JPH0728475B2 - マルチウェイスピ−カ装置用ネットワ−ク - Google Patents
マルチウェイスピ−カ装置用ネットワ−クInfo
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- JPH0728475B2 JPH0728475B2 JP13347687A JP13347687A JPH0728475B2 JP H0728475 B2 JPH0728475 B2 JP H0728475B2 JP 13347687 A JP13347687 A JP 13347687A JP 13347687 A JP13347687 A JP 13347687A JP H0728475 B2 JPH0728475 B2 JP H0728475B2
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、デジタル化された入力信号をデジタルフィル
タによって所望の帯域に分割した後、アナログ信号に変
換してスピーカを駆動するようにしたデバイディングネ
ットワーク回路の改良によりフィルタの設計を容易にす
ると共にハード量の削減を図ったマルチウェイスピーカ
装置用ネットワークに関する。
タによって所望の帯域に分割した後、アナログ信号に変
換してスピーカを駆動するようにしたデバイディングネ
ットワーク回路の改良によりフィルタの設計を容易にす
ると共にハード量の削減を図ったマルチウェイスピーカ
装置用ネットワークに関する。
従来における前記したデバイディングネットワーク回路
を第８図に示す。
を第８図に示す。
図において、１はチューナ、アナログテープレコーダ、
アナログプレーヤ等からのアナログ信号が入力されるア
ナログ入力端、２は該アナログ入力端からのアナログ信
号をデジタル信号に変換するアナログ／デジタルコンバ
ータ（以下A/Dコンバータという）、３はデジタルオー
ディオテープレコーダ、コンパクトディスク等のデジタ
ル出力をもつデジタルソース源、４は前記A/Dコンバー
タ２とデジタルソース源３とを選択切換えるスイッチ、
５は高域通過フィルタ6,7および低域通過フィルタ8,9を
演算処理させるためのマスタクロック発振器、22は前記
スイッチ４により、選択的に入力されたディジタル信号
群のサンプリング周波数が、入力ソース毎に異なる場合
に、ある１つのサンプリング周波数に変換するためのサ
ンプリングコンバータである。スイッチ４からの出力の
サンプリング周波数が同じであれば、該サンプリングコ
ンバータ22は不要である。
アナログプレーヤ等からのアナログ信号が入力されるア
ナログ入力端、２は該アナログ入力端からのアナログ信
号をデジタル信号に変換するアナログ／デジタルコンバ
ータ（以下A/Dコンバータという）、３はデジタルオー
ディオテープレコーダ、コンパクトディスク等のデジタ
ル出力をもつデジタルソース源、４は前記A/Dコンバー
タ２とデジタルソース源３とを選択切換えるスイッチ、
５は高域通過フィルタ6,7および低域通過フィルタ8,9を
演算処理させるためのマスタクロック発振器、22は前記
スイッチ４により、選択的に入力されたディジタル信号
群のサンプリング周波数が、入力ソース毎に異なる場合
に、ある１つのサンプリング周波数に変換するためのサ
ンプリングコンバータである。スイッチ４からの出力の
サンプリング周波数が同じであれば、該サンプリングコ
ンバータ22は不要である。
6,7はサンプリング周波数（fs）の入力ディジタル信号
群に対し、周波数軸上の低域側に任意の減衰特性を持た
せるように演算処理をさせる高域通過フィルタ回路、8,
9は同じくサンプリング周波数（fs）の入力ディジタル
信号群に対し周波数軸上の高域側に任意の減衰特性を持
たせるように演算処理をさせる低域通過フィルタ回路、
10〜13は前記した高域通過フィルタ回路6,7および低域
通過フィルタ回路8,9よりのデジタル信号を夫々アナロ
