JPH07294333A

JPH07294333A - エネルギ線入射位置測定装置

Info

Publication number: JPH07294333A
Application number: JP6091568A
Authority: JP
Inventors: Seiichiro Mizuno; 誠一郎水野
Original assignee: Hamamatsu Photonics KK
Current assignee: Hamamatsu Photonics KK
Priority date: 1994-04-28
Filing date: 1994-04-28
Publication date: 1995-11-10

Abstract

(57)【要約】【目的】素子間バラツキに起因する測定精度の低下や
温度依存性を改善すると共に簡素な構成で高速なエネル
ギ線入射位置測定装置を提供する。【構成】受光素子２００の出力端子２０１、２０２か
ら出力される電流信号を時間積分した電荷量として処理
して、温度依存性が本質的に無いアナログ処理結果を得
た後、これらのアナログ処理結果をデジタル化後に、予
め演算結果を格納した記憶素子を用いて位置演算を実行
し、高精度且つ高速のエネルギ線の入射位置の測定を行
う。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、エネルギ線の入射位置
を検出するエネルギ線入射位置測定装置に関するもので
ある。

【０００２】

【従来の技術】エネルギ線の一つである光を使用し、投
射した光を半導体位置検出素子（以下、ＰＳＤと呼ぶ）
で検出する位置測定装置を採用した測距装置が、カメラ
のオートフォーカスシステムなどに適用され、普及して
いる。図６は、こうした測距装置の概要構成図である。

【０００３】この装置のＰＳＤは、図６に示すように、
Ｐ層とＩ層及びＮ層から成る３層構造のシリコン半導体
から成る感光部９１０と、感光部９１０に発生した光電
変換信号から雑音等の不要成分を除去して必要な信号成
分のみを抽出する信号抽出回路９２０と、抽出された信
号に基づいて被写体までの距離を演算する測距演算回路
９３０を備えている。

【０００４】ここで、感光部９１０のＰ層の両端には一
対の出力電極９１１，９１２が形成され、Ｎ層には出力
電極９１１，９１２から等距離の部分に所定バイアス電
圧Ｖ_Bが印加され、Ｐ層の表面が光入射面となってい
る。そして、Ｐ層に光が入射すると光電変換効果によっ
て光電流が発生し、光の入射位置から出力電極９１１ま
での距離Ｌ１と出力電極９１２までの距離Ｌ２との比に
応じて分割された光電流Ｉ１，Ｉ２が各出力電極９１
１，９１２を介して信号抽出回路９２０に入力される。

【０００５】更に、測距装置本体の一端には、被写体９
９０に対してスポット光を放射する発光ダイオードＬＥ
Ｄが感光部９１０から所定の距離だけ放して設けられて
おり、被写体Ｇで反射されたスポット光（以下、反射ス
ポット光という）を感光部９１０のＰ層が受光すること
で、三角測距の原理が適用される構成となっている。即
ち、発光ダイオードＬＥＤから被写体９９０までの距離
とＰ層に入射する反射スポット光の位置（即ち、Ｌ１と
Ｌ２）とが所定の比例関係にあるので、測距演算回路９
３０が光電流Ｉ１，Ｉ２の電流比について所定の測距演
算を行うことにより、被写体Ｇまでの距離を逆算する。

【０００６】しかし、Ｐ層は反射スポット光の入射面よ
り広い面積を有するので、光電流Ｉ１，Ｉ２は反射スポ
ット光だけでなく背景光及びその他の雑音成分を含んで
しまい、単に測距演算を行ったのでは、これらの背景光
及び雑音成分のために測距精度が低下することになる。
そこで、図７に示すような雑音除去回路が信号抽出回路
９２０に内蔵されていた。尚、この雑音除去回路は、出
力電極９１１，９１２に夫々設けられている。

【０００７】出力電極９１１に接続される雑音除去回路
を代表して説明すると、バイアス電源Ｖ_R1で直流バイア
スされたオペアンプＡ１とＰＭＯＳＦＥＴＱ１からな
るバッファ回路を備え、このバッファ回路は出力電極４
をバイアス電源Ｖ_R1の電圧に直流バイアスすると共に、
光電流Ｉ１を増幅して接点ｘへ出力する。

【０００８】接点ｘは、図示するように、ｎｐｎトラン
ジスタＱ２のコレクタとｎｐｎトランジスタＱ３のベー
ス及びオペアンプＡ２の非反転入力接点に接続され、ｎ
ｐｎトランジスタＱ３のコレクタには、ｐｎｐトランジ
スタＱ４，Ｑ５で構成されるカレントミラー回路が接続
され、更に、ｐｎｐトランジスタＱ５のコレクタにダイ
オードＤ１，Ｄ２が接続され、ダイオードＤ１，Ｄ２の
両端電圧Ｖ_o1が測距演算回路９３０への信号となる。

