JPH07264136A - 光ｐｌｌ回路 - Google Patents
光ｐｌｌ回路Info
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- JPH07264136A JPH07264136A JP6071471A JP7147194A JPH07264136A JP H07264136 A JPH07264136 A JP H07264136A JP 6071471 A JP6071471 A JP 6071471A JP 7147194 A JP7147194 A JP 7147194A JP H07264136 A JPH07264136 A JP H07264136A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 光位相変調器を併用してＰＬＬの安定度を向
上させ、広帯域の周波数掃引を行う光ＰＬＬ回路および
光周波数シンセサイザスイーパを提供する。 【構成】 基準周波数光源１０の出力を光合波器１１に
入射し、その出射光を光検出器１２からハイパスフィル
タ１３に入力し、位相周波数比較器１４はハイパスフィ
ルタ１３と信号発生器１５の出力を入力して減衰器１６
に出力し、光周波数制御部１８に入力する。レーザダイ
オード光源１９は光周波数制御部１８の出力を入力し、
光分岐器２０に出力して分岐し、一方を光合波器１１の
第２の入力としてループを構成する光ＰＬＬ回路で、増
幅器３は位相周波数比較器１４の出力を増幅し、バンド
パスフィルタ２でＤＣ成分及び雑音成分を取り除いて光
位相変調器１に入力し、レーザダイオード光源１９の出
力位相を変化させて光分岐器２０に入力する。また、位
相周波数比較器１４と光周波数制御部１８の間に、増幅
器５とローパスフィルタ４を、減衰器１６とローパスフ
ィルタ１７に並列に配置する。
上させ、広帯域の周波数掃引を行う光ＰＬＬ回路および
光周波数シンセサイザスイーパを提供する。 【構成】 基準周波数光源１０の出力を光合波器１１に
入射し、その出射光を光検出器１２からハイパスフィル
タ１３に入力し、位相周波数比較器１４はハイパスフィ
ルタ１３と信号発生器１５の出力を入力して減衰器１６
に出力し、光周波数制御部１８に入力する。レーザダイ
オード光源１９は光周波数制御部１８の出力を入力し、
光分岐器２０に出力して分岐し、一方を光合波器１１の
第２の入力としてループを構成する光ＰＬＬ回路で、増
幅器３は位相周波数比較器１４の出力を増幅し、バンド
パスフィルタ２でＤＣ成分及び雑音成分を取り除いて光
位相変調器１に入力し、レーザダイオード光源１９の出
力位相を変化させて光分岐器２０に入力する。また、位
相周波数比較器１４と光周波数制御部１８の間に、増幅
器５とローパスフィルタ４を、減衰器１６とローパスフ
ィルタ１７に並列に配置する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、光通信技術や計測器
などにおいて、局部発振器光源の位相を基準周波数光源
の位相に同期させる光ＰＬＬ回路及び、位相同期状態で
局部発振器光源の発振周波数を掃引する光周波数シンセ
サイザスイーパについてのものである。
などにおいて、局部発振器光源の位相を基準周波数光源
の位相に同期させる光ＰＬＬ回路及び、位相同期状態で
局部発振器光源の発振周波数を掃引する光周波数シンセ
サイザスイーパについてのものである。
【０００２】
【従来の技術】次に、従来技術による光ＰＬＬ回路の構
成を図３に示す。図３の１０は基準周波数光源、１１は
光合波器、１２は光検出器、１３はハイパスフィルタ
（以下、ＨＰＦという。）、１４は位相周波数比較器、
１５は信号発生器、１６は減衰器、１７はローパスフィ
ルタ（以下、ＬＰＦという。）、１８は光周波数制御
部、１９はレーザダイオード光源、２０は光分岐器であ
る。光周波数制御部１８とレーザダイオード部１９で局
部発振器２２を構成する。
成を図３に示す。図３の１０は基準周波数光源、１１は
光合波器、１２は光検出器、１３はハイパスフィルタ
（以下、ＨＰＦという。）、１４は位相周波数比較器、
１５は信号発生器、１６は減衰器、１７はローパスフィ
ルタ（以下、ＬＰＦという。）、１８は光周波数制御
部、１９はレーザダイオード光源、２０は光分岐器であ
る。光周波数制御部１８とレーザダイオード部１９で局
部発振器２２を構成する。
【０００３】図３で、光周波数ｆM の基準周波数光源１
０の出力光１０Ａと、光分岐器２０で局部発振器２２の
出力であるレーザダイオード光源１９の出力光１９Ａを
分岐して得られる光周波数ｆS の制御用出力光２０Ｂと
を光合波器１１で合波する。光検出器１２は光合波器１
１で合波された合波出力光１１Ａをヘテロダイン受光
し、周波数が基準周波数光源１０の出力光１０Ａと制御
用出力光２０Ｂの差周波数成分Δｆ＝ｆM −ｆS となる
差周波数信号１２Ａと直流信号１２Ｂを出力する。
０の出力光１０Ａと、光分岐器２０で局部発振器２２の
出力であるレーザダイオード光源１９の出力光１９Ａを
分岐して得られる光周波数ｆS の制御用出力光２０Ｂと
を光合波器１１で合波する。光検出器１２は光合波器１
１で合波された合波出力光１１Ａをヘテロダイン受光
し、周波数が基準周波数光源１０の出力光１０Ａと制御
用出力光２０Ｂの差周波数成分Δｆ＝ｆM −ｆS となる
差周波数信号１２Ａと直流信号１２Ｂを出力する。
【０００４】ＨＰＦ１３は光検出器１２からの出力信号
を入力とし、直流信号１２Ｂを阻止して差周波数信号１
２Ａのみを出力する。信号発生器１５は周波数ｆH の信
号１５Ａを出力する。位相周波数比較器１４は、ＨＰＦ
１３からの周波数Δｆの信号１２Ａと周波数ｆH の信号
１５Ａを入力として位相周波数比較する。
を入力とし、直流信号１２Ｂを阻止して差周波数信号１
２Ａのみを出力する。信号発生器１５は周波数ｆH の信
号１５Ａを出力する。位相周波数比較器１４は、ＨＰＦ
１３からの周波数Δｆの信号１２Ａと周波数ｆH の信号
１５Ａを入力として位相周波数比較する。
【０００５】入力信号の周波数が異なる場合、すなわち
Δｆ≠ｆH の場合、位相周波数比較器１４は出力電圧レ
ベルの絶対値がある一定値であり、Δｆ−ｆH の符号と
同じ極性を持つ出力電圧１４Ａを減衰器１６に入力す
る。Δｆ＝ｆH の場合は、位相Ｐ６周波数比較器１４は
差周波数信号１２Ａと信号発生器から出力される信号１
５Ａの位相差Δφに応じた出力電圧を減衰器１６に入力
する。
Δｆ≠ｆH の場合、位相周波数比較器１４は出力電圧レ
ベルの絶対値がある一定値であり、Δｆ−ｆH の符号と
同じ極性を持つ出力電圧１４Ａを減衰器１６に入力す
る。Δｆ＝ｆH の場合は、位相Ｐ６周波数比較器１４は
差周波数信号１２Ａと信号発生器から出力される信号１
５Ａの位相差Δφに応じた出力電圧を減衰器１６に入力
する。
【０００６】減衰器１６は位相周波数比較器１４の出力
電圧１４Ａを１／Ｍに減衰させてＬＰＦ１７に入力し、
ＬＰＦ１７により雑音成分を取り除かれた信号１６Ａは
光周波数制御部１８に入力される。光周波数制御部１８
