JPH07152382A

JPH07152382A - 楽音発生システム

Info

Publication number: JPH07152382A
Application number: JP6139341A
Authority: JP
Inventors: Alexander R Strong; ロバートストロングアレキサンダー; Kevin J Karplus; ジョンカープラスケヴィン
Original assignee: Leland Stanford Junior University
Current assignee: Leland Stanford Junior University
Priority date: 1983-02-02
Filing date: 1994-05-30
Publication date: 1995-06-16
Anticipated expiration: 2011-03-27
Also published as: JPH0776871B2; JP2606791B2; EP0124197B1; CA1215869A; EP0124197A2; JPS59187398A; EP0124197A3; JPH0830955B2; AU2395384A; JPH08110782A; DE3484690D1; AU570669B2

Abstract

(57)【要約】【目的】複雑な計算を必要とせずに、発生楽音の細か
なピッチ精度を実現し、また、発生楽音の多様な制御が
行えるようにし、また、ディジタル演算の際の丸め誤差
の修正を行えるようにする。【構成】波形サンプル信号を入力し、サンプリング周
期の整数倍の遅延を施して出力する遅延手段と、遅延出
力に基づき、遅延量の異なる複数のサンプル信号を組合
せて合成する演算を行う変更手段と、変更手段の出力信
号を遅延手段に入力する手段とを具え、サンプリング周
期の非整数倍の周期で波形サンプル信号が巡回し、該非
整数倍の周期に対応する周期性を持つ楽音信号が発生さ
れる。変更演算アルゴリズムを複数のアルゴリズムの中
から確率的に選択し、この確率の変化の組合せによっ
て、多様な楽音制御を行う。また、変更演算を、可変制
御される頻度で時間間隔をあけて行うように制御し、発
生楽音の特徴を制御する。また、変更演算の際に、ラン
ダム信号に応じたディザ演算を付加する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、楽器詳しくはディジタ
ル制御式電子楽器若しくは楽音を発生させる方法におい
て利用可能な楽音発生システムに関する

【０００２】

【従来の技術】楽音を発生させるディジタル制御式方法
は、一連のディジタル数を発生させ、それを電気アナロ
グ信号に変換することによって行われる。アナログ信号
は増幅され、普通のスピーカを通して楽音を発生させ
る。ディジタル制御を行う楽器は、キーボードに応答す
るディジタル電子回路とで構成されている。電子回路
は、キーボードに応答して信号をディジタル式に処理
し、スピーカのところで音となる振動をディジタル式に
発生する。これらのディジタル式に発生した振動はアナ
ログ発振器で発生した振動とは異なっており、普通の管
弦楽その他のタイプの楽器で機械的に発生した振動とも
異なっている。電子式音源であろうと機械式音源であろ
うと、楽音はすべてフーリエスペクトルによって説明で
きる。フーリエスペクトルでは、楽音をその成分周波数
をシヌソイドとして表わすことによって説明している。
したがって、楽音全体は、成分周波数の合計、すなわ
ち、シヌソイドの合計である。

【０００３】フーリエ分析の下では、音質は倍音と不協
和音に分類される。倍音は周期的であり、基本周波数の
整数倍である周波数を有するシヌソイドの合計として表
わすことができる。基本周波数は音質のピッチである。
管弦楽の調和楽器としては、弦楽器、金管楽器、木管楽
器がある。不協和音は周期的ではないが、シヌソイドの
合計として表わすことも多い。しかしながら、不協和音
を含む周波数は、通常、相当に複雑な関係を持つ。不協
和音楽器は、通常、なんらそれと組合ったピッチを持た
ない。不協和音を出す管弦楽の楽器としては、パーカッ
ション、たとえば、バスドラム、スネアドラム、シンバ
ル、その他がある。

【０００４】電子制御式楽器は楽音を発生する基礎とし
てフーリエスペクトルを選定することに依存していた。
公知形式のディジタル楽器の１つでは、高調波合成楽音
発生方法を使用している。この方法では、異なった周波
数の多数の振幅スケール式シヌソイドを加算（あるいは
減算）することによって音質を得る。しかしながら、高
調波合成方法では、各サンプルを形成するのに複雑な加
算（あるいは減算）処理を必要とする。この処理では、
高価でありかつ融通のきかないディジタル回路を必要と
する。したがって、高調波合成方法を実施するのに必要
なディジタル設計は複雑なコンピュータ計算を必要と
し、不満な点が多い。

【０００５】別の公知形式の楽器では、楽音ろ過方法を
使っている。この方法では、方形波とかのこぎり波形列
のような複雑な電気波形を１つ以上のフィルタでろ過し
て所望の周波数成分を選定する。その後、ろ過した周波
数成分を組合わせてスピーカを駆動する電子信号を形成
する。このろ過方法は、普通、人間の言葉を合成するの
に用いられ、アナログ電子発生器官を持っていることが
多い。ろ過方法は、各サンプルが記憶した一定サンプル
の値に依存しているので、相当に融通がきかない。自然
な音を得るには、多数の乗算ステップを必要とし、これ
は高価につく。

【０００６】高調波合成法、ろ過法は、いずれも、シヌ
ソイドの線形の組合せに依存しており、それ故、楽音を
発生する線形方法としての特徴を持つ。入力機能の振幅
（高調波合成法ではシヌソイド、ろ過法ではパルス列）
に２の因数を掛けることによって、同じ音質を持ちかつ
２の因数を掛けた振幅を持つ出力波形を得るという事実
からこの線形性は明らかである。

【０００７】「METHOD OF SYNTHESIZING A MUSICAL SOU
ND」なる名称の、Chowning氏の米国特許第4,018,121号
が楽音を発生する非線形方法を記載している。この非線
形方法では、無数のシヌソイドの合計を表わすのに閉鎖
形式の表現（周波数変調に基礎を置く）を用いている。
この非線形周波数変調方法は、多数のシヌソイドを発生
し、これらのシヌソイドは搬送周波数と整数倍の変調周
波数の合計である周波数を持つ。変調周波数の倍数振幅
はベッセル関数の合計である。Chowning氏の非線形周波
数変調方法は、先の線形高調波合成法やろ過方法より優
れており、楽音合成の分野では営業的に成り立つ用途が
見出されている。

【０００８】「MUSICAL INSTRUMENT AND METHOD FOR GE
NERATING MUSICAL SOUND」なる名称の、Moorerの米国特
許第4,215,617号が楽音を発生する改良された非線形方
法を記載している。この方法では、周波数成分の振幅が
ベッセル関数に拘束されず、有限のスペクトル、すなわ
ち、有限数のシヌソイドの合計からなるスペクトルを利
用することができる。

【０００９】上記の方法と同様の多くの線形、非線形方
法がディジタル楽音合成で成功裡に用いられているが、
これらの方法はすべて、豊かで自然な音を得るには迅速
で複雑な計算能力を必要とする。その結果、楽器のコス
トが上がり、複雑になる。これはディジタル合成を広く
利用する目的に反する。