【０００９】オペアンプＡ２の反転入力接点には参照電
圧Ｖ_R2が印加され、その出力接点はスイッチ素子ＳＷを
介してｎｐｎトランジスタＱ２のベースに接続されると
共に、ｎｐｎトランジスタＱ２のベースとアース間に容
量素子Ｃが接続されている。

【００１０】このような構成において、測距処理は次の
手順で行われる。まず所定時間τの間、発光ダイオード
ＬＥＤがスポット光を放射しない状態に設定されると同
時に、スイッチ素子ＳＷをオンにして背景光を受光す
る。この状態では、接点ｘが背景光の光強度に相当する
電圧Ｖ_xとなり、オペアンプＡ２がその電圧と参照電圧
Ｖ_R2の差を演算処理するので、容量素子Ｃは背景光の光
強度に相当する電圧Ｖ_hに充電される。尚、参照電圧Ｖ
_R2は、感光部９１０自身が発生する雑音成分等を接点ｘ
の電圧Ｖ_xから除くために設定されている。

【００１１】次に、所定時間τ後にスイッチＳＷをオフ
に切換え、発光ダイオードＬＥＤにスポット光を放射さ
せ、再び所定時間τと同じ時間だけ受光処理をする。し
たがって、感光部１は被写体Ｇで反射された反射スポッ
ト光と背景光を入射することとなるので、光電流Ｉ１は
背景光と反射スポット光の和に相当する値となる。ここ
で、容量素子Ｃには背景光に相当する電圧Ｖ_hが保持さ
れていることから、出力電流Ｉ１中の背景光に対応する
分の電流がｎｐｎトランジスタＱ２を介してアースへ流
れ、接点ｘの電圧Ｖ_xは反射スポット光に相当する分の
電圧だけ上昇する。この結果、カレントミラー回路の出
力側のｐｎｐトランジスタＱ５を流れる電流もその電圧
の上昇に応じて増加し、ダイオードＤ１，Ｄ２の両端電
圧Ｖ_o1がスポット光の光強度に相当する電圧となる。

【００１２】このように、背景光のみに相当する電圧Ｖ
_hを容量素子Ｃに予め保持しておき、反射されてきたス
ポット光を受光したときにこの電圧Ｖ_hによって背景光
の分を除去することにより、真の反射スポット光の成分
のみの電圧Ｖ_o1を得るようにしている。尚、出力電極９
１２にも同じ雑音除去回路が接続されているので、出力
電極５から出力される光電流Ｉ２からも背景光成分が除
去され、真の反射スポット光の成分のみの電圧Ｖ_o2が得
られる。そして、電圧Ｖ_o1とＶ_o2は、反射スポット光の
入射位置（即ち、Ｌ１とＬ２）と比例関係にあるので、
測距演算回路９３０がこれらの電圧Ｖ_o1とＶ_o2に基づい
て所定の測距演算を行うことで、被写体９９０までの距
離を求める。

【００１３】以上で、反射スポット光に対応する電圧Ｖ
_o1は、Ｖ_o1＝（ｋＴ／ｑ）ｌｎ（（ｈ_fe1・ΔＩ_L1＋Ｉ_L1）／Ｉ_S） …（１）ここで、ｑ：電子電荷ｋ：ボルツマン定数Ｔ：絶対温度Ｉ_L1：背景光のみを受光する状態でのトランジスタＱ２
のコレクタ電流 ΔＩ_L1：反射スポット光を入射したときにトランジスタ
Ｑ３のベースに流れる電流ｈ_fe1：トランジスタＱ３の電流増幅率Ｉ_S：ダイオードＤ２，Ｄ３の飽和電流となる。更に、出力電極５に接続される雑音除去回路か
ら生じる電圧Ｖ_o2は、上記の電圧Ｖ_o1と同様にして、Ｖ_o2＝（ｋＴ／ｑ）ｌｎ（（ｈ_fe2・ΔＩ_L2＋Ｉ_L2）／Ｉ_S） …（２）となる。

【００１４】したがって、これらの電圧の差Ｖ_od（＝Ｖ
_o1−Ｖ_o2）は、Ｖ_od＝（２ｋＴ／ｑ） ×ｌｎ（（ｈ_fe2・ΔＩ_L2＋Ｉ_L2）／（ｈ_fe1・ΔＩ_L1＋Ｉ_L1）） …（３）となる。通常、ｈ_fei・ΔＩ_Li》Ｉ_Liであり、さらに、
ｈ_fe1〜ｈ_fe2とすると、Ｖ_od〜（２ｋＴ／ｑ）ｌｎ（ΔＩ_L2／ΔＩ_L1） …（４）となり、反射スポット光の入射位置に対応する光電流の
対数比となるので、測距演算回路９３０がこの電圧差Ｖ
_odを逆対数演算することによって、光入射位置を計算
し、被写体９９０までの距離を示す値を求める。