はＬＰＦ１７から入力された信号１６Ａに応じて、Δｆ
＝ｆH かつ差周波数信号１２Ａと信号発生器１５からの
出力信号１５Ａとの位相差Δφがある一定値（ある一定
値はＰＬＬ理論で位相誤差と呼ばれる。）となるように
レーザダイオード光源１９の周波数ｆS を変化させる信
号１８Ａを発生し、レーザダイオード光源１９に入力す
る。
電圧１４Ａを１／Ｍに減衰させてＬＰＦ１７に入力し、
ＬＰＦ１７により雑音成分を取り除かれた信号１６Ａは
光周波数制御部１８に入力される。光周波数制御部１８
はＬＰＦ１７から入力された信号１６Ａに応じて、Δｆ
＝ｆH かつ差周波数信号１２Ａと信号発生器１５からの
出力信号１５Ａとの位相差Δφがある一定値（ある一定
値はＰＬＬ理論で位相誤差と呼ばれる。）となるように
レーザダイオード光源１９の周波数ｆS を変化させる信
号１８Ａを発生し、レーザダイオード光源１９に入力す
る。
【０００７】レーザダイオード光源１９は光周波数制御
部１８から出力される信号１８Ａに応じて光周波数ｆS
を制御された出力光１９Ａを光分岐器２０に導き、外部
出力光２０Ａと制御用出力光２０Ｂに分岐され、制御用
出力光２０Ｂは光合波器１１に導かれて光ＰＬＬ回路が
構成される。
部１８から出力される信号１８Ａに応じて光周波数ｆS
を制御された出力光１９Ａを光分岐器２０に導き、外部
出力光２０Ａと制御用出力光２０Ｂに分岐され、制御用
出力光２０Ｂは光合波器１１に導かれて光ＰＬＬ回路が
構成される。
【０００８】レーザダイオード光源１９を用いた光ＰＬ
Ｌ回路の利点はレーザダイオード光源１９の利得が高い
ことにあり、光周波数制御部１８でレーザダイオード注
入電流を制御することにより、レーザダイオード光源１
９の発振周波数ｆS を制御すれば局部発振器２２の利得
ＫS は１０10程度も可能である。
Ｌ回路の利点はレーザダイオード光源１９の利得が高い
ことにあり、光周波数制御部１８でレーザダイオード注
入電流を制御することにより、レーザダイオード光源１
９の発振周波数ｆS を制御すれば局部発振器２２の利得
ＫS は１０10程度も可能である。
【０００９】ここでＰＬＬの安定性と周波数掃引幅につ
いて検討し利得ＫS ＝１０10がどういう効果があるかを
示す。ＰＬＬの安定条件は系の伝達関数より求める。Ｌ
ＰＦ１７として１次のラグフィルタを用いると、遮断角
周波数をωD 、ループ利得をＫD として、ループの伝達
関数ＨD （ｓ）は以下となる。 ＨD （ｓ）＝ＫD ωD ／（ｓ2 ＋ωD ｓ＋ＫD ωD ） （１）
いて検討し利得ＫS ＝１０10がどういう効果があるかを
示す。ＰＬＬの安定条件は系の伝達関数より求める。Ｌ
ＰＦ１７として１次のラグフィルタを用いると、遮断角
周波数をωD 、ループ利得をＫD として、ループの伝達
関数ＨD （ｓ）は以下となる。 ＨD （ｓ）＝ＫD ωD ／（ｓ2 ＋ωD ｓ＋ＫD ωD ） （１）
【００１０】ここで、ＰＬＬの理論によればダンピング
ファクタζが0.5 〜１程度でＰＬＬは安定であり、ζ
《１では不安定になる。（１）式の伝達関数の場合ダン
ピングファクタζは、 ζ2 ＝ωD ／（４ＫD ） （２） であるので、ループ利得ＫD に対して遮断角周波数ωD
は大きいことがＰＬＬの安定条件の一つである。
ファクタζが0.5 〜１程度でＰＬＬは安定であり、ζ
《１では不安定になる。（１）式の伝達関数の場合ダン
ピングファクタζは、 ζ2 ＝ωD ／（４ＫD ） （２） であるので、ループ利得ＫD に対して遮断角周波数ωD
は大きいことがＰＬＬの安定条件の一つである。
【００１１】ループ利得ＫD は、位相周波数比較器１４
の利得をＫ0 ／（２π）とし（通常Ｋ0 ＝１程度であ
る。）、減衰器１６の減衰比１／Ｍ＝１とすれば２πＫ
D ＝ＫS ＝１０10となる。これに対して遮断角周波数ω
D をωD ＝４ＫD とすると遮断周波数は１ＧＨｚを越え
る。これは実現が困難なために減衰器１６のＭを大きく
する必要がある。たとえばＭ＝１０００にすれば、遮断
周波数は数ＭＨｚとなり実現も容易となる。繰り返すと
ＫS ＝１０10の時ＰＬＬの安定性の条件はＭ》１であ
る。
の利得をＫ0 ／（２π）とし（通常Ｋ0 ＝１程度であ
る。）、減衰器１６の減衰比１／Ｍ＝１とすれば２πＫ
D ＝ＫS ＝１０10となる。これに対して遮断角周波数ω
D をωD ＝４ＫD とすると遮断周波数は１ＧＨｚを越え
る。これは実現が困難なために減衰器１６のＭを大きく
する必要がある。たとえばＭ＝１０００にすれば、遮断
周波数は数ＭＨｚとなり実現も容易となる。繰り返すと
ＫS ＝１０10の時ＰＬＬの安定性の条件はＭ》１であ
る。
【００１２】次に周波数可変幅について検討する。周波
数可変幅とは信号発生器出力１５Ａの周波数ｆH を掃引
したとき可変可能な外部出力光２０Ａの周波数範囲のこ
とであり、電気回路の帯域と局部発振器の周波数可変能
力すなわち利得に制限される。電気回路の帯域は光検出
器１２から位相周波数比較器１４までの周波数応答帯域
であり、帯域外への掃引は不可能であるが、数ＧＨｚま
での回路なら比較的容易に実現できるため、周波数可変
幅の制約は利得に依存する。
数可変幅とは信号発生器出力１５Ａの周波数ｆH を掃引
したとき可変可能な外部出力光２０Ａの周波数範囲のこ
とであり、電気回路の帯域と局部発振器の周波数可変能
力すなわち利得に制限される。電気回路の帯域は光検出
器１２から位相周波数比較器１４までの周波数応答帯域
であり、帯域外への掃引は不可能であるが、数ＧＨｚま
での回路なら比較的容易に実現できるため、周波数可変
幅の制約は利得に依存する。
【００１３】次に、周波数掃引幅とループの利得の関係
を考える。まず位相周波数比較器１４の利得は図６で概
説できる。線形近似の成り立つ位相比較時すなわち−２
π＜φ＜２πでは入力位相差Δφに比例した出力電圧が
得られるが、周波数比較時、すなわちΔφ《−２π、２
π《Δφではほぼ一定出力−Ｋ0 ／２，Ｋ0 ／２とみな
せる（Ｋ0 ＝１とする。）。このため周波数掃引幅ＬR
は ＬR ＝ＫS Ｋ0 ／（２πＭ） ＝ＫS ／（２πＭ） （３） となる。
を考える。まず位相周波数比較器１４の利得は図６で概
説できる。線形近似の成り立つ位相比較時すなわち−２
π＜φ＜２πでは入力位相差Δφに比例した出力電圧が
得られるが、周波数比較時、すなわちΔφ《−２π、２
π《Δφではほぼ一定出力−Ｋ0 ／２，Ｋ0 ／２とみな
せる（Ｋ0 ＝１とする。）。このため周波数掃引幅ＬR
は ＬR ＝ＫS Ｋ0 ／（２πＭ） ＝ＫS ／（２πＭ） （３） となる。
【００１４】減衰器による利得の低下にともない、外部
出力光２０Ａの周波数可変幅も低下する。ここで、前述
にしたがって利得ＫS ＝１０10、Ｍ＝１０００とすれ
ば、周波数掃引幅ＬR ＝１．６ＭＨｚとなる。利得ＫS
＝１０10の時、ＰＬＬの安定性の条件がＭ》１であるの
に対して、周波数掃引幅はＭの増加にともない減少して
しまい、安定性と広帯域周波数可変とは両立しない。
出力光２０Ａの周波数可変幅も低下する。ここで、前述
にしたがって利得ＫS ＝１０10、Ｍ＝１０００とすれ