【００１０】

【発明が解決しようとする課題】したがって、従来技術
で要求されるよりも遅くてかつより簡略な計算能力でよ
いディジタル回路を使用でき、その上、豊かな自然音を
発生することのできるディジタル合成を用いる改良され
た楽器が要求されている。また、普通のコンピュータ・
プロセッサおよび普通の半導体チップ技術を用いて構成
することのできる改良されたディジタル楽音合成器が要
求されている。

【００１１】上記の背景に従って、本発明の目的は、複
雑な計算を必要としない簡単な普通のディジタル回路を
利用して豊かで自然な音を発生する改良された楽器およ
び方法を提供することにある。詳しくは、比較的簡単な
構成によって、発生楽音の細かなピッチ精度を実現でき
るようにした楽音発生システムを提供することにある。
また、発生楽音の変更制御を確率的に行うことにより、
比較的簡単な構成によって、多様な制御が行えるように
した楽音発生システムを提供することにある。また、発
生楽音の変更制御を時間間隔を空けて断続的に行うこと
により、比較的簡単な構成によって、多様な制御が行え
るようにした楽音発生システムを提供することにある。
更に、楽音合成のためのディジタル演算の際のラウンド
オフ・エラー（丸め誤差）を修正するディザ演算を行う
ことにより誤差の修正された楽音合成を行えるようにし
た楽音発生システムを提供し、あるいはディザ演算の選
択制御によって発生楽音の音色特性を行えるようにした
楽音発生システムを提供することにある。

【００１２】

【課題を解決するための手段】この発明の第１の観点に
従う楽音発生システムは、波形サンプル信号を入力し、
サンプリング周期の整数倍の遅延を施して出力する遅延
手段と、前記遅延手段の出力に基づき、遅延量の異なる
複数の波形サンプル信号を組合せて合成する演算を行う
変更手段と、前記変更手段の出力信号を前記遅延手段に
入力する手段とを具え、前記サンプリング周期の非整数
倍の周期で波形サンプル信号が巡回し、その非整数倍の
周期に対応するピッチを持つ楽音信号が発生されること
を特徴とするものである。後述する実施例との対応を示
すと、遅延手段はウェーブテーブルユニット１３、変更
手段は変更子ユニット１４又はディジターユニット３５
におけるラッチ４５、６５、６０、６１、６７及び演算
装置６２等を含む部分、入力する手段は出力レジスタ３
６と母線８を含む部分、に夫々概ね対応している。

【００１３】この発明の第２の観点に従う楽音発生シス
テムは、波形サンプル信号を入力し、遅延を施して出力
する遅延手段と、前記遅延手段の出力に基づき、１又は
遅延量の異なる複数の波形サンプル信号を組合せて、変
更された若しくは変更されない波形サンプル信号を発生
する演算を行うものであり、この演算アルゴリズムを複
数の演算アルゴリズムの中から確率的に選択して実行す
る変更手段と、前記変更手段の出力信号を前記遅延手段
に入力する手段とを具え、前記選択された演算アルゴリ
ズムに応じて変更された波形サンプル信号が遅延手段を
巡回し、この巡回ループから楽音信号を取り出すように
したものである。後述する実施例との対応を示すと、遅
延手段はウェーブテーブルユニット１３、変更手段は変
更子ユニット１４又はディジターユニット３５における
ラッチ４５、６５、６０、６１、６７、演算装置６２及
び制御論理回路７１等を含む部分、入力する手段は出力
レジスタ３６と母線８を含む部分、に夫々概ね対応して
いる。

【００１４】この発明の第３の観点に従う楽音発生シス
テムは、波形サンプル信号を入力し、遅延を施して出力
する遅延手段と、前記遅延手段の出力に基づき、遅延量
の異なる複数の波形サンプル信号を組合せて、変更され
た波形サンプル信号を発生する演算を行う変更手段と、
前記変更手段における前記変更のための演算を、可変制
御される頻度で時間間隔をあけて行うように制御する制
御手段と、前記変更のための演算が行われたときは前記
変更手段によって変更された波形サンプル信号を前記遅
延手段に入力し、行われないときは変更されない波形サ
ンプル信号を前記遅延手段に入力する手段とを具え、前
記変更された若しくは変更されない波形サンプル信号が
遅延手段を巡回し、この巡回ループから楽音信号を取り
出すようにしたものである。後述する実施例との対応を
示すと、遅延手段はウェーブテーブルユニット１３、変
更手段は変更子ユニット１４又はディジターユニット３
５におけるラッチ４５、６５、６０、６１、６７、演算
装置６２及び制御論理回路７１等を含む部分、制御手段
は崩壊計算ユニット５８、キャリインユニット６４及び
制御論理回路７１等を含む部分、入力する手段は出力レ
ジスタ３６と母線８を含む部分、に夫々概ね対応してい
る。

【００１５】この発明の第４の観点に従う楽音発生シス
テムは、ディジタル波形サンプル信号を入力し、遅延を
施して出力する遅延手段と、前記遅延手段の出力に基づ
き、ディジタル波形サンプル信号を変更するためのディ
ジタル演算を行う変更手段と、ランダム信号に従ってデ
ィザ演算を行うよう前記変更手段を制御する制御手段
と、前記変更手段の出力信号を前記遅延手段に入力する
手段とを具え、前記変更されたディジタル波形サンプル
信号が遅延手段を巡回し、この巡回ループから楽音信号
を取り出すようにしたものである。後述する実施例との
対応を示すと、遅延手段はウェーブテーブルユニット１
３、変更手段は変更子ユニット１４又はディジターユニ
ット３５におけるラッチ４５、６５、６０、６１、６
７、演算装置６２及び制御論理回路７１等を含む部分、
制御手段は崩壊計算ユニット５８、キャリインユニット
６４及び制御論理回路７１等を含む部分、入力する手段
は出力レジスタ３６と母線８を含む部分、に夫々概ね対
応している。

【００１６】

【作用】第１の観点に従う楽音発生システムによれば、
遅延手段を巡回する波形サンプル信号の巡回周期は、遅
延数に相当するサンプリング周期の整数倍ではなく、変
更手段における遅延量の異なる複数の波形サンプル信号
の合成演算結果（変更された波形サンプル信号）が巡回
することにより、１サンプリング周期に満たない遅延が
等価的に付加（又は減少）されて、サンプリング周期の
非整数倍となる。これにより、サンプリング周期の非整
数倍の周期に対応するピッチを持つ楽音信号を発生する
ことができ、波形サンプル信号の変更演算という比較的
簡単な制御によって、発生楽音の細かなピッチ精度を実
現することができる。

【００１７】第２の観点に従う楽音発生システムによれ
ば、巡回する波形サンプル信号を変更するための演算ア
ルゴリズムを複数の演算アルゴリズムの中から確率的に
選択して実行するので、確率の変化の組合せによって、
比較的簡単な構成によって、多様な楽音制御を行うこと
ができる。例えば、確率の可変制御によって、発生楽音
の音色を制御することもできるし、上記のように１サン
プリング周期に満たない遅延の等価的に付加（又は減
少）によるサンプリング周期の非整数倍の周期に対応す
るピッチを持つ楽音信号の発生も可能である。