【００１５】

【発明が解決しようとする課題】ところで、このような
従来技術にあっては、上記式（１）〜（４）に示す原理
に基づいてスポット光を精度良く検出しようとするもの
であるが、現実には次に述べるような問題に起因して、
実効が上がらなかった。

【００１６】〔容量素子による保持電圧精度の問題〕図
７に示す容量素子Ｃに背景光やオフセット成分その他の
雑音成分を予め保持するためには、スイッチ素子ＳＷが
オフ状態において完全に遮断状態となる必要があるが、
実際には完全な遮断状態にはならないので、放電現象に
より容量素子Ｃの充電電圧Ｖ_hが降下してしまい背景光
やオフセット成分を正確に反映しなくなる。

【００１７】かかる問題点を解決するために、図８に示
すように、ｎｐｎトランジスタＱ５，Ｑ６及びｐｎｐト
ランジスタＱ７，Ｑ８から成るカレントミラー回路を設
けることによって容量素子Ｃの電荷放電を補償しようと
する雑音除去回路（特開昭５９−１４２４１２号）も提
案されているが、この雑音除去回路にあっても、ｎｐｎ
トランジスタＱ２とＱ５の電流増幅率ｈ_feが均一である
場合には有効であるが、実際にはこれらのトランジスタ
Ｑ２とＱ５の電流増幅率ｈ_feを均一にすることは極めて
困難であることから、十分な実効が得られなかった。ま
た、投光時に背景光の変化がおきた場合、その変動分を
除去する機能が全く無いという更に大きな問題もある。

【００１８】〔素子の不均一性に起因する問題〕雑音除
去回路を構成するトランジスタの電流増幅率等を均一化
することは極めて困難であり、この結果、理想的なカレ
ントミラー回路が実現できない等の理由から精度の良い
雑音除去回路を実現することができなかった。又、素子
のバラツキによりオペアンプＡ２は必ずオフセット電圧
を発生するので、トランジスタＱ２，Ｑ３のベース電位
を等しく保つことができない。従って、トランジスタＱ
４，Ｑ５を流れる電流がカレントミラーの状態からずれ
てしまい、精度低下の原因となっていた。

【００１９】尚、かかる素子間バラツキの問題を解決す
る技術として、特公平４−３４０８７号に開示されたも
のがある。これは、複数個の感光部と夫々の感光部に対
応する複数個の検出回路を備えておき、数回のスポット
光の放射と受光処理を繰り返す毎に、感光部と検出器を
切換え接続することによって、素子間バラツキを平均化
した検出結果を得るようにしたものである。しかし、こ
の技術は、回路規模が大きく且つ制御タイミングが複雑
となる問題がある。

【００２０】〔温度変動の問題〕上記の（４）式に示し
たように、従来の装置では、結果には（ｋＴ／ｑ）とい
う定数が必ず乗算されるため、温度Ｔの影響を大きく受
けることになる。こうした温度の影響を補正するために
は、別途同一チップ内、もしくはチップ外に温度モニタ
ー回路を設置し、この温度情報を基に、ＣＰＵ内などで
結果を補正する必要がある。

【００２１】以上の問題点を解決すべくなされた従来の
装置の例として、積分器の原理を応用した装置（特開平
５−２３２３７５）がある。図９は、この装置の構成図
である。この装置の作用は、定常光除去回路９５２によ
り背景光を除去するところまでは前述の装置と同様であ
るが、さらに２個の積分器９５６、９５７を設ける。タ
イミング回路９５３の発生する指示信号に従って、投光
時の前半には積分器９５６を使用し、投光時の後半には
積分器９５７を使用して別個に積分を実行し、その結果
を保持する。そして、双方の積分結果の和を加算回路９
５８で、差を減算回路９５９で求め、減算結果を１／２
倍回路９６０で演算した後、加算回路９５８の出力と１
／２倍増幅器９６０の出力との和を加算回路９６１で演
算する。この加算回路９６１の演算結果は、投光時に背
景光が変化した場合においても、背景光の変化の影響を
受けず、忠実に真のスポット光成分の強度を反映する。

【００２２】しかしながら、この装置においても次の問
題点が存在する。

【００２３】〔積分器特性のばらつきによる問題〕この
装置の採用する方式では、あくまでも２つの積分器の特
性が全く同一であることを前提としているが、実際に複
数の積分器を一つのチップに作り込む場合、積分容量の
ばらつき、オペアンプオフセットのばらつき、等によ
り、均一な特性に揃えることは容易ではない。このた
め、良い精度を得ることは実際上困難である。

