JPH07288483A

JPH07288483A - デジタル伝送受信回路

Info

Publication number: JPH07288483A
Application number: JP6077565A
Authority: JP
Inventors: Yuji Ono; 裕司小野; Toshimasa Adachi; 敏正安達; Takasuke Izumi; 隆輔泉; Hideki Oto; 秀起大戸
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1994-04-15
Filing date: 1994-04-15
Publication date: 1995-10-31
Anticipated expiration: 2018-10-27
Also published as: JP3461905B2

Abstract

(57)【要約】【目的】ループフィルタに外部より振動が加わった場合
に発生するノイズを低減できる。【構成】可変局部発振器１のループフィルタ３０に使用
するコンデンサの内、１０００ｐＦ以上の容量を持つコ
ンデンサＣ３１，Ｃ３２，Ｃ３３，Ｃ３４について、非
積層型コンデンサを用いている。コンデンサＣ３１，Ｃ
３２，Ｃ３３，Ｃ３４は、外部より振動が加わっても、
圧電効果が余り起こらず、ノイズも余り発生しない。こ
れにより、ループフィルタに外部より振動が加わった場
合に発生するノイズを低減できる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明は、伝送信号をデジタル
信号に復調するデジタル伝送受信回路に係り、特に外部
からの振動に強いデジタル伝送受信回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来、衛星放送（以下、ＢＳ放送とい
う）を受信するテレビジョン受像機は、屋外は配置され
るパラポラアンテナ及びＢＳコンバータにより周波数１
２ＧHzの衛星放送信号を周波数１．２ＧHzのＢＳ中間周
波数信号（第１中間周波数信号）に変換し、屋内ユニッ
トのＢＳチューナに供給する。屋内ユニットのＢＳチュ
ーナは、ＢＳ中間周波数信号を、第２中間周波数信号に
変換し、ＦＭ復調を行いベースバンドの映像信号とＰＣ
Ｍ音声デジタル信号を取り出すようにしている。このよ
うに従来の一般的なＢＳ放送では、映像信号をアナログ
で伝送し、音声信号をデジタルで伝送している。

【０００３】ところが、近年、画像データの圧縮技術の
向上から、各国で映像信号もデジタルで伝送するテレビ
ジョン放送方式の開発が開始されている。

【０００４】図５はこのような従来のデジタルテレビジ
ョン受像機のデジタル伝送受信回路の周波数変換器を示
す回路図である。

【０００５】図５において、符号７１はＢＳコンバータ
からの衛星放送信号を変換した９５０〜１４５０ＭＨｚ
のＢＳ中間周波数信号ａ３が導かれる入力端子であり、
この入力端子７１に導かれたＢＳ中間周波数信号ａ３
は、アンプ７２により増幅され、ボリウム７３によりレ
ベル調整が行われ、アンプ７４により増幅されて、ＢＳ
中間周波数信号ｂ３としてミキサ７５の一方の入力端子
に供給される。

【０００６】可変局部発振器８１は、チャンネル選局デ
ータに基づいて可変局部発振信号ｃ３を発振してアンプ
８２に供給する。アンプ８２は、可変局部発振器８１か
らの可変局部発振信号ｃ３を増幅して可変局部発振信号
ｄ３としてミキサ７５の他方の入力端子に供給する。

【０００７】ミキサ７５は、供給されるＢＳ中間周波数
信号ｂ３と可変局部発振信号ｄ３とを合成することによ
り、１４０ＭＨｚを中心とした第２中間周波数信号ｅ３
に変換してアンプ７６に供給する。アンプ７６は、ミキ
サ７５からの第２中間周波数信号ｅ３を増幅し、ループ
フィルタ７７に供給する。ループフィルタ７７は、アン
プ７６からの第２中間周波数信号ｆ３から不要信号を除
去し、アンプ７８に第２中間周波数信号ｇ３を供給す
る。アンプ７８はループフィルタ７７からの第２中間周
波数信号ｇ３を増幅して第２中間周波数信号ｈ３として
出力端子７９に導く。出力端子に導かれた第２中間周波
数信号ｈ３は、移送検波回路によりデジタル信号に復調
され、デコーダーによりデインターリーブ等の各種デジ
タル処理が行われデジタル映像信号及びデジタル音声信
号に変換される。

【０００８】このような従来の周波数変換器によれば、
可変局部発振器８１は、可変局部発振信号ｃ３を発振し
てアンプ８２を介して可変局部発振信号ｄ３としてミキ
サ７５の他方の入力端子に供給する。入力端子７１に導
かれたＢＳ中間周波数信号ａ３は、アンプ７２、ボリウ
ム７３、アンプ７４を介して、ミキサ７５で可変局部発
振信号ｄ３とを合成され、１４０ＭＨｚを中心とした第
２中間周波数信号ｅ３に変換される。第２中間周波数信
号ｅ３は、アンプ７６、ループフィルタ７７及びアンプ
７８を介して第２中間周波数信号ｈ３として出力端子７
９から出力される。