【００１８】第３の観点に従う楽音発生システムによれ
ば、巡回する波形サンプル信号を変更するための演算
を、可変制御される頻度で時間間隔をあけて行うように
制御するので、頻度の可変制御という比較的簡単な構成
によって、多様な楽音制御を行うことができる。例え
ば、発生楽音における倍音の崩壊速度を、この変更演算
の頻度の制御によって、可変制御することができ、これ
によって、楽音の特徴を制御することができる。

【００１９】第４の観点に従う楽音発生システムによれ
ば、巡回する波形サンプル信号を変更するためのディジ
タル演算によって生じるラウンドオフ・エラー（丸め誤
差）を、ディザ演算によって修正することができ、誤差
の修正された楽音合成が行える。また、ディザ演算を行
うか否かを選択制御することによって、ラウンドオフ・
エラーの修正されていない音色特性と修正された音色特
性の選択を行うこともでき、楽音制御を多様にすること
ができる。

【００２０】以下で説明する実施例においては、楽音を
発生するのにウェーブテーブル変更を使用する楽器およ
び方法が示されている。この楽器はキーボードその他の
入力装置、ディジタル信号をウェーブテーブル変更で発
生させるウェーブテーブル変更発生器およびディジタル
信号を楽音に変換する出力装置を包含する。

【００２１】この発生器はウェーブテーブルを包含し、
このウェーブテーブルは周期的にアクセスされて楽音を
決定する出力信号を与える。ウェーブテーブルからの出
力信号は変更されてからウェーブテーブルにもどされ、
変更データとして記憶される。或る遅延の後、変更デー
タはウェーブテーブルからアクセスされ、新しい出力信
号となる。このプロセスは周期的に繰り返され、新しい
出力信号毎に変更が行なわれ、ウェーブテーブルにもど
されてそこに記憶される。本発明によれば、こうして、
新しい出力信号がウェーブテーブル変更で発生し、豊か
で自然な楽音を発生するのに用いられる。

【００２２】本発明によれば、任意の時刻ｔにおいて、
ウェーブテーブルにもどされて記憶される変更信号ｙ_t
は、ウェーブテーブルの最初の内容ｘ_tと変更成分ｍ_tの
関数である。したがって、信号ｙ_tは次に示すように
ｘ_t、ｍ_tの関数となる。ｙ_t＝ｆ（ｘ_t，ｍ_t）

【００２３】ディジタルサンプルの実施例では、ｙ_tの
ｎ番目のサンプルはｙ_nで与えられる。遅延オペレータ
を使用すれば、ｎサイクルの遅延を示すウェーブテーブ
ルの場合、ｙ_nは、ｘ_tのｎ番目の値ｘ_nと、変更成分の

【数１】倍として与えられるｙ_nの遅延値との関数であり、次の
式で与えられる。

【数２】

【００２４】弦楽器をはじいた音を発生するのに適した
形式の或る実施例によれば、次の変更値ｙ_nを発生する
ように行われる変更は、第１の遅延出力ｙ_n-Nと先の遅
延出力ｙ_n-(N+1)の平均値である。

【００２５】はじく形式の弦楽器の実施例では、ウェー
ブテーブルにもどして格納するｎ番目の変更値は次の通
りである。

【数３】ここで、ｘ_nはそれが（Ｎ＋１）よりも大きいｎのとき
に０に等しい場合のウェーブテーブルからの第ｎ番目の
サンプルであり、ｙ_nはｎ番目のサンプルでの変更出力
であり、Ｎはウェーブテーブル遅延（サンプルにおける
音のほぼ所望のピッチ期間）であり、ｙ_n-NはＮ分の遅
延したサンプルであり、ｙ_n-(N+1)はＮ＋１分遅れたサ
ンプルである。

【００２６】はじき弦楽器実施例では、変更は、たとえ
ば、ウェーブテーブルに記憶されたデータの単純な加算
および２進シフト（２で割ったもの）として実施され
る。或るディジタル記憶装置実施例では、ウェーブテー
ブルのデータのロケーションは、記憶装置アドレスポイ
ンタによって決定される。リードポインタは遅延サンプ
ルｙ_n-Nのロケーションを指定する。「リードポインタ
＋１」はリードポインタから１だけオフセットしてお
り、遅延サンプルｙ_n-(N+1)のロケーションを指定す
る。変更値ｙ_n はライトポインタの指定したロケーショ
ンでウェーブテーブルに格納される。ライトポインタは
ピッチ遅延Ｎ分だけリードポインタからオフセットして
いる。

【００２７】多重音声実施例では、ピッチ遅延Ｎは各音
声ごとに異なっているのが普通である。リードポインタ
およびライトポインタは各音声ごとに決定される。本発
明のウェーブテーブル変更方法は、計算の必要性が低く
ても実施し得る改良ディジタル機器を提供するという目
的を達成する。本発明の前記の、およびその他の目的特
徴は、添付図面を参照しながらの以下の好ましい実施例
についての詳しい説明から明らかとなろう。

【００２８】

【実施例】図１において、ここにはディジタル式シンセ
サイザー楽器が示してある。この楽器は、発生させよう
としている楽音を指定する入力ユニット２と、発生させ
ようとしている楽音を表わす信号を発生するウェーブテ
ーブル変更発生器３と、所望の音を発する出力ユニット
４とを包含する。

【００２９】図２において、これは図１の楽器を更に詳
しく示している。入力ユニット２は、普通は、電気信号
をインターフエース６に接続するキーボード５を包含す
る。このキーボード５は普通の設計のものであり、キー
を押し下げたときに電気信号を発生する。キーボード５
は発生させようとしている音を指定するための代表的な
装置であるが、他のいかなる形式のものを使用してもよ
い。さらに、入力ユニット２は、普通、音の力（振幅）
や音の持続時間を指定する手段を包含する。

【００３０】インターフェースユニット６はキーボード
情報（ピッチ、振幅、持続時間）を符合化し、ウェーブ
テーブル変更発生器３の制御ユニットに伝える。発生器
３は、入力ユニット２からの信号に応答して、出力母線
８に信号を発生させ、この信号は出力ユニット４に送ら
れる。出力ユニット４はこの信号を所望の楽音に変換す
る。普通は、出力ユニット４はディジタルアナログ変換
器９を包含する。変換器９からのアナログ信号は低域フ
ィルタ１０及び増幅器１１を通してスピーカ１２に送ら
れる。スピーカ１２は所望の楽音を発する。

【００３１】図２において、ウェーブテーブル変更発生
器３は、ウェーブテーブル１３、変更子ユニット１４、
制御ユニット１５を包含する。ウェーブテーブル１３は
遅延時間ｐを持つ遅延装置として作用する。変更子ユニ
ット１４からの変更信号はウェーブテーブル１３に格納
され、そこで、母線１６に出現する前に時間ｐ遅らされ
る。ウェーブテーブルからの母線１６上の出力信号は変
更子ユニット１４で変更され、ウェーブテーブル１３に
格納される。ディジタル例の場合、遅延時間ｐはデータ
のＮ個のサンプルで著される。１つのディジタル装置と
して、ウェーブテーブル１３はデータのＮ個のサンプル
を格納するためのディジタル記憶装置となる。ｐより小
さい時間ｔの値の場合、ウェーブテーブル１３はｘ_t の
最初の値を記憶する。ディジタルシステムでは、ｔはｎ
のＮ値に量子分化され、その結果、初期状態では、ｘ_n
はＮ個の初期値を有する。