【００２４】〔回路規模の問題〕この装置が採用する方
式では、２つの積分回路９５６、９５７、減算回路９５
９、１／２倍回路９６０、加算回路９６１が必須である
ので、回路規模が非常に大きい。したがって、ワンチッ
プＩＣにて構成しようとする場合に、消費電力、レイア
ウトサイズ等の問題が生じる。また、これをＰＳＤ，Ｌ
ＥＤも含めさらに複数のアレイにしようとしても、回路
規模が大きすぎるため、実現が困難であった。

【００２５】また、以上の問題点に加えて、高速な位置
演算か求められていることはいうまでもないが、図６の
ような従来の典型的な装置での位置演算は、上記のよう
に電圧差Ｖ_odを逆対数演算するが、このときには温度の
要素を考慮して演算する必要があるので、簡易な演算回
路で済ませることは不可能であり、演算に時間を要して
いた。

【００２６】本発明は、上記を鑑みてなされたものであ
り、素子間バラツキに起因する測定精度の低下や温度依
存性を改善すると共に簡素な構成で高速測定が可能なエ
ネルギ線入射位置測定装置を提供することを目的とす
る。

【００２７】

【課題を解決するための手段】本発明のエネルギ線入射
位置測定装置は、（ａ）エネルギ線を入射し、入射位置
に応じて、第１の端子から第１の電流信号を、第２の端
子から第２の電流信号を出力する抵抗分割型の受信素子
と、（ｂ）受信素子の前記第１の端子から出力された電
流信号を入力し、入出力端子間に接続された第１の容量
素子に積分する第１の積分回路を有する第１の雑音除去
回路と、（ｃ）受信素子の第２の端子から出力された電
流信号を入力し、入出力端子間に接続された第２の容量
素子に積分する第２の積分回路を有する第２の雑音除去
回路と、（ｄ）第１の雑音除去回路からの出力信号と第
２の雑音除去回路からの出力信号とを入力し、デジタル
信号に変換するＡＤ変換回路と、（ｅ）ＡＤ変換回路か
ら出力されたデジタル信号を第１の端子および第２の端
子に応じて個別に保持する保持回路と、（ｆ）デジタル
保持回路から出力されるデジタルデータを入力し、デジ
タルデータ値に対応する所定の演算の結果を出力する、
入力したデジタルデータ値に応じた所定の位置演算結果
が予め設定された記憶素子を有する位置演算回路と、を
備えることを特徴とする。

【００２８】ここで、エネルギ線は光であり、受信素子
は半導体位置検出素子であることを特徴としてもよい。

【００２９】また、ＡＤ変換回路は、アナログ−デジタ
ル変換器を１つ備え、第１の雑音除去回路からの出力信
号と第２の雑音除去回路からの出力信号とを時分割でデ
ジタル変換する、ことを特徴としてもよい。

【００３０】また、位置演算回路の前記記憶素子は読み
出し専用記憶素子であり、デジタルデータ値は読み出し
専用記憶素子のアドレス入力端子に入力し、位置演算結
果を読み出し専用記憶素子のデータ出力端子から出力す
る、ことを特徴としてもよい。

【００３１】

【作用】本発明のエネルギ線入射位置測定装置では、ま
ず、抵抗分割型の受信素子がエネルギ線を入射し、受信
素子で発生した電流信号を受光素子の夫々の端子側ごと
に出力する。夫々の端子から流出する電流信号は、夫々
の端子ごとに配置された雑音除去回路により、エネルギ
線入射にともなう電流信号の成分が抽出され、その積分
量である電荷量に応じた、温度依存性が本質的には存在
しないアナログ信号に変換される。

【００３２】夫々の雑音除去回路から出力されたアナロ
グ信号はＡＤ変換回路に入力し、夫々デジタルデータ信
号に変換される。これらのデジタルデータ信号は、保持
回路で、夫々個別に保持される。そして、保持回路から
出力されたデジタルデータは、所定の位置演算結果が予
め設定された記憶素子を有する位置演算回路に入力し、
位置演算結果が出力される。

【００３３】

【実施例】以下、図面を参照しながら、本発明によるエ
ネルギ線入射位置測定装置の一実施例を説明する。な
お、図面の説明にあたっては、同一の要素には同一の符
号を付し、重複する説明を省略する。

