JPH07229775A - 電磁流量計 - Google Patents
電磁流量計Info
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- JPH07229775A JPH07229775A JP2238194A JP2238194A JPH07229775A JP H07229775 A JPH07229775 A JP H07229775A JP 2238194 A JP2238194 A JP 2238194A JP 2238194 A JP2238194 A JP 2238194A JP H07229775 A JPH07229775 A JP H07229775A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 低消費電力で高周波励磁を行うことができる
ように改良した電磁流量計を提供するにある。 【構成】 直流の励磁電源の両端に切換信号により開閉
が制御されるスイッチ素子とコンデンサとが直列に接続
されこのコンデンサの両端から参照抵抗を介して励磁コ
イルにエネルギーを付与する励磁回路と、先の励磁コイ
ルから測定流体に磁場が付与されて発生する信号電圧を
受信する前置増幅器と、ＬＲモードとＬＣＲモードを切
り換える先の切換信号を出力する切換信号発生器と、先
の参照抵抗の両端に発生する電圧の正負を判別するコン
パレータと、先の切換信号が入力されこのコンパレータ
の出力のうちＬＲモードの電圧を抑制した参照電圧を出
力するゲート手段と、先の参照電圧と先の切換信号を用
いて先の前置増幅器の出力電圧を同期整流する同期整流
回路と、この同期整流回路の出力を用いて信号処理をし
て先の測定流体の流量に対応する流量信号を出力するよ
うにしたものである。
ように改良した電磁流量計を提供するにある。 【構成】 直流の励磁電源の両端に切換信号により開閉
が制御されるスイッチ素子とコンデンサとが直列に接続
されこのコンデンサの両端から参照抵抗を介して励磁コ
イルにエネルギーを付与する励磁回路と、先の励磁コイ
ルから測定流体に磁場が付与されて発生する信号電圧を
受信する前置増幅器と、ＬＲモードとＬＣＲモードを切
り換える先の切換信号を出力する切換信号発生器と、先
の参照抵抗の両端に発生する電圧の正負を判別するコン
パレータと、先の切換信号が入力されこのコンパレータ
の出力のうちＬＲモードの電圧を抑制した参照電圧を出
力するゲート手段と、先の参照電圧と先の切換信号を用
いて先の前置増幅器の出力電圧を同期整流する同期整流
回路と、この同期整流回路の出力を用いて信号処理をし
て先の測定流体の流量に対応する流量信号を出力するよ
うにしたものである。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、磁場を測定流体に印加
して発生する起電力から測定流体の流量を計測する電磁
流量計に係り、特に低消費電力で高周波励磁を行うこと
ができるように改良した電磁流量計に関する。
して発生する起電力から測定流体の流量を計測する電磁
流量計に係り、特に低消費電力で高周波励磁を行うこと
ができるように改良した電磁流量計に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来の電磁流量計としては、各種の形式
のものがあるが、このようなもののうち矩形波で励磁す
るものの１例として図８に示す構成の電磁流量計ががあ
る。以下，この図８を用いてその概要を説明する。
のものがあるが、このようなもののうち矩形波で励磁す
るものの１例として図８に示す構成の電磁流量計ががあ
る。以下，この図８を用いてその概要を説明する。
【０００３】１０は測定流体Ｑを流す絶縁性の円筒状の
パイプである。励磁コイル１１ａ、１１ｂには、励磁回
路１２Ａから励磁電流Ｉfが流され、これにより磁場Ｂ
が発生され、測定流体Ｑに印加される。
パイプである。励磁コイル１１ａ、１１ｂには、励磁回
路１２Ａから励磁電流Ｉfが流され、これにより磁場Ｂ
が発生され、測定流体Ｑに印加される。
【０００４】この励磁回路１２Ａにはタイミング回路１
３Ａから励磁電流Ｉfを例えば矩形波状に切り換えるタ
イミング信号ＳＴ1が印加されるが、このタイミング回
路１３Ａはマイクロプロセッサ（ＣＰＵ）１４からのタ
イミング信号ＳＴ2により制御される。
３Ａから励磁電流Ｉfを例えば矩形波状に切り換えるタ
イミング信号ＳＴ1が印加されるが、このタイミング回
路１３Ａはマイクロプロセッサ（ＣＰＵ）１４からのタ
イミング信号ＳＴ2により制御される。
【０００５】一方、測定流体Ｑが流れることにより発生
した電圧は、パイプ１０に固定され測定流体Ｑに接した
検出電極１５ａ、１５ｂで検出される。この検出電極１
５ａ、１５ｂで検出された電圧ｅS1、ｅS2は，それぞれ
高入力インピーダンスを持つ増幅器Ｑ１とＱ２の入力端
に印加される。
した電圧は、パイプ１０に固定され測定流体Ｑに接した
検出電極１５ａ、１５ｂで検出される。この検出電極１
５ａ、１５ｂで検出された電圧ｅS1、ｅS2は，それぞれ