【００３２】バックグラウンドによっては、変更子ユニ
ット１４内になんらの変更もない場合、ウェーブテーブ
ル１３は遅延時間ｐで周期的となる出力信号ｙt を発生
することになる。遅延ラインにある最初の内容がｘ_t で
あるとき、出力信号ｙ_t は次のように表わされる。

【数４】

【００３３】時間ｔが個々の値に量子化され、ｐがｎの
Ｎ個の値に等しいとき（ここでは、Ｎは整数、ｘ_n は、
ｘ_t のＮ個の個々の値を表わす）、上記式（１）は次の
ように書くことができる。

【数５】

【００３４】変更を変更子ユニット１４で行うため、上
記式（１）、（２）は本発明で利用する出力信号に当て
はまらない。本発明によれば、任意の時刻ｔにおいて、
ウェーブテーブルにもどされて格納される変更信号ｙ_t
はウェーブテーブルの最初の内容ｘ_t と変更成分ｍ_t の
関数である。したがって、信号ｙ_t は次の式（３）で与
えられるようにｘ_t、ｍ_tの関数となる。

【数６】

【００３５】ディジタルサンプル実施例では、ｙ_t のｎ
番目のサンプルはｙ_n として与えられ、遅延オペレータ

【数７】を用いて、Ｎサイクルの遅延を示すウェーブテーブルの
ばあい、ｙ_n は、ｘ_n のｎ番目の値と、変更因数ｍ_t の

【数１】倍によって与えられるｙ_nの遅延値の関数であ
り、次の式（４）で表わせる。

【数８】

【００３６】上記式（４）に関連して、値Ｎの場合に記
憶されたサンプルの最大数は任意の数であってよい。サ
ンプル数が大きければそれだけ、発生する可能性のある
周波数成分が低くなる。或る例では、２５６個の８ビッ
トサンプルが記憶されている。また、多くの異なった形
式の変更成分ｍ_t を選択できる。しかしながら、簡略化
と経済性を考えると、ｍ_t の計算の簡単な方が望まし
い。或る簡単な変更成分をはじき演奏弦楽器の楽音の発
生に関連して説明する。

【００３７】〔はじき演奏式弦楽器楽音〕図３におい
て、はじき演奏式弦楽器の楽音を発生する変更子ユニッ
ト１４の詳細例が示してある。変更子ユニット１４は母
線１６上にある信号ｙ_n-N をｎの１周期だけ遅らせる遅
延ユニット２６を包含する。この遅延ユニット２６から
の出力はライン２８に１つの入力ｙ_n-(N+1) を形成し、
それを演算装置（ＡＵ）２７に送る。演算装置２７への
他の入力は母線１６から直接導き出される。演算装置２
７は母線１６上の値を母線１６上の先の値（遅延ユニッ
ト２６からの出力）に加えてその合計値を形成する。演
算装置２７へのシフト入力２９は１つの二進ピット分こ
の合計値をシフトさせ、この合計値を２で割る。

【００３８】図３の変更子ユニットを図２のウェーブテ
ーブル変更発生器３に接続した場合、はじき演奏弦楽器
音が発生することになる。図３の変更子ユニット１４を
用いて形成した図２のウェーブテーブル変更発生器３
は、いくつかの点でディジタルフィルタに類似する。発
生器３の形をしたディジタルフィルタは機械的に振動す
る弦楽器の弦を模倣する。ディジタルフィルタへの短い
入力信号は「弦」の「はじき動作」を表わしており、次
の遅延時間の間所望の出力信号を発生するように発生器
３を励起する。変更子ユニット１４からの出力信号は、
図２のライン８に現われたとき、次のように与えられ
る。

【００３９】

【数９】ここで、ｘ_n はサンプルｎでの入力信号振幅であり、ｙ
_n はサンプルｎでの出力振幅であり、Ｎはサンプルにお
ける音の所望ピッチ時間（大体の値）である。

【００４０】基本のはじき演奏弦音は、発生器３を、た
とえば、「ホワイトノイズ」の短いバーストで励起する
ことによって得られる。ホワイトノイズのバーストは、
式（５）におけるｘ_n の値を次のように選定することに
よって得られる。ｘ_n＝０，ｎ≧Ｎのとき。 … （６₂）

【００４１】ここで、Ａは所望の振幅、ｕ_n は乱数発生
器の出力の関数としての値＋１または−１を持つ。ｎが
０，１，…，（Ｎ＋１）に等しい場合のｘ_n の値は、変
更子ユニット１４による任意の変更に先だって存在する
初期値としてウェーブテーブル１３に格納される。最後
に、出力ｙ_n は図２の出力装置４によって利用されてｎ
イコールＮのときに音の冒頭部分を発生する。

【００４２】〔はじき演奏式弦楽器音の分析〕式（５）
の入力関係は「遅延オペレータ」二進法によっても表現
できる。個々では、単位サンプル遅延オペレータｄを次
の関係で定義する。すなわち、

【数１０】

【００４３】ここで、ｘ_n は任意の信号であり、ｋは整
数である。１つの信号にｄ^k 掛けると、この信号はｋサ
ンプル分だけ遅れる。これにより、式（５）は次のよう
になる。

【数１１】

【００４４】出力信号ｙ_n について計算すると、

【数１２】

【００４５】線形遅延オペレータ式は、各時間信号をそ
のｚ変形で置換し、ｄをｚ^-1 で置換することによって
ｚ変形式に直ちに変換する。時間信号（たとえば、ｘ_n
またはｙ_n )は下側文字で示し、それに対応するｚ変形
値は上側小文字、たとえば、Ｘ（ｚ）やＹ（ｚ）で示し
てある。

【００４６】ディジタルフィルタ（線形時間定数式）の
伝達関数は入力のｚ変形値である。図２のはじき弦シミ
ュレータの伝達関数は、式（９）のｄについてｚ^-1 を
引き、次のように移項することによって得られる。

【００４７】

【数１３】ここで、

【数１４】

【００４８】式（９）、（１０）は図２のウェーブテー
ブル変更発生器３の一実施例を説明している。フィード
バック・ループは２点平均Ｈａ(ｚ)と直列のウェーブテ
ーブル１３として考えられかつ変更子ユニット１４とし
ても考えられる或る長さのＮ遅延ラインＨｂ(ｚ)からな
る。ウェーブテーブル１３への入力は端子２０にあり、
変更子ユニット１４からの出力は端子２１にある。端子
２１は、閉鎖ループを形成するフィードバック関係で端
子２０に接続してある。

【００４９】図３の発生器の周波数応答は、

【数１５】で計算される伝達関数として定義され、ここで、Ｔはサ
ンプリング時間（秒）であり、サンプリング速度ｆs の
逆数であり、ω＝２πｆはラジアン周波数であり、ｆは
周波数（Ｈｚ）であり、ｊ＝√(−１)である。図２のは
じき演奏弦楽器の周波数応答は次のように与えられる。