【００３４】図１は、本発明の一実施例に係るエネルギ
線入射位置測定装置を採用した測距装置の全体構成図で
ある。なお、本実施例の装置は、エネルギ線として光を
採用した装置であり、図１では、エネルギ線入射位置測
定装置に発光器（以下、ＬＥＤとも呼ぶ）１００を付加
して測距装置としている。図１に示すように、本実施例
のエネルギ線入射位置測定装置は、（ａ）測距対象物か
らの反射光を受光して光電変換し、反射光の受光位置に
応じた２つの電流信号を２つの端子電極２０１，２０２
から出力する半導体位置検出素子２００と、（ｂ）外部
からの積分指示により、ＬＥＤ１００から投光前の所定
時間（τ）およびＬＥＤ１００から投光後の所定時間
（τ）に亘って半導体位置検出素子２００の端子２０１
から出力された電流信号を入力して積分する積分回路３
１０と、（ｃ）外部からの除去指示により、半導体位置
検出素子２００の端子２０１から出力される電流信号か
ら背景光の寄与分の平均値を除去する除去回路４１０
と、（ｄ）外部からの減算指示により、積分回路３１０
から出力された投光前の積分結果を入力して保持すると
ともに、投光後の積分結果から、保持した積分回路３１
０から出力された投光前の積分結果の差を演算する差分
演算回路５１０と、（ｅ）外部からの積分指示により、
ＬＥＤ１００から投光前の所定時間（τ）およびＬＥＤ
１００から投光後の所定時間（τ）に亘って半導体位置
検出素子２００の端子２０２から出力された電流信号を
入力して積分する積分回路３２０と、（ｆ）外部からの
除去指示により、半導体位置検出素子２００の端子２０
２から出力される電流信号から背景光の寄与分の平均値
を除去する除去回路４２０と、（ｇ）外部からの指示に
より、積分回路３２０から出力された投光前の積分結果
を入力して保持するとともに、投光後の積分結果から、
保持した積分回路３２０から出力された投光前の積分結
果の差を演算する差分演算回路５２０と、（ｈ）時分割
で、差分演算回路５１０の出力と差分演算回路５２０の
出力とをデジタル変換するＡＤ変換回路６１０と、
（ｉ）ＡＤ変換回路６１０から出力されたデジタルデー
タを保持する保持回路６２０と、（ｊ）保持回路６２０
から出力されたデジタルデータ（Ｖ_o1′，Ｖ_o2′）をア
ドレス端子から入力し、（Ｖ_o1′，Ｖ_o2′）で指定され
るアドレス位置に、予め定められた、（Ｖ_o1′−Ｖ_o2′）／（Ｖ_o1′＋Ｖ_o2′）の演算結果がデータとして書き込まれたＲＯＭ素子６３
０と、（ｋ）除去回路４１０と除去回路４２０とに対し
て除去指示信号を、積分回路３１０と積分回路３２０と
に対して積分演算指示信号を、および差分演算回路５１
０と差分演算回路５２０とに対して減算指示信号を、Ａ
Ｄ変換回路６１０にたいしては選択ＡＤ変換指示を、保
持回路６２０に対しては選択保持指示を発行するタイミ
ング発生回路７００と、を備える。なお、本実施例の測
距装置では、タイミング発生回路７００は、ＬＥＤ１０
０に対しても発光指示を発行する。

【００３５】ここで、積分器３１０と積分器３２０、除
去回路４１０と除去回路４２０、定電流源５１０と定電
流源５２０、および差分演算回路６１０と差分演算回路
６２０とは同様に構成される。すなわち、端子電極２０
１から出力された電流信号と端子電極２０２から出力さ
れた電流信号とは全く同様に処理されて、ＡＤ変換回路
６１０に入力する。

【００３６】以下、図２に基づいて、出力電極２０１か
ら出力された電流信号の雑音成分除去回路を代表して説
明する。出力電極２０１には積分回路３１０が接続さ
れ、積分回路３１０は出力電極２０１を介して半導体受
光素子２００から入力される光電流Ｉ１を増幅するアン
プＡ１１と、アンプＡ１１の入出力接点間に並列接続さ
れた容量素子Ｃ１１と第１のスイッチ素子ＳＷ１１で構
成されている。よって、リセット信号ＲＳによってスイ
ッチ素子ＳＷ１１がオフ状態となるときは、光電流Ｉ１
が容量素子Ｃ１１に充電され、リセット信号ＲＳ１によ
ってスイッチ素子ＳＷ１１がオン状態となるときは、容
量素子Ｃ１１の電荷が放電される。ここで、積分回路３
１０の積分動作時間を数μｓｅｃに設定するために、容
量素子Ｃ１１は数ｐＦに設定されている。なお、ＳＷ１
２の「オン／オフ」信号（ＳＴ）により、アンプＡ１１
の入出力端子間への容量素子Ｃ１１の接続を制御する。