高入力インピーダンスを持つ増幅器Ｑ１とＱ２の入力端
に印加される。
【０００６】増幅器Ｑ１とＱ２の出力は、それぞれ差動
増幅器Ｑ３に印加されてこれ等の差が演算されて出力電
圧ｅS0として出力される。これ等の増幅器Ｑ１とＱ２、
差動増幅器Ｑ３により入力回路１６が構成されている。
増幅器Ｑ３に印加されてこれ等の差が演算されて出力電
圧ｅS0として出力される。これ等の増幅器Ｑ１とＱ２、
差動増幅器Ｑ３により入力回路１６が構成されている。
【０００７】出力電圧ｅS0は、そのまま或いは反転増幅
器Ｑ４を介してサンプル・ホールド回路１７に出力され
る。サンプル・ホールド回路１７は、スイッチＳＷ1、
ＳＷ2 、ホールド用のコンデンサＣ１、増幅器Ｑ５などか
ら構成されている。
器Ｑ４を介してサンプル・ホールド回路１７に出力され
る。サンプル・ホールド回路１７は、スイッチＳＷ1、
ＳＷ2 、ホールド用のコンデンサＣ１、増幅器Ｑ５などか
ら構成されている。
【０００８】出力電圧ｅS0はスイッチＳＷ1の一端に、
或いは反転増幅器Ｑ４を介してスイッチＳＷ2の一端に
それぞれ接続され、スイッチＳＷ1、ＳＷ2の他端はコン
デンサＣ１を介して共通電位点ＣＯＭに接続されると共
に増幅器Ｑ５の入力端に接続されている。
或いは反転増幅器Ｑ４を介してスイッチＳＷ2の一端に
それぞれ接続され、スイッチＳＷ1、ＳＷ2の他端はコン
デンサＣ１を介して共通電位点ＣＯＭに接続されると共
に増幅器Ｑ５の入力端に接続されている。
【０００９】そして、これ等のスイッチＳＷ1、ＳＷ2は
マイクロプロセッサ１４から出力される低周波の励磁電
流Ｉfに同期したタイミング信号ＳＴ3によりその開閉が
制御されて、サンプリングされる。
マイクロプロセッサ１４から出力される低周波の励磁電
流Ｉfに同期したタイミング信号ＳＴ3によりその開閉が
制御されて、サンプリングされる。
【００１０】さらに、増幅器Ｑ５の出力電圧は、マイク
ロプロセッサ１４から出力される低周波の励磁電流Ｉf
に同期したタイミング信号ＳＴ4により変換のタイミン
グが制御されるアナログ／デジタル変換器１８によりデ
ジタル信号に変換されてマイクロプロセッサ１４に出力
される。
ロプロセッサ１４から出力される低周波の励磁電流Ｉf
に同期したタイミング信号ＳＴ4により変換のタイミン
グが制御されるアナログ／デジタル変換器１８によりデ
ジタル信号に変換されてマイクロプロセッサ１４に出力
される。
【００１１】マイクロプロセッサ１４は、入力されたこ
のデジタル信号を用いて内蔵されるプログラムを用いて
流量演算を実行し、得られた流量信号を出力回路１９を
介して出力端２０に出力する。
のデジタル信号を用いて内蔵されるプログラムを用いて
流量演算を実行し、得られた流量信号を出力回路１９を
介して出力端２０に出力する。
【００１２】次に、図９に示す波形図を用いて図８に示
す電磁流量計の動作について説明する。図９（ａ）に示
すような矩形状の波形を持つ励磁電流Ｉfを励磁コイル
１１ａ、１１ｂに流すと、測定流体の流量に比例した信
号電圧ｅS0が差動増幅器Ｑ３の出力端に出力電圧ｅS0と
して出力される。
す電磁流量計の動作について説明する。図９（ａ）に示
すような矩形状の波形を持つ励磁電流Ｉfを励磁コイル
１１ａ、１１ｂに流すと、測定流体の流量に比例した信
号電圧ｅS0が差動増幅器Ｑ３の出力端に出力電圧ｅS0と
して出力される。
【００１３】この出力電圧ｅS0は、マイクロプロセッサ
１４から出力される励磁電流Ｉfに同期したタイミング
信号ＳＴ3（図９（ｂ））により、励磁電流Ｉfが切り換
わる直前でサンプリングされてアナログ／デジタル変換
器１８に出力される。
１４から出力される励磁電流Ｉfに同期したタイミング
信号ＳＴ3（図９（ｂ））により、励磁電流Ｉfが切り換
わる直前でサンプリングされてアナログ／デジタル変換
器１８に出力される。
【００１４】アナログ／デジタル変換器１８はマイクロ
プロセッサ１４から出力されるタイミング信号ＳＴ
4（図９（ｃ））により、タイミング信号ＳＴ3（図９
（ｂ））と同じ繰り返し周期で、変換時間Ｔcでデジタ
ル信号に変換されて、マイクロプロセッサ１４に出力さ
れる。
プロセッサ１４から出力されるタイミング信号ＳＴ
4（図９（ｃ））により、タイミング信号ＳＴ3（図９
（ｂ））と同じ繰り返し周期で、変換時間Ｔcでデジタ
ル信号に変換されて、マイクロプロセッサ１４に出力さ
れる。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、以上の
ような電磁流量計は、励磁電流を励磁コイルに連続的に
流すので消費電力が大きくなり、しかも低周波側で増大
するフローノイズの影響を低減するために高周波励磁を
行うにはさらに消費電力が増大する。したがって、例え
ば２本の伝送線で共用して負荷側から回路電力を供給す
ると共に検出器側から負荷側に信号の伝送を行う２線式
の電磁流量計を高周波励磁で実現することが難しくなる
という問題がある。
ような電磁流量計は、励磁電流を励磁コイルに連続的に
流すので消費電力が大きくなり、しかも低周波側で増大
