JPH07220484A - 電圧変換装置 - Google Patents
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- JPH07220484A JPH07220484A JP2310694A JP2310694A JPH07220484A JP H07220484 A JPH07220484 A JP H07220484A JP 2310694 A JP2310694 A JP 2310694A JP 2310694 A JP2310694 A JP 2310694A JP H07220484 A JPH07220484 A JP H07220484A
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Abstract
なく比較的ローインピーダンスで入力電圧を出力できる
と共に、VDDとVPPの間でリーク電流が発生することが
ない電圧変換回路を提供する。 【構成】 直列接続された2つのPチャネルMOSトラ
ンジスタM1 、M2 を設けることにより、電源電圧VPP
が電源電圧VDDより低くなっている時においても、これ
らのトランジスタM1 、M2 で構成されるスイッチング
手段を完全にオフできるので、VDDとVPPの間でリーク
電流が発生することがない
Description
(紫外線消去可能なプログラマブルROM)やフラッシ
ュEEPROM(電気的に一括消去可能なプログラマブ
ルROM)などに用いられる電圧変換装置に関する。
どの不揮発性のメモリLSIには、2種類の電源電圧を
必要とするものが多い。第1の電源電圧VDDは、読み出
し時やプログラム時及びその他の動作モード時において
必要な電源電圧となるものであり、例えば、一般のEP
ROMにおいては5Vである。
ルのプログラムや消去に必要な高電圧を供給する電源電
圧で、例えば、一般のEPROMにおいては12Vであ
る。
SIが動作状態にある間は、定格の電圧範囲(例えば、
一般的に5V±10%)内にある必要がある。一方、第
2の電源電圧VPPは、プログラム時や消去時においては
高電圧(例えば、一般的に12V±5%)が必要となる
が、読み出し時やスタンバイ時においては、接地電圧か
ら第1の電源電圧VDDの範囲内にあればよい。
圧変換回路には、以下に説明するような機能及び性能が
要求される。
の第2の電源電圧VPPが第1の電源電圧VDDより低い時
において、第1の電源電圧VDDから第2の電源電圧VPP
に対して電流経路(リーク電流)が生じないようにする
必要があり、そこでリーク電流が発生すると、不必要な
電流が消費されてしまう。
圧VDDより低い時においては、電源電圧変換回路の出力
は、第1の電源電圧VDDでクランプされ、第2の電源電
圧VPPが第1の電源電圧VDDより所定値以上高い時に、
電源電圧変換回路の出力が第2の電源電圧VPPになる必
要がある。もし、第2の電源電圧VPPが第1の電源電圧
VDDより低い時において、電圧変換装置の出力が第2の
電源電圧VPPと同じであった場合、電源電圧変換回路の
出力が接続される回路では、読み出し時やスタンバイ時
において電圧が低いため正常な動作ができなくなる。
源電圧VPPの値やプログラム信号などの制御信号に応じ
て、第2の電源電圧VPPと第1の電源電圧VDDのいずれ
かにスイッチングする方式がとられている。
明するように、このスイッチングのために第2の電源電
圧VPPよりさらに高い電圧を必要としていた。
示す。
であり、端子T21〜T25で外部及びメモリLSIのその
他の回路と接続されている。
入力端子であり、N21はその信号線を示している。T22
は、第1の電源電圧VDDが供給される入力端子であり、
N22はその信号線を示している。T23は、第1の制御入
力電圧VCNT が供給される入力端子であり、N23はその
信号線を示している。T24は、第2の制御入力電圧V
CNTBが供給される入力端子であり、N27はその信号線を
示している。T25は、電源電圧変換回路VC1の出力電
圧VINT を出力するための出力端子であり、N26はその
信号線を示している。