【０００９】ここで、可変局部発振器８１の周波数可変
範囲は１０９０ＭＨｚ〜１５９０ＭＨｚが必要となる。

【００１０】可変局部発振器８１の可変部は、可変容量
ダイオードを使用した電圧制御発振器と位相同期ループ
回路（以下、ＰＬＬ回路と呼ぶ）で構成される。

【００１１】図６はこのような可変局部発振器８１を示
すブロック図である。

【００１２】図６において、符号９１は基準発振器であ
り、この基準発振器９１からの基準周波数発振信号ａ４
は１／Ｒ分周器９２に供給される。１／Ｒ分周器９２
は、供給されるデータにより分周率１／Ｒを設定し、供
給される基準周波数発振信号ａ４を１／Ｒで分周し、１
／Ｒ分周信号ｂ４として位相比較器９３に供給する。

【００１３】位相比較器９３の他方の入力端子には後述
の１／Ｎ分周器９６により１／Ｎ分周信号ｆ４が導かれ
るようになっている。

【００１４】位相比較器９３は、供給される１／Ｒ分周
信号ｂ４と１／Ｎ分周信号ｆ４とを加えることにより、
１／Ｒ分周信号ｂ４と１／Ｎ分周信号ｆ４との周波数の
差を示す誤差信号ｃ４を作成してループフィルタ９４に
供給する。

【００１５】ループフィルタ９４は、積分回路となって
おり、位相比較器９３からの誤差信号ｃ４を積分し、こ
の積分結果を制御電圧ｄ４として電圧制御発振器９５に
供給する。

【００１６】電圧制御発振器９５は、ループフィルタ９
４からの制御電圧ｄ４に基づいて周波数を制御して発振
し、この発振信号ｅ４（図５におけるｃ３）を１／Ｎ分
周器９６に供給するとともに、発振信号ｃ３として図５
のアンプ８２に供給する。

【００１７】１／Ｎ分周器９６は、発振信号ｅ４を１／
Ｎに分周し、１／Ｎ分周信号ｆ４として位相比較器９３
に供給する。

【００１８】このような従来の可変局部発振器８１にお
いて、位相比較器９３が、基準発振器９１からの基準周
波数発振信号ａ４を１／Ｒに分周した１／Ｒ分周信号ｂ
４と電圧制御発振器９５からの発振信号ｅ４を１／Ｎに
分周した１／Ｎ分周信号ｆ４とを加えることにより、誤
差信号ｃ４を作成し、この誤差信号ｃ４をループフィル
タ９４を介して、制御電圧ｄ４として電圧制御発振器９
５に供給する。これにより、電圧制御発振器９５は、発
振信号ｅ４の周波数が基準周波数発振信号ａ４のＮ／Ｒ
の周波数に近くなる。このような動作が繰り返されて、
電圧制御発振器９５は、発振信号ｅ４は基準周波数発振
信号ａ４に周波数がロックする。

【００１９】ここで、上述の１／Ｒ分周器９２、位相比
較器９３、１／Ｎ分周器９６及び位相比較器９３の出力
側に設ける図示しないチャージポンプは集積回路上に構
成しておいる。１／Ｎ分周器９６は、パルス・スロワ方
式のものを用いており１／６４，１／６５のプログラマ
ブルカウンタ、スロワカウンタで構成されている。位相
比較器９３は、比較周波数が２５０ＭＨｚで動作する。
また、ループフィルタ９４は、帯域幅を１０ｋＨｚ程度
に設定して位相ノイズの低減を図っている。

【００２０】ここで、ループフィルタ９４に用いるコン
デンサは、温度安定性、長期信頼性、大きさ等の面によ
り積層タイプのチップコンデンサや、積層フィルムコン
デンサを用いている。

【００２１】このような積層タイプのコンデンサは、外
部より振動が加わると、圧電効果が起き、等価的な容量
が変化することによりノイズが発生する。

【００２２】ここで、アナログ伝送されたテレビジョン
放送を受信するテレビジョン受像機の場合、このような
積層タイプのコンデンサの等価的な容量が変化すること
によるノイズは、画面上で極めて細かいスポットとして
現われるで実用上問題が無いが、図５に示したデジタル
テレビジョン受像機の周波数変換器では、画像データを
圧縮したデジタルデータを伝送するＢＳ中間周波数信号
ｂ３を周波数変換するので、積層タイプのコンデンサの
等価的な容量が変化することによるノイズの振動時間に
おいては、画像データを圧縮したデジタルデータがとぎ
れることにより破綻が生じ、画面が大幅に乱れるという
問題がある。

【００２３】ここで、アナログ伝送されたテレビジョン
放送を受信するテレビジョン受像機の場合、このような
ノイズは、ループフィルタ９４の帯域幅を狭くすること
によりＰＬＬ応答を遅くし、振動周波数に大してループ
応答しないようにすることも可能であるが、デジタルデ
ータの伝送では、位相ノイズが本来の性能上重要である
ため、ループフィルタ９４の帯域幅を狭くするとランダ
ムノイズに対するループ効果が無くなり、位相ノイズ性
能が満足できなくなり、品位の低下を招く。

