可能である。利得調整コン
デンサはいろいろ配置することができる；例えば並列に
配置されたスイッチを直列に配置すること。
れた良好な実施例に対し、特に制御モードの他にスイッ
チドコンデンサフィルタの選択、および利得調整コンデ
ンサの数に関し種々の変形が可能である。利得調整コン
デンサはいろいろ配置することができる；例えば並列に
配置されたスイッチを直列に配置すること。
【００４８】この発明の特別な実施例について記載した
が、当業者には種々の変更、修正、改善が可能である。
このような変更、修正、改善はこの発明の開示の一部分
であり、この発明の範囲である。従って前述の記載は１
例であるが、これには制限されない。
が、当業者には種々の変更、修正、改善が可能である。
このような変更、修正、改善はこの発明の開示の一部分
であり、この発明の範囲である。従って前述の記載は１
例であるが、これには制限されない。
【図１Ａ】プログラムが可能な従来の正弦波ゼネレータ
【図１Ｂ】フィルタを通る前に図１Ａのゼネレータによ
り発生する正弦波信号の典型的な波形
り発生する正弦波信号の典型的な波形
【図２】プログラムが可能なこの発明による正弦波ゼネ
レータの実施例の略図
レータの実施例の略図
【図３】プログラムが可能なこの発明による正弦波ゼネ
レータの他の実施例の詳細図
レータの他の実施例の詳細図
【図４Ａ】図３の素子の詳細図
【図４Ｂ】図３の素子の詳細図
【図５】プログラムが可能で異なる周波数を有する多数
の重畳正弦波を発生するこの発明によるゼネレータの実
施例
の重畳正弦波を発生するこの発明によるゼネレータの実
施例
【符号の説明】 １０ 加算器 １２ Ｄ型フリップフロップ １３ ゼネレータ １４ 復号器 １５ リードオンリーメモリ １７ デジタル−アナログコンバータ ２０ スイッチドコンデンサフィルタ ２２ カウンタ ３０、３１ 演算増幅器 ３２ 利得調整部分 ３３ 反転スイッチドコンデンサセル ３４、３５ 非反転スイッチドコンデンサセル ３７ クロック回路 ３８ 回路
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 イブ マゾイエ フランス国， 38100 グルノーブル， シュマン デュ シャピトル 31番地
Claims (5)
- 【請求項１】 次のものから構成されるプログラムが可
能な周波数正弦波信号ゼネレータ： （１）プログラムが可能な周波数を有する方形波信号を
発生する少なくとも１つのゼネレータ（１３）； （２）前記の方形波信号の周期を計数する少なくとも１
つの手段（１２、２２）； （３）前記の少なくとも１つの計数手段の継続的な状態
から継続した離散的な正弦波の値を生ずる少なくとも１
つの復号手段（１４、１５、３２）； （４）継続した離散的な正弦波の値を受け前記の少なく
とも１つの正弦波を生ずるローパスフィルタ（２０）； 前記のローパスフィルタ（２０）はスイッチドコンデン
サフィルタで、そのスイッチングモードは前記の方形波
信号の周波数に比例した周波数を有する信号（Ｂ８）に
より制御されており、フィルタのコンデンサの値を適当
に選択することによりフィルタのカットオフ周波数を前
記の少なくとも１つの正弦波の周波数と連続的にほぼ同
一にできる。 - 【請求項２】 フィルタが一定な入力電圧（Ｖｒｅｆ）
を受け、更にフィルタの利得を決めるプログラム可能な
値を有するスイッチドコンデンサを復号手段が有してい
る、少なくとも１つの正弦波を生じ、前記のプログラム
可能なコンデンサは多数のコンデンサ（ＣＳ０−ＣＳ
３）から構成されており、それぞれのコンデンサは計数
手段の状態を復号する復号器（１４）により制御されて
いるスイッチ（ｋ０−ｋ３）によりオンオフされてい
る、請求項１に記載のゼネレータ。 - 【請求項３】 計数手段が入力で前記の方形波信号（Ｂ
１１）と、フィルタの利得の極性の反転または非反転状
態を制御する最上位ビット（Ｂ１５）と、前記の復号器
に与えられる剰余ビットを受けるマルチビットカウンタ
（２２）とを有している、少なくとも１つの正弦波を発
生する請求項２に記載のゼネレータ。 - 【請求項４】 プログラムが可能なスイッチドコンデン
サがスイッチセル内にあり、このセル内でプログラム可
能なスイッチドセルの１つの端子が最上位ビット（Ｂ１
５）により制御されたスイッチ（ｋＳ）を通しセルを非
反転モードに変えるスイッチに、またはセルを反転モー
ドに変えるスイッチに接続される、少なくとも１つの正
弦波を発生する請求項３に記載のゼネレータ。 - 【請求項５】 次のものを含み、プログラムが可能なほ
ぼ等しい周波数を有する多数の重畳正弦波を発生する請
求項４に記載のゼネレータ： （１）重畳された正弦波信号を出力し、前記のプログラ
ムが可能な周波数の最高値に比例した周波数で制御され
るスイッチドコンデンサフィルタ； （２）正弦波のそれぞれに対し方形波信号を発生するゼ
ネレータ； （３）計数手段； （４）復号手段； （５）復号手段を通しプログラムが可能なスイッチドコ
ンデンサ。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FR9303329 | 1993-03-17 | ||
| FR9303329A FR2702896B1 (fr) | 1993-03-17 | 1993-03-17 | Generateur multifrequence programmable. |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0730330A true JPH0730330A (ja) | 1995-01-31 |
Family
ID=9445255
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6068185A Pending JPH0730330A (ja) | 1993-03-17 | 1994-03-14 | プログラムが可能なゼネレータ |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5461583A (ja) |
| EP (1) | EP0616419B1 (ja) |
| JP (1) | JPH0730330A (ja) |
| DE (1) | DE69408353T2 (ja) |
| FR (1) | FR2702896B1 (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH08162850A (ja) * | 1994-12-09 | 1996-06-21 | Nec Corp | 周波数合成回路 |
| US6539411B1 (en) | 1998-10-29 | 2003-03-25 | Lucent Technologies Inc. | Direct digital synthesizer |