ンハンスメント型MOSFET(絶縁ゲート型電界効果
トランジスタ)であり、また、Gは接地端子で、N28及
びN29はその信号線を示している。HVSWは高電圧ス
イッチ回路、PUMPは昇圧回路である。
いて説明する。
N23が第1の制御入力電圧VCNT の入力用として接続さ
れ、信号線N21が第2の電源電圧VPPの入力用として接
続され、信号線N22が第1の電源電圧VDDの入力用とし
て接続され、信号線N28が接地信号線として接続され、
信号線N24が出力電圧VX の出力用として接続されてい
る。
の制御入力電圧VCNT の入力用として接続され、信号線
N21が第2の電源電圧VPPの入力用として接続され、信
号線N22が第1の電源電圧VDDの入力用として接続さ
れ、信号線N29が接地信号線として接続され、信号線N
25が出力電圧VPUMPの出力用として接続されている。
が接続され、ドレインには信号線N22が接続され、ソー
スには信号線N26が接続されている。
が接続され、ドレインには信号線N22が接続され、ソー
スには信号線N26が接続されている。
が接続され、ドレインには信号線N21が接続され、ソー
スには信号線N26が接続されている。
が接続され、ドレインには信号線N21が接続され、ソー
スには信号線N26が接続されている。
ジスタM21〜M24のしきい値Vtmは、例えば0.8Vで
あり、第1の電源電圧VDDは0〜7Vの範囲で可変であ
り、第2の電源電圧VPPは0〜12Vの範囲で可変であ
る。
御入力である信号線N23にローレベルが入力された時に
第2の電源電圧VPPを出力し、制御入力である信号線N
23にハイレベルが入力された時に接地電圧0Vを出力す
る。昇圧回路PUMPは、制御入力である信号線N23に
ローレベルが入力された時に接地電圧0Vを出力し、制
御入力である信号線N23にハイレベルが入力された時に
第2の電源電圧VPPより高い電圧、例えばVPP+3Vを
出力する。
圧変換回路VC1の動作を説明する。
各信号線N23〜N27のそれぞれの電圧値VCNT 、VX 、
VPUMP、VINT 、VCNTB及びトランジスタM21〜M24の
スイッチ状態を示したものである。
第1の電源電圧VDDの間の時は、第1の制御入力電圧V
CNT が0Vであり、第2の制御入力電圧VCNTBがVDDで
あり、信号線N23がローレベルとなるため、高電圧スイ
ッチ回路HVSWの出力電圧VX は第2の電源電圧VPP
となり、昇圧回路PUMPの出力電圧VPUMPは0Vとな
る。
ハンスメント型であるので、トランジスタM21及びM22
はオン状態となり、トランジスタM23及びM24はオフ状
態となる。
INT は、VDD>VPPであるため、VDD−Vtmとなってし
まう。
源電圧VDDから12Vの間で、第1の制御入力電圧V
CNT が0Vであり、第2の制御入力電圧VCNTBが第1の
電源電圧VDDである時は、高電圧スイッチ回路HVSW
の出力電圧VX は第2の電源電圧VPPとなり、昇圧回路
PUMPの出力電圧VPUMPは0Vとなる。
り、トランジスタM23、M24はオフ状態となる。
INT は、VPP>(VDD+Vtm)であれば、第1の電源電
圧VDDとなる。
電源電圧VDDから12Vの間で、第1の制御入力電圧V
CNT が第1の電源電圧VDDであり、第2の制御入力電圧
VCNTBが0Vである時は、高電圧スイッチ回路HVSW
の出力電圧VX は0Vとなり、昇圧回路PUMPの出力
電圧VPUMPは、昇圧を行うので、例えばVPP+3Vとな
る。
態となり、トランジスタM23、M24がオン状態となるの
で、信号線N26に現れる出力電圧VINT は、トランジス
タM23の基板バイアス効果を考慮したしきい値Vtmが3
Vより小さいという条件において、第2の電源電圧VPP
となる。
変換回路VC1について説明したが、この従来の電源電
圧変換回路VC1には以下に述べるような不具合があっ
た。
源電圧VDDより高い場合において、トランジスタM23を
オン状態にして第2の電源電圧VPPを出力電圧VINT の
信号線N26に供給するためには、トランジスタM23のゲ