【００２４】

【発明が解決しようとする課題】上述した従来の受信装
置においては、ループフィルタに用いる積層タイプのコ
ンデンサに外部より振動が加わると、圧電効果が起き、
等価的な容量が変化してノイズが発生し、このノイズの
振動時間においては、画像データを圧縮したデジタルデ
ータがとぎれることにより破綻が生じ、画面が大幅に乱
れるという問題がある。

【００２５】この発明は上記問題点を除去し、ループフ
ィルタに外部より振動が加わった場合に発生するノイズ
を低減できるデジタル伝送受信回路の提供を目的とす
る。

【００２６】

【課題を解決するための手段】本発明のデジタル伝送受
信回路は、伝送信号をコンバータにより第１中間周波数
信号に変換し、この第１中間周波数信号を可変局部発振
器からの可変局部発振信号によって第２中間周波数信号
に変換し、この第２中間周波数信号をデジタル信号に復
調するデジタル伝送受信回路であって、前記可変局部発
振器のループフィルタに使用するコンデンサに、非積層
型コンデンサを用いたことを特徴とする。

【００２７】

【作用】このような構成によれば、ループフィルタに使
用するコンデンサに、外部より振動が加わっても、圧電
効果が余り起こらない非積層型コンデンサを用いたの
で、ループフィルタに外部より振動が加わった場合に発
生するノイズを低減できる。

【００２８】

【実施例】以下、この発明を図示の実施例によって詳細
に説明する。

【００２９】図１及び図２はこの発明に係るデジタル伝
送受信回路を示し、図１は可変局部発振器の回路図であ
り、図２はデジタル伝送受信回路を衛星放送受信装置に
適用した場合を示すブロック図である。

【００３０】まず、図２を用いて衛星放送受信装置の全
体を説明する。

【００３１】図２において、符号１７０は衛星放送信号
の反射収束を行うＢＳアンテナであり、このＢＳアンテ
ナ１７０により反射収束された衛星放送信号は、ＢＳコ
ンバータ１７１により９５０〜１４５０ＭＨｚのＢＳ中
間周波数信号（第１中間周波数信号）ａ２に変換され、
このＢＳ中間周波数信号ａ２は、アンプ１７２により増
幅され、ボリウム１７３によりレベル調整が行われ、ア
ンプ１７４により増幅されて、ＢＳ中間周波数信号ｂ２
としてミキサ１７５の一方の入力端子に供給される。

【００３２】可変局部発振器１８１は、チャンネル選局
データに基づいて可変局部発振信号ｃ２を発振してアン
プ１８２に供給する。アンプ１８２は、可変局部発振器
１８１からの可変局部発振信号ｃ２を増幅して可変局部
発振信号ｄ２としてミキサの他方の入力端子に供給す
る。

【００３３】ミキサ１７５は、供給されるＢＳ中間周波
数信号ｂ２と可変局部発振信号ｄ２とを合成することに
より、１４０ＭＨｚを中心とした第２中間周波数信号ｅ
２に変換してアンプ１７６に供給する。アンプ１７６
は、ミキサ１７５からの第２中間周波数信号ｅ２を増幅
し、ループフィルタ１７７に供給する。ループフィルタ
１７７は、アンプ１７６からの第２中間周波数信号ｆ２
から不要信号を除去し、アンプ１７８に第２中間周波数
信号ｇ２を供給する。アンプ１７８はループフィルタ１
７７からの第２中間周波数信号ｇ２を増幅して第２中間
周波数信号ｈ２として位相検波回路１７９に導く。位相
検波回路１７９は、ループフィルタ１７７からの第２中
間周波数信号ｈ２をデジタル信号ｉ２に復調しデコーダ
１８０に供給する。デコーダ１８０は供給されるデジタ
ル信号ｉ２にデインターリーブ等の各種デジタル処理を
行いデジタル映像信号ｊ２及びデジタル音声信号ｋ２に
変換し、出力端子１８３，１８４に導びく。

【００３４】このような従来の周波数変換器によれば、
可変局部発振器１８１は、可変局部発振信号ｃ２を発振
してアンプ１８２を介して可変局部発振信号ｄ２として
ミキサの他方の入力端子に供給する。ＢＳコンバータ１
７１が出力するＢＳ中間周波数信号ａ２は、アンプ１７
２、ボリウム１７３、アンプ１７４を介して、ミキサ１
７５で可変局部発振信号ｄ２とを合成され、１４０ＭＨ
ｚを中心とした第２中間周波数信号ｅ２に変換される。
第２中間周波数信号ｅ２は、アンプ１７６、ループフィ
ルタ１７７、アンプ１７８を介して第２中間周波数信号
ｈ２となり、この第２中間周波数信号ｈ２は、位相検波
回路１７９及びデコーダ１８０を介してデジタル映像信
号ｊ２及びデジタル音声信号ｋ２に変換されて出力端子
１８３，１８４から出力される。