【００３７】積分回路３１０の入力端子（すなわち、出
力電極２０１）には、一定値の電流を供給する電流発生
源４１２と背景光の平均寄与分の電流成分および電流発
生源４１２から供給される電流を抜き取る平均背景光除
去回路４１１とが接続される。電流発生源４１２は、ソ
ース端子が電源Ｖｄｄに、ゲート端子がＶｒｅｆに接続
され、積分回路３１０の入力端子に接続されたドレイン
端子から一定値の電流を供給するＭＯＳトランジスタＭ
Ｑ１２から構成される。また、平均背景光除去回路４１
１は、ソース端子が積分回路３１０の入力端子に、ドレ
イン端子がＧＮＤ（接地レベル）に接続されたＭＯＳト
ランジスタＭＱ１１を備え、ＭＯＳトランジスタＭＱ１
１のゲート端子が容量素子Ｃ１５を介して接地される。
そして、ＭＯＳトランジスタＭＱ１１のゲート端子に
は、タイミング発生回路６００から発行されるＲＭ信号
により「オン／オフ」が制御されるスイッチ素子ＳＷ１
５を介して積分回路３１０の出力が接続される。

【００３８】積分回路３１０の出力接点（即ち、アンプ
Ａ１１の出力接点）は、差分演算回路５１０に接続さ
れ、差分演算回路５１０は、スイッチ素子ＳＷ１３及び
容量素子Ｃ１２、アンプＡ１２とその入出力接点間に並
列接続された容量素子Ｃ１３及びスイッチ素子ＳＷ１４
で構成されている。そして、アンプＡ１２の出力接点が
出力端子に接続されている。尚、容量素子Ｃ１２と容量
素子Ｃ１３は、回路全体の動作速度マージンとノイズマ
ージンとの兼ね合いから、共に１ｐＦ程度の等しい容量
値のものが適用されている。更に、スイッチ素子ＳＷ１
３は、切換え信号ＣＳＷによってオン状態とオフ状態と
が切換わる。又、差分演算回路６１０は、リセット信号
ＲＳ２によってスイッチ素子ＳＷ１４がオフ状態となる
ときは蓄積動作し、逆に、リセット信号ＲＳ２によって
スイッチ素子ＳＷ１４がオン状態となるときは蓄積動作
を停止する。

【００３９】なお、本実施例では、差分演算回路は、積
分器の原理を応用したクランプホールド回路で構成した
が、例えば図３（ａ）に示すような形式のクランプホー
ルド回路であっても良いし、また、図３（ｂ）に示すよ
うに２つのホールド回路の結果の差を取る形式の回路と
することが可能である。

【００４０】次に、この構成の雑音除去回路の動作を図
４のタイミングチャートに基づいて説明する。

【００４１】まず、定常背景光成分検出期間Ｔにおい
て、ＬＥＤ１００が光を出力しない状態に設定されると
同時に、スイッチ素子ＳＷ１５をオンにして、背景光を
受光する。この時、同時に積分回路３１０は、タイミン
グ発生回路の指示によりＳＷ１１を「オン」でＳＷ１２
を「オフ」に設定され、非積分動作状態に設定される。
この状態では、出力電極２０１と接続される積分回路３
１０の入力端子には、電流発生源４１２からの供給電流
と半導体位置検出器２００に照射される背景光に起因す
る出力電極２０１からの出力電流との和が流入する。そ
して、非積分動作時の積分回路３１０の出力電圧がＭＱ
１１のゲート端子に供給されることにより、この電流の
全ては平均背景光除去回路４１１のＭＱ１１で除去され
る。この状態でのＭＱ１１のゲート・ソース間電圧Ｖｇ
ｓは、Ｖｇｓ＝（２×Ｉ_T／β）^1/2＋Ｖｔｈここで、Ｉ_T：電流値 β：ＭＱ１１のサイズで決まる定数Ｖｔｈ：ＭＱ１１の閾値と表される。

【００４２】時間Ｔが経過すると、ＳＷ１５を「オフ」
とする。この結果、ＳＷ１５の「オフ」時点で積分回路
３１０の入力端子に供給されていた電流値だけ、引き続
いてＭＱ１１を流れ続ける。すなわち、Ｖｇｓが保持さ
れ、以後の計測にあたってのノイズの主成分である、背
景光の平均的な寄与分と電流発生源４１２からの供給電
流とが除去される。なお、電流発生源４１２は、以後の
計測にあたって、背景光の光量が変動してもＭＱ１１の
電流方向を保証するために設置されている。

【００４３】次に、ＳＷ１２を「オン」に切り換え、積
分回路３１０を積分動作状態にした後、背景光変化分検
出期間Ｔ１（時間幅：τ）の間、ＳＷ１１を「オフ」と
する。この状態が設定されると、背景光の変化分に相当
する電流が積分回路３１０に流入し、容量素子Ｃ１１に
充電される。

【００４４】この結果、期間Ｔ１では、背景光のみを入
射し、背景光の変動によって発生した光電流の変動分Ｉ
１を積分回路３１０が容量素子Ｃ１１に充電するので、
積分信号Ｖ１が次第に上昇していく。そして、この時間
τ経過時おける積分回路３１０の積分信号の電圧をＶ１
１、背景光の変動分によって出力電極２０１から入力さ
れる電流をＩ_dとすれば、Ｉ１＝Ｉ_dから、Ｖ１１＝Ｉ_d・τ／Ｃ１１ …（５）となる。