ートに供給される出力電圧VPUMPを第2の電源電圧VPP
より高くする必要があり、その出力電圧VPUMPを発生さ
せるための昇圧回路PUMPが必要となる。
る場合、トランジスタの耐圧やトランジスタ間の素子分
離の耐圧を高耐圧とするため、パターンレイアウト上の
ルールを通常のトランジスタに比べて緩くしたり、高耐
圧を確保するための余分なマスク工程を追加したりしな
ければならない。
面積が大きくなったり、製造工程の増加による製造コス
トの増加を招き、この製造コストの増加は電圧値が高い
ほど顕著になる。
も、第2の電源電圧VPP以上の電圧を昇圧回路PUMP
で発生させる必要があるために、以上に述べたような不
都合が生じる。
電源電圧VPPが第1の電源電圧VDDより低い場合におい
て、出力電圧VINT としてVDD−Vtmの電圧しか出力で
きず、この結果、出力電圧VINT がVDDよりも小さくな
って、出力電圧VINT が供給される回路は、動作速度が
遅くなったり、動作できなくなったりする。
電源電圧を変換するものであるので、出力電圧VINT を
出力するときの出力インピーダンスはできるだけ小さい
ほうが望ましい。
の電源電圧VPPを出力する時は、トランジスタM23の出
力インピーダンスはかなり大きくなる。これは、トラン
ジスタM23のオン電流が、以下に示すようなトランジス
タの三極管領域の式で表されるためである。すなわち、 (トランジスタM23のオン電流)=β×(Vgs−Vtm)Vds−Vds2 /2 …(1) となる。ここで、β :トランジスタの移動度、ゲート
酸化膜厚、トランジスタのゲート長及びゲート幅によっ
て決まる定数 Vgs:トランジスタM23のゲート−ソース間の電位差 Vds:トランジスタM23のドレイン−ソース間の電位差 である。
路VC1において、ゲート−ソース間の電位差Vgsは例
えば3Vと小さく、しきい値Vtmは基板バイアス効果に
より例えば2Vとなるため、Vgs−Vtmの値を大きくで
きず、オン電流も大きくできないことがわかる。
1686号公報には、EPROM内蔵マイクロコンピュ
ータにおいて、マイクロコンピュータ駆動用電圧が供給
されるVDD端子からデータ書き込み用電圧が供給される
VPP端子に向けて流れるリーク電流を阻止するようにし
た回路が記載されている。
値が、駆動用電圧VDDからPチャネルMOSトランジス
タのしきい値分を引いた値(例えば、VDD=5V、Pチ
ャネルMOSトランジスタのしきい値の絶対値を0.8
VとするとVPP=4.2V)以下であれば、VDD端子か
らVPP端子へのリーク電流を防止できる。
4.2Vから5Vの間の電圧のときは、リーク電流を阻
止するためのトランジスタがオン状態とはならないの
で、VDD端子からVPP端子へのリーク電流は完全にはな
くならない。
VDDより高く、かつPGM信号がローレベルの時は、V
PP端子と出力信号線との間に接続されるトランジスタ
は、ゲートに書き込み用電圧VPPからダイオードの順方
向電圧分を引いた値が入力されるため、完全にオフ状態
とはならず、VPP端子からVDD端子へリーク電流が流れ
てしまう。
電圧を必要とせずに且つ比較的ローインピーダンスで電
源電圧を出力できると共に、VDDとVPPの間でリーク電
流が発生することのない電圧変換装置を提供することで
ある。
ために、本発明の電圧変換装置は、第1の電圧信号を入
力するための第1の入力信号線と、第2の電圧信号を入
力するための第2の入力信号線と、上記第1または第2
の電圧信号を出力するための出力信号線と、上記第1の
信号線と上記出力信号線との間に配置され且つ少なくと
も1つのトランジスタを備える第1のスイッチング手段
と、上記第2の信号線と上記出力信号線との間に配置さ
れ且つ直列接続された少なくとも2つのトランジスタを
備える第2のスイッチング手段と、上記第2の電圧信号
が上記第1の電圧信号よりも所定値以上に高い電圧を有
する時に、上記第1のスイッチング手段をオフ状態に、
上記第2のスイッチング手段をオン状態にし、その他の
時に、上記第1のスイッチング手段をオン状態に、上記
第2のスイッチング手段をオフ状態にする制御手段とを
有する。