【００３５】次に、図１を用いて本発明の要部となる可
変局部発振器１８１について説明する。

【００３６】図１において、本実施例は、可変局部発振
器１８１のループフィルタ３０に使用するコンデンサの
内、１０００ｐＦ以上の容量を持つものについて、非積
層型コンデンサを用いている。

【００３７】まず、可変局部発振器１８１の全体構成に
ついて説明する。

【００３８】直流電圧Ｖ１が導かれる電源線１０は、ル
ープフィルタ３０、電圧制御発振器４０、積分回路６０
に接続されており、ループフィルタ３０、電圧制御発振
器４０、積分回路６０には、直流電圧Ｖ１が電源電圧と
して供給される。また電源線１０は、位相同期ループ・
集積回路（以下、ＰＰＬ・ＩＣと呼ぶ）１４のチャージ
ポンプ電源電圧入力端子Ｖｐに接続されており、ＰＰＬ
・ＩＣ１４のチャージポンプ電源電圧入力端子Ｖｐに
は、直流電圧Ｖ１がチャージポンプの電源電圧として供
給される。

【００３９】さらに、また電源線１０は、コイルＬ１，
Ｌ２を介してＰＰＬ・ＩＣ１４の第１及び第２のＬＳＩ
（高密度集積回路）用電源入力端子Ｖｃｃ１，Ｖｃｃ２
に接続されている。コイルＬ１，Ｌ２との接続点は、コ
ンデンサＣ１を介して基準電位点に接続されている。コ
イルＬ１とＬＳＩ用電源入力端子Ｖｃｃ１，Ｖｃｃ２と
の接続点にはコンデンサＣ２に接続される。これによ
り、ＬＳＩ用電源入力端子Ｖｃｃ１，Ｖｃｃ２には、安
定した直流電圧が供給される。

【００４０】入力端子１１，１２，１３には、コントロ
ーラからの１／Ｎ分周器の分周率１／Ｎを設定するため
のクロックパルスａ１、データ信号ｂ１、ロードパルス
ｃ１が導かれている。入力端子１１，１２，１３は、そ
れぞれ抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３を介してＰＰＬ・ＩＣ１４
のクロックパルス入力端子Ｃｌｏｋ、データ信号入力端
子ＤＡＴＡ、ロードパルス入力端子ＬＥに接続されてい
る。また、入力端子１１，１２，１３は、それぞれコン
デンサＣ１１，Ｃ１２，Ｃ１３を介して基準電位点に接
続されている。ＰＰＬ・ＩＣ１４のクロックパルス入力
端子Ｃｌｏｋ、データ信号入力端子ＤＡＴＡ、ロードパ
ルス入力端子ＬＥは、それぞれ抵抗Ｒ４，Ｒ５，Ｒ６を
介して基準電位点に接続されている。

【００４１】基準発振器２０は、ＰＰＬ・ＩＣ１４の基
準周波数発振信号出力端子ＯＳＣＯＵＴからの水晶発振
信号ｄ１により基準周波数発振信号ｅ１を発振し、基準
周波数発振信号ｅ１をＰＰＬ・ＩＣ１４の基準周波数発
振信号入力端子ＯＳＣＩＮに供給する。

【００４２】ＰＰＬ・ＩＣ１４は、接地端子ＧＮＤが基
準電位点に接続されている。

【００４３】ＰＰＬ・ＩＣ１４は、上述の水晶発振回
路、１／Ｒ分周器、位相比較器、１／Ｎ分周器及び位相
比較器及びチャージポンプが構成されている。１／Ｎ分
周器は、パルス・スロワ方式のものを用いており１／６
４，１／６５のプリスケーラ、プログラマブルカウン
タ、スロワカウンタで構成されており、クロックパルス
ａ１、データ信号ｂ１、ロードパルスｃ１により分周率
１／Ｎが設定される。位相比較器は、比較周波数が２５
０ＭＨｚで動作する。

【００４４】ＰＰＬ・ＩＣ１４の水晶発振回路は、基準
周波数発振信号入力端子ＯＳＣＩＮからの基準周波数
発振信号ｅ１より水晶発振信号ｄ１を作成して基準周波
数発振信号出力端子ＯＳＣＯＵＴ導くととも水晶発振
信号ｅ１を１／Ｒ分周器を介して１／Ｒに分周して前記
位相比較器の一方の入力端子に供給する。

【００４５】ＰＰＬ・ＩＣ１４は、発振信号入力端子ｆ
ｉｎからの発振信号ｆ１を１／Ｎ分周器で分周して位相
比較器の他方の入力端子に供給する。

【００４６】１／Ｎ分周器は、発振信号ｆ１を１／Ｎに
分周して１／Ｎ分周信号として位相比較器に供給する。

【００４７】位相比較器は、供給される１／Ｒ分周信号
と１／Ｎ分周信号とを加えることにより、１／Ｒ分周信
号と１／Ｎ分周信号との周波数の差を示す誤差信号ｇ１
を作成してチャージポンプを介して出力端子ｆｏｕｔに
導とともに、ロック検出信号ｈ１をロック検出信号出力
端子ＬＤに導く。