するフローノイズの影響を低減するために高周波励磁を
行うにはさらに消費電力が増大する。したがって、例え
ば２本の伝送線で共用して負荷側から回路電力を供給す
ると共に検出器側から負荷側に信号の伝送を行う２線式
の電磁流量計を高周波励磁で実現することが難しくなる
という問題がある。
【００１６】
【課題を解決するための手段】本発明は、以上の課題を
解決するための構成として、直流の励磁電源の両端に切
換信号により開閉が制御されるスイッチ素子とコンデン
サとが直列に接続されこのコンデンサの両端から参照抵
抗を介して励磁コイルにエネルギーを付与する励磁回路
と、先の励磁コイルから測定流体に磁場が付与されて発
生する信号電圧を受信する前置増幅器と、ＬＲモードと
ＬＣＲモードを切り換える先の切換信号を出力する切換
信号発生器と、先の参照抵抗の両端に発生する電圧の正
負を判別するコンパレータと、先の切換信号が入力され
このコンパレータの出力のうちＬＲモードの電圧を抑制
した参照電圧を出力するゲート手段と、先の参照電圧と
先の切換信号を用いて先の前置増幅器の出力電圧を同期
整流する同期整流回路と、この同期整流回路の出力を用
いて信号処理をして先の測定流体の流量に対応する流量
信号を出力するようにしたものである。
解決するための構成として、直流の励磁電源の両端に切
換信号により開閉が制御されるスイッチ素子とコンデン
サとが直列に接続されこのコンデンサの両端から参照抵
抗を介して励磁コイルにエネルギーを付与する励磁回路
と、先の励磁コイルから測定流体に磁場が付与されて発
生する信号電圧を受信する前置増幅器と、ＬＲモードと
ＬＣＲモードを切り換える先の切換信号を出力する切換
信号発生器と、先の参照抵抗の両端に発生する電圧の正
負を判別するコンパレータと、先の切換信号が入力され
このコンパレータの出力のうちＬＲモードの電圧を抑制
した参照電圧を出力するゲート手段と、先の参照電圧と
先の切換信号を用いて先の前置増幅器の出力電圧を同期
整流する同期整流回路と、この同期整流回路の出力を用
いて信号処理をして先の測定流体の流量に対応する流量
信号を出力するようにしたものである。
【００１７】
【作 用】励磁回路は直流の励磁電源の両端に切換信号
により開閉が制御されるスイッチ素子とコンデンサとが
直列に接続されこのコンデンサの両端から参照抵抗を介
して励磁コイルにエネルギーを付与する。
により開閉が制御されるスイッチ素子とコンデンサとが
直列に接続されこのコンデンサの両端から参照抵抗を介
して励磁コイルにエネルギーを付与する。
【００１８】一方、前置増幅器は先の励磁コイルから測
定流体に磁場が付与されて発生する信号電圧を受信す
る。そして、切換信号発生器はＬＲモードとＬＣＲモー
ドを切り換える先の切換信号を出力する。
定流体に磁場が付与されて発生する信号電圧を受信す
る。そして、切換信号発生器はＬＲモードとＬＣＲモー
ドを切り換える先の切換信号を出力する。
【００１９】コンパレータは先の参照抵抗の両端に発生
する電圧の正負を判別する。ゲート手段は先の切換信号
が入力されこのコンパレータの出力のうちＬＲモードの
電圧を抑制した参照電圧を出力する。
する電圧の正負を判別する。ゲート手段は先の切換信号
が入力されこのコンパレータの出力のうちＬＲモードの
電圧を抑制した参照電圧を出力する。
【００２０】同期整流回路は、先の参照電圧と先の切換
信号を用いて先の前置増幅器の出力電圧を同期整流し、
この後、この同期整流回路の出力を用いて信号処理をし
て先の測定流体の流量に対応する流量信号を出力する。
信号を用いて先の前置増幅器の出力電圧を同期整流し、
この後、この同期整流回路の出力を用いて信号処理をし
て先の測定流体の流量に対応する流量信号を出力する。
【００２１】
【実施例】以下、本発明の実施例について図を用いて説
明する。図１は本発明の１実施例の構成を示すブロック
図である。なお、図８に示す従来の電磁流量計と同一の
機能を有する部分には同一の符号を付して適宜にその説
明を省略する。
明する。図１は本発明の１実施例の構成を示すブロック
図である。なお、図８に示す従来の電磁流量計と同一の
機能を有する部分には同一の符号を付して適宜にその説
明を省略する。
【００２２】測定流体Ｑを流す絶縁性の円筒状のパイプ
１０には測定流体Ｑに接した検出電極１５ａ、１５ｂが
固定されている。そして、この測定流体Ｑには励磁コイ
ル１１ａ、１１ｂから磁場Ｂが印加されている。
１０には測定流体Ｑに接した検出電極１５ａ、１５ｂが
固定されている。そして、この測定流体Ｑには励磁コイ
ル１１ａ、１１ｂから磁場Ｂが印加されている。
【００２３】励磁電源Ｅbはその電源端Ｔ1、Ｔ2に印加
され、これらの電源端Ｔ1、Ｔ2の間にはスイッチ素子Ｓ
Ｗ3とコンデンサＣ2とが直列に接続されている。そし
て、このコンデンサＣ2の間には参照抵抗Ｒrを介して励
磁コイル１１ａと１１ｂが直列に接続されている。参照
抵抗Ｒrと励磁コイル１１ａとの接続点は共通電位点Ｃ
ＯＭに接続されている。そして、励磁回路ＥＸＣは、励
磁電源Ｅb、スイッチ素子ＳＷ3、コンデンサＣ 2、およ
び参照抵抗Ｒrなどで構成されている。