ング手段に含まれる上記2つのトランジスタがいずれも
PチャネルMOSFETである。
が上記第1の電圧信号よりも所定値以上に高い電圧を有
することを検出する検出手段を備え、上記制御手段が、
上記検出手段の出力に基づいて、上記第2のスイッチン
グ手段をオン/オフ制御する。
2つのトランジスタを第2のスイッチング手段に設ける
ことにより、第2の電圧が第1の電圧より低くなってい
る時においても、第2のスイッチング手段を完全にオフ
状態にできるので、第1及び第2の電圧の間でリーク電
流が発生することがない。
れるトランジスタをPチャネルMOSFETとすること
により、電圧昇圧を行うことなく比較的ローインピーダ
ンスで入力電圧を出力できる。
照しながら説明する。
変換回路を示す回路図である。
圧変換回路であり、端子T1 〜T4で外部及びメモリL
SIのその他の回路と接続されている。
入力端子であり、N1 はその信号線を示している。T2
は、第1の電源電圧VDDが供給される入力端子であり、
N2はその信号線を示している。T3 は、本実施例の電
源電圧変換回路VCNの制御入力電圧VCNT が供給され
る入力端子であり、N3 はその信号線を示している。T
4 は、電源電圧変換回路VCNの出力電圧VINT を出力
するための出力端子であり、N8 はその信号線を示して
いる。
ンハンスメント型MOSFET(絶縁ゲート型電界効果
トランジスタ)であり、Gは接地端子で、N10及びN11
はその信号線を示している。HVSWは高電圧スイッチ
回路、DTVは高電圧反転回路である。
の接続について説明する。
N3 が制御入力電圧VCNT の入力用として接続され、信
号線N1 が第2の電源電圧VPPの入力用として接続さ
れ、信号線N2 が第1の電源電圧VDDの入力用として接
続され、信号線N11が接地信号線として接続され、信号
線N6 が出力電圧VX の出力用として接続され、信号線
N7 が出力電圧VX と論理的に反転関係にある出力電圧
VXBの出力用として接続されている。
第2の電源電圧VPPの入力用として接続され、信号線N
2 が第1の電源電圧VDDの入力用として接続され、信号
線N10が接地信号線として接続され、信号線N4 が出力
電圧VHDの出力用として接続され、信号線N5 が出力電
圧VHDと論理的に反転関係にある出力電圧VHDB の出力
用として接続されている。
HDB の信号線N5 が接続され、ソースには第2の電源電
圧VPPの信号線N22が接続され、ドレイン及び基板には
電圧VM の信号線N9 が接続されている。
XBの信号線N7 が接続され、ドレイン及び基板には第1
の電源電圧VDDの信号線N2 が接続され、ソースには出
力電圧VINT の信号線N8 が接続されている。
X の信号線N6 が接続され、ドレイン及び基板には電圧
VM の信号線N9 が接続され、ソースには出力電圧V
INT の信号線N8 が接続されている。
ジスタM1 〜M3 のしきい値Vtmは、例えば−0.8V
であり、第1の電源電圧VDDは0〜7Vの範囲で可変で
あり、第2の電源電圧VPPは0〜12Vの範囲で可変で
ある。
3に示すような回路構成になっており、信号線N3 から
制御入力としてローレベルが入力された時は、信号線N
6 に第2の電源電圧VPPを出力し、信号線N7 に接地電
圧0Vを出力する。信号線N3 から制御入力としてハイ
レベルが入力された時は、信号線N6 に接地電圧0Vを
出力し、信号線N7 に第2の電源電圧VPPを出力する。
な回路構成になっており、第1の電源電圧VDDより第2
の電源電圧VPPが所定値以上、例えば4V以上高い時
に、信号線N5 に接地電圧0Vを出力し、信号線N4 に
第1の電源電圧VDDを出力する。それ以外の時には、信
号線N5 に第1の電源電圧VDDを出力し、信号線N4 に
接地電圧0Vを出力する。
圧変換回路VCNの動作を説明する。
入力の論理レベルに応じた各信号線N3 〜N9 のそれぞ
れの電圧値VCNT 、VHD、VHDB 、VX 、VXB、
VINT 、VM 及びトランジスタM1 〜M3 のスイッチ状
態を示したものである。
第1の電源電圧VDDの間で、制御入力電圧VCNT が0V