ば、周波数掃引幅ＬR ＝１．６ＭＨｚとなる。利得ＫS
＝１０10の時、ＰＬＬの安定性の条件がＭ》１であるの
に対して、周波数掃引幅はＭの増加にともない減少して
しまい、安定性と広帯域周波数可変とは両立しない。
【００１５】次に広帯域周波数可変が可能な従来技術に
よる光ＰＬＬ回路の構成を図４に示す。図４の４はＬＰ
Ｆ、５は増幅器、６は分周器、７は分周器であり、他は
図３の減衰器１６とＬＰＦ１７を増幅器５とＬＰＦ４に
置き換えた構成と同じである。
よる光ＰＬＬ回路の構成を図４に示す。図４の４はＬＰ
Ｆ、５は増幅器、６は分周器、７は分周器であり、他は
図３の減衰器１６とＬＰＦ１７を増幅器５とＬＰＦ４に
置き換えた構成と同じである。
【００１６】図４で、ＨＰＦ１３と位相周波数比較器１
４の間に配置された分周器６は、ＨＰＦ１３の出力信号
１２Ａの周波数Δｆを１／Ｎに分周し、位相周波数比較
器１４の第１の入力とする。分周器７は信号発生器１５
と位相周波数比較器１４の間に配置され、信号発生器１
５の出力信号１５Ａの周波数ｆH を１／Ｎに分周して、
位相周波数比較器１４の第２の入力とする。
４の間に配置された分周器６は、ＨＰＦ１３の出力信号
１２Ａの周波数Δｆを１／Ｎに分周し、位相周波数比較
器１４の第１の入力とする。分周器７は信号発生器１５
と位相周波数比較器１４の間に配置され、信号発生器１
５の出力信号１５Ａの周波数ｆH を１／Ｎに分周して、
位相周波数比較器１４の第２の入力とする。
【００１７】ループ利得ＫD は、図３では減衰比１／Ｍ
で減少するが、図４では分周比１／Ｎで減少し、増幅器
５の利得分増加する。たとえばＮ＞Ｍとして増幅器５の
利得をＮ／Ｍとすれば、図３と図４のループ利得は等し
くなる。この時（３）式は ＬR ＝ＫS Ｎ／（２πＭ） （４） となり、図３の構成に対してダンピングファクタζは同
じだが可変幅はＮ倍に広がる。たとえば、Ｎ＝２０００
として分周器５で１／２０００に分周し、増幅器５で２
倍に増幅すれば、前述のＫS ＝１０10、Ｍ＝１０００よ
り安定なＰＬＬでＬR ＝３．２ＧＨｚとなり、前述の安
定性と広帯域周波数可変の両立問題は一旦解決する。
で減少するが、図４では分周比１／Ｎで減少し、増幅器
５の利得分増加する。たとえばＮ＞Ｍとして増幅器５の
利得をＮ／Ｍとすれば、図３と図４のループ利得は等し
くなる。この時（３）式は ＬR ＝ＫS Ｎ／（２πＭ） （４） となり、図３の構成に対してダンピングファクタζは同
じだが可変幅はＮ倍に広がる。たとえば、Ｎ＝２０００
として分周器５で１／２０００に分周し、増幅器５で２
倍に増幅すれば、前述のＫS ＝１０10、Ｍ＝１０００よ
り安定なＰＬＬでＬR ＝３．２ＧＨｚとなり、前述の安
定性と広帯域周波数可変の両立問題は一旦解決する。
【００１８】次に安定度をより高める従来技術による光
ＰＬＬ回路の構成を図５に示す。図５は電子情報通信学
会技術研究報告のＯＣＳ９２−１４「外部位相調整器を
用いた光コスタスループによるＰＳＫホモダイン伝送実
験」に報告されている光ＰＬＬの構成と同様である。
ＰＬＬ回路の構成を図５に示す。図５は電子情報通信学
会技術研究報告のＯＣＳ９２−１４「外部位相調整器を
用いた光コスタスループによるＰＳＫホモダイン伝送実
験」に報告されている光ＰＬＬの構成と同様である。
【００１９】図５の１は光位相変調器、２はバンドパス
フィルタ（以下、ＢＰＦという。）、３は増幅器、９は
ＹＡＧレーザ光源であり、他は、図４の分周器６と分周
器７を除き、レーザダイオード光源１９をＹＡＧレーザ
光源９と置き換えた構成と同じである。光位相変調器１
とＹＡＧレーザ光源９と光周波数制御部１８で局部発振
器２３を構成する。
フィルタ（以下、ＢＰＦという。）、３は増幅器、９は
ＹＡＧレーザ光源であり、他は、図４の分周器６と分周
器７を除き、レーザダイオード光源１９をＹＡＧレーザ
光源９と置き換えた構成と同じである。光位相変調器１
とＹＡＧレーザ光源９と光周波数制御部１８で局部発振
器２３を構成する。
【００２０】光位相変調器１はＹＡＧレーザ光源９と光
分岐器２０との間に配置され、ＢＰＦ２から入力された
信号３Ｂに応じて、ＨＰＦ１３からの差周波数信号Δｆ
の信号１２Ａと信号発生器１５からの出力信号１５Ａと
の位相差がある一定値（以下、位相誤差という。）とな
るように、ＹＡＧレーザ光源９の出力光９Ａの位相を制
御して光分岐器２０に入力する。
分岐器２０との間に配置され、ＢＰＦ２から入力された
信号３Ｂに応じて、ＨＰＦ１３からの差周波数信号Δｆ
の信号１２Ａと信号発生器１５からの出力信号１５Ａと
の位相差がある一定値（以下、位相誤差という。）とな
るように、ＹＡＧレーザ光源９の出力光９Ａの位相を制
御して光分岐器２０に入力する。
【００２１】ＢＰＦ２は、位相周波数比較器１４の出力
信号１４Ａを増幅する増幅器３の出力信号３Ａより、雑
音成分と直流成分すなわち周波数比較信号分を取り除い
て光位相変調器１に入力する。
信号１４Ａを増幅する増幅器３の出力信号３Ａより、雑
音成分と直流成分すなわち周波数比較信号分を取り除い
て光位相変調器１に入力する。
【００２２】ここで光位相変調器１による制御の効果を
見積もる。図３や図４の場合の安定度すなわち位相誤差
の分散値σφ2 [rad2]はループ利得ＫD にほぼ反比例し
て、 σφ2 ≒ｃ／ＫD （５） と表せる。ここでｃは定数である。これに対して光位相
変調器１によるＰＬＬの高安定化を加えると、 σφ2 ≒ｃ／ＫD ／（１＋ＫA ） （６） となる。ここで、ＢＰＦ２の遮断角周波数を低域側はＤ
Ｃ近傍とし、高域側はωD すなわちＬＰＦ４の遮断角周
波数に等しいとした。また光源はＹＡＧレーザではなく
レーザダイオードとし、位相雑音を白色雑音とみなし
た。
見積もる。図３や図４の場合の安定度すなわち位相誤差
の分散値σφ2 [rad2]はループ利得ＫD にほぼ反比例し
て、 σφ2 ≒ｃ／ＫD （５） と表せる。ここでｃは定数である。これに対して光位相
変調器１によるＰＬＬの高安定化を加えると、 σφ2 ≒ｃ／ＫD ／（１＋ＫA ） （６） となる。ここで、ＢＰＦ２の遮断角周波数を低域側はＤ
Ｃ近傍とし、高域側はωD すなわちＬＰＦ４の遮断角周
波数に等しいとした。また光源はＹＡＧレーザではなく
レーザダイオードとし、位相雑音を白色雑音とみなし
た。
【００２３】（６）式より、光位相変調器１による系の
安定度はほぼループ利得ＫA に反比例して向上する。た
だし光位相変調器１に周波数掃引能力はないので、周波
数掃引に関しては（３）式、（４）式がそのまま成り立
つ。
安定度はほぼループ利得ＫA に反比例して向上する。た
だし光位相変調器１に周波数掃引能力はないので、周波
数掃引に関しては（３）式、（４）式がそのまま成り立
つ。
【００２４】
【発明が解決しようとする課題】光ＰＬＬはループの利
得が帯域（角周波数）と同程度あるいは小さい時に安定
である。また信号発生器の発振周波数ｆH を掃引するこ
とにより、安定なＰＬＬ状態で外部出力周波数を掃引し
てシンセサイザスイーパが構成できる。
得が帯域（角周波数）と同程度あるいは小さい時に安定