され、これらの電源端Ｔ1、Ｔ2の間にはスイッチ素子Ｓ
Ｗ3とコンデンサＣ2とが直列に接続されている。そし
て、このコンデンサＣ2の間には参照抵抗Ｒrを介して励
磁コイル１１ａと１１ｂが直列に接続されている。参照
抵抗Ｒrと励磁コイル１１ａとの接続点は共通電位点Ｃ
ＯＭに接続されている。そして、励磁回路ＥＸＣは、励
磁電源Ｅb、スイッチ素子ＳＷ3、コンデンサＣ 2、およ
び参照抵抗Ｒrなどで構成されている。
【００２４】スイッチ素子ＳＷ3は切換信号発生器２１
から出力される切換信号ＳT5によりその開閉が制御され
る。参照抵抗Ｒrの両端に発生した電圧Ｖr1は、反転入
力端（−）が共通電位点ＣＯＭに接続されたコンパレー
タ２２の非反転入力端（＋）に出力される。
から出力される切換信号ＳT5によりその開閉が制御され
る。参照抵抗Ｒrの両端に発生した電圧Ｖr1は、反転入
力端（−）が共通電位点ＣＯＭに接続されたコンパレー
タ２２の非反転入力端（＋）に出力される。
【００２５】ゲート２３の入力端には、コンパレータ２
２の出力電圧Ｖr2と、切換信号ＳT5をインバータ２４で
反転した反転切換信号＜ＳT5＞とが印加され、その出力
端Ｔ 3に参照電圧Ｖr3として出力される。
２の出力電圧Ｖr2と、切換信号ＳT5をインバータ２４で
反転した反転切換信号＜ＳT5＞とが印加され、その出力
端Ｔ 3に参照電圧Ｖr3として出力される。
【００２６】一方、検出電極１５ａ、１５ｂに発生した
信号電圧ｅS1、ｅS2はそれぞれ増幅器Ｑ1、Ｑ2に出力さ
れこれ等は差動増幅器Ｑ3に入力されてその出力端に信
号電圧ｅS3として出力される。これらの増幅器Ｑ1、
Ｑ2、差動増幅器Ｑ3などで前置増幅器ＰＡＭを構成して
いる。
信号電圧ｅS1、ｅS2はそれぞれ増幅器Ｑ1、Ｑ2に出力さ
れこれ等は差動増幅器Ｑ3に入力されてその出力端に信
号電圧ｅS3として出力される。これらの増幅器Ｑ1、
Ｑ2、差動増幅器Ｑ3などで前置増幅器ＰＡＭを構成して
いる。
【００２７】マルチプレクサ２５は、スイッチ素子ＳＷ
4、ＳＷ5、ＳＷ6などから構成され、スイッチ素子ＳＷ4
の共通切換端は参照電圧Ｖr3により、スイッチ素子ＳＷ
5の共通切換端は参照電圧Ｖr3をインバータ２６で反転
された反転参照電圧＜Ｖr3＞により、スイッチ素子ＳＷ
6は切換信号ＳT5によりそれぞれ切り換えられる。
4、ＳＷ5、ＳＷ6などから構成され、スイッチ素子ＳＷ4
の共通切換端は参照電圧Ｖr3により、スイッチ素子ＳＷ
5の共通切換端は参照電圧Ｖr3をインバータ２６で反転
された反転参照電圧＜Ｖr3＞により、スイッチ素子ＳＷ
6は切換信号ＳT5によりそれぞれ切り換えられる。
【００２８】各スイッチ素子の共通切換端は、非反転増
幅器２７の非反転入力端（＋）に接続されると共にスイ
ッチ素子ＳＷ4、ＳＷ5、およびＳＷ6のそれぞれの切換
端ｂに接続されている。
幅器２７の非反転入力端（＋）に接続されると共にスイ
ッチ素子ＳＷ4、ＳＷ5、およびＳＷ6のそれぞれの切換
端ｂに接続されている。
【００２９】また、スイッチ素子ＳＷ4の切換端ａには
信号電圧ｅS3が、スイッチ素子ＳＷ5の切換端ａには反
転増幅器２８を介して反転信号電圧＜ｅS3＞が、スイッ
チ素子ＳＷ6の切換端ａには共通電位点ＣＯＭの電位が
それぞれ印加されている。
信号電圧ｅS3が、スイッチ素子ＳＷ5の切換端ａには反
転増幅器２８を介して反転信号電圧＜ｅS3＞が、スイッ
チ素子ＳＷ6の切換端ａには共通電位点ＣＯＭの電位が
それぞれ印加されている。
【００３０】非反転増幅器２７の出力端に得られる信号
電圧ｅS4は抵抗ＲL1とコンデンサＣ L1で構成された低域
濾波器２９で濾波されて非反転増幅器３０を介してアナ
ログ／デジタル変換器３１に出力される。これらのマル
チプレクサ２５、非反転増幅器２７、反転増幅器２８、
低域濾波器２９、非反転増幅器３０などで同期整流回路
ＳＲＦを構成している。
電圧ｅS4は抵抗ＲL1とコンデンサＣ L1で構成された低域
濾波器２９で濾波されて非反転増幅器３０を介してアナ
ログ／デジタル変換器３１に出力される。これらのマル
チプレクサ２５、非反転増幅器２７、反転増幅器２８、
低域濾波器２９、非反転増幅器３０などで同期整流回路
ＳＲＦを構成している。
【００３１】このアナログ／デジタル変換器３１で信号
電圧ｅS4に対応するデジタル信号に変換され次の信号処
理回路３２で信号処理がなされて流量信号ＱSとして出
力端３３に出力される。
電圧ｅS4に対応するデジタル信号に変換され次の信号処
理回路３２で信号処理がなされて流量信号ＱSとして出
力端３３に出力される。
【００３２】次に、以上のように構成された実施例の動
作について図３に示す各部の波形図、図２に示す各モー
ドの等価回路図、図４に示す各モードの特性図などを用
いて説明する。
作について図３に示す各部の波形図、図２に示す各モー
ドの等価回路図、図４に示す各モードの特性図などを用
いて説明する。
【００３３】切換信号発生器２１からスイッチ素子ＳＷ
3に切換信号ＳT5が送出され、これにより図３（ａ）に
示すようにスイッチ素子ＳＷ3が期間ＴLRだけオンにな