の時は、信号線N3 がローレベルとなるため、高電圧ス
イッチ回路HVSWの信号線N6 の出力電圧VX は第2
の電源電圧VPPとなり、信号線N7 の出力電圧VXBは0
Vとなる。また、高電圧反転回路DTVの信号線N4の
出力電圧VHDは0Vとなり、信号線N5 の出力電圧V
HDB は第1の電源電圧VDDとなる。
ハンスメント型であるので、トランジスタM3 はオン状
態となり、信号線N8 の出力電圧VINT が第1の電源電
圧VDDとなる。
トランジスタM2 はゲート電圧が第2の電源電圧VPPと
なり、ソース電圧が第1の電源電圧VDDとなるので、ト
ランジスタM2 はオン状態で、信号線N9 の電圧VM は
第1の電源電圧VDDとなる。
第2の電源電圧VPPとなり、ゲート電圧、ソース電圧、
基板電圧が第1の電源電圧VDDとなるので、トランジス
タM1 はオフ状態となり、出力電圧VINT の信号線N8
から第2の電源電圧VPPの信号線N1 へのリーク電流は
生じない。
Vtmの時は、トランジスタM2 のゲートとソースとの電
位差が|Vtm|以上ないため、トランジスタM2 のチャ
ネルはオン状態にはならない。しかし、、信号線N9 に
はトランジスタM2 の基板が接続されているため、ソー
ス−基板間のPN接合が順方向となり、電圧VM の信号
線N9 は、第1の電源電圧VDDからPN接合の順方向電
圧(例えば0.7V)を引いた電圧(VDD−0.7V)
となる。
第2の電源電圧VPPとなり、ゲート電圧が第1の電源電
圧VDDとなり、ソース電圧及び基板電圧がVDD−0.7
Vから第1の電源電圧VDDとなるので、トランジスタM
1 はオフ状態となり、出力電圧VINT の信号線N8 から
第2の電源電圧VPPの信号線N1 へのリーク電流は生じ
ない。
源電圧VDDから9Vの間で、制御入力電圧VCNT が0V
である時は、信号線N3 がローレベルとなるため、高電
圧スイッチ回路HVSWの信号線N6 の出力電圧VX は
第2の電源電圧VPPとなり、信号線N7 の出力電圧VXB
は0Vとなる。また、高電圧反転回路DTVの信号線N
4 の出力電圧VHDは0Vとなり、信号線N5 の出力電圧
VHDB は第1の電源電圧VDDとなる。
態は、上述の電源電圧の値がVDD>VPP>VDD+Vtmの
時と同じであるので、トランジスタM1 、M2 はオフ状
態となり、トランジスタM3 はオン状態となる。従っ
て、出力電圧VINT は第1の電源電圧VDDとなる。
ら12Vの間で、制御入力電圧VCNT が0Vである時
は、信号線N3 がローレベルとなるため、高電圧スイッ
チ回路HVSWの信号線N6 の出力電圧VX は第2の電
源電圧VPPとなり、信号線N7の出力電圧VXBは0Vと
なる。また、高電圧反転回路DTVの信号線N4 の出力
電圧VHDは第1の電源電圧VDDとなり、信号線N5 の出
力電圧VHDB は0Vとなる。
り、トランジスタM1 はドレイン電圧が第2の電源電圧
VPPであり、ゲート電圧が0Vとなるのでオン状態とな
り、トランジスタM1 のソース及び基板の電圧VM は第
2の電源電圧VPPに変化する。トランジスタM2 はゲー
ト電圧が第2の電源電圧VPP、ドレイン及び基板の電圧
VM が第2の電源電圧VPP、ソース電圧が第1の電源電
圧VDDとなるのでオフ状態のままである。従って、出力
電圧VINT は依然第1の電源電圧VDDである。
12Vの間で、制御入力電圧VCNTが第1の電源電圧V
DDである時は、信号線N3 がハイレベルとなるため、高
電圧スイッチ回路HVSWの信号線N6 の出力電圧VX
は0Vとなり、信号線N7 の出力電圧VXBは第2の電源
電圧VPPとなる。また、高電圧反転回路DTVの信号線
N4 の出力電圧VHDは第1の電源電圧VDDとなり、信号
線N5 の出力電圧VHDB は0Vとなる。
第2の電源電圧VPPとなり、ソース電圧及び基板電圧は
第1の電源電圧VDDであるので、トランジスタM3 はオ
フ状態に変化する。トランジスタM1 はゲート電圧が0
Vであり、ドレイン電圧が第2の電源電圧VPPであるの
で、トランジスタM1 はオン状態となり、ソース及び基