である。また信号発生器の発振周波数ｆH を掃引するこ
とにより、安定なＰＬＬ状態で外部出力周波数を掃引し
てシンセサイザスイーパが構成できる。
【００２５】しかし、図５の構成ではＹＡＧレーザ光源
９の利得ＫS が小さいために、（２）式より遮断周波数
も低く、分周器や減衰器をループ内に配置しなくても光
ＰＬＬ回路は安定動作を示すが、逆に、（３）式におい
てＭ＝１でもＫS が小さいために周波数可変幅ＬR は狭
くなる。たとえばＹＡＧレーザの利得は１０7[rad/s/V]
程度（発振周波数で１ＭＨｚ／Ｖ程度）であり、３０Ｍ
Ｈｚ程度の掃引が限界である。
９の利得ＫS が小さいために、（２）式より遮断周波数
も低く、分周器や減衰器をループ内に配置しなくても光
ＰＬＬ回路は安定動作を示すが、逆に、（３）式におい
てＭ＝１でもＫS が小さいために周波数可変幅ＬR は狭
くなる。たとえばＹＡＧレーザの利得は１０7[rad/s/V]
程度（発振周波数で１ＭＨｚ／Ｖ程度）であり、３０Ｍ
Ｈｚ程度の掃引が限界である。
【００２６】ＹＡＧレーザ光源９をレーザダイオード光
源に置き換えた構成が、特開平５−２８９１３８号公報
に記載されている。この公報では、残存位相雑音を抑圧
することが目的であるため、周波数掃引に関しては言及
されていないが、ループ利得ＫA を小さくしないで安定
性の要求を満足するために、減衰器あるいはもともと利
得ＫS を小さく抑える光周波数制御部を使用しており、
いずれにせよ周波数掃引幅は狭くなる。
源に置き換えた構成が、特開平５−２８９１３８号公報
に記載されている。この公報では、残存位相雑音を抑圧
することが目的であるため、周波数掃引に関しては言及
されていないが、ループ利得ＫA を小さくしないで安定
性の要求を満足するために、減衰器あるいはもともと利
得ＫS を小さく抑える光周波数制御部を使用しており、
いずれにせよ周波数掃引幅は狭くなる。
【００２７】以上のように、図３・図５の構成では安定
なＰＬＬではあっても周波数掃引するためには利得が小
さい。また、図４の構成では広帯域周波数掃引も可能で
あるし安定でもあるが、図５に準じてさらに高安定にす
るために光位相変調器を併用した場合、光位相変調器側
のループ利得ＫA に分周器６の分周比１／Ｎが含まれ、
ループ利得ＫA は小さくなり、ＫA 《Ｎの場合、（６）
式より明らかなように高安定化の効果はほとんどなくな
る。
なＰＬＬではあっても周波数掃引するためには利得が小
さい。また、図４の構成では広帯域周波数掃引も可能で
あるし安定でもあるが、図５に準じてさらに高安定にす
るために光位相変調器を併用した場合、光位相変調器側
のループ利得ＫA に分周器６の分周比１／Ｎが含まれ、
ループ利得ＫA は小さくなり、ＫA 《Ｎの場合、（６）
式より明らかなように高安定化の効果はほとんどなくな
る。
【００２８】この発明は、局部発振器の光源に利得の大
きいレーザダイオードを用いる光ＰＬＬ回路において、
光位相変調器を併用してＰＬＬの安定度を向上させたう
えで、広帯域周波数掃引を可能とし、高安定な光ＰＬＬ
回路および光周波数シンセサイザスイーパを提供するこ
とを目的とする。
きいレーザダイオードを用いる光ＰＬＬ回路において、
光位相変調器を併用してＰＬＬの安定度を向上させたう
えで、広帯域周波数掃引を可能とし、高安定な光ＰＬＬ
回路および光周波数シンセサイザスイーパを提供するこ
とを目的とする。
【００２９】
【課題を解決するための手段】この目的を達成するた
め、この発明は、コヒーレントＣＷ光１０Ａを出力する
基準周波数光源１０と、基準周波数光源１０から出力さ
れるコヒーレントＣＷ光１０Ａを第１の入力とする光合
波器１１と、光合波器１１からの合波出力光１１Ａをヘ
テロダイン受光する光検出器１２と、光検出器１２の出
力信号を入力とし、コヒーレントＣＷ光１０Ａと制御用
出力光２０Ｂの差周波数信号１２Ａを取り出すハイパス
フィルタ１３と、ハイパスフィルタ１３の出力を第１の
入力とし信号発生器１５の出力を第２の入力として位相
及び周波数を比較し、位相差に比例した信号を出力する
位相周波数比較器１４と、位相周波数比較器１４の出力
を減衰させる減衰器１６と、減衰器１６の出力の雑音成
分を取り除くローパスフィルタ１７と、ローパスフィル
タ１７を通過する信号に応じて光周波数制御用の信号１
８Ａを発生させる光周波数制御部１８と、光周波数制御
部１８からの信号１８Ａに応じて光周波数が変化するレ
ーザダイオード光源１９と、レーザダイオード光源１９
の出力光１９Ａを外部出力光２０Ａと制御用出力光２０
Ｂに分岐する光分岐器２０とを備え、制御用出力光２０
Ｂを光合波器１１の第２の入力としてループを構成する
光ＰＬＬ回路において、位相周波数比較器１４の出力を
増幅する増幅器３と、増幅器３の出力信号３ＡのＤＣ成
分及び雑音成分を取り除くバンドパスフィルタ２と、レ
ーザダイオード光源１９と光分波器２０の間に配置し、
レーザダイオード光源１９の出力光１９Ａを第１の入力
とし、バンドパスフィルタ２を通過する信号３Ｂを第２
の入力として、バンドパスフィルタ２を通過する信号３
Ｂに応じてレーザダイオード光源１９の出力光１９Ａの
位相を変化させ光分岐器２０に入力する光位相変調器１
と、位相周波数比較器１４と光周波数制御部１８の間に
減衰器１６とローパスフィルタ１７に並列に配置し、位
相周波数比較器１４の出力信号１４Ａを増幅する増幅器
５と増幅器５の出力信号５Ａの雑音成分を取り除くロー
パスフィルタ４とを備える。
め、この発明は、コヒーレントＣＷ光１０Ａを出力する
基準周波数光源１０と、基準周波数光源１０から出力さ
れるコヒーレントＣＷ光１０Ａを第１の入力とする光合
波器１１と、光合波器１１からの合波出力光１１Ａをヘ
テロダイン受光する光検出器１２と、光検出器１２の出
力信号を入力とし、コヒーレントＣＷ光１０Ａと制御用
出力光２０Ｂの差周波数信号１２Ａを取り出すハイパス
フィルタ１３と、ハイパスフィルタ１３の出力を第１の
入力とし信号発生器１５の出力を第２の入力として位相
及び周波数を比較し、位相差に比例した信号を出力する
位相周波数比較器１４と、位相周波数比較器１４の出力
を減衰させる減衰器１６と、減衰器１６の出力の雑音成
分を取り除くローパスフィルタ１７と、ローパスフィル
タ１７を通過する信号に応じて光周波数制御用の信号１
８Ａを発生させる光周波数制御部１８と、光周波数制御
部１８からの信号１８Ａに応じて光周波数が変化するレ
ーザダイオード光源１９と、レーザダイオード光源１９
の出力光１９Ａを外部出力光２０Ａと制御用出力光２０
Ｂに分岐する光分岐器２０とを備え、制御用出力光２０
Ｂを光合波器１１の第２の入力としてループを構成する
光ＰＬＬ回路において、位相周波数比較器１４の出力を
増幅する増幅器３と、増幅器３の出力信号３ＡのＤＣ成
分及び雑音成分を取り除くバンドパスフィルタ２と、レ
ーザダイオード光源１９と光分波器２０の間に配置し、
レーザダイオード光源１９の出力光１９Ａを第１の入力
とし、バンドパスフィルタ２を通過する信号３Ｂを第２
の入力として、バンドパスフィルタ２を通過する信号３
Ｂに応じてレーザダイオード光源１９の出力光１９Ａの