グ信号に変換するデジタル／アナログコンバータ（以下
D/Aコンバータという）、14〜17は該D/Aコンバータ10〜
13よりのアナログ信号を増幅する増幅器、18,19は該増
幅器14,15よりの出力で駆動される左右の高域用スピー
カ、20,21は前記増幅器16,17よりの出力で駆動される左
右の低域用スピーカである。
群に対し、周波数軸上の低域側に任意の減衰特性を持た
せるように演算処理をさせる高域通過フィルタ回路、8,
9は同じくサンプリング周波数（fs）の入力ディジタル
信号群に対し周波数軸上の高域側に任意の減衰特性を持
たせるように演算処理をさせる低域通過フィルタ回路、
10〜13は前記した高域通過フィルタ回路6,7および低域
通過フィルタ回路8,9よりのデジタル信号を夫々アナロ
グ信号に変換するデジタル／アナログコンバータ（以下
D/Aコンバータという）、14〜17は該D/Aコンバータ10〜
13よりのアナログ信号を増幅する増幅器、18,19は該増
幅器14,15よりの出力で駆動される左右の高域用スピー
カ、20,21は前記増幅器16,17よりの出力で駆動される左
右の低域用スピーカである。
而して、前記構成の従来のデバイディングネットワーク
にあっては、スイッチ４によって選択されたデジタル信
号は高域通過フィルタ6,7によって左右の高域成分の信
号のみが抽出され、また、低域通過フィルタ8,9によっ
て左右の低域成分の信号のみが抽出される。そして、D/
Aコンバータ10〜13によって高域の左右アナログ信号と
低域の左右アナログ信号とに変換され、次段の増幅器14
〜17により増幅されてスピーカ18〜21を駆動するもので
ある。
にあっては、スイッチ４によって選択されたデジタル信
号は高域通過フィルタ6,7によって左右の高域成分の信
号のみが抽出され、また、低域通過フィルタ8,9によっ
て左右の低域成分の信号のみが抽出される。そして、D/
Aコンバータ10〜13によって高域の左右アナログ信号と
低域の左右アナログ信号とに変換され、次段の増幅器14
〜17により増幅されてスピーカ18〜21を駆動するもので
ある。
ところで、前記した従来のデバイディングネットワーク
における高域通過フィルタ6,7および低域通過フィルタ
8,9は、所望の振幅特性と位相特性を得る必要から、振
幅特性設定用のデジタルフィルタと位相特性設定用のデ
ジタルフィルタの２つを縦続接続した２段構成のフィル
タとして構成されているのが普通である。そして、従
来、この縦続接続された２段構成のフィルタとしては、
非巡回型（FIR）フィルタだけを用いて構成したもの、
あるいは巡回型（IIR）フィルタだけを用いて構成した
ものが一般的であった。
における高域通過フィルタ6,7および低域通過フィルタ
8,9は、所望の振幅特性と位相特性を得る必要から、振
幅特性設定用のデジタルフィルタと位相特性設定用のデ
ジタルフィルタの２つを縦続接続した２段構成のフィル
タとして構成されているのが普通である。そして、従
来、この縦続接続された２段構成のフィルタとしては、
非巡回型（FIR）フィルタだけを用いて構成したもの、
あるいは巡回型（IIR）フィルタだけを用いて構成した
ものが一般的であった。
しかしながら、非巡回型（FIR）フィルタのみを用いて
高域通過フィルタあるいは低域通過フィルタを構成した
場合、各非巡回型フィルタにおける畳み込み演算の次数
が極めて高くなるため、フィルタの回路規模が大きくな
ってしまうという問題があった。例えば、従来のデバイ
ディングネットワークにおける高域通過フィルタ6,7に
おいては、縦続接続される２つの非巡回型フィルタの次
数はそれぞれ127程度であり、高域通過フィルタ全体か
らみると、その次数は２つ合わせて254にもなってい
た。
高域通過フィルタあるいは低域通過フィルタを構成した
場合、各非巡回型フィルタにおける畳み込み演算の次数
が極めて高くなるため、フィルタの回路規模が大きくな