【００４８】出力端子ｆＯＵＴに導びかれた誤差信号ｇ
１は、ループフィルタ３０に供給される。

【００４９】ループフィルタ３０は、積分回路となって
おり、ＰＰＬ・ＩＣ１４からの誤差信号ｇ１を積分し、
この積分結果を制御電圧ｉ１として電圧制御発振器４０
に供給する。

【００５０】電圧制御発振器４０は、ループフィルタ３
０からの制御電圧ｉ１に基づいて周波数を制御して発振
し、この発振信号ｆ１（図２におけるｃ２）をＰＰＬ・
ＩＣ１４の発振信号入力端子ｆｉｎに導とともに、発振
信号ｃ２として図２のアンプ１８２に供給する。

【００５１】ロック検出信号出力端子ＬＤから出力され
るロック検出信号ｈ１は積分回路６０に供給される。積
分回路６０は、ロック検出信号ｈ１をＤＣレベル化し、
ロックディテクタ電圧ＶＤとしてロック検出端子１５に
導く。

【００５２】次に、基準発振器２０の具体的回路構成に
ついてさらに詳細に説明する。

【００５３】基準発振器２０は、水晶発振器２１、抵抗
Ｒ２１及びコンデンサＣ２１，Ｃ２２から構成される。
水晶発振器２１の一端は、ＰＰＬ・ＩＣ１４の基準周波
数発振信号出力端子ＯＳＣＯＵＴに接続され、水晶発
振器２１の他端は、ＰＰＬ・ＩＣ１４の基準周波数発振
信号入力端子ＯＳＣＩＮに接続されている。水晶発振
器２１には、並列に抵抗Ｒ２１が接続されている。水晶
発振器２１の一端及び他端は、それぞれ抵抗Ｃ２１，Ｃ
２２を介して基準電位点に接続されている。

【００５４】このような接続により基準発振器２０は、
水晶発振信号ｄ１により水晶発振器２１が基準周波数発
振信号ｅ１を発振し、基準周波数発振信号ｅ１をＰＰＬ
・ＩＣ１４の基準周波数発振信号入力端子ＯＳＣＩＮ
に供給する。

【００５５】次に、ループフィルタ３０の具体的回路構
成についてさらに詳細に説明する。

【００５６】ループフィルタ３０は、演算増幅器３１、
抵抗Ｒ３１，Ｒ３２，Ｒ３３，Ｒ３４，Ｒ３５，Ｒ３
６、積層型のコンデンサＣ３０、非積層型のコンデンサ
Ｃ３１，Ｃ３２，Ｃ３３，Ｃ３４から構成されている。

【００５７】演算増幅器３１の電源電圧入力端子は、電
源線１０に接続されている。

【００５８】電源線１０は、抵抗Ｒ３１，Ｒ３２の直列
接続を介して基準電位点に接続される。抵抗Ｒ３１，Ｒ
３２の接続点は演算増幅器３１の非反転入力端子（＋）
に接続されるとともにコンデンサＣ３１を介して基準電
位点に接続される。このような接続により、電源電圧Ｖ
１が抵抗Ｒ３１，Ｒ３２により分圧され、コンデンサＣ
３１により安定化されて演算増幅器３１の非反転入力端
子（＋）に供給される。

【００５９】ＰＰＬ・ＩＣ１４の出力端子ｆｏｕｔは、
演算増幅器３１とともに積分回路を構成する抵抗Ｒ３
３，Ｒ３４の直列接続を介して演算増幅器３１の反転入
力端子（−）に接続されている。

【００６０】抵抗Ｒ３３，Ｒ３４の接続点はコンデンサ
Ｃ３２を介して基準電位点に接続このような接続によ
り、ＰＰＬ・ＩＣ１４の出力端子ｆｏｕｔからの誤差信
号ｇ１は、抵抗Ｒ３３を介してコンデンサＣ３２により
高周波成分が除去されて、抵抗Ｒ３３を介して演算増幅
器３１の非反転入力端子（−）に供給される。

【００６１】演算増幅器３１の出力端子は、抵抗Ｒ３５
とコンデンサＣ３３の直列回路を介して演算増幅器３１
の非反転入力端子（−）に接続される。抵抗Ｒ３５には
コンデンサＣ３０が並列に接続されている。このような
接続によりコンデンサＣ３３は演算増幅器３１と積分回
路を構成し、コンデンサＣ３０は、コンデンサＣ３３に
加わる電圧の安定化を行っている。

【００６２】演算増幅器３１の出力端子は、抵抗Ｒ３６
とコンデンサＣ３４の直列接続を介して基準電位点に接
続される。このような接続により抵抗Ｒ３６とコンデン
サＣ３４の接続点に誤差信号ｇ１の積分結果の制御電圧
ｉ１が導かれる。コンデンサＣ３４は制御電圧ｉ１の安
定化を行っている。