る。この期間ＴLRをＬＲモードといい、その等価回路は
図２（ａ）に示され、この等価回路にしたがって励磁電
源Ｅbから励磁電流Ｉexが図３（ｃ）に示すように流れ
る。
3に切換信号ＳT5が送出され、これにより図３（ａ）に
示すようにスイッチ素子ＳＷ3が期間ＴLRだけオンにな
る。この期間ＴLRをＬＲモードといい、その等価回路は
図２（ａ）に示され、この等価回路にしたがって励磁電
源Ｅbから励磁電流Ｉexが図３（ｃ）に示すように流れ
る。
【００３４】このときに流れる励磁電流Ｉexは Ｉex＝Ｅb［１−ｅｘｐ（−Ｒfｔ／Ｌf）］／Ｒf （１） となる。Ｒf、Ｌfはそれぞれ励磁コイル１１ａ、１１ｂ
の抵抗とインダクタンスを示す。
の抵抗とインダクタンスを示す。
【００３５】ここで、励磁電流ＩexがＩex＝Ｉ0になる
時間ｔ0は、 ｔ0＝−（Ｌf／Ｒf）ｌｎ［１−（ＩexＲf／Ｅb）］ （２） となる。
時間ｔ0は、 ｔ0＝−（Ｌf／Ｒf）ｌｎ［１−（ＩexＲf／Ｅb）］ （２） となる。
【００３６】この時間ｔ0は回路時定数ＴC＝Ｌf／Ｒfに
対して−ｌｎ［１−（ＩexＲf／Ｅb）］倍になるので、
励磁電源Ｅbを大きくすることにより時間ｔ0を小さくす
ることができる。これを図示すると、図４（ａ）に示す
ようになる。横軸はＩexＲf／Ｅb、縦軸は−ｌｎ［１−
（ＩexＲf／Ｅb）］を示している。
対して−ｌｎ［１−（ＩexＲf／Ｅb）］倍になるので、
励磁電源Ｅbを大きくすることにより時間ｔ0を小さくす
ることができる。これを図示すると、図４（ａ）に示す
ようになる。横軸はＩexＲf／Ｅb、縦軸は−ｌｎ［１−
（ＩexＲf／Ｅb）］を示している。
【００３７】なお、このＬＲモードの期間では、切換信
号ＳT5により同期整流回路ＳＦＲのスイッチ素子ＳＷ6
が共通電位点ＣＯＭにその電位が固定されるので、非反
転増幅器２７の出力端には信号電圧ｅS4（図３（ｆ））
は現れない。
号ＳT5により同期整流回路ＳＦＲのスイッチ素子ＳＷ6
が共通電位点ＣＯＭにその電位が固定されるので、非反
転増幅器２７の出力端には信号電圧ｅS4（図３（ｆ））
は現れない。
【００３８】次に、切換信号ＳT5によりスイッチ素子Ｓ
Ｗ3がオフに切り換えられ、図３（ａ）に示す期間ＴLCR
のＬＣＲモードになると、その等価回路は図２（ｂ）に
示すようになり、コンデンサＣ2に蓄積された電荷によ
り励磁コイル１１ａ、１１ｂに励磁電流Ｉexが流れる。
Ｗ3がオフに切り換えられ、図３（ａ）に示す期間ＴLCR
のＬＣＲモードになると、その等価回路は図２（ｂ）に
示すようになり、コンデンサＣ2に蓄積された電荷によ
り励磁コイル１１ａ、１１ｂに励磁電流Ｉexが流れる。
【００３９】この励磁電流Ｉexは、図３（ｃ）に示すよ
うに振動しながら減衰する。この減衰時定数ＴdはＴd＝
２Ｌf／Ｒfであり、ＬＲモードの２倍の時定数となる。
しかも、この減衰時定数Ｔdは（１−１／ｅ）倍なる時
間で振幅値は６３．２％となる。この減衰の様子は図４
（ｂ）に示す通りである。
うに振動しながら減衰する。この減衰時定数ＴdはＴd＝
２Ｌf／Ｒfであり、ＬＲモードの２倍の時定数となる。
しかも、この減衰時定数Ｔdは（１−１／ｅ）倍なる時
間で振幅値は６３．２％となる。この減衰の様子は図４
（ｂ）に示す通りである。
【００４０】図４（ｂ）から判るように、減衰率を３Ｔ
dとすれば、９５％の減衰率で、ＬＲモードの時定数に
対する比率をＲateとすれば、 Ｒate＝（ＬＣＲモードの時定数／ＬＲモードの時定
数）＝（３Ｔd／ＴC）＝６ となり、ＬＣＲモードの時定数はＬＲモードの時定数に
比べて６倍の時定数を持つこととなる。
dとすれば、９５％の減衰率で、ＬＲモードの時定数に
対する比率をＲateとすれば、 Ｒate＝（ＬＣＲモードの時定数／ＬＲモードの時定
数）＝（３Ｔd／ＴC）＝６ となり、ＬＣＲモードの時定数はＬＲモードの時定数に
比べて６倍の時定数を持つこととなる。
【００４１】このＬＣＲモードで励磁コイル１１ａ、１
１ｂに流れる励磁電流Ｉexにより発生する磁場により発
生する信号電圧ｅS1、ｅS2が、前置増幅器ＰＡＭに入力
され、その出力端に信号電圧ｅS3（図３（ｅ））として
出力される。
１ｂに流れる励磁電流Ｉexにより発生する磁場により発
生する信号電圧ｅS1、ｅS2が、前置増幅器ＰＡＭに入力
され、その出力端に信号電圧ｅS3（図３（ｅ））として
出力される。
【００４２】一方、この励磁電流Ｉexにより参照抵抗Ｒ
rの両端に発生した電圧Ｖr1がコンパレータ２２に出力
されて振動波形のうち正の波形に対応する部分だけ矩形
波状に出力され、さらにゲート２３で図３（ｂ）に示す
反転切換信号＜ＳT5＞によりこの正の波形のうちＬＲモ
ードに対応する期間が抑圧されてゲート２３の出力端に
は図３（ｄ）に示すような波形の参照電圧Ｖr3が得られ
る。
rの両端に発生した電圧Ｖr1がコンパレータ２２に出力
されて振動波形のうち正の波形に対応する部分だけ矩形
波状に出力され、さらにゲート２３で図３（ｂ）に示す
反転切換信号＜ＳT5＞によりこの正の波形のうちＬＲモ