位相を変化させ光分岐器２０に入力する光位相変調器１
と、位相周波数比較器１４と光周波数制御部１８の間に
減衰器１６とローパスフィルタ１７に並列に配置し、位
相周波数比較器１４の出力信号１４Ａを増幅する増幅器
５と増幅器５の出力信号５Ａの雑音成分を取り除くロー
パスフィルタ４とを備える。
【００３０】また、コヒーレントＣＷ光１０Ａを出力す
る基準周波数光源１０と、基準周波数光源１０から出力
されるコヒーレントＣＷ光１０Ａを第１の入力とする光
合波器１１と、光合波器１１からの合波出力光１１Ａを
ヘテロダイン受光する光検出器１２と、光検出器１２の
出力信号を入力とし、コヒーレントＣＷ光１０Ａと制御
用出力光２０Ｂの差周波数信号１２Ａを取り出すハイパ
スフィルタ１３と、ハイパスフィルタ１３の出力を分周
する分周器６と、信号発生器１５の出力信号を分周する
分周器７と、分周器６の出力を第１の入力とし分周器７
の出力を第２の入力として位相及び周波数を比較し、位
相差に比例した信号を出力する位相周波数比較器１４
と、位相周波数比較器１４の出力を増幅する増幅器５
と、増幅器５の出力の雑音成分を取り除くローパスフィ
ルタ４と、ローパスフィルタ４を通過する信号に応じて
光周波数制御用の信号１８Ａを発生させる光周波数制御
部１８と、光周波数制御部１８からの信号１８Ａに応じ
て光周波数が変化するレーザダイオード光源１９と、レ
ーザダイオード光源１９の出力光１９Ａを外部出力光２
０Ａと制御用出力光２０Ｂに分岐する光分岐器２０とを
備え、制御用出力光２０Ｂを光合波器１１の第２の入力
としてループを構成する光ＰＬＬ回路において、ハイパ
スフィルタ１３からの差周波数信号１２Ａを第１の入力
とし、信号発生器１５の出力を第２の入力として位相を
比較し、位相差に比例した信号を出力する位相比較器８
と、位相比較器８の出力を増幅する増幅器３と、増幅器
３の出力のＤＣ成分及び雑音成分を取り除くバンドパス
フィルタ２と、レーザダイオード光源１９と光分岐器２
０の間に配置され、レーザダイオード光源１９の出力光
１９Ａを第１の入力とし、バンドパスフィルタ２を通過
する信号３Ｂを第２の入力として、バンドパスフィルタ
２を通過する信号３Ｂに応じてレーザダイオード光源１
９の出力光１９Ａの位相を変化させ光分岐器２０に入力
する光位相変調器１を備える。
る基準周波数光源１０と、基準周波数光源１０から出力
されるコヒーレントＣＷ光１０Ａを第１の入力とする光
合波器１１と、光合波器１１からの合波出力光１１Ａを
ヘテロダイン受光する光検出器１２と、光検出器１２の
出力信号を入力とし、コヒーレントＣＷ光１０Ａと制御
用出力光２０Ｂの差周波数信号１２Ａを取り出すハイパ
スフィルタ１３と、ハイパスフィルタ１３の出力を分周
する分周器６と、信号発生器１５の出力信号を分周する
分周器７と、分周器６の出力を第１の入力とし分周器７
の出力を第２の入力として位相及び周波数を比較し、位
相差に比例した信号を出力する位相周波数比較器１４
と、位相周波数比較器１４の出力を増幅する増幅器５
と、増幅器５の出力の雑音成分を取り除くローパスフィ
ルタ４と、ローパスフィルタ４を通過する信号に応じて
光周波数制御用の信号１８Ａを発生させる光周波数制御
部１８と、光周波数制御部１８からの信号１８Ａに応じ
て光周波数が変化するレーザダイオード光源１９と、レ
ーザダイオード光源１９の出力光１９Ａを外部出力光２
０Ａと制御用出力光２０Ｂに分岐する光分岐器２０とを
備え、制御用出力光２０Ｂを光合波器１１の第２の入力
としてループを構成する光ＰＬＬ回路において、ハイパ
スフィルタ１３からの差周波数信号１２Ａを第１の入力
とし、信号発生器１５の出力を第２の入力として位相を
比較し、位相差に比例した信号を出力する位相比較器８
と、位相比較器８の出力を増幅する増幅器３と、増幅器
３の出力のＤＣ成分及び雑音成分を取り除くバンドパス
フィルタ２と、レーザダイオード光源１９と光分岐器２
０の間に配置され、レーザダイオード光源１９の出力光
１９Ａを第１の入力とし、バンドパスフィルタ２を通過
する信号３Ｂを第２の入力として、バンドパスフィルタ
２を通過する信号３Ｂに応じてレーザダイオード光源１
９の出力光１９Ａの位相を変化させ光分岐器２０に入力
する光位相変調器１を備える。
【００３１】
【作用】図５で、ＹＡＧレーザ光源９を利得の高いレー
ザダイオード光源１９に置き換えた時、周波数掃引幅は
十分広くなるが前述のようにダンピングファクタζが小
さくなるため、位相同期状態が実現できない。以下、安
定性と広帯域周波数掃引を両立させる方法を伝達関数で
考える。
ザダイオード光源１９に置き換えた時、周波数掃引幅は
十分広くなるが前述のようにダンピングファクタζが小
さくなるため、位相同期状態が実現できない。以下、安
定性と広帯域周波数掃引を両立させる方法を伝達関数で
考える。
【００３２】まず、位相周波数比較器１４の利得は１／
（２π）とする。図５のＬＰＦ４の伝達関数をＦ
L （ｓ）とすれば遮断角周波数をωL 、増幅器５の利得
をＫL として、 ＨLO（ｓ）＝ＫS ＫL ＦL （ｓ）／（２π） ＝ＫS ＫL ωL ／[ （２π）（ｓ＋ωL ）] （７） がＬＰＦ４と増幅器５のループの開伝達関数である。Ｋ
S は局部発振器２３の利得である。（１）式よりこのル
ープのダンピングファクタζL は、 ζL 2＝２πωL ／（４ＫS ＫL ） 《１ （８） でありＰＬＬは不安定である。
（２π）とする。図５のＬＰＦ４の伝達関数をＦ
L （ｓ）とすれば遮断角周波数をωL 、増幅器５の利得
をＫL として、 ＨLO（ｓ）＝ＫS ＫL ＦL （ｓ）／（２π） ＝ＫS ＫL ωL ／[ （２π）（ｓ＋ωL ）] （７） がＬＰＦ４と増幅器５のループの開伝達関数である。Ｋ
S は局部発振器２３の利得である。（１）式よりこのル
ープのダンピングファクタζL は、 ζL 2＝２πωL ／（４ＫS ＫL ） 《１ （８） でありＰＬＬは不安定である。
【００３３】ここでループの開伝達関数が、 ＨHO（ｓ）＝ＫS ＫH ＦH （ｓ）／（２π） ＝ＫS ＫH ωH ／ [（２π）（ｓ＋ωH ）] （９） であるＬＰＦ１７（遮断角周波数をωH とする。）と減
衰器１６（減衰をＫH とする。）のループを考え（ＫH
《ＫL 、ωH 》ωL とする。）、そのダンピングファク
タζH を ζH 2＝２πωH ／（４ＫS ＫH ） ＝0.5 〜１ （１０） となるようにωH ・ＫH を選べば、ＬＰＦ１７と減衰器
１６のループのＰＬＬは安定である。
衰器１６（減衰をＫH とする。）のループを考え（ＫH
《ＫL 、ωH 》ωL とする。）、そのダンピングファク
タζH を ζH 2＝２πωH ／（４ＫS ＫH ） ＝0.5 〜１ （１０） となるようにωH ・ＫH を選べば、ＬＰＦ１７と減衰器
１６のループのＰＬＬは安定である。
【００３４】（７）式と（９）式と合わせた開伝達関数
は、ＬＰＦ１７と減衰器１６のループをＬＰＦ４と増幅
器５のループに並列に構成した場合で、 ＨLO（Ｓ）＋ＨHO（Ｓ）＝ＫS ／（２π）｛ＫL ωL ／（ｓ＋ωL ） ＋ＫH ωH ／（ｓ＋ωH ）｝ （１１） となり、位相誤差分散を計算するときには、Ｋ