【００５０】

【数１６】

【００５１】ウェーブテーブル成分Ｈｂと変更子成分Ｈ
ａの振幅応答および位相移転を別々に考えるとよい。振
幅応答は周波数応答の振幅と定義され、周波数の関数と
して利得を与える。位相遅延はラジアン周波数で割った
周波数応答のマイナスの複素数角として定義され、周波
数毎のシヌソイドによって生じる時間遅延（秒）を与え
る。

【００５２】各成分Ｈａ、Ｈｂの振幅応答Ｇａ、Ｇｂ
は、それぞれ、次のように与えられえる。

【数１７】

【００５３】したがって、遅延ライン成分Ｈａは損失な
しであり、２点平均Ｈａはコサインの第１象限に従う周
波数と共に減少する利得を示す。周波数はすべて、ナイ
キスト限界に制限される。すなわち、｜ｆ｜≦ｆs ／２
である。この範囲では、｜ｃｏｓ（πｆＴ）｜＝ｃｏｓ（πｆＴ）である。

【００５４】位相遅延を秒よりもサンプルの単位で定義
するともっと便利である。サンプルのＨａ、Ｈｂの位相
遅延は次のように与えられる。

【数１８】ここで、

【数１９】はｚの複素数角を示す。

【００５５】２点平均Ｈａ（ｚ）はサンプルの半分に等
しい位相遅延を有し、遅延ラインはその長さＮに等しい
位相遅延を有する。ループ全体はＨａ（変更子ユニット
１４）とＨｂ（ウェーブテーブル１３）の直列からなる
ので、ループ利得は次の通りである。ループ利得＝Ｇａ(ｆ）Ｇｂ(ｆ）＝ｃｏｓ（πｆＴ） (18) そして、有効ループ長さは次の通りである。有効ループ長＝Ｐａ(ｆ）＋Ｐｂ(ｆ）＝Ｎ＋１／２（サンプル） (19) これは各シヌソイド周波数ｆ（Ｈｚ）についてのもので
ある。

【００５６】単一のはじき弦音を合成する際、振幅Ａで
のホワイトノイズのＮ個のサンプルはウェーブテーブル
１３によって与えられ、出力音は最初のＮ個のサンプル
の後直ちに生じる。ウェーブテーブル１３によって表わ
される遅延ラインＨｂは、本質的に、時刻０で基準化し
た乱数で満たされ、他の入力信号を使用する必要はな
い。変更子ユニット１４からの２点平均Ｈａは常に変化
しており、ループの内容および出力信号ｙ_n は周期的と
はならない。しかしながら、出力信号は周期的であるよ
うに選ばれ、したがって、この用途での「周期」なる用
語はほぼ周期的あるいは準周期的を意味する。合成弦音
の各「周期」は特定の時刻での遅延ライン（ウェーブテ
ーブル１３）の内容に相当し、各周期は先の周期の中間
低域部分に等しい。もっと詳しくいえば、１周期だけオ
フセットしたサンプルの運転２点平均は出力波形に次の
周期を与える。有効ループ長さがＮ＋１／２個のサンプ
ルであるから、この周期はＮＴ＋Ｔ／２（秒）であると
定義するのが最良であり、ここで、Ｔはサンプリング周
期である。また、これは１／ｆs に等しく、ここで、ｆ
s はサンプリング周波数である。実験によれば、ＮＴ＋
Ｔ／２は感知されたピッチ周期と良く一致する。

【００５７】〔倍音崩壊〕出力信号ｙ_n が準周期的であ
るから、この出力信号は個々のシヌソイドで構成されて
いるわけではない。本質的には、出力信号は異なった速
度でゼロまで崩壊（decay; ディケイ; 減衰）する多く
の狭いエネルギー帯域を有する。これらのエネルギー帯
域が最小周波数の整数倍である周波数に集中したとき、
それを「倍音」と呼ぶことにする。周波数成分が必ずし
も均等に隔たっていない場合、不協和音の可能性を強調
するべく「部分音」という表現を使うことにする。

【００５８】ここでは、ループ内を循環する周波数ｆ
（Ｈｚ）の部分音を考える。ループを一回通過する毎
に、部分音はループ振幅応答に等しい減衰を受け、Ｇａ
(ｆ）Ｇｂ(ｆ）イコールｃｏｓ（πｆＴ）となる。すな
わち、１周期の減衰＝ｃｏｓ（πｆＴ）ループ内の周回時間がＮ＋１／２個のサンプルに等しい
ので、ｎ個のサンプル（ｎＴ秒）後のループを通った周
回回数はｎ／（Ｎ＋１／２）＝ｔｆs／（Ｎ＋１／２）に等しくなる。したがって、時間ｔ＝ｎＴでの「減衰フ
ァクタ」ａf(t) は次のように与えられる。

【００５９】

【数２０】たとえば、時刻０での最初の部分音振幅Ａは時刻ｔで振
幅Ａａｆ(ｔ)となる。ここで、ｆは部分音の周波数であ
る。

【００６０】指数崩壊の「時定数」ｃｆは振幅が１／ｅ
まで、すなわち、その初期値の約０．３７まで崩壊した
ときの時間として定義するのが伝統である。周波数ｆで
の時定数は上記式（２０）を

【数２１】に等しいものとし、ｃｆについて計算することによって
見出される（ここで、ｆs＝１／Ｔ）。

【００６１】オーディオの場合、普通、崩壊時定数を崩
壊−６０ｄＢ、すなわち、初期値の０．００１倍となっ
た時と定義するのがより有利である。この場合、上記式
（２０）を０．００１に等しいものとし、ｔについて計
算する。ｔのこの値はｔ₆₀と呼ぶことが多い。ｃｆから
t₆₀(ｆ)への変換は次のようにして行う。ｔ₆₀(ｆ)＝ln （１０００）ｃｆ (22) すなわち、約６．９１ｃｆである。

【００６２】たとえば、周波数ｆ（Ｈｚ）でのシヌソイ
ドが時刻０で振幅Ａを有する場合、時刻ｔ₆₀（ｆ）で振
幅Ａａｆ（ｔ₆₀（ｆ））＝Ａ／１０００、すなわち、出
発レベルより下の６０ｄＢを持つ。

【００６３】上記の分析はループまわりの伝播成分によ
る減衰を説明している。しかしながら、それは、ループ
に「フィット」せず、また、自己干渉によって急速に崩
壊する成分を含まない。この自己干渉というのは、機械
的に振動している物理的な弦に類似する。弦にはなんら
かの励起作用が加えられ得るが、励起を止めた後、残っ
たエネルギは急速に弦の長さによって主として決定され
る準周期性を示す。

【００６４】同様にして、たとえ図２の楽器のループが
乱数で開始させられたとしても、ごく短時間で、ループ
に存在する周波数は、Ｎ＋１／２個のサンプルにおける
周期の整数をもつことになり、これらの周波数はすべ
て、基本周波数と呼ぶ最小周波数の倍数となり、その周
期はループ長さＮ＋１／２に正確に一致する。この最小
周波数ｆ₁は音のピッチ周波数を与え、次のように与え
られる。ｆ₁＝１／〔(Ｎ＋1/2)Ｔ〕＝ｆs／(Ｎ＋1/2） ...(23) ここで、ｆs はサンプリング周波数であり、Ｔ＝１／ｆ
s はサンプリング周期である。