ードに対応する期間が抑圧されてゲート２３の出力端に
は図３（ｄ）に示すような波形の参照電圧Ｖr3が得られ
る。
【００４３】同期整流回路ＳＲＦのスイッチ素子ＳＷ4
とＳＷ5には、参照電圧Ｖr3（図３（ｄ））と反転参照
電圧＜Ｖr3＞がそれぞれ印加されるが、これらのスイッ
チ素子は相補的に動作するので、信号電圧ｅS3（図３
（ｅ））とこれを反転した反転信号電圧＜ｅS3＞は、こ
れらの参照電圧により同期整流されて非反転増幅器２７
の出力端に信号電圧ｅS4（図３（ｆ））として出力され
る。
とＳＷ5には、参照電圧Ｖr3（図３（ｄ））と反転参照
電圧＜Ｖr3＞がそれぞれ印加されるが、これらのスイッ
チ素子は相補的に動作するので、信号電圧ｅS3（図３
（ｅ））とこれを反転した反転信号電圧＜ｅS3＞は、こ
れらの参照電圧により同期整流されて非反転増幅器２７
の出力端に信号電圧ｅS4（図３（ｆ））として出力され
る。
【００４４】低域濾波器２９はこの信号電圧ｅS4を濾波
して非反転増幅器３０を介してアナログ／デジタル変換
器３１に出力し、ここでデジタル信号に変換され次の信
号処理回路３２で信号処理がなされて流量信号ＱSとし
て出力端３３に出力される。
して非反転増幅器３０を介してアナログ／デジタル変換
器３１に出力し、ここでデジタル信号に変換され次の信
号処理回路３２で信号処理がなされて流量信号ＱSとし
て出力端３３に出力される。
【００４５】ＬＣＲモードでは励磁電流Ｉexを減衰振動
させるが、このときの条件はＲf 2＜４Ｌf／Ｃ2となる。
このときに発生する信号電圧は、同期整流回路ＳＦＲで
同期整流するので、測定流体中に流れる渦電流、ワンタ
ーンノイズなどの９０°成分はキャンセルされ出力端３
３に現れない。
させるが、このときの条件はＲf 2＜４Ｌf／Ｃ2となる。
このときに発生する信号電圧は、同期整流回路ＳＦＲで
同期整流するので、測定流体中に流れる渦電流、ワンタ
ーンノイズなどの９０°成分はキャンセルされ出力端３
３に現れない。
【００４６】また、このＬＣＲモードにおける振動周波
数ｆは、 ｆ＝［（１／ＬfＣ2）−（Ｒf／２Ｌf）2］1/2／２π で表わされるが、この周波数値を大きくすることにより
高周波で励磁（例えば７５Ｈｚ以上）することができ、
これによりフローノイズの影響を小さくすることができ
る。
数ｆは、 ｆ＝［（１／ＬfＣ2）−（Ｒf／２Ｌf）2］1/2／２π で表わされるが、この周波数値を大きくすることにより
高周波で励磁（例えば７５Ｈｚ以上）することができ、
これによりフローノイズの影響を小さくすることができ
る。
【００４７】次に、消費電力について説明する。先ず、
ＬＲモードの時間は（Ｌf／Ｒf）の−ｌｎ［１−（Ｉex
Ｒf／Ｅb）］倍である。例えばＬf／Ｒfを０．１に設定
すると、Ｌf／Ｒfの１／１０の時間であり励磁電流Ｉex
を立上げることができる。
ＬＲモードの時間は（Ｌf／Ｒf）の−ｌｎ［１−（Ｉex
Ｒf／Ｅb）］倍である。例えばＬf／Ｒfを０．１に設定
すると、Ｌf／Ｒfの１／１０の時間であり励磁電流Ｉex
を立上げることができる。
【００４８】一方、ＬＣＲモードの時間は、６（Ｌf／
Ｒf）であるので。これらのモードの時間差は６０倍と
なる。さらに、（ＩexＲf／Ｅb）を小さくすると、この
比を大きくすることができ、これは低消費電力化に寄与
することとなる。
Ｒf）であるので。これらのモードの時間差は６０倍と
なる。さらに、（ＩexＲf／Ｅb）を小さくすると、この
比を大きくすることができ、これは低消費電力化に寄与
することとなる。
【００４９】換言すれば、信号処理の際には励磁コイル
に供給する電力はないので、このＬＣＲモードの時間を
大きくし、さらにＬＲモードの時間を小さくすることに
より低消費電力で動作する電磁流量計を実現することが
できる。
に供給する電力はないので、このＬＣＲモードの時間を
大きくし、さらにＬＲモードの時間を小さくすることに
より低消費電力で動作する電磁流量計を実現することが
できる。
【００５０】この際の消費電力Ｐは、 Ｐ≒ＥbＩmＴLR／［２（ＴLCR＋ＴLR）］ で示される。但し、Ｉmは励磁電流Ｉexの最大値であ
る。
る。
【００５１】図５は図１に示す励磁回路の変形実施例の
構成を示す。この励磁回路は励磁コイルに正負の励磁電
流を供給して、正負対称の信号電圧が発生するようにし
て、検出電極１５ａ、１５ｂなどに発生する所定極性の
オフセットドリフトの影響を受け難いようにしたもので
ある。
構成を示す。この励磁回路は励磁コイルに正負の励磁電
流を供給して、正負対称の信号電圧が発生するようにし
て、検出電極１５ａ、１５ｂなどに発生する所定極性の
オフセットドリフトの影響を受け難いようにしたもので
ある。
【００５２】コンデンサＣ2の両端には、正励磁電源＋
Ｅb1と、ダイオードＤ1と、正の励磁電流＋Ｉex´の流
れる方向とは逆極性でダイオードＤ3が接続された電界
効果トランジスタで構成されたスイッチ素子ＳＷ7とが
並列に接続されている。
Ｅb1と、ダイオードＤ1と、正の励磁電流＋Ｉex´の流
れる方向とは逆極性でダイオードＤ3が接続された電界