ってしまうという問題があった。例えば、従来のデバイ
ディングネットワークにおける高域通過フィルタ6,7に
おいては、縦続接続される２つの非巡回型フィルタの次
数はそれぞれ127程度であり、高域通過フィルタ全体か
らみると、その次数は２つ合わせて254にもなってい
た。
また、巡回型フィルタのみを用いた場合にあっては、希
望の振幅特性と位相特性を同時に実現するにはその設計
理論と設計手順が極めて複雑であり、設計が容易でない
という問題があった。
望の振幅特性と位相特性を同時に実現するにはその設計
理論と設計手順が極めて複雑であり、設計が容易でない
という問題があった。
本発明は前記した問題点を解決せんとするもので、フィ
ルタを非巡回型フィルタと巡回型フィルタとを組合せる
ことにより、フィルタとしての回路規模を小さくできる
と共に所望の振幅、位相特性を得ることができ、かつ、
フィルタの設計も簡単に行えるマルチウェイスピーカ装
置用ネットワークを提供することを目的とする。
ルタを非巡回型フィルタと巡回型フィルタとを組合せる
ことにより、フィルタとしての回路規模を小さくできる
と共に所望の振幅、位相特性を得ることができ、かつ、
フィルタの設計も簡単に行えるマルチウェイスピーカ装
置用ネットワークを提供することを目的とする。
本発明は前記した目的を達成するために、デジタル信号
が入力されるフィルタを、スピーカユニットの位相特性
を補正するような所望の位相特性を持つ巡回型フィルタ
と、該巡回型フィルタの振幅特性を補正し、かつ、所望
の振幅特性を持つ直線位相特性の非巡回型フィルタとで
構成したことを要旨とするものである。
が入力されるフィルタを、スピーカユニットの位相特性
を補正するような所望の位相特性を持つ巡回型フィルタ
と、該巡回型フィルタの振幅特性を補正し、かつ、所望
の振幅特性を持つ直線位相特性の非巡回型フィルタとで
構成したことを要旨とするものである。
以下、本発明の一実施例を第１図、第２図と共に説明す
る。なお、第８図と同一符号は同一部分を示し説明は省
略する。
る。なお、第８図と同一符号は同一部分を示し説明は省
略する。
本発明において従来例と相違する点は、スイッチ４を介
して入力されるデジタル信号のサンプリング周波数（f
s）よりも低いサンプリング周波数に変換するアンダー
サンプリングコンバータ23を低域通過フィルタ８の前段
に接続すると共に、該低域通過フィルタ８の後段に前記
低いサンプリング信号にてデジタル信号をアナログ信号
に変換するA/Dコンバータ24,25を接続し、さらに、高域
通過フィルタ6,7に第２図に示すスピーカユニットの位
相特性を補正する巡回型フィルタ6a,7aと、該巡回型フ
ィルタ6a,7aの振幅特性を補正する非巡回型フィルタ6b,
7bで構成したことである。
して入力されるデジタル信号のサンプリング周波数（f
s）よりも低いサンプリング周波数に変換するアンダー
サンプリングコンバータ23を低域通過フィルタ８の前段
に接続すると共に、該低域通過フィルタ８の後段に前記
低いサンプリング信号にてデジタル信号をアナログ信号
に変換するA/Dコンバータ24,25を接続し、さらに、高域
通過フィルタ6,7に第２図に示すスピーカユニットの位
相特性を補正する巡回型フィルタ6a,7aと、該巡回型フ
ィルタ6a,7aの振幅特性を補正する非巡回型フィルタ6b,
7bで構成したことである。
なお、26〜29は各D/Aコンバータ10,11,24,25の前段に接
続された遅延回路である。
続された遅延回路である。
次ぎに、前記した構成に基づいて動作を説明するに、前
記した従来例と同様にスイッチ４で選択されたデジタル
信号は、左右の高域通過フィルタ6,7に加えられる。こ
こで、高域通過フィルタ6,7は第２図に示すように、非
巡回型フィルタ6b,7bおよび巡回型フィルタ6a,7aから構
成されているので、第４図に示す如きスピーカユニット
の位相特性（破線で示し、実線は振幅特性を示す）を補
正するために、第５図(a)に示すような位相特性を巡回