H 《ＫL 、ωH 》ωL 、ＫH ωH》ＫL ωL の条件下
で、 ＨLO（Ｓ）＋ＨHO（Ｓ）≒ＫS ／（２π）｛ＫH ωH ／（ｓ＋ωH ）｝ （１２） が成り立つ。これはｓを無限大とした時、（１１）式の
どちらの項が大きいかでも簡単に推察できる。（１２）
式より、ＬＰＦ１７と減衰器１６の安定なループによっ
て位相誤差分散が得られることがわかる。
は、ＬＰＦ１７と減衰器１６のループをＬＰＦ４と増幅
器５のループに並列に構成した場合で、 ＨLO（Ｓ）＋ＨHO（Ｓ）＝ＫS ／（２π）｛ＫL ωL ／（ｓ＋ωL ） ＋ＫH ωH ／（ｓ＋ωH ）｝ （１１） となり、位相誤差分散を計算するときには、Ｋ
H 《ＫL 、ωH 》ωL 、ＫH ωH》ＫL ωL の条件下
で、 ＨLO（Ｓ）＋ＨHO（Ｓ）≒ＫS ／（２π）｛ＫH ωH ／（ｓ＋ωH ）｝ （１２） が成り立つ。これはｓを無限大とした時、（１１）式の
どちらの項が大きいかでも簡単に推察できる。（１２）
式より、ＬＰＦ１７と減衰器１６の安定なループによっ
て位相誤差分散が得られることがわかる。
【００３５】また周波数掃引幅ＬR すなわち直流成分に
関しては、（１１）式でｓ＝０としてＫH 《ＫL の条件
下で、 ＨLO（Ｓ）＋ＨHO（Ｓ）＝ＫS （ＫL ＋ＫH ）／（２π） ≒ＫS ＫL ／（２π） （１３） となり、ＬＰＦ４と増幅器５のループによりＬR は得ら
れ、 ＬR ＝ＫS ＫL ／（２π） （１４） となる。ＬＰＦ４と増幅器５のループがない場合のＬR
＝ＫS ＫH ／（２π）に対してＫL ／ＫH 倍の掃引幅が
得られる。また分周器なしで安定なＰＬＬが構成されて
いるため、光位相変調器を併用した場合にも、光位相変
調器側のループ利得ＫA の低下を伴わないので高安定化
が期待できる。
関しては、（１１）式でｓ＝０としてＫH 《ＫL の条件
下で、 ＨLO（Ｓ）＋ＨHO（Ｓ）＝ＫS （ＫL ＋ＫH ）／（２π） ≒ＫS ＫL ／（２π） （１３） となり、ＬＰＦ４と増幅器５のループによりＬR は得ら
れ、 ＬR ＝ＫS ＫL ／（２π） （１４） となる。ＬＰＦ４と増幅器５のループがない場合のＬR
＝ＫS ＫH ／（２π）に対してＫL ／ＫH 倍の掃引幅が
得られる。また分周器なしで安定なＰＬＬが構成されて
いるため、光位相変調器を併用した場合にも、光位相変
調器側のループ利得ＫA の低下を伴わないので高安定化
が期待できる。
【００３６】
【実施例】次に、この発明の実施例の構成図を図１に示
す。図１の１は光位相変調器、２はＢＰＦ、３は増幅
器、４はＬＰＦ、５は増幅器であり、他は図３と同じで
ある。光位相変調器１はレーザダイオード光源１９と光
分岐器２０の間に配置され、局部発振器２１を構成し、
ＢＰＦ２から出力された信号３Ｂに応じて、差周波数信
号Δｆと信号発生器１５からの出力信号１５Ａとの位相
差がある一定値（位相誤差）となるようにレーザダイオ
ード光源１９の出力光１９Ａの位相を制御して光分岐器
２０に入力する。
す。図１の１は光位相変調器、２はＢＰＦ、３は増幅
器、４はＬＰＦ、５は増幅器であり、他は図３と同じで
ある。光位相変調器１はレーザダイオード光源１９と光
分岐器２０の間に配置され、局部発振器２１を構成し、
ＢＰＦ２から出力された信号３Ｂに応じて、差周波数信
号Δｆと信号発生器１５からの出力信号１５Ａとの位相
差がある一定値（位相誤差）となるようにレーザダイオ
ード光源１９の出力光１９Ａの位相を制御して光分岐器
２０に入力する。
【００３７】ＢＰＦ２は位相周波数比較器１４の出力信
号１４Ａを増幅器３により増幅した信号３Ａの雑音成分
と直流成分を取り除いて光位相変調器１に入力する。Ｌ
ＰＦ４は位相周波数比較器１４の出力信号１４Ａを増幅
器５により増幅した信号５Ａより雑音成分を取り除いて
光周波数制御部１８に入力する。
号１４Ａを増幅器３により増幅した信号３Ａの雑音成分
と直流成分を取り除いて光位相変調器１に入力する。Ｌ
ＰＦ４は位相周波数比較器１４の出力信号１４Ａを増幅
器５により増幅した信号５Ａより雑音成分を取り除いて
光周波数制御部１８に入力する。
【００３８】ＬＰＦ４とＬＰＦ１７は並列に接続されて
おり、位相周波数比較器の出力信号はＬＰＦ１７とＬＰ
Ｆ４とＢＰＦ２の各ループで制御され、ＬＰＦ１７のル
ープで安定な位相同期状態を実現し、ＢＰＦ２のループ
でより高安定な位相同期状態にしている。ＬＰＦ４のル
ープは遮断周波数が数Ｈｚ程度と小さいが増幅器５の利
得で周波数掃引幅を広くして、高安定な位相同期状態を
保ったままで外部出力光２０Ａの周波数を広帯域に掃引
できる信号を出力する。
おり、位相周波数比較器の出力信号はＬＰＦ１７とＬＰ
Ｆ４とＢＰＦ２の各ループで制御され、ＬＰＦ１７のル
ープで安定な位相同期状態を実現し、ＢＰＦ２のループ
でより高安定な位相同期状態にしている。ＬＰＦ４のル
ープは遮断周波数が数Ｈｚ程度と小さいが増幅器５の利
得で周波数掃引幅を広くして、高安定な位相同期状態を
保ったままで外部出力光２０Ａの周波数を広帯域に掃引
できる信号を出力する。
【００３９】次に、例として、１ＧＨｚの周波数掃引可
能な高安定な光ＰＬＬ回路を構成する場合について説明
する。光検出器等の帯域は市販品で十分満足する。位相
周波数比較器の利得は、たとえばＫ0 ＝１として１／
（２π）である。さらに、増幅器５の利得ＫL ＝２、Ｌ
ＰＦ４の遮断角周波数ωL ＝１０、減衰器１６の減衰Ｋ
H ＝１／５００、ＬＰＦ１７の遮断角周波数ωH ＝１０
7 となるように回路設計することは容易である。
能な高安定な光ＰＬＬ回路を構成する場合について説明
する。光検出器等の帯域は市販品で十分満足する。位相
周波数比較器の利得は、たとえばＫ0 ＝１として１／
（２π）である。さらに、増幅器５の利得ＫL ＝２、Ｌ
ＰＦ４の遮断角周波数ωL ＝１０、減衰器１６の減衰Ｋ
H ＝１／５００、ＬＰＦ１７の遮断角周波数ωH ＝１０
7 となるように回路設計することは容易である。
【００４０】利得ＫS ＝１０10となる局部発振器は、光
周波数制御部としてレーザダイオード光源の注入電流制
御以外に、たとえばレーザダイオード光源の周囲温度調
整機能や波長可変レーザダイオードを用いたり、外部共
振器型波長可変レーザダイオード等が考えられ、これら
の周波数可変幅は数１００ＧＨｚ以上となる。
周波数制御部としてレーザダイオード光源の注入電流制
御以外に、たとえばレーザダイオード光源の周囲温度調
整機能や波長可変レーザダイオードを用いたり、外部共
振器型波長可変レーザダイオード等が考えられ、これら
の周波数可変幅は数１００ＧＨｚ以上となる。
【００４１】ここでは注入電流制御としてたとえばＫS
＝１０10とする。以上の条件はＫH《ＫL 、ωH 》
ωL 、ＫH ωH 》ＫL ωL を満足するので、減衰器１６
とＬＰＦ１７のループにより位相同期状態となる。念の
ためにＬＰＦ１７のループのダンピングファクタζH を
計算すると、（１０）式より ζH 2＝２πωH ／（４ＫS ＫH ）＝０．７９ ζH ＝０．８９ となり安定性は良い。