板の電圧VM は第2の電源電圧VPPとなる。トランジス
タM2 はゲート電圧が0Vであり、ドレイン及び基板の
電圧VM が第2の電源電圧VPPであるので、トランジス
タM2 もオン状態に変化し、ソース電圧は第2の電源電
圧VPPとなる。従って、出力電圧VINT は第2の電源電
圧VPPに変化する。
き、図2を参照しながら説明する。
PPが供給される入力端子であり、N1 はその信号線を示
している。T2 は、第1の電源電圧VDDが供給される入
力端子であり、N2 はその信号線を示している。T
5 は、高電圧反転回路DTVの出力電圧VHDを出力する
ための第1の出力端子であり、N4 はその信号線を示し
ている。T6 は、高電圧反転回路DTVの出力電圧V
HDB を出力するための第2の出力端子であり、N5 はそ
の信号線を示している。Gは接地端子であり、N10はそ
の信号線を示している。
ルエンハンスメント型MOSFETであり、トランジス
タM6 はPチャネルエンハンスメント型MOSFETで
ある。IV1 〜IV3 は論理インバータであり、図2に
は示していないが、各論理インバータIV1 〜IV3 の
電源線及びグランド線には、それぞれ第1の電源電圧V
DD及び接地電圧が供給される。
接続について説明する。
は第2の電源電圧VPPの信号線N1が接続され、ソース
には信号線N11が接続されている。
は信号線N11が接続され、ソースには信号線N12が接続
されている。
号線N12が接続され、ゲートには第1の電源電圧VDDの
信号線N2 が接続され、ドレインには信号線N13が接続
されている。
13が接続され、ゲートには第1の電源電圧VDDの信号線
N2 が接続され、ソースには接地線N10が接続されてい
る。
スタM4 、M5 、M7 の基板には接地端子が接続されて
いる。
続され、出力は信号線N14に接続されている。
続され、出力は高電圧反転回路DTVの出力電圧VHDを
出力するための信号線N4 に接続されている。
DTVの出力電圧VHDを出力するための信号線N4 に接
続され、出力は高電圧反転回路DTVの出力電圧VHDB
を出力するための信号線N5 に接続されている。
て説明する。
電圧VPPが低い場合、トランジスタM7 はゲート電圧が
第1の電源電圧VDD(例えば5V)であり、ソース電圧
が接地電圧(例えば0V)であるので、トランジスタM
7 はオン状態となる。トランジスタM6 はPチャネルエ
ンハンスメント型のMOSFETであり、ゲート電圧は
第1の電源電圧VDDであり、ソース電圧及び基板電圧は
第1の電源電圧VDD以下の電圧であるので、トランジス
タM6 はオフ状態となる。
り、信号線N14の電圧は第1の電源電圧VDDとなり、高
電圧反転回路DTVの出力電圧VHDは接地電圧となり、
高電圧反転回路DTVの出力電圧VHDB は第1の電源電
圧VDDとなる。
より高くなって、例えばVDD+3Vとなり、信号線N12
の電圧が第1の電源電圧VDDよりトランジスタM6 のし
きい値電圧分(例えば0.8V)高くなった時に、トラ
ンジスタM6 はオン状態となる。この時、トランジスタ
M7 もオン状態であるので、信号線N13の電圧はトラン
ジスタM6 とM7 とのオン抵抗の比率で決定される。
よりさらに高くなって、例えばVDD+4Vとなり、トラ
ンジスタM6 のオン抵抗がトランジスタM7 のオン抵抗
に比べて十分に低くなった時は、信号線N13の電圧は第
1の電源電圧VDDに近くなる。そして、インバータIV
1 のしきい値が接地電圧と第1の電源電圧VDDの中間の
レベルにあるとすると、信号線N14の電圧は接地電圧と
なり、高電圧反転回路DTVの出力電圧VHDは第1の電
源電圧VDDとなり、高電圧反転回路DTVの出力電圧V
HDB は接地電圧となる。
M6 がオフ状態の時は、第2の電源電圧VPPからトラン
ジスタM1 とM2 のしきい値分を引いた値となる。
転回路DTVは、第2の電源電圧VPPが第1の電源電圧
VDDより所定値高くなった時に、高電圧反転回路DTV
の出力電圧VHD及びVHDB を反転する。
につき、図3を参照しながら説明する。
PPが供給される入力端子であり、N1 はその信号線を示