【００６５】ｆをｆ₁で始まる倍音列にセットしたなら
ば、次のようになる。ｆk＝ωk／２π＝ｋ〔ｆs／(Ｎ＋1/2)〕 ... (24) ここで、ｋ＝１，２，…，Ｎ／２は、次のようにｋ番目
の倍音についての時刻ｔでの崩壊ファクタをあたえる。

【００６６】

【数２２】同様にして、倍音当りの時定数は次のように秒単位で与
えられる。

【数２３】

【００６７】図４は図２、図３の形式の機器からの１２
８個のサンプルの周期を有する音の最初の１５回の周期
の間のスペクトル展開を示す。長さ１２８の高速フーリ
エ変換（ＦＦＴ）を他の周期毎、すなわち、０、２、
４、・・・１４に等しいｎについて計算した。ここで、
倍音が高ければ高いだけ崩壊が速く、これが実際の弦の
動作にそっくりであることに注目されたい。倍音が高け
れば高いほど、そのエネルギが急速に消散する。

【００６８】或る別の実施例（変更子ユニット１４が２
点平均よりもかなり大きいと考えられるＨａを持つ場
合）では、ｔ秒後ｋ番目の倍音の減衰ファクタは次の通
りである。ａk(ｔ) ＝Ｇa(ｆ_k)[ｔｆs／{Ｎ＋Ｐa(ｆ_k)}] ... (27) ここで、安定のためにＧａ（ｆ）≦１である。位相崩壊
Ｐa（ｆ_k）は全倍音周波数ｆ_kで同じである。同様にし
て、Ｈａがもっと大きいと考えられるとき、各倍音につ
いての崩壊時定数は次のように秒単位で与えられる。

【００６９】〔１６音声実施例〕図５には、図３形式の
変更子ユニットを使用する図２の楽器の１６音声実施例
が示してある。図５において、ウェーブテーブル１３は
ランダムアクセス記憶装置（ＲＡＭ）であり、１６音声
の各々に１つあての１６の異なった記憶区域を有する。
これらの記憶区域の各々は２５６個の８ビットバイトの
ためのウェーブテーブル記憶場所を持つ。ウェーブテー
ブル変更子発生器３は８ビット出力レジスタ３６とディ
ジター（DIGITAR）ユニット３５とを包含する。このデ
ィジターユニット３５は図５の楽器の１６音声のすべて
について図３の変更子ユニットに関連して先に説明した
変更を行う。ディジターユニット３５に接続した１２ビ
ットアドレス母線３８を有する。さらに、ディジターユ
ニット３５は８ビットデータ母線３７に接続している。
データ母線３７はウェーブテーブル１３を出力レジスタ
３６に接続している。入力ユニット２は共通のデータ母
線３７に母線７によって接続してある。出力レジスタ３
６は入力として出力ユニット４にデータ入力としてウェ
ーブテーブル１３に８ビット母線８によって接続してあ
る。

【００７０】図５のディジターユニット３５の詳細が図
６に示してある。図６において、データ母線３７は入力
としてデータイン・ラッチ４５に接続してあり、トリス
テート（トライステート）・ゲート４６から出力を受け
取る。データイン・ラッチ４５とトリステート・ゲート
４６はＢ母線として示してある共通のデータ母線４７に
接続している。データは、Ｂ母線４７およびデータ母線
８を通して図６のディジターユニットに行く入力、ま
た、そこからの出力である。

【００７１】図６において、Ａ母線４８はアドレス・レ
ジスタ４９にアドレスを運ぶのに利用される。アドレス
・レジスタ４９はその出力部を１２ビットアドレス母線
３８に接続しており、このアドレス母線は図５のウェー
ブテーブル１３にアドレスを与える。アドレス・レジス
タ４９からの母線５０上の４つの下位出力ビットは符合
化され、１６音声の１つを指定する。母線５０は入力部
として音声整合比較器５２に接続している。

【００７２】図６において、Ｍｕラッチ５３は、ラッチ
信号Ｍｕ−Ｌが示されたときに母線４７からデータを受
ける。ラッチ５３にビットロケーションｃ０、ｃ１，・
・・ｃ７で示してある。ラッチ５３からの８ビット出力
は多数の入力部に送られる。高位ビットｃ１、・・・ｃ
７は入力としてゼロ検出器４０に送られる。ゼロ検出器
４０は、ビットｃ１、・・・ｃ７のすべてが０であると
きにそれを検出し、ライン９８上に出力を与える。ライ
ン９８上の出力は１ビットモード・ラッチ９１へのラッ
チ信号である。モード・ラッチ９１はラッチ５３からｃ
０ビットを受ける。ラッチ９１にラッチされたｃ０ビッ
トが論理０であるとき、それは、パラメータ・モードが
選定されていることを示す。ラッチ９１のビットが論理
１である場合には、それは、ピッチ／振幅モードが選定
されていることを示す。ラッチ９１からの出力は、ＮＯ
Ｒゲート９７に入力として送られる。ゲート９７はゼロ
検出器４０から他の入力を受け、ラッチ５３からｃ４ビ
ットを受ける。ゼロ検出器４０がビットｃ１、・・・ｃ
７のすべてが論理０でないという非主張出力を感知し、
ラッチ９１が１つの０を記憶していてパラメータモード
を呼ばれる状態を示しているときには、ゲート９７は、
ｃ４がゼロであって音声ラッチ９０にラッチ信号を与え
る場合に満足させられる。音声ラッチ９０は、ゲート９
７からのラッチ信号に応答して、Ｍｕラッチ５３からの
ビットｃ０、・・・ｃ３を記憶する。このようにして、
新しい音声が選定されて変更すべきその音声についての
異なったパラメータを許す。音声ラッチ９０からの出力
は音声整合比較器５２に他の出力として与えられる。音
声ラッチ９０内に示される音声がアドレス・ラッチ４９
によってアドレス指定されつつある音声に相当する場合
には、比較器５２からの出力がライン５４上でアドレス
指定される。

【００７３】図６において、音声整合比較器５２からの
出力ライン５４はＡＮＤゲート９４、９５にエネーブル
入力を与える。データ９４、９５は、したがって、ラッ
チ９０で識別された音声がアドレス・ラッチ４９によっ
てアドレス指定されつつある音声と同じであるときはい
つでも作動可能とされる。

【００７４】ＡＮＤゲート９４への他の入力はライン８
５上のモード・ラッチ９１からの出力である。したがっ
て、音声整合が生じ、モード・ラッチ９１がユニットが
ピッチ／振幅モードにあることを示しているときはいつ
でもゲート９４は満足化されることになる。ＡＮＤゲー
ト９４はマルチプレクサ９２の作動を制御する。