＝１０10とする。以上の条件はＫH《ＫL 、ωH 》
ωL 、ＫH ωH 》ＫL ωL を満足するので、減衰器１６
とＬＰＦ１７のループにより位相同期状態となる。念の
ためにＬＰＦ１７のループのダンピングファクタζH を
計算すると、（１０）式より ζH 2＝２πωH ／（４ＫS ＫH ）＝０．７９ ζH ＝０．８９ となり安定性は良い。
【００４２】この時、周波数掃引幅ＬR は（１４）式よ
り ＬR ＝ＫS ＫL ／（２π） ＝３．２ＧＨｚ となり、ＬR ＝ＫS ＫH ／（２π）＝３．２ＭＨｚのＫ
L ／ＫH ＝１０００倍広帯域に掃引できる。
り ＬR ＝ＫS ＫL ／（２π） ＝３．２ＧＨｚ となり、ＬR ＝ＫS ＫH ／（２π）＝３．２ＭＨｚのＫ
L ／ＫH ＝１０００倍広帯域に掃引できる。
【００４３】また、ＢＰＦはたとえば１００Ｈｚから１
ＭＨｚの帯域とし、増幅器３の利得をたとえば４０とな
るように回路設計することは容易である。ニオブ酸リチ
ウムを使用した利得がほぼ１[rad/V] 程度の光位相変調
器を用いると、 ＫA ≒４０／（２π） ≒６．４ となる。この時（６）式より位相誤差分散は０．１４倍
に改善される。
ＭＨｚの帯域とし、増幅器３の利得をたとえば４０とな
るように回路設計することは容易である。ニオブ酸リチ
ウムを使用した利得がほぼ１[rad/V] 程度の光位相変調
器を用いると、 ＫA ≒４０／（２π） ≒６．４ となる。この時（６）式より位相誤差分散は０．１４倍
に改善される。
【００４４】図２はこの発明による光ＰＬＬのもう１つ
の構成例である。図２の１は光位相変調器、２はＢＰ
Ｆ、３は増幅器、８は位相比較器である。光位相変調器
１はレーザダイオード光源１９と光分岐器２０の間に配
置され、ＢＰＦ２から出力された信号３Ｂに応じて、差
周波数信号Δｆと信号発生器１５からの出力信号１５Ａ
との位相差がある一定値（位相誤差）となるようにレー
ザダイオード光源１９の出力光１９Ａの位相を制御して
光分岐器２０に入力する。
の構成例である。図２の１は光位相変調器、２はＢＰ
Ｆ、３は増幅器、８は位相比較器である。光位相変調器
１はレーザダイオード光源１９と光分岐器２０の間に配
置され、ＢＰＦ２から出力された信号３Ｂに応じて、差
周波数信号Δｆと信号発生器１５からの出力信号１５Ａ
との位相差がある一定値（位相誤差）となるようにレー
ザダイオード光源１９の出力光１９Ａの位相を制御して
光分岐器２０に入力する。
【００４５】ＨＰＦ１３の出力信号１２Ａを第１の入力
とし信号発生器１５の出力信号１５Ａを第２の入力とす
る位相比較器８は、入力信号の位相差に応じた電圧信号
８Ａを出力し、電圧信号８Ａは増幅器３により増幅さ
れ、ＢＰＦ２により直流成分と雑音成分を取り除かれた
増幅信号３Ｂは光位相変調器１に入力される。図２は光
位相変調器１のループの利得ＫA を下げないように、分
周器６の前でループが分離しており、作用は図１と同様
である。
とし信号発生器１５の出力信号１５Ａを第２の入力とす
る位相比較器８は、入力信号の位相差に応じた電圧信号
８Ａを出力し、電圧信号８Ａは増幅器３により増幅さ
れ、ＢＰＦ２により直流成分と雑音成分を取り除かれた
増幅信号３Ｂは光位相変調器１に入力される。図２は光
位相変調器１のループの利得ＫA を下げないように、分
周器６の前でループが分離しており、作用は図１と同様
である。
【００４６】
【発明の効果】この発明によれば、光位相変調器を併用
して、より高安定な位相同期状態を保ちつつ、広範囲に
わたる周波数掃引をも可能とする光ＰＬＬ回路を提供す
ることができる。
して、より高安定な位相同期状態を保ちつつ、広範囲に
わたる周波数掃引をも可能とする光ＰＬＬ回路を提供す
ることができる。
【図１】この発明の実施例を示す構成図である。
【図２】この発明の他の実施例を示す構成図である。
【図３】従来例の光ＰＬＬ回路を示す構成図である。
【図４】従来例の光ＰＬＬ回路を示す構成図である。
【図５】従来例の光ＰＬＬ回路を示す構成図である。
【図６】位相周波数比較器の利得特性図である。
１ 光位相変調器 ２ ＢＰＦ ３ 増幅器 ４ ＬＰＦ ５ 増幅器 ６・７ 分周器 ８ 位相比較器 ９ ＹＡＧレーザ光源 １０ 基準周波数光源 １１ 光合波器 １２ 光検出器 １３ ＨＰＦ １４ 位相周波数比較器 １５ 信号発生器 １６ 減衰器 １７ ＬＰＦ １８ 光周波数制御部 １９ レーザダイオード光源 ２０ 光分岐器
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.6 識別記号 庁内整理番号 ＦＩ 技術表示箇所 Ｈ０１Ｓ 3/13 3/133 Ｈ０３Ｌ 7/14 Ａ
Claims (2)
- 【請求項１】 コヒーレントＣＷ光(10A) を出力する基
準周波数光源(10)と、基準周波数光源(10)から出力され
るコヒーレントＣＷ光(10A) を第１の入力とする光合波
器(11)と、光合波器(11)からの合波出力光(11A) をヘテ
ロダイン受光する光検出器(12)と、光検出器(12)の出力
信号を入力とし、コヒーレントＣＷ光(10A) と制御用出
力光(20B) の差周波数信号(12A) を取り出すハイパスフ
ィルタ(13)と、ハイパスフィルタ(13)の出力を第１の入
力とし信号発生器(15)の出力を第２の入力として位相及
び周波数を比較し、位相差に比例した信号を出力する位
相周波数比較器(14)と、位相周波数比較器(14)の出力を
減衰させる減衰器(16)と、減衰器(16)の出力の雑音成分
を取り除くローパスフィルタ(17)と、ローパスフィルタ
(17)を通過する信号に応じて光周波数制御用の信号(18
A) を発生させる光周波数制御部(18)と、光周波数制御
部(18)からの信号(18A) に応じて光周波数が変化するレ
ーザダイオード光源(19)と、レーザダイオード光源(19)
の出力光(19A) を外部出力光(20A) と制御用出力光(20
B) に分岐する光分岐器(20)とを備え、制御用出力光(20
B) を光合波器(11)の第２の入力としてループを構成す
る光ＰＬＬ回路において、 位相周波数比較器(14)の出力を増幅する増幅器(3) と、 増幅器(3) の出力信号(3A)のＤＣ成分及び雑音成分を取
り除くバンドパスフィルタ(2) と、 レーザダイオード光源(19)と光分波器(20)の間に配置
し、レーザダイオード光源(19)の出力光(19A) を第１の
入力とし、バンドパスフィルタ(2) を通過する信号(3B)
を第２の入力として、バンドパスフィルタ(2) を通過す
る信号(3B)に応じてレーザダイオード光源(19)の出力光
(19A) の位相を変化させ光分岐器(20)に入力する光位相
変調器(1) と、 位相周波数比較器(14)と光周波数制御部(18)の間に減衰
器(16)とローパスフィルタ(17)に並列に配置し、位相周
波数比較器(14)の出力信号(14A) を増幅する増幅器(5)
と増幅器(5) の出力信号(5A)の雑音成分を取り除くロー
パスフィルタ(4) とを備えることを特徴とする光ＰＬＬ
回路。 - 【請求項２】 コヒーレントＣＷ光(10A) を出力する基