型フィルタ6a,7aによって実現する。この巡回型フィル
タ6a,7aは第５図(b)に示すような振幅特性を持っている
ため、ローブーストの特性を持つが、このような振幅特
性は必要がないので、この振幅特性を補正する必要が生
じる。そこで、この振幅特性の補正を行うと共に、高域
通過フィルタ6,7全体として所望の特性となるように非
巡回型フィルタ6b,7bを設計する。この非巡回型フィル
タ6b,7bの特性を第６図に示す。すなわち、第６図の(a)
の特性と(b)の特性とを混合して(c)のような特性を得、
この特性を有する非巡回型フィルタ6b,7bによって振幅
特性を補正するものである。
記した従来例と同様にスイッチ４で選択されたデジタル
信号は、左右の高域通過フィルタ6,7に加えられる。こ
こで、高域通過フィルタ6,7は第２図に示すように、非
巡回型フィルタ6b,7bおよび巡回型フィルタ6a,7aから構
成されているので、第４図に示す如きスピーカユニット
の位相特性（破線で示し、実線は振幅特性を示す）を補
正するために、第５図(a)に示すような位相特性を巡回
型フィルタ6a,7aによって実現する。この巡回型フィル
タ6a,7aは第５図(b)に示すような振幅特性を持っている
ため、ローブーストの特性を持つが、このような振幅特
性は必要がないので、この振幅特性を補正する必要が生
じる。そこで、この振幅特性の補正を行うと共に、高域
通過フィルタ6,7全体として所望の特性となるように非
巡回型フィルタ6b,7bを設計する。この非巡回型フィル
タ6b,7bの特性を第６図に示す。すなわち、第６図の(a)
の特性と(b)の特性とを混合して(c)のような特性を得、
この特性を有する非巡回型フィルタ6b,7bによって振幅
特性を補正するものである。
而して、非巡回型フィルタ6b,7bは直線位相特性を持つ
ため、巡回型フィルタ6a,7aの位相特性に影響を与える
ことがない。従って、所望の位相特性を巡回型フィルタ
6a,7aによって、また、所望の振幅特性を非巡回型フィ
ルタ6b,7bによって得るものであるから、第７図に示す
ような所望の位相、振幅特性をもつ高域通過フィルタ6,
7を製作できるものである。
ため、巡回型フィルタ6a,7aの位相特性に影響を与える
ことがない。従って、所望の位相特性を巡回型フィルタ
6a,7aによって、また、所望の振幅特性を非巡回型フィ
ルタ6b,7bによって得るものであるから、第７図に示す
ような所望の位相、振幅特性をもつ高域通過フィルタ6,
7を製作できるものである。
本発明による実際の設計例を挙げると、第２図における
巡回型フィルタ6a,7aの次数を３に、また非巡回型フィ
ルタ6b,7bの次数を127にすることにより、従来のものと
同じ振幅特性と位相特性を備えた高域通過フィルタを得
ることができた。従って、本発明の場合、高域通過フィ
ルタ全体として見ると、フィルタの次数は合わせて130
であり、非巡回フィルタを２段接続した従来の高域通過
フィルタに比べて、その次数をほぼ半分に低減すること
ができる。
巡回型フィルタ6a,7aの次数を３に、また非巡回型フィ
ルタ6b,7bの次数を127にすることにより、従来のものと
同じ振幅特性と位相特性を備えた高域通過フィルタを得
ることができた。従って、本発明の場合、高域通過フィ
ルタ全体として見ると、フィルタの次数は合わせて130
であり、非巡回フィルタを２段接続した従来の高域通過
フィルタに比べて、その次数をほぼ半分に低減すること
ができる。
一方、サンプリングコーバータ23によって入力されたデ
ジタル信号のサンプリング周波数（fs）より低いサンプ
リング周波数に変換して、低域通過フィルタ８に加えら
れる。ここで、アンダーサンプリングコンバータ23によ
り、1/nにサンプリング周波数を下げることで、サンプ
リング周波数を下げる前に比べ信号処理に使用できる時
間はｎ倍となる。
ジタル信号のサンプリング周波数（fs）より低いサンプ