【００４５】時間τが経過すると、ＳＷ１３が一瞬「オ
ン」となり、差分演算回路５１０に伝達され、その電圧
Ｖ１１が容量素子Ｃ１２に保持される。また、時間τが
経過すると、ＳＷ１１は「オン」に切り換えられ、積分
回路３１０はリセットされる。

【００４６】次いで、（スポット光＋背景光変化分）検
出期間Ｔ２（時間幅：τ）の間、ＬＥＤ１００が点灯さ
れる。この点灯時、同時にＳＷ１１とＳＷ１４とが「オ
フ」に設定される。そして、このような切換え動作の結
果、積分回路３１０は背景光の変化分と反射スポット光
との和に相当する光電流Ｉ１を容量素子Ｃ１１に充電し
ていく。

【００４７】ここで、時間τ経過時点での積分回路３１
０の積分信号の電圧をＶ１２、反射スポット光成分によ
る電流をＩ_sh1、背景光の変動分の光強度は期間Ｔ１の
ときと変わらないので背景光変動分の電流をＩ_dとする
と、Ｉ１＝Ｉ_d＋Ｉ_sh1から、Ｖ１２＝（Ｉ_sh1＋Ｉ_d）・τ／Ｃ１１ …（６）の関係となる。

【００４８】期間Ｔ２の経過時にＳＷ１３を一瞬「オ
ン」にし、Ｖ１２を差分演算回路５１０に伝達する。
又、差分演算回路５１０は、期間Ｔ１ではリセット状態
であり、期間Ｔ２では減算動作を行うので、電荷保存の
法則により、（Ｖ１２−Ｖ１１）・Ｃ１２＝Ｖ_o1・Ｃ１３ …（７）に従った電荷が、容量素子Ｃ１２，Ｃ１３に保持され
る。

【００４９】そして、上記式（７）に式（５）と（６）
を代入とすると差分演算回路５１０の出力端子に発生す
る出力信号Ｖ_o1の電圧は、Ｖ_o1＝Ｉ_sh1・τ・Ｃ１２／Ｃ１１・Ｃ１３ …（８）で示される値となる。又、容量素子Ｃ１２と容量素子Ｃ
１３の値を等しくすると、Ｖ_o1＝Ｉ_sh1・τ／Ｃ１１ …（９）となる。

【００５０】以上のように、出力電極２０１に接続され
る雑音除去回路から出力される電圧Ｖ_o1は、上記式
（９）より、温度依存性が無く、且つ、反射スポット光
成分による電流をＩ_sh1に比例する量である。また、出
力電極２０２に接続される雑音除去回路から出力される
電圧Ｖ_o2も電圧Ｖ_o1と同様に、温度依存性が無く、且
つ、反射スポット光成分による電流をＩ_sh2に比例する
量である。ところで、積分回路３１０と積分回路３２０
とは同様に構成されるので、比例定数も一致する。

【００５１】電圧Ｖ_o1と電圧Ｖ_o2とはＡＤ変換回路に入
力する。そして、タイミング発生回路が発行するＡＤ変
換選択信号（ＡＤＳ）に従って、まず電圧Ｖ_o1がＡＤ変
換され８ビットデジタル信号Ｖ_o1′となり、タイミング
発生回路が発行する保持選択信号（ＨＬＳ）に従って、
保持回路６２０の保持素子６２１に保持される。次に、
電圧Ｖ_o2がＡＤ変換され８ビットデジタル信号Ｖ_o2′と
なり、タイミング発生回路が発行する保持選択信号（Ｈ
ＬＳ）に従って、保持回路６２０の保持素子６２２に保
持される。保持されたＶ_o1′とＶ_o2′とは、ＲＯＭ素子
６３０のアドレス端子に入力される。ＲＯＭ素子６３０
のデータ出力端子からは、予め格納された演算結果デー
タである、（Ｖ_o1′−Ｖ_o2′）／（Ｖ_o1′＋Ｖ_o2′）＝（Ｉ_sh1−Ｉ_sh2）／（Ｉ_sh1＋Ｉ_sh2）が出力される。こうして、半導体位置検出素子２００の
スポット受光位置が演算され、この受光位置に基づいて
測距演算がなされる。

【００５２】このように、この実施例によれば、反射ス
ポット光の入射位置を、従来技術のような逆対数演算を
することなく、高速に演算することができる。又、回路
を構成する構成要素間のバラツキに依存しないので、高
精度の位置測定を実現すると共に、集積回路装置化にも
適している。