している。T2 は、第1の電源電圧VDDが供給される入
力端子であり、N2 はその信号線を示している。N3 は
制御入力電圧VCNT が入力される入力端子であり、N3
はその信号線を示している。T5 は、高電圧反転回路D
TVの出力電圧VHDを入力するための入力端子であり、
N4 はその信号線を示している。T8 は、高電圧スイッ
チ回路HVSWの出力電圧VX を出力するための第1の
出力端子であり、N16はその信号線を示している。T7
は、高電圧スイッチ回路HVSWの出力電圧VXBBを出
力するための第2の出力端子であり、N17はその信号線
を示している。Gは接地端子であり、N11はその信号線
を示している。
ハンスメント型MOSFETであり、トランジスタ
M9 、M10はPチャネルエンハンスメント型MOSFE
Tである。ND1 は2入力NANDゲート(論理積ゲー
トの反転)であり、図2には示していないが、2入力N
ANDゲートND1 の電源線及びグランド線には、それ
ぞれ第1の電源電圧VDD及び接地電圧が供給される。
SWの接続について説明する。
制御入力電圧VCNT の信号線N3 が接続され、もう一方
の入力には高電圧反転回路DTVの出力電圧VHDの信号
線N4 が接続され、出力には信号線N15が接続される。
15が接続され、ゲートには第1の電源電圧VDDの信号線
N2 が接続され、ソースには高電圧スイッチ回路HVS
Wの出力電圧VX の信号線N16が接続されている。
2の電源電圧VPPの信号線N1 が接続され、ゲートには
高電圧スイッチ回路HVSWの出力電圧VXBの信号線N
17が接続され、ドレインには高電圧スイッチ回路HVS
Wの出力電圧VX の信号線N16が接続されている。
2の電源電圧VPPの信号線N1 が接続され、ゲートには
高電圧スイッチ回路HVSWの出力電圧VX の信号線N
16が接続され、ドレインには高電圧スイッチ回路HVS
Wの出力電圧VXBの信号線N17が接続されている。
ッチ回路HVSWの出力電圧VX の信号線N16が接続さ
れ、ドレインには高電圧スイッチ回路HVSWの出力電
圧VXBの信号線N17が接続され、ソースには接地線N11
が接続されている。
について説明する。
と高電圧反転回路DTVの出力電圧VHDの入力端子T5
の両方に第1の電源電圧VDDを入力した時は、信号線N
15の電圧は接地電圧(例えば0V)となる。トランジス
タM8 のゲート電圧は第1の電源電圧VDDであるのでト
ランジスタM8 はオン状態であり、2入力NANDゲー
トND1 の出力インピーダンス及びトランジスタM8 の
オン抵抗をトランジスタM9 のオン抵抗に比べて十分小
さくすることにより、高電圧スイッチ回路HVSWの信
号線N16の出力電圧VX は接地電圧となる。
り、トランジスタM10はオン状態となり、高電圧スイッ
チ回路HVSWの信号線N17の出力電圧VXBは第2の電
源電圧VPPとなる。トランジスタM9 は、ゲート電圧が
第2の電源電圧VPPになるとオフ状態となる。
高電圧反転回路DTVの出力電圧VHDの入力端子T5 に
接地電圧を入力した時は、信号線N15の電圧は第1の電
源電圧VDDとなる。トランジスタM8 のゲート電圧も第
1の電源電圧VDDであるので、高電圧スイッチ回路HV
SWの信号線N16の出力電圧VX は少なくとも、第1の
電源電圧VDDからトランジスタM8 のしきい値(例えば
0.8V)を引いた値になる。
抗をトランジスタM10のオン抵抗に比べて十分小さくす
ることにより、高電圧スイッチ回路HVSWの信号線N
17の出力電圧VXBは接地電圧となる。
り、高電圧スイッチ回路HVSWの信号線N16の出力電
圧VX は第2の電源電圧VPPに上昇する。
変換回路VCNは、第2の電源電圧VPPが第1の電源電
圧VDDより低い時でも、第1の電源電圧VDDから第2の
電源電圧VPPにリーク電流が流れないようにできる。
圧VDDより低い場合において、第1の電源電圧VDDを出
力する時の出力電圧VINT が、第1の電源電圧VDDより
低くならないようにできる。
電圧VPPが出力される時にも、従来の電源電圧変換回路