【００７５】マルチプレクサ９２はＭｕラッチ５３から
１つのデータ入力を受け、母線４７から他の入力を受け
る。ゲート９４が満足化されたとき、マルチプレクサ９
２はラッチ５３からの下位入力を選定して、シフト・レ
ジスタ５６のＰｂｏｔステージ５６₁に新しいピッチす
なわち振幅値をロードする。ゲート９４が満足化されて
いない場合には、マルチプレクサ９２はＢ母線上のシフ
ト・レジスタ５６のＰｔｏｐステージ５６₁₆から導かれ
たデータを選定する。

【００７６】同様にして、ＡＮＤゲート９５は、モード
・ラッチ９１がパラメータ・モードにあるときに満足化
される。そのとき、ゲート９５はパラメータ・マルチプ
レクサ９３を制御して下位入力を選定し、シフト・レジ
スタ５５のＰｂｏｔステージ５５−１にＭｕラッチ５３
からの新しいパラメータ値をロードする。ゲート９５が
満足化されなかったとき、マルチプレクサ９３は母線４
４を経てステージ５５₁₆からのＰｔｏｐデータを選定
し、Ｐｂｏｔステージ５５₁に再挿入する。

【００７７】上記方法では、ラッチ５３内の指令に応答
して、新しいピッチあるいは振幅がシフト・レジスタ５
６の相当する音声ロケーションに挿入され得る。あるい
は、新しいパラメータがシフト・レジスタ５５の相当す
る音声ロケーションに挿入され得る。

【００７８】図６において、演算装置６２は普通の１２
ビット装置であり、特に、その２つの入力ポートの各々
で受けた１２ビットデータを加算するようになってい
る。演算装置６２は８ビット高位部と４ビット下位部と
に分かれている。下位部からのキャリーアウトはライン
４３信号でＯＲされて高位部へのキャリーインを形成す
る。ライン４３上のキャリーイン１は、ラッチ６１内の
下位４つのビットがＺ−Ｂによって０にクリアされたと
きにキャリーイン・ユニット６４の制御の下に高位８ビ
ット部に＋１を加えるのに使用される。演算装置６２の
ための入力ポートの１つは１２ビットＡラッチ６０から
送られ、他の入力ポートは１２ビットＢラッチ６１から
送られてくる。Ａラッチ６０はその入力をＡ母線４８か
ら引き出し、Ｂラッチはその入力をＢ母線４７から引き
出す。８ビットＲラッチ６５はＢ母線４７の高位８ビッ
トからのデータをＡ母線４８の対応する高位８ビットに
与える。１２ビットＴラッチ６６は普通のライトポイン
タ・アドレスを記憶するレジスタとして使用するために
Ａ母線４８とやり取りする。演算装置６２からの１３ビ
ット出力はインバータ６３での反転のときあるいはその
後のいずれかで１３ビットＣラッチ６７に送られる。こ
のＣラッチ６７は、Ｃ−Ｒ／Ａ信号が示されたときにＡ
母線４８にその出力の下位１２ビットを送り、Ｃ−Ｒ／
Ｂ信号が示されたときにＢ母線４７に直接高位８ビット
を送る。１３ビットラッチ６７からの高位８ビットを選
定することによって、１ビット分のシフトを有効に行
う。すなわち、Ｃラッチ６７の任意の８ビット数が２で
割られる。

【００７９】図６において、崩壊／計算ユニット５８
は、フィールド５５−１からのピッチｃ０、ｃ１、ｃ２
によっておよびＰｔｏｐステージ５５₁₆のフィールド５
５−２からのコヒーレンスビットｃ３によって指定され
た速度の関数としてランダムビット発生器からの異なっ
た確率値を選択するセレクタである。このユニット５８
からの出力はＰＲＯＢｄ、「ＰＲＯＢ 1/2」ラインであ
る。

【００８０】ＰＲＯＢ 1/2ライン上の出力は、コヒーレ
ントビットｃ３が示されているときを除いて時間の半分
で論理１であり、時間の残りの半分で論理０である。こ
の場合、現在サイクルにおけるＰＲＯＢ 1/2ラインの出
力は先のサイクルのそれと同じである。ＰＲＯＢ 1/2ラ
インは制御論理回路７１への入力の１つであり、ＡＮＤ
ゲート３９への入力でもある。ゲート３９はその残りの
入力を、ステージ５５₁₆の出力フィールド５５−３から
のｃ７ビット、ディザビット、から引き出す。ゲート３
９からの出力はキャリイン・ユニット６４への制御入力
の１つとなる。

【００８１】ユニット５８からのＰＲＯＢｄライン出力
は、１または０状態のどちらかをとり、ここで、１であ
る確率は、フィールド５５−１からの３ビット出力すな
わち指令ビットｃ０、ｃ１、ｃ２の関数として制御され
る。このようにして、ＰＲＯＢｄラインは１または０の
論理状態を持ち、相対確率が選択され得る。ＰＲＯＢｄ
ラインはキャリイン・ユニット６４へ１つの入力として
送られ、別の入力としてＥラッチ５９へ送られる。Ｅラ
ッチ５９への入力はＥラッチに格納される量の事実の値
あるいは意図値（すなわち真理値あるいは補数値）のい
ずれかを選択し、それぞれＰＲＯＢｄの１または０状態
の関数としてＢ母線４７に送る。

【００８２】図６において、ＰＲＯＢｄラインは他の入
力部としてキャリイン・ユニット６４に接続している。
このキャリイン・ユニット６４は、キャリイン・ライン
４３を制御する信号としてＡＮＤゲート３９からの出力
またはＰＲＯＢｄラインのいずれかを選択するセレクタ
・ユニットである。制御論理回路７１から、「ｄｋ」ラ
インが指示されたとき、ゲート３９ラインが選択され
る。制御ラインｒａｎｄが制御論理回路７１から指示さ
れたときには、ユニット５８からのＰＲＯＢｄラインが
選択される。

【００８３】崩壊（ディケイ）動作中にＰＲＯＢｄライ
ンを選択する効果は、崩壊（ディケイ）の引き延ばしを
可能とすることにある。崩壊引き延ばしのない動作で
は、ライン４３上のユニット６４からのキャリインはリ
ードポインタ・アドレスに＋１を加えてリードポインタ
＋１アドレスの計算を可能とさせる。しかしながら、崩
壊引き延ばしの場合、＋１の加算は或る回数禁じられ、
その結果、リードポインタ・アドレスがリードポインタ
＋１アドレスを使用しているときの２倍使用される。こ
れらの状態下では、リードポインタ・アドレスから読出
されるデータ値への変更は行なわれない。同じデータ値
がライトポインタ・アドレスにもどされる。＋１加算を
禁じる周波数（頻度）が大きければそれだけ、引き延ば
しが長くなる。ＰＲＯＢｄラインは、はじき動作中も使
用され、異なった初期振幅値を選択する。

【００８４】〔デイジター制御〕図６のデイジターユニ
ットの制御は制御（ＣＴＲＬ）論理回路７１で実施され
る。この制御論理回路７１は７回の制御サイクルを連続
的に循環する。このとき、各サイクルは第１位相と第２
位相とを有する。制御サイクルは１₁、１₂；２₁、２₂；
・・・；７₁、７₂で示してある。サイクル１₁、・・・
７₂のすべてはまとめて１つの論理アレイと呼ぶか、あ
るいは簡単に論理サイクルと呼ぶ。