| US8956793B2 (en) | 2012-03-07 | 2015-02-17 | Fuji Xerox Co., Ltd. | Electrophotographic photoreceptor, process cartridge, and image forming apparatus |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5650950A (en) * | 1995-05-31 | 1997-07-22 | Texas Instruments Incorporated | Apparatus and method for accurately establishing a cut-off frequency in an electronic filter |
| FR2864375B1 (fr) * | 2003-12-23 | 2006-03-03 | Valeo Electronique Sys Liaison | Multiplieur d'un signal electrique par un signal d'oscillateur local et procede mis en oeuvre par le multiplieur |
| WO2010016019A2 (en) * | 2008-08-07 | 2010-02-11 | Nxp B.V. | Signal generation method and apparatus and test method and system using the same |
| TWI733602B (zh) * | 2020-10-13 | 2021-07-11 | 瑞昱半導體股份有限公司 | 訊號處理器以及訊號處理方法 |
Family Cites Families (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3568069A (en) * | 1968-12-16 | 1971-03-02 | Sanders Associates Inc | Digitally controlled frequency synthesizer |
| US4267761A (en) * | 1977-10-06 | 1981-05-19 | Kawai Musical Instrument Mfg. Co. Ltd. | Musical tone generator utilizing digital sliding formant filter |
| US4422155A (en) * | 1981-04-01 | 1983-12-20 | American Microsystems, Inc. | Multiplier/adder circuit |
| US4631694A (en) * | 1984-04-27 | 1986-12-23 | National Semiconductor Corporation | Sine wave synthesizer |
| US4630217A (en) * | 1984-07-26 | 1986-12-16 | Hewlett-Packard Company | Signal synthesizer system |
| US4713622A (en) * | 1986-10-09 | 1987-12-15 | Motorola Inc. | Multiple state tone generator |
| US5121069A (en) * | 1988-12-16 | 1992-06-09 | Siemens Transmission Systems, Inc. | Low frequency sinewave generator |
| US5095279A (en) * | 1990-04-26 | 1992-03-10 | Macrovision Corporation | Variable frequency sine wave carrier signal generator |
-
1993
- 1993-03-17 FR FR9303329A patent/FR2702896B1/fr not_active Expired - Fee Related
-
1994
- 1994-03-14 JP JP6068185A patent/JPH0730330A/ja active Pending
- 1994-03-14 US US08/212,222 patent/US5461583A/en not_active Expired - Lifetime
- 1994-03-16 DE DE69408353T patent/DE69408353T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1994-03-16 EP EP94410016A patent/EP0616419B1/fr not_active Expired - Lifetime
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH08162850A (ja) * | 1994-12-09 | 1996-06-21 | Nec Corp | 周波数合成回路 |
| US6539411B1 (en) | 1998-10-29 | 2003-03-25 | Lucent Technologies Inc. | Direct digital synthesizer |
| US8956793B2 (en) | 2012-03-07 | 2015-02-17 | Fuji Xerox Co., Ltd. | Electrophotographic photoreceptor, process cartridge, and image forming apparatus |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE69408353D1 (de) | 1998-03-12 |
| US5461583A (en) | 1995-10-24 |
| DE69408353T2 (de) | 1998-06-25 |
| FR2702896A1 (fr) | 1994-09-23 |
| FR2702896B1 (fr) | 1995-06-09 |
| EP0616419A1 (fr) | 1994-09-21 |
| EP0616419B1 (fr) | 1998-02-04 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20020827 |