リング周波数に変換して、低域通過フィルタ８に加えら
れる。ここで、アンダーサンプリングコンバータ23によ
り、1/nにサンプリング周波数を下げることで、サンプ
リング周波数を下げる前に比べ信号処理に使用できる時
間はｎ倍となる。
なお、本実施例においては、入力されたデジタル信号群
のサンプリング周波数をfsとしてアンダーサンプリング
コンバータ23により、fs/2にサンプリング周波数を下げ
たもので、これにより、従来例と同一規模のハードウェ
アを使用した低域通過フィルタ８は信号処理に要する時
間は1/2で済む。かつ、低域通過フィルタ８を時分割処
理で使用すれば、左右チャンネルのフィルタリング処理
が行える。これにより、従来例のように低域通過フィル
タ９は不要となる。ただし、この場合低域通過フィルタ
８の次数分（フィルタ段数分）のシフトレジスタが２倍
になるのみでコスト的にはそれ程変わらない。
のサンプリング周波数をfsとしてアンダーサンプリング
コンバータ23により、fs/2にサンプリング周波数を下げ
たもので、これにより、従来例と同一規模のハードウェ
アを使用した低域通過フィルタ８は信号処理に要する時
間は1/2で済む。かつ、低域通過フィルタ８を時分割処
理で使用すれば、左右チャンネルのフィルタリング処理
が行える。これにより、従来例のように低域通過フィル
タ９は不要となる。ただし、この場合低域通過フィルタ
８の次数分（フィルタ段数分）のシフトレジスタが２倍
になるのみでコスト的にはそれ程変わらない。
一般にマルチウェイスピーカシステムで用いられる低域
通過フィルタは、入力されたデジタル信号群のサンプリ
ング周波数（ｆ＝44.1KHz）と比べ、十分に低い遮断周
波数であるので、1/n（ｎは２以上の整数）、ｎは4,8で
も比較的実現性が高く、サンプリング周波数を低く下げ
られことにより、遮断周波数特性の設計が容易となる。
通過フィルタは、入力されたデジタル信号群のサンプリ
ング周波数（ｆ＝44.1KHz）と比べ、十分に低い遮断周
波数であるので、1/n（ｎは２以上の整数）、ｎは4,8で
も比較的実現性が高く、サンプリング周波数を低く下げ
られことにより、遮断周波数特性の設計が容易となる。
例えば、アンダーサンプリングコンバータ23により入力
されたデジタル信号処理群のサンプリング周波数を下げ
る場合、例えば、fsを1/2にしてfs/2とする場合、fs/2
からfsまでの周波数を十分減衰させておかないと、０〜
fs/2の使用帯域内に折り返し周波数歪を生じることにな
る。従って、1/2に下げる場合、fs/2以上の周波数成分
を減衰させた後、サンプル列のデータから１個置きにデ
ータを間引くことになる。
されたデジタル信号処理群のサンプリング周波数を下げ
る場合、例えば、fsを1/2にしてfs/2とする場合、fs/2
からfsまでの周波数を十分減衰させておかないと、０〜
fs/2の使用帯域内に折り返し周波数歪を生じることにな
る。従って、1/2に下げる場合、fs/2以上の周波数成分
を減衰させた後、サンプル列のデータから１個置きにデ
ータを間引くことになる。
このように、低域通過フィルタ８で抽出された左右チャ
ンネルの低周波のデジタル信号は、デジタル遅延回路2
8,29に加えられる。ここで、遅延回路28,29を設けたの
は、低音用スピーカ20あるいは21と高音用スピーカ18あ
るいは19の音源位置の差から聴取位置で到達時間に差が
生じ波形歪が生じるので、これを防止するためである。
ンネルの低周波のデジタル信号は、デジタル遅延回路2
8,29に加えられる。ここで、遅延回路28,29を設けたの
は、低音用スピーカ20あるいは21と高音用スピーカ18あ
るいは19の音源位置の差から聴取位置で到達時間に差が
生じ波形歪が生じるので、これを防止するためである。
すなわち、第３図に示す如く低音用スピーカ20,21に対
して高音用スピーカ18,19が受音点Ｐから見て奥にある
場合、低音用スピーカ20,21、高音用スピーカ18,19から
の到達時間を夫々Tl,Thとすると、Tl＜Thとなり、特に
クロスオーバ付近で、高音用スピーカ18,19からの音に
遅れ時間差Δｓが生じ、すなわち、Δｓ＝Th−Tlによる
波形歪を生じる。この時間差Δｓを補正するために遅延
回路28,29を設けた。
して高音用スピーカ18,19が受音点Ｐから見て奥にある
場合、低音用スピーカ20,21、高音用スピーカ18,19から
の到達時間を夫々Tl,Thとすると、Tl＜Thとなり、特に
クロスオーバ付近で、高音用スピーカ18,19からの音に
遅れ時間差Δｓが生じ、すなわち、Δｓ＝Th−Tlによる
波形歪を生じる。この時間差Δｓを補正するために遅延
回路28,29を設けた。
また、遅延回路26,27はスイッチ４を介して入力された
デジタル信号を高域通過フィルタ6,7および低域通過フ
ィルタ８に通し、その際フィルタリングに要する信号処
理時間に差が生じるので、これを補正するために設けた
ものである。すなわち、デジタル信号を高域通過フィル
タ6,7で処理するのに要する時間をTH、同じく低域通過
フィルタ８で処理するのに要する時間をTL、アンダーサ
ンプリングコンバータ23によりアンダサンプリング処理
するのに要する時間をTUとする。ここで、TU＋TL＞TH
で、この場合の処理時間の差Δｆとすると、Δｆ＝（TU
＋TL）−THとなり、かつΔｆ＞Δｓの場合、低音用スピ
ーカ20,21と高域用スピーカ18,19からの再生出力は、受
音点Ｐで前記とは逆に低音用スピーカ20,21からの音に
遅れ時間差を生じる。従って、このような場合には高域
通過フィルタ6,7の後段に遅延回路26,27を設け、この時
間差Δｆを補正する。この場合、遅延回路28,29は不要
である。
デジタル信号を高域通過フィルタ6,7および低域通過フ
ィルタ８に通し、その際フィルタリングに要する信号処
理時間に差が生じるので、これを補正するために設けた
ものである。すなわち、デジタル信号を高域通過フィル
タ6,7で処理するのに要する時間をTH、同じく低域通過
フィルタ８で処理するのに要する時間をTL、アンダーサ
ンプリングコンバータ23によりアンダサンプリング処理
するのに要する時間をTUとする。ここで、TU＋TL＞TH
で、この場合の処理時間の差Δｆとすると、Δｆ＝（TU
＋TL）−THとなり、かつΔｆ＞Δｓの場合、低音用スピ
ーカ20,21と高域用スピーカ18,19からの再生出力は、受
音点Ｐで前記とは逆に低音用スピーカ20,21からの音に
遅れ時間差を生じる。従って、このような場合には高域
通過フィルタ6,7の後段に遅延回路26,27を設け、この時
間差Δｆを補正する。この場合、遅延回路28,29は不要
である。
なお、Δｆ＝Δｓの場合、高域通過フィルタ6,7、低域
通過フィルタ８の何れの系においても遅延回路26〜29は
必要でない。
通過フィルタ８の何れの系においても遅延回路26〜29は
必要でない。
そして、遅延回路26〜29で時間軸補正を行ったデジタル
信号は、夫々D/Aコンバータ10,11,24,25でアナログ信号
に変換され、増幅器14〜17で増幅されて各スピーカ18〜
21に加えられる。このデジタル信号をアナログ信号に変
換するD/Aコンバータ10,11と24,25とでは、異なるフィ
ルタを使用している。
信号は、夫々D/Aコンバータ10,11,24,25でアナログ信号
に変換され、増幅器14〜17で増幅されて各スピーカ18〜
21に加えられる。このデジタル信号をアナログ信号に変
換するD/Aコンバータ10,11と24,25とでは、異なるフィ
ルタを使用している。
すなわち、低域通過フィルタ８から出力されるデジタル
信号は、アンダーサンプリングコンバータ23でサンプリ
ングされ入力されたサンプリング周波数より低いサンプ
リング周波数となっているので、D/Aコンバータ24,25は
D/Aコンバータ10,11とは異なる。アナログ信号に変換さ
れた信号は増幅器14〜17で増幅され、各スピーカ18〜21
を駆動することとなる。
信号は、アンダーサンプリングコンバータ23でサンプリ
ングされ入力されたサンプリング周波数より低いサンプ
リング周波数となっているので、D/Aコンバータ24,25は
D/Aコンバータ10,11とは異なる。アナログ信号に変換さ
れた信号は増幅器14〜17で増幅され、各スピーカ18〜21
を駆動することとなる。
他の実施例として、低域通過フィルタ８の後にオーバー
サンプリングコンバータを接続して、元のサンプリング
周波数に戻すことで、D/Aコンバータ10,11,24,25は同じ
サンプリング周波数のものが使用できる。
サンプリングコンバータを接続して、元のサンプリング
周波数に戻すことで、D/Aコンバータ10,11,24,25は同じ
サンプリング周波数のものが使用できる。
また、これまで述べたマルチウェイスピーカシステムは
低音、高音用の２ウェイスピーカシステムであったが、
使用帯域別に専用スピーカを設けるマルチウェイスピー
カシステムの場合は、使用帯域に合せた帯域通過フィル
タ（BPF）を追加し、BPF回路の後に該遅延回路を設けて
受音点での時間軸を合せるマルチウェイスピーカ装置用
ネットワークとすることもできる。
低音、高音用の２ウェイスピーカシステムであったが、
使用帯域別に専用スピーカを設けるマルチウェイスピー
カシステムの場合は、使用帯域に合せた帯域通過フィル
タ（BPF）を追加し、BPF回路の後に該遅延回路を設けて
受音点での時間軸を合せるマルチウェイスピーカ装置用
ネットワークとすることもできる。
なお、前記した実施例においては、巡回型フィルタと非
巡回型フィルタとを組合せたフィルタを、高域通過フィ
ルタにのみ使用したものについて説明したが、これは低
域通過フィルタにも使用可能であり、また、入力側から
巡回型フィルタ6a,7a、非巡回型フィルタ6b,7bの順に配
列しても良い。
巡回型フィルタとを組合せたフィルタを、高域通過フィ
ルタにのみ使用したものについて説明したが、これは低
域通過フィルタにも使用可能であり、また、入力側から
巡回型フィルタ6a,7a、非巡回型フィルタ6b,7bの順に配
列しても良い。
本発明は前記したように、高域通過フィルタと低域通過
フィルタで高低域信号に分離するようにしたデバイディ
ングネットワークにおいて、前記フィルタをスピーカユ
ニットの位相特性を補正する巡回型フィルタと、該巡回
型フィルタの振幅特性を補正する非巡回型フィルタとで
構成したことによって、小さい回路規模で所望の位相、
振幅特性を実現することができると共にフィルタの設計
が容易に行える等の効果を有するものである。
フィルタで高低域信号に分離するようにしたデバイディ
ングネットワークにおいて、前記フィルタをスピーカユ
ニットの位相特性を補正する巡回型フィルタと、該巡回
型フィルタの振幅特性を補正する非巡回型フィルタとで
構成したことによって、小さい回路規模で所望の位相、
振幅特性を実現することができると共にフィルタの設計
が容易に行える等の効果を有するものである。
第１図は本発明に係るマルチウェイスピーカ装置用ネッ
トワークの一実施例を示すブロック図、 第２図は同上の一部の詳細ブロック図、 第３図は高音用スピーカと低音用スピーカとの受音点か
らの時間差を示す説明図、 第４図はスピーカシステムの特性図、 第５図は巡回型フィルタの特性図、 第６図は非巡回型フィルタの特性図、 第７図は高域通過フィルタとしての特性図、 第８図は従来例のブロック図である。 １……アナログ入力端、２……アナログ／デジタルコン
バータ、３……デジタルソース源、４……スイッチ、５
……マスタクロック発生器、6,7……高域通過フィル
タ、6a,7aは巡回型フィルタ、6b,7bは非巡回型フィル
タ、8,9……低域通過フィルタ、10,11,12,13,24,25……
デジタル／アナログコンバータ、14〜17……増幅器、1
8,19……高音用スピーカ、20,21……低音用スピーカ、2
3……アンダーサンプリングコンバータ、26〜29……遅
延回路。
トワークの一実施例を示すブロック図、 第２図は同上の一部の詳細ブロック図、 第３図は高音用スピーカと低音用スピーカとの受音点か
らの時間差を示す説明図、 第４図はスピーカシステムの特性図、 第５図は巡回型フィルタの特性図、 第６図は非巡回型フィルタの特性図、 第７図は高域通過フィルタとしての特性図、 第８図は従来例のブロック図である。 １……アナログ入力端、２……アナログ／デジタルコン
バータ、３……デジタルソース源、４……スイッチ、５
……マスタクロック発生器、6,7……高域通過フィル
タ、6a,7aは巡回型フィルタ、6b,7bは非巡回型フィル
タ、8,9……低域通過フィルタ、10,11,12,13,24,25……
デジタル／アナログコンバータ、14〜17……増幅器、1
8,19……高音用スピーカ、20,21……低音用スピーカ、2
3……アンダーサンプリングコンバータ、26〜29……遅
延回路。
Claims (1)
- 【請求項１】デジタル化された入力信号をデジタル信号
処理によって所望の帯域を通過させるデジタルフィルタ
により帯域分割するデバイディングネットワーク回路に
おいて、前記デジタルフィルタをスピーカユニットの位
相特性を補正するような位相特性を持つ巡回型フィルタ
と該巡回型フィルタの振幅特性の補正を含め所望の振幅
特性を有する非巡回型フィルタとによって構成したこと
を特徴とするマルチウェイスピーカ装置用ネットワー
ク。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13347687A JPH0728475B2 (ja) | 1987-05-30 | 1987-05-30 | マルチウェイスピ−カ装置用ネットワ−ク |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13347687A JPH0728475B2 (ja) | 1987-05-30 | 1987-05-30 | マルチウェイスピ−カ装置用ネットワ−ク |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63300699A JPS63300699A (ja) | 1988-12-07 |
| JPH0728475B2 true JPH0728475B2 (ja) | 1995-03-29 |
Family
ID=15105669
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP13347687A Expired - Lifetime JPH0728475B2 (ja) | 1987-05-30 | 1987-05-30 | マルチウェイスピ−カ装置用ネットワ−ク |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0728475B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3068635B2 (ja) * | 1990-08-31 | 2000-07-24 | パイオニア株式会社 | スピーカ装置 |
| GB0124352D0 (en) | 2001-10-11 | 2001-11-28 | 1 Ltd | Signal processing device for acoustic transducer array |
-
1987
- 1987-05-30 JP JP13347687A patent/JPH0728475B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS63300699A (ja) | 1988-12-07 |
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