【００６３】ここで、抵抗Ｒ３１，Ｒ３２の抵抗値は１
００Ω、抵抗Ｒ３３，Ｒ３４，Ｒ３６の抵抗値は１ｋ
Ω、抵抗Ｒ３５の抵抗値は５．６ｋΩとなっている。コ
ンデンサＣ３１は、容量が０．４９μＦのタンタルコン
デンサを用いている。コンデンサＣ３２，Ｃ３４は、容
量が２．２ｎＦの円筒チップコンデンサを用いている。
コンデンサＣ３３は、容量が１０ｎＦのプラスチックフ
ィルムコンデンサを用いている。コンデンサＣ３０は、
容量が７５０Ｆの積層タイプのコンデンサを用いてい
る。

【００６４】以下、電圧制御発振器４０についてさらに
詳細に説明する。

【００６５】電圧制御発振器４０は、抵抗Ｒ４１，Ｒ４
２，Ｒ４３，Ｒ４４，Ｒ４５，Ｒ４６，Ｒ４７，Ｒ４
８，Ｒ４９，Ｒ５０，Ｒ５１，Ｒ５２，Ｒ５３，Ｒ５
４，Ｒ５５、コンデンサＣ４１，Ｃ４２，Ｃ４３，Ｃ４
４，Ｃ４５，Ｃ４６，Ｃ４７，Ｃ４８，Ｃ４９，Ｃ５
０，Ｃ５１，Ｃ５２、リアクタンストランジスタＴｒ４
１，Ｔｒ４２、アンプ４１、可変容量ダイオードＶＤ４
１，ＶＤ４２、インダクタンスＬ４１，Ｌ４２とから構
成されている。

【００６６】電源線１０は、アンプ４１の電源端子に接
続されるとともに、抵抗Ｒ４１，Ｒ４２の並列接続を介
してリアクタンストランジスタＴｒ４１のコレクタに接
続されている。また、電源線１０は、抵抗Ｒ４３，Ｒ４
４の直列接続を介して基準電位点に接続されるととも
に、抵抗Ｒ４５，Ｒ４６，Ｒ４７の直列接続を介して基
準電位点に接続されている。抵抗Ｒ４２と抵抗Ｒ４５の
接続点はコンデンサＣ４１を介して配線１０に接続され
ている。

【００６７】一方、ループフィルタ３０の抵抗Ｒ３６と
コンデンサＣ３４の接続点は、電圧制御発振器４０の抵
抗Ｒ４８，Ｒ４９の直列接続を介して可変容量ダイオー
ドＶＤ４１のカソード及びインダクタンスＬ４１の一端
に接続される。抵抗Ｒ４８，Ｒ４９の接続点は、コンデ
ンサＣ４２を介して基準電位点に接続される。インダク
タンスＬ４１の他端は可変容量ダイオードＶＤ４２のカ
ソードに接続される。可変容量ダイオードＶＤ４２のア
ノードは、インダクタンスＬ４２を介して基準電位点に
接続される。

【００６８】可変容量ダイオードＶＤ４１のアノード
は、抵抗Ｒ５０を介して基準電位点に接続されるととも
に、コンデンサＣ４３を介してリアクタンストランジス
タＴｒ４２のベースに接続されている。リアクタンスト
ランジスタＴｒ４２のベースは、抵抗Ｒ４６，Ｒ４７の
接続点に接続されている。リアクタンストランジスタＴ
ｒ４２のエミッタは、抵抗Ｒ５１とコンデンサＣ４４の
直列接続を介して抵抗Ｒ４６，Ｒ４７の接続点に接続さ
れるとともに、抵抗Ｒ５２を介して基準電位点に接続さ
れる。また、リアクタンストランジスタＴｒ４２のエミ
ッタは、コンデンサＣ４５，Ｃ４６の直列接続を介して
基準電位点に接続される。リアクタンストランジスタＴ
ｒ４２のコレクタは、抵抗Ｒ４５，Ｒ４６の接続点及び
コンデンサＣ４５，Ｃ４６の接続点に接続されるととも
に、コンデンサＣ４７を介して基準電位点に接続され
る。リアクタンストランジスタＴｒ４２のコレクタは、
コンデンサＣ４８を介してリアクタンストランジスタＴ
ｒ４１のベースに接続される。また、リアクタンストラ
ンジスタＴｒ４１のベースには、抵抗Ｒ４３，Ｒ４４の
接続点に接続されている。リアクタンストランジスタＴ
ｒ４１のエミッタは、コンデンサＣ４９，Ｃ５０の並列
接続を介して基準電位点に接続されるとともに、電源線
１０に接続されている。また、リアクタンストランジス
タＴｒ４１のエミッタは、抵抗Ｒ５３を介して基準電位
点に接続されるとともに、コンデンサＣ５１と抵抗Ｒ５
４の直列接続を介してアンプ４１の入力端子に接続され
る。アンプ４１の出力端子は、コンデンサＣ５２と抵抗
Ｒ５５の直列接続を介してＰＰＬ・ＩＣ１４の発振信号
入力端子ｆｉｎに接続される。このような接続により、
電圧制御発振器４０は、ループフィルタ３０からの制御
電圧ｉ１に基づいて可変容量ダイオードＶＤ４１，ＶＤ
４２及びインダクタンスＬ４１，Ｌ４２から構成される
発振回路が発振し、この発振信号ｆ１をＰＰＬ・ＩＣ１
４の発振信号入力端子ｆｉｎに導く。