【００５３】尚、スポット光成分にともなう積分回路の
出力信号電圧が小さい場合、すなわち、入射光が微弱で
ある場合、測定精度の確保が困難となる。そこで、加
算、減算を行う際に、予め、差分演算回路の出力信号レ
ベル判別をコンパレータなどによって実行し、加算、減
算の結果を増幅した形で得ることが望ましい。この手段
については、例えば、図５に示したように帰還容量を選
択できるようすることが可能である。このようにすれ
ば、正規化の精度を向上できる。

【００５４】本発明は、上記の実施例に限定されるもの
ではなく、変形が可能である。たとえば、半導体位置検
出素子に代えて、レジスティブアノードによる位置検出
素子を採用できる。また、光以外のエネルギ線も採用す
ることが可能である。また、ＡＤ変換器の分解能は８ビ
ットに限定されないし、出力電極ごとに個別にＡＤ変換
器を配置する構成とすることも可能である。また、上記
の実施例では、所定の演算結果を格納しておく素子とし
て読み出し専用記憶素子（ＲＯＭ素子）を使用したが、
ランダムアクセス記憶素子を採用して、都度、必要な演
算に関する演算結果を書き込むようにしてもよい。

【００５５】

【発明の効果】以上、詳細に説明した通り、本発明のエ
ネルギ線入射位置測定装置によれば、受光素子の出力端
子から出力される電流信号を時間積分した電荷量として
処理するので、温度依存性が本質的に無いアナログ処理
結果を得られ、且つ、これらのアナログ処理結果をデジ
タル化後に、予め演算結果を格納した記憶素子を用いて
位置演算をするので、高精度且つ高速のエネルギ線の入
射位置の測定が可能となる。

【００５６】また、本発明によれば、アレイ化の支障と
なるような大きな容量は全く不要であるので、非常にコ
ンパクトなサイズに収めることができるので、大規模な
アレイ化も十分に可能となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明のエネルギ線入射位置測定装置の実施例
の全体構成図である。

【図２】実施例の装置の雑音除去部の回路構成図であ
る。

【図３】差分演算回路の変形例の回路図である。

【図４】実施例の装置の雑音除去動作のタイミングチャ
ートである。

【図５】実施例の装置の微小信号対応の変形例の回路構
成図である。

【図６】従来例の光入射位置検出装置を採用した測距装
置の全体構成図である。

【図７】従来例の装置の雑音除去部の回路構成図であ
る。

【図８】従来例の装置の雑音除去部の回路構成図であ
る。

【図９】他の従来の光入射位置検出装置を採用した測距
装置の全体構成図である。

【符号の説明】

１００…ＬＥＤ、２００…半導体位置検出素子、２０
１，２０２…出力電極、３１０，３２０…積分回路、４
１０，４２０…除去回路、５１０，５２０…差分演算回
路、６１０…ＡＤ変換回路、６２０…保持回路、６３０
…ＲＯＭ素子、７００…タイミング発生回路。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】エネルギ線を入射し、入射位置に応じ
て、第１の端子から第１の電流信号を、第２の端子から
第２の電流信号を出力する抵抗分割型の受信素子と、前記受信素子の前記第１の端子から出力された電流信号
を入力し、入出力端子間に接続された第１の容量素子に
積分する第１の積分回路を有する第１の雑音除去回路
と、前記受信素子の前記第２の端子から出力された電流信号
を入力し、入出力端子間に接続された第２の容量素子に
積分する第２の積分回路を有する第２の雑音除去回路
と、前記第１の雑音除去回路からの出力信号と前記第２の雑
音除去回路からの出力信号とを入力し、デジタル信号に
変換するＡＤ変換回路と、前記ＡＤ変換回路から出力されたデジタル信号を前記第
１の端子および前記第２の端子に応じて個別に保持する
保持回路と、前記デジタル保持回路から出力されるデジタルデータを
入力し、前記デジタルデータ値に対応する所定の演算の
結果を出力する、入力した前記デジタルデータ値に応じ
た前記所定の位置演算結果が予め設定された記憶素子を
有する位置演算回路と、を備えることを特徴とするエネルギ線入射位置測定装
置。
【請求項２】前記エネルギ線は光であり、前記受光素
子は半導体位置検出素子であることを特徴とする請求項
１記載のエネルギ線入射位置測定装置。
【請求項３】前記ＡＤ変換回路は、アナログ−デジタ
ル変換器を１つ備え、前記第１の雑音除去回路からの出
力信号と前記第２の雑音除去回路からの出力信号とを時
分割でデジタル変換する、ことを特徴とする請求項１記
載のエネルギ線入射位置測定装置。
【請求項４】前記位置演算回路の前記記憶素子は、読
み出し専用記憶素子であり、前記デジタルデータ値は前
記読み出し専用記憶素子のアドレス入力端子に入力し、
前記位置演算結果を前記読み出し専用記憶素子のデータ
出力端子から出力する、ことを特徴とする請求項１記載
のエネルギ線入射位置測定装置。