準周波数光源(10)と、基準周波数光源(10)から出力され
るコヒーレントＣＷ光(10A) を第１の入力とする光合波
器(11)と、光合波器(11)からの合波出力光(11A) をヘテ
ロダイン受光する光検出器(12)と、光検出器(12)の出力
信号を入力とし、コヒーレントＣＷ光(10A) と制御用出
力光(20B) の差周波数信号(12A) を取り出すハイパスフ
ィルタ(13)と、ハイパスフィルタ(13)の出力を分周する
分周器(6) と、信号発生器(15)の出力信号を分周する分
周器(7) と、分周器(6) の出力を第１の入力とし分周器
(7) の出力を第２の入力として位相及び周波数を比較
し、位相差に比例した信号を出力する位相周波数比較器
(14)と、位相周波数比較器(14)の出力を増幅する増幅器
(5) と、増幅器(5) の出力の雑音成分を取り除くローパ
スフィルタ(4) と、ローパスフィルタ(4) を通過する信
号に応じて光周波数制御用の信号(18A) を発生させる光
周波数制御部(18)と、光周波数制御部(18)からの信号(1
8A) に応じて光周波数が変化するレーザダイオード光源
(19)と、レーザダイオード光源(19)の出力光(19A) を外
部出力光(20A) と制御用出力光(20B) に分岐する光分岐
器(20)とを備え、制御用出力光(20B) を光合波器(11)の
第２の入力としてループを構成する光ＰＬＬ回路におい
て、 ハイパスフィルタ(13)からの差周波数信号(12A) を第１
の入力とし、信号発生器(15)の出力を第２の入力として
位相を比較し、位相差に比例した信号を出力する位相比
較器(8) と、 位相比較器(8) の出力を増幅する増幅器(3) と、 増幅器(3) の出力のＤＣ成分及び雑音成分を取り除くバ
ンドパスフィルタ(2)と、 レーザダイオード光源(19)と光分岐器(20)の間に配置さ
れ、レーザダイオード光源(19)の出力光(19A) を第１の
入力とし、バンドパスフィルタ(2) を通過する信号(3B)
を第２の入力として、バンドパスフィルタ(2) を通過す
る信号(3B)に応じてレーザダイオード光源(19)の出力光
(19A) の位相を変化させ光分岐器(20)に入力する光位相
変調器(1) を備えることを特徴とする光ＰＬＬ回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6071471A JPH07264136A (ja) | 1994-03-16 | 1994-03-16 | 光ｐｌｌ回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6071471A JPH07264136A (ja) | 1994-03-16 | 1994-03-16 | 光ｐｌｌ回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07264136A true JPH07264136A (ja) | 1995-10-13 |
Family
ID=13461567
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6071471A Pending JPH07264136A (ja) | 1994-03-16 | 1994-03-16 | 光ｐｌｌ回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH07264136A (ja) |
Cited By (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2003043195A1 (en) * | 2001-11-15 | 2003-05-22 | Hrl Laboratories, Llc | Agile spread waveform generator |
| KR100470871B1 (ko) * | 1999-12-07 | 2005-02-21 | 주식회사 케이티 | 반도체 레이저 다이오드를 이용한 클럭 추출 회로 |
| JP2006114996A (ja) * | 2004-10-12 | 2006-04-27 | Japan Science & Technology Agency | ロック検出装置及び光フェーズロックループシステム |
| US7085499B2 (en) | 2001-11-15 | 2006-08-01 | Hrl Laboratories, Llc | Agile RF-lightwave waveform synthesis and an optical multi-tone amplitude modulator |
| US7499653B2 (en) | 2003-07-14 | 2009-03-03 | Hrl Laboratories, Llc | Multiple wavelength photonic oscillator |
| JP2009182560A (ja) * | 2008-01-30 | 2009-08-13 | Softbank Telecom Corp | 全光再生中継装置 |
| US7650080B2 (en) | 2001-11-15 | 2010-01-19 | Hrl Laboratories, Llc | Method and apparatus for waveform generation |
| JP2010079003A (ja) * | 2008-09-26 | 2010-04-08 | Oki Electric Ind Co Ltd | 光位相同期ループ回路 |
| US7822082B2 (en) | 2004-01-27 | 2010-10-26 | Hrl Laboratories, Llc | Wavelength reconfigurable laser transmitter tuned via the resonance passbands of a tunable microresonator |
| JP2017191815A (ja) * | 2016-04-11 | 2017-10-19 | 株式会社豊田中央研究所 | 光周波数掃引レーザ光源、及びレーザレーダ |
-
1994
- 1994-03-16 JP JP6071471A patent/JPH07264136A/ja active Pending
Cited By (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| JP4692601B2 (ja) * | 2008-09-26 | 2011-06-01 | 沖電気工業株式会社 | 光位相同期ループ回路 |
| JP2017191815A (ja) * | 2016-04-11 | 2017-10-19 | 株式会社豊田中央研究所 | 光周波数掃引レーザ光源、及びレーザレーダ |
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