【００６９】次に、積分回路６０について詳細に説明す
る。

【００７０】積分回路６０は、抵抗Ｒ６１，Ｒ６２，Ｒ
６３，Ｒ６４、コンデンサＣ６１，Ｃ６２，Ｃ６３とＰ
ＮＰトランジスタＴｒ６１から構成されている。

【００７１】電源線１０は、積分回路６０のＰＮＰトラ
ンジスタＴｒ６１のエミッタに接続されるとともに、抵
抗Ｒ６１を介してＰＮＰトランジスタＴｒ６１のベース
に接続される。ＰＮＰトランジスタＴｒ６１のエミッタ
は、コンデンサＣ６１を介して基準電位点に接続されて
いる。

【００７２】ＰＰＬ・ＩＣ１４のロック検出信号出力端
子ＬＤは積分回路６０のＰＮＰトランジスタＴｒ６１の
ベースに接続される。また、ＰＮＰトランジスタＴｒ６
１のベースは、コンデンサＣ６２を介して基準電位点に
接続されている。ＰＮＰトランジスタＴｒ６１のコレク
タは、抵抗Ｒ６２を介して基準電位点に接続されるとと
もに、抵抗Ｒ６３とコンデンサＣ６３の直列接続を介し
て基準電位点に接続される。抵抗Ｒ６３とコンデンサＣ
６３との接続点は、ロック検出端子１５に接続される。

【００７３】このような接続により、積分回路６０は、
ＰＰＬ・ＩＣ１４のロック検出信号出力端子ＬＤからの
ロック検出信号ｈ１をＤＣレベル化し、ロックディテク
タ電圧ＶＤとしてロック検出端子１５に導く。

【００７４】このような実施例のループフィルタ３０に
振動を加えた場合の動作を以下の図３と図４の説明図を
参照して説明する。

【００７５】図３はループフィルタ３０に使用するコン
デンサの全てに従来と同様の積層コンデンサを用いた場
合にオシロスコープが表示する図２のアンプ１７８から
の第２中間周波数信号ｈ２の出力波形を示す説明図であ
る。

【００７６】図３において、この場合、ループフィルタ
３０に用いるコンデンサを具体的に説明すると、コンデ
ンサＣ３１には容量が０．１μＦの角型チップコンデン
サ、コンデンサＣ３２，Ｃ３４には容量が２．２ｎＦの
角型チップコンデンサ、コンデンサＣ３３には容量が１
０ｎＦの角型チップコンデンサ、コンデンサＣ３０には
容量が７５０Ｆの積層タイプのコンデンサを用いてい
る。

【００７７】このようなコンデンサを用いた状態で周波
数変換器全体に振動を与えた場合、積層タイプのコンデ
ンサＣ３１，Ｃ３２，Ｃ３３，Ｃ３４に、外部より振動
が加わることにより、圧電効果が起き、等価的な容量が
変化し、ノイズが発生する。図３に示すアンプ１７８か
らの第２中間周波数信号ｈ２の出力波形は、減衰が３０
ｄＢの状態で中心周波数が１３９．９８１０ＭＨｚ、帯
域幅１００．００ｋＨｚとなっているが、振幅の大きい
ノイズが重畳された状態となる。

【００７８】図４は図１の実施例のようにループフィル
タ３０に使用するコンデンサの内、１０００ｐＦ以上の
容量を持つものについて、非積層型コンデンサを用いた
場合にオシロスコープが表示する図２のアンプ１７８か
らの第２中間周波数信号ｈ２の出力波形を示す説明図で
ある。

【００７９】図４において、この場合、コンデンサＣ３
１は、容量が０．４９μＦのタンタルコンデンサを用い
ている。コンデンサＣ３２，Ｃ３４は、容量が２．２ｎ
Ｆの円筒チップコンデンサを用いている。コンデンサＣ
３３は、容量が１０ｎＦのプラスチックフィルムコンデ
ンサを用いている。コンデンサＣ３０は、容量が７５０
Ｆの積層タイプのコンデンサを用いている。

【００８０】このようなコンデンサを用いた状態で周波
数変換器全体に振動を与えた場合、コンデンサＣ３１，
Ｃ３２，Ｃ３３，Ｃ３４に、外部より振動が加わって
も、圧電効果が余り起こらず、ノイズも余り発生しな
い。このため、図４に示すアンプ１７８からの第２中間
周波数信号ｈ２の出力波形は、減衰が２０ｄＢの状態で
中心周波数が１３９．９８１０ＭＨｚ、帯域幅１００．
００ｋＨｚとなっており、ノイズの振幅は図３に比べて
１／１０程度となる。ここで積層タイプのコンデンサＣ
３０によるノイズも考えられるが、７５０Ｆ程度の容量
では、周波数変換器の出力波形に与える影響は僅かであ
る。