効果トランジスタで構成されたスイッチ素子ＳＷ7とが
並列に接続されている。
【００５３】さらに、このコンデンサＣ2の両端に、負
励磁電源−Ｅb1と、ダイオードＤ2と、負の励磁電流−
Ｉex´の流れる方向とは逆極性でダイオードＤ4が接続
された電界効果トランジスタで構成されたスイッチ素子
ＳＷ8とが並列に接続されている。
励磁電源−Ｅb1と、ダイオードＤ2と、負の励磁電流−
Ｉex´の流れる方向とは逆極性でダイオードＤ4が接続
された電界効果トランジスタで構成されたスイッチ素子
ＳＷ8とが並列に接続されている。
【００５４】 そして、これらのスイッチ素子ＳＷ7とス
イッチ素子ＳＷ8とは、それぞれ切換信号発生器２１か
ら送出される切換信号ＳT6、ＳT7でその開閉が制御さ
れ、これに伴って流れる励磁電流±Ｉex´に起因する参
照電圧Ｖr4がコンパレータ２２の非反転入力端（＋）に
出力される。
イッチ素子ＳＷ8とは、それぞれ切換信号発生器２１か
ら送出される切換信号ＳT6、ＳT7でその開閉が制御さ
れ、これに伴って流れる励磁電流±Ｉex´に起因する参
照電圧Ｖr4がコンパレータ２２の非反転入力端（＋）に
出力される。
【００５５】次に、図６を用いて図５に示す回路の動作
を説明する。最初に、図６（ａ）に示す切換信号ＳT6は
そのＬＲモードの期間の間スイッチ素子ＳＷ7をオンと
して励磁コイル１１（１１ａと１１ｂとの直列）に、正
の励磁電流＋Ｉex´を流し、ＬＣＲモードの期間の間ス
イッチ素子ＳＷ7をオフとする。
を説明する。最初に、図６（ａ）に示す切換信号ＳT6は
そのＬＲモードの期間の間スイッチ素子ＳＷ7をオンと
して励磁コイル１１（１１ａと１１ｂとの直列）に、正
の励磁電流＋Ｉex´を流し、ＬＣＲモードの期間の間ス
イッチ素子ＳＷ7をオフとする。
【００５６】これにより図６（ｃ）に示すようにＬＲモ
ードでコンデンサＣ2を充電し、ＬＣＲモードでこのコ
ンデンサＣ2に充電された電荷と励磁コイル１１のイン
ダクタンスと抵抗により減衰振動をする。
ードでコンデンサＣ2を充電し、ＬＣＲモードでこのコ
ンデンサＣ2に充電された電荷と励磁コイル１１のイン
ダクタンスと抵抗により減衰振動をする。
【００５７】次に、図６（ｂ）に示す切換信号ＳT7はそ
のＬＲモードの期間の間スイッチ素子ＳＷ8をオンとし
て励磁コイル１１に負の励磁電流−Ｉex´を流し、ＬＣ
Ｒモードの期間の間スイッチ素子ＳＷ8をオフとする。
のＬＲモードの期間の間スイッチ素子ＳＷ8をオンとし
て励磁コイル１１に負の励磁電流−Ｉex´を流し、ＬＣ
Ｒモードの期間の間スイッチ素子ＳＷ8をオフとする。
【００５８】これにより図６（ｃ）に示すようにＬＲモ
ードでコンデンサＣ2を逆極性で充電し、ＬＣＲモード
でこのコンデンサＣ2に充電された電荷と励磁コイル１
１のインダクタンスと抵抗により正励磁のときとは逆極
性の減衰振動をする。
ードでコンデンサＣ2を逆極性で充電し、ＬＣＲモード
でこのコンデンサＣ2に充電された電荷と励磁コイル１
１のインダクタンスと抵抗により正励磁のときとは逆極
性の減衰振動をする。
【００５９】このように、正の励磁と負の励磁とを交互
に繰り返すことにより、検出電極１５ａ、１５ｂに一定
の極性で現れるオフセット電圧の影響を長期的に見ると
キャンセルすることができる。
に繰り返すことにより、検出電極１５ａ、１５ｂに一定
の極性で現れるオフセット電圧の影響を長期的に見ると
キャンセルすることができる。
【００６０】なお、図１に示す切換信号発生器２１から
送出される切換信号ＳT6、ＳT7はスイッチ素子ＳＷ7と
スイッチ素子ＳＷ8にはそれぞれ別々に送出されるが、
インバータ２４にはこれらを加算した形で送出される。
送出される切換信号ＳT6、ＳT7はスイッチ素子ＳＷ7と
スイッチ素子ＳＷ8にはそれぞれ別々に送出されるが、
インバータ２４にはこれらを加算した形で送出される。
【００６１】なお、図１に示す構成では、簡単のため磁
束の帰路としてのコアについては、明示していないが、
実際にはコアが使用される。このコアの材質としては周
波数応答が良く、飽和しないでかつ磁気回路遅れのない
軟磁性材料のものものが使用される。
束の帰路としてのコアについては、明示していないが、
実際にはコアが使用される。このコアの材質としては周
波数応答が良く、飽和しないでかつ磁気回路遅れのない
軟磁性材料のものものが使用される。
【００６２】また、図１に示す構成ではサイン状の振動
をする励磁波形を持つ励磁回路として説明したが、低保
持力Ｈcで磁束密度が飽和する磁性材料をコアとして用
いれば、矩形波励磁をすることもできる。
をする励磁波形を持つ励磁回路として説明したが、低保
持力Ｈcで磁束密度が飽和する磁性材料をコアとして用
いれば、矩形波励磁をすることもできる。
【００６３】例えば、ＬＣＲモードの時間を３Ｔ´とす
れば、３Ｔ´のときには９５％に励磁電流値が減衰す
る。この０．０５×Ｉexなる励磁電流値を与えたときに
磁気回路が飽和するようにすれば、得られる磁束は方形
波となる。この場合に飽和磁束が温度に対して大きい感
度を有するときは、ホール素子などを励磁コイルの近傍