に使用されているような昇圧回路を必要とせず、製造工
程の簡便化やパターンレイアウト面積の縮小化が可能と
なる。
圧VPPが出力される時の出力インピーダンスが、従来の
電源電圧変換回路に比べて低くできる。すなわち、出力
インピーダンスを決定するトランジスタM1 、M2 のオ
ン電流は、以下に示すトランジスタの飽和領域の式
(2)で表される。 (トランジスタM1 、M2 のオン電流)=0.5β(Vgs−Vtm)2 …(2)
が出力される時のトランジスタM1、M2 のソース電圧
が第2の電源電圧VPP、ゲート電圧が0Vとなるため、
トランジスタM1 、M2 のゲート−ソース間電圧Vgsを
大きくでき、トランジスタM1 、M2 がPチャネル型で
実効移動度がNチャネル型のトランジスタより1/2程
度と小さいことを考慮しても、従来の電源電圧変換回路
に比べて大きなオン電流が得られることがわかる。
第2の電源電圧VPPが第1の電源電圧VDDより高い場合
においても、制御入力信号により出力電圧VINT を第2
の電源電圧VPPまたは第1の電源電圧VDDにスイッチン
グできる。
発明は上述の実施例に限定されるものではなく、上述の
実施例は本発明の技術的思想に基づき各種の有効な変更
が可能である。例えば、図1に示す実施例の電圧変換回
路におけるトランジスタM3はPチャネルMOSトラン
ジスタであるが、NチャネルMOSトランジスタとして
もよい。ただし、その場合、第2の電源電圧VPPが第1
の電源電圧VDDより低い場合においては、図4に示す従
来の電源電圧変換回路と同様に、出力電圧VINT が第1
の電源電圧VDD以下に下がるようになる。
の電源電圧VDDの信号線N2 や第2の電源電圧VPPの信
号線N1 との間に、制御用としてのトランジスタを追加
することも可能である。
VSWや高電圧反転回路DTVは、トランジスタM1 〜
M3 をスイッチングさせるための一手段であって、他の
手段を用いてもよい。
とも2つのトランジスタを第2のスイッチング手段に設
けることにより、第2の電圧が第1の電圧より低くなっ
ている時においても、第2のスイッチング手段を完全に
オフ状態にできるので、第1及び第2の電圧の間でリー
ク電流が発生することがない。
す回路図である。
用されている高電圧反転回路を示す回路図である。
用されている高電圧スイッチ回路を示す回路図である。
ハンスメント型MOSFET M4 、M5 、M7 、M8 、M11 Nチャネルエンハンス
メント型MOSFET IV1 、IV2 、IV3 インバータ ND1 NANDゲート T1 〜T8 端子 N1 〜N17 信号線 G 接地端子
Claims (3)
- 【請求項1】 第1の電圧信号を入力するための第1の
入力信号線と、 第2の電圧信号を入力するための第2の入力信号線と、 上記第1または第2の電圧信号を出力するための出力信
号線と、 上記第1の信号線と上記出力信号線との間に配置され且
つ少なくとも1つのトランジスタを備える第1のスイッ
チング手段と、 上記第2の信号線と上記出力信号線との間に配置され且
つ直列接続された少なくとも2つのトランジスタを備え
る第2のスイッチング手段と、 上記第2の電圧信号が上記第1の電圧信号よりも所定値
以上に高い電圧を有する時に、上記第1のスイッチング
手段をオフ状態に、上記第2のスイッチング手段をオン
状態にし、その他の時に、上記第1のスイッチング手段
をオン状態に、上記第2のスイッチング手段をオフ状態
にする制御手段とを有することを特徴とする電圧変換装
置。 - 【請求項2】 上記第2のスイッチング手段に含まれる
上記2つのトランジスタがいずれもPチャネルMOSF
ETであることを特徴とする請求項1に記載の電圧変換
装置。 - 【請求項3】 上記第2の電圧信号が上記第1の電圧信
号よりも所定値以上に高い電圧を有することを検出する
検出手段を備え、 上記制御手段が、上記検出手段の出力に基づいて、上記
第2のスイッチング手段をオン/オフ制御することを特
徴とする請求項1または2に記載の電圧変換装置。
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