【００８１】このような実施例によれば、ループフィル
タに外部より振動が加わるた場合に発生するノイズを低
減でき、画像データを圧縮したデジタルデータを伝送す
るＢＳ中間周波数信号ｂ２を周波数変換する場合におい
て、画像データを圧縮したデジタルデータがとぎれるこ
とを防止でき、画面が大幅に乱れることを防止できる。

【００８２】尚、図１の実施例では、コンデンサＣ３
１，Ｃ３２，Ｃ３３，Ｃ３４に用いる非積層型コンデン
サの組合わせとしては、全てプラスチックフィルムコン
デンサを用いる等別の組合わせを用いてもよい。また、
図１の実施例では、製造コストや印刷配線板への高密度
実装を考慮して、ループフィルタ３０に使用するコンデ
ンサの内１０００ｐＦ以上の容量を持つコンデンサにつ
いて、非積層型コンデンサを用い、容量が１０００Ｆよ
り少ないコンデンサＣ３０は、積層タイプのコンデンサ
を用いているが、容量が１０００Ｆより少ないコンデン
サＣ３０についても、非積層型コンデンサを用いてもよ
い。さらに、図１の実施例では、本発明のデジタル伝送
受信回路を衛星放送受信装置に適用したが、他の伝送信
号をデジタル信号を復調する機器に適用してもよい。

【００８３】

【発明の効果】この発明によれば、ループフィルタに外
部より振動が加わった場合に発生するノイズを低減でき
るので、画像データを圧縮したデジタルデータを伝送す
る第１中間周波数信号を周波数変換する場合において、
画像データを圧縮したデジタルデータがとぎれることを
防止でき、画面が大幅に乱れることを防止できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明に係るデジタル伝送受信回路の一実施
例を示す可変局部発振器の回路図。

【図２】図１の実施例を衛星放送受信装置に適用した場
合を示すブロック図。

【図３】図１のループフィルタ３０に使用するコンデン
サの全てに従来と同様の積層コンデンサを用いた場合の
第２中間周波数信号の出力波形を示す説明図。

【図４】図１のループフィルタ３０に使用するコンデン
サの内、１０００ｐＦ以上の容量を持つものに非積層型
コンデンサを用いた場合の第２中間周波数信号の出力波
形を示す説明図。

【図５】従来のデジタルテレビジョン受像機のデジタル
伝送受信回路の周波数変換器。

【図６】図５の可変局部発振器を示すブロック図。

【符号の説明】

２０基準発振器３０ループフィルタ４０電圧制御発振器６０積分回路Ｃ３１，Ｃ３２，Ｃ３３，Ｃ３４コンデンサ１８１可変局部発振器

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【手続補正書】

【提出日】平成６年４月１９日

【手続補正１】

【補正対象書類名】図面

【補正対象項目名】全図

【補正方法】変更

【補正内容】

【図１】

【図２】

【図３】

【図４】

【図６】

【図５】

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者大戸秀起埼玉県深谷市幡羅町１丁目９番２号株式会社東芝深谷工場内

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】伝送信号をコンバータにより第１中間周
波数信号に変換し、この第１中間周波数信号を可変局部
発振器からの可変局部発振信号によって第２中間周波数
信号に変換し、この第２中間周波数信号をデジタル信号
に復調するデジタル伝送受信回路であって、前記可変局部発振器のループフィルタに使用するコンデ
ンサに、非積層型コンデンサを用いたことを特徴とする
デジタル伝送受信回路。
【請求項２】伝送信号をコンバータにより第１中間周
波数信号に変換し、この第１中間周波数信号を可変局部
発振器からの可変局部発振信号によって第２中間周波数
信号に変換し、この第２中間周波数信号をデジタル信号
に復調するデジタル伝送受信回路であって、前記可変局部発振器のループフィルタに使用するコンデ
ンサの内、１０００ｐＦ以上の容量を持つものについ
て、非積層型コンデンサを用いたことを特徴とするデジ
タル伝送受信回路。
【請求項３】衛星放送信号をコンバータにより第１中
間周波数信号に変換し、この第１中間周波数信号を可変
局部発振器からの可変局部発振信号によって第２中間周
波数信号に変換し、この第２中間周波数信号をデジタル
映像信号に復調するデジタル伝送受信回路であって、前記可変局部発振器のループフィルタに使用するコンデ
ンサに、非積層型コンデンサを用いたことを特徴とする
デジタル伝送受信回路。
【請求項４】衛星放送信号をコンバータにより第１中
間周波数信号に変換し、この第１中間周波数信号を可変
局部発振器からの可変局部発振信号によって第２中間周
波数信号に変換し、この第２中間周波数信号をデジタル
映像信号に復調するデジタル伝送受信回路であって、前記可変局部発振器のループフィルタに使用するコンデ
ンサの内、１０００ｐＦ以上の容量を持つものについ
て、非積層型コンデンサを用いたことを特徴とするデジ
タル伝送受信回路。