に配置して磁束密度の温度補正をするようにすれば良
い。
れば、３Ｔ´のときには９５％に励磁電流値が減衰す
る。この０．０５×Ｉexなる励磁電流値を与えたときに
磁気回路が飽和するようにすれば、得られる磁束は方形
波となる。この場合に飽和磁束が温度に対して大きい感
度を有するときは、ホール素子などを励磁コイルの近傍
に配置して磁束密度の温度補正をするようにすれば良
い。
【００６４】
【発明の効果】以上、実施例と共に具体的に説明したよ
うに本発明によれば、励磁電源から電圧を供給するＬＲ
モードと供給しないＬＣＲモードとを切り換え、ＬＣＲ
モードでの共振周波数を高く維持した高周波励磁を行な
って信号を検出する構成であるので、低周波励磁で生じ
るフローノイズなどの問題を低消費電力で解決すること
ができ、この結果として、低消費電力が要求される２線
式電磁流量計などの実現が可能になる。
うに本発明によれば、励磁電源から電圧を供給するＬＲ
モードと供給しないＬＣＲモードとを切り換え、ＬＣＲ
モードでの共振周波数を高く維持した高周波励磁を行な
って信号を検出する構成であるので、低周波励磁で生じ
るフローノイズなどの問題を低消費電力で解決すること
ができ、この結果として、低消費電力が要求される２線
式電磁流量計などの実現が可能になる。
【図１】本発明の１実施例の構成を示すブロック図であ
る。
る。
【図２】図１に示す実施例における各モードの等価回路
図である。
図である。
【図３】図１に示す実施例の各部の波形を示す波形図で
ある。
ある。
【図４】図１に示す実施例の各モードの特性図である。
【図５】図１に示す実施例を改良した変形実施例の構成
図である。
図である。
【図６】図５に示す変形実施例の動作を説明する波形図
である。
である。
【図７】図１に示す実施例のコアの特性を示す特性図で
ある。
ある。
【図８】従来の電磁流量計の構成を示すブロック図であ
る。
る。
【図９】図８に示す電磁流量計の動作を説明する波形図
である。
である。
１０ パイプ １１、１１ａ、１１ｂ 励磁コイル １２Ａ 励磁回路 １３Ａ タイミング回路 １４ マイクロプロセッサ １７ サンプル・ホールド回路 ２１ 切換信号発生器 ２２ コンパレータ ２５ マルチプレクサ ２７ 非反転増幅器 ２８ 反転増幅器 ２９ 低域濾波器 ３２ 信号処理回路 ＥＸＣ 励磁回路 ＰＡＭ 前置増幅器 ＳＲＦ 同期整流回路
Claims (1)
- 【請求項１】直流の励磁電源の両端に切換信号により開
閉が制御されるスイッチ素子とコンデンサとが直列に接
続されこのコンデンサの両端から参照抵抗を介して励磁
コイルにエネルギーを付与する励磁回路と、前記励磁コ
イルから測定流体に磁場が付与されて発生する信号電圧
を受信する前置増幅器と、ＬＲモードとＬＣＲモードを
切り換える前記切換信号を出力する切換信号発生器と、
前記参照抵抗の両端に発生する電圧の正負を判別するコ
ンパレータと、前記切換信号が入力されこのコンパレー
タの出力のうちＬＲモードの電圧を抑制した参照電圧を
出力するゲート手段と、前記参照電圧と前記切換信号を
用いて前記前置増幅器の出力電圧を同期整流する同期整
流回路と、この同期整流回路の出力を用いて信号処理を
して前記測定流体の流量に対応する流量信号を出力する
ことを特徴とする電磁流量計。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP06022381A JP3111370B2 (ja) | 1994-02-21 | 1994-02-21 | 電磁流量計 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP06022381A JP3111370B2 (ja) | 1994-02-21 | 1994-02-21 | 電磁流量計 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07229775A true JPH07229775A (ja) | 1995-08-29 |
| JP3111370B2 JP3111370B2 (ja) | 2000-11-20 |
Family
ID=12081080
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP06022381A Expired - Fee Related JP3111370B2 (ja) | 1994-02-21 | 1994-02-21 | 電磁流量計 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3111370B2 (ja) |
-
1994
- 1994-02-21 JP JP06022381A patent/JP3111370B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3111370B2 (ja) | 2000-11-20 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |