JP3135497U - チャンネルデバイダー回路 - Google Patents

Abstract

【課題】周波数分割点であるクロスオーバー周波数近傍の振幅及び位相特性を改善し、複数のスピーカーユニット相互間の音波の合成をより原音に近づけることを可能にするチャンネルデバイダー回路を提供する。
【解決手段】音響再生装置におけるチャンネルデバイダー回路において、回路を構成する一対の２次のローパスフィルター及びハイパスフィルターの伝達関数の加算が一定の定数になるように回路を構成することでスピーカーによる音場空間での音波の合成時に起こる波形歪を極力低減する。
【選択図】図１

Description

本考案は、マルチウエイ方式のスピーカーシステムに用いられる音響再生装置において、夫々のスピーカーの再生帯域を制限するチャンネルディバイダー回路に関する。

チャンネルデバイダー回路に用いられるフィルターは、古くから知られているように、一次から高次のフィルターまで各種々の回路の組み合わせが用いられている。またスロープ特性についてもバタワースや、ベッセル等の特性が採用されている。

図７の回路は最も簡単な一次のローパス、ハイパスフィルターの組み合わせ例で、その振幅及び位相特性の素性のよさから現在でも広く用いられている。また、近年ではデジタルフィルターを応用し、種々の高次のフィルターが実現可能で、特に遅延時間や位相シフト量などもプログラムで簡単に設定できるようになっている。

高次のフィルターを用いた場合、スピーカーユニット相互間で再生音の周波数干渉域が少なくなる反面、クロスオーバー周波数近傍の利得や位相特性の挙動が複雑になり、音場での波形合成において、歪の発生が否めない。

これに対し、一次フィルターの長所は、夫々の伝達関数の加算が定数になる点にあり、夫々のスピーカーによる音場空間での音波の合成を原信号に極力近づけようとする場合は設計の見通しが比較的よく、仮にＨＰＦ、ＬＰＦに対応するスピーカーユニットの音響特性がクロスオーバー付近で一致しておれば、周波数分割による悪影響を極力排除できる。一次フィルターがいまだに重用されているのはこの為である。

一方、次数の低いフィルターでは、スピーカーユニットがもつ再生帯域の高域で発生する分割共振等による歪や、下限（共振周波数）付近の特性の乱れに対し、有害な歪をフィルターで除去しきれない欠点があり、このため、特に再生帯域幅の狭いスピーカーユニットを用いる場合などで、ユニット相互間の干渉を軽減するためには高次のフィルターが有利とされている。

本考案は、一次フィルターの利点と高次フィルターの利点を折衷するもので、２次のフィルターの対で、夫々の伝達関数の加算が定数になるよう構成したフィルターの組み合わせを提供するものである。

ここで、図１に示すローパスフィルター：ＬＰＦの伝達関数を下記の式１で示されるＧＬＰ２とし、ハイパスフィルターの伝達関数：ＧＨＰ１を２式に示す特性とすると、両者の和は、ＧＨＰ１（ｓ）＋ＧＬＰ２（ｓ）＝１であり、常に一定になる。

式１

式２

また、同様に、ハイパスフィルターを下記の式３で示す伝達関数：ＧＨＰ２で構成し、

式３

ローパスフィルターの伝達関数：ＧＬＰ１を下記の４式で構成すると、

式４

ＧＬＰ１（ｓ）＋ＧＨＰ２（ｓ）＝１ になり、両者の和が常に１になるようなフィルターの対が構成される。但し、ここでのＴはクロスオーバー周波数：ｆｃを決定するパラメーターで、Ｔ＝１／２＊π＊ｆｃで示される時定数とする。

以上により、ハイパス及びローパスフィルターの対を請求項１で示す構成することで、両フィルター出力信号の加算信号は、入力信号：Ｖｉｎと完全に一致する。

考案の効果

以上で説明したように、スピーカーに入力される電気信号の加算値は、後段の増幅器４、５、のＧａｉｎ及び位相シフトが等しいとすると、入力波形と完全に相似し、従って、夫々のスピーカーユニットの持つ音響特性をスピーカーシステム内で合わせ込めば、音場空間上の合成音は源信号により近づけることが出来る。

図２，３は、本考案の具体的回路例を示すもので、図２はハイパスフィルターの特性を式３で示す２次のフィルターとした場合、図３は、ローパスフィルターを式１で示す２次のフィルターとした場合の組み合わせの例である。いずれも既知のフィルター回路により構成された回路例である。

第一の実施例

図２の回路例のローパスフィルター：ＬＰＦの周波数応答を示す伝達関数は、良く知られているように、下記の式５で示される。

式５

また、これと対を成すハイパスフィルターは一次のフィルターと位相補償のためのイコライザー回路を縦列接続したもので、伝達関数は６式で示される。

式６

ここで、下記の７式の条件で抵抗及びコンデンサーの定数を規定すると、５式は１式と一致する。また６式は２式と一致する。

式７

従って、この時、５式と６式の加算は容易に「＝１」になることが示される。但し、ここでは、図中の演算増幅：Ｕ１、Ｕ２は必要帯域内で理想的な特性であるとしている。

第二の実施例

同様に図３の実施例では、ハイパスフィルター：ＨＰＦの伝達関数は８式で示され、ローパスフィルターは式９で示される。

式８

式９

ここで上記７式の関係が成りたつよう抵抗及びコンデンサーの定数を設定すると、両者の伝達関数の加算は「＝１」となる。

ここで、所謂クロスオーバー周波数を：ｆｃを ｆｃ＝１／（２×π×Ｔ）、Ｔ＝Ｃ×Ｒと定義すると、ｆｃ＝１ｋＨｚのときの周波数に対する利得と位相の特性は、上述のフィルターの組み合わせ例において夫々、図５、図６のようになる。また、ここでのＴは、カットオフ周波数を決定する時定数である。

図５，６に示すように、伝達関数、式１及び式３で示されるフィルターのカットオフスロープ特性は、 １２ｄＢ／ｏｃｔであるが、それと対になるフィルターの特性は、実質 ６ｄＢ／ｏｃｔになる。また、図２、３の図中に示す出力信号ＶＬ及びＶＨの加算信号は、演算増幅器が理想的な特性であるとすると、入力波形：Ｖｉｎと完全に一致する。

第三の実施例

図４は３チャンネルを構成するチャンネルデバイダーの他の実施例である。ここでは、ＶＬ出力を得るためのローパスフィルターとＶＭ出力を得るためのハイパスフィルターの組み合わせを第一の実施例で構成し、ＶＨ出力およびＶＭのローパスフィルターの対を第二の実施例の組み合わせとした３チャンネルデバイダーの実施例である。

ここでのＶＨ及びＶＬ出力のカットオフスロープは１２ｄＢ／ｏｃｔであり、ＶＭ出力のそれは、実質的に６ｄＢ／ｏｃｔになる。この例では、明らかに三者の伝達関数の総和は「＝１」とはならないが、二つのカットオフ周波数を適当に離すことで、ほぼ「＝１」に近似することが出来る。

以上の実施例で説明したように、第一の実施例と第二の実施例を適切に組み合わせることで、複数チャンネルのチャンネルディバイダー回路を構成できる。

本考案により、マルチウエイ方式のスピーカーシステムの音響再生装置において、簡単な回路構成で低歪な音響再生システムを構築できる。

本考案のチャンルネデバイダーを含む音響再生装置の構成図 二次のローパスフィルターとの組み合わせ回路例 二次のハイパスフィルターとの組み合わせ回路例 ３チャンネルデバイダーの具体的実施例 ２図の実施例における利得及び位相特性 ３図の実施例における利得及び位相特性例 一次のローパス及びハイパスフィルターの回路例

符号の説明

１ チャンネルディバイター回路
２ 本考案のチャンネルデバイダーを構成するハイパスフィルター
３ 本考案のチャンネルデバイダーを構成するローパスフィルター
４、５ スピーカー駆動用増幅器
６ スピーカーシステム
７、８ スピーカーユニット
９ 本考案の２次のローパスフィルターと対になるハイパスフィルター
１０ 本考案の二次のハイパスフィルターと対になるローパスフィルター
Ｒ、Ｒ１〜Ｒ５ 抵抗
Ｃ、Ｃ１〜Ｃ４ コンデンサー
Ｕ、Ｕ１、Ｕ２ 演算増幅器
Ｖｉｎ 音声入力信号
ＶＨ ハイパスフィルター出力信号
ＶＬ ローパスフィルター出力信号
ＶＭ ハイパス及びローパスフィルターを介した出力信号

Claims (1)

1. 複数のスピーカーユニットを組み合わせたスピーカーシステムを駆動する音響再生装置に関し、音声信号の再生帯域を分割するチャンネルデバイーダー回路において、１つの周波数帯域分割に対し、一対のローパスフィルター及びハイパスフィルターを有し、その一方が２次の遮断特性を有し、もう一方のフィルターの伝達関数が、前記フィルターの伝達関数との和が一、または定数になるようにアナログフィルター回路の組み合わせで構成されたチャンネルデバイダー回路。