【００８５】多数の制御ライン７３が制御論理回路７１
からの出力部となり、図６のユニットを通して、或る場
合、図５の機器に接続している。制御論理回路７１から
の各制御ライン７３とそれらの機能が次の表１に示して
ある。

【００８６】

【００８７】表１において、信号ラインの各々について
のポストスクリプトＬはラッチへのラッチング機能が生
じたことを示す。ポストスクリプトＲはラッチ回路から
の読出（ゲートアウト）機能が生じたことを示す。（な
お、上記で“／Ｃ”と“／Ｐ”の“／”はバー記号（反
転記号）を示す。以下、同様である。また、次に出て来
る“／Ｌ”等の記号も、“Ｌ”の反転を示す。）

【００８８】次の表２は、図６の制御論理回路７１によ
って発生した７つの制御サイクルの各位相１₁〜７₂につ
いて、表１に示す制御ラインの各々の信号の２進値その
他の状態を示す。ラインＥ−ＲおよびＣ−Ｒ／Ｂについ
てのＰ、／Ｐ信号は、それぞれ、レジスタ・ステージ５
５₁₆のステージ５５−５、５５−４からのｃ５、ｃ６ビ
ットによって決定される。ビットｃ５、ｃ６が共に１の
とき、Ｐは１、／Ｐは０である。Ｐが１のとき、それは
Ｅラッチ５９からＢ母線４７への振幅を選択するはじき
演奏周期を示す。Ｐが１のとき、出力データはＣラッチ
６７からＢ母線４７に選択される。ラインＣ−Ｌの／Ｌ
信号はライン／Ｃ−Ｌの１または０の状態である。ライ
ン／Ｃ−ＬのＲ信号はハープ・モードでは１である。す
なわち、局部パラメータ・ビットｃ４が０であり、ｃ５
が１である。ドラム・モード（ｃ５、ｃ６共に０）で
は、Ｒはユニット５８からの「ＰＲＯＢ 1/2」信号であ
る。ｒａｎｄラインのＤ信号はｃ７（ディザビット）の
補数である。Ｚ−Ｂラインでは、記号φは０または１の
いずれかが存在し得ることを示す。

【００８９】

【表２】

【００９０】〔指令制御〕図６のデイジターユニットの
動作は指令の制御下にある。各指令は８ビットを有し、
これら８ビットは高位から下位に向ってｃ７、ｃ６……
……ｃ０で示してある。指令を通訳する方法は２つあ
り、パラメータ・モードとピッチ／振幅モードである。
パラメータ・モード中、図６装置の動作に有効なパラメ
ータが外部源、たとえば、入力ユニット２からロードさ
れる。ピッチ／振幅モード中は、ピッチあるいは振幅が
外部源から指定される。

【００９１】各論理サイクルの位相１₁では、データイ
ン・ラッチ４５からのデータがＭｕラッチ５３に格納さ
れる。この位相１₁中、サイクルのモードが検出され、
図６のモード・ラッチ９１に格納され、制御シフト・レ
ジスタ５５、５６のＰｂｏｔデータエントリ・ロケーシ
ョンを決定する。パラメータにエントリするには、母線
７上の指令ビットがすべて０である。ピッチ／振幅モー
ドにエントリするには、母線７上で、指令ビットｃ７、
ｃ６、ｃ５、ｃ４、ｃ３、ｃ２、ｃ１がすべて０であ
り、指令ビットＣ０が１である。

【００９２】〔パラメータ・モード〕パラメータ・モー
ド（モード・ラッチ９１が０にセット）では、２種類の
パラメータがある。すなわち、指令ビットｃ４が０であ
るときに定められる広域パラメータと、ｃ４が１である
ときの局部パラメータとである。指令を説明するには、
４つの高位ビットｃ７、ｃ６、ｃ５、ｃ４を含む高位ナ
イブル（ｎｙｂｂｌｅ）と、４つの下位ビットｃ３、ｃ
２、ｃ１、ｃ０を含む下位ナイブルとに分けるとよい。
これらのビットは、それぞれ、１６進文字で表わされる
１または０の二進状態を持つことができる。たとえば、
４つの高位ビットが０のとき、１６進文字０hは、すべ
てのビットが０であることを示す。４つの低位ビットが
０００１の場合には、１６進文字１hはこれらのビット
がそれぞれの値を持つことを示すのに使用される。４つ
のビットすべてが１であることを示すには、１６進文字
Ｆhが利用される。１６進文字は基本の１６進数を表わ
すサブスクリプト「ｈ」で示す。すなわち、各１６進文
字は４つの二進ビットに展開できる。パラメータ・モー
ドの指令コードを次の表３，表４に示す。表において、
ＧＬＯＢＡＬＰＡＲは広域パラメータ、ＬＯＣＡＬ
ＰＡＲは局部パラメータを示す。

【００９３】

【表３】

【００９４】

【表４】

【００９５】表３，表４に示す種々のパラメータは、は
じき演奏弦の基本音に多くの異なった変化を得るための
ものである。本実施例では高位ナイブルで定められる３
種のはじき演奏式楽器となっている。ドラム（１hＸ
h）、ギター（３hＸh）、ハープ（５hＸh）である。こ
れら３種の楽器に加えて、付勢、すなわち、「はじき」
は局部パラメータ７hＸhによって指定される。変更ビッ
ト（ディザビットと呼ぶ）の有無もまた局部パラメータ
高位ナイブルによって制御される。表３，表４の文字Ｘ
hはナイブルが任意の値を持ち得ることを示す。表４に
示された１６エントリについての局部パラメータの下位
ナイブルは崩壊特性を指定する。次の表５の８つのエン
トリは指定されたパラメータの代表例を示す。

【００９６】

【表５】

【００９７】作動にあたって、局部パラメータ・モード
の間、指令ビットｃ２、ｃ１、ｃ０のデータ値はシフト
レジスタ５５の３ビットフィールド５５−１に格納され
る。コヒーレンス制御ビットｃ３は１ビットフィールド
５５−２に格納される。制御ビットｃ７、ｃ６、ｃ５は
１ビットフィールド５５−３、５５−４、５５−５に格
納される。表３，表４から判るように、局部パラメータ
の下位ナイブル４ビットのうち、ｃ０，ｃ１，ｃ２は崩
壊特性を指示し、ｃ３はコヒーレンスすなわち密着か／
独立かを指示する。

【００９８】モード・ラッチ９１が局部パラメータ・モ
ードの存在を示し、比較器５２がシフトレジスタ５５の
底部ステージ５５₁にある音声が正しいものであること
を示しているときは、局部パラメータはＢ母線４７から
シフトレジスタ５５の底部ステージ５５₁にゲートされ
る。表２のサイクル（両位相）１ないし７（すなわち、
１₁〜７₂）をすべて包含する各論理アレイ・サイクル
（論理サイクル）の間、シフトレジスタ・ステージ５
５、５６の内容はステージシフトされる。すなわち、底
部ステージ５５₁、５６₁のデータは次の隣接ステージ５
５₂、５６₂にシフトされ、これが次々に行なわれ、最終
的に、ステージ５５₁₅、５６₁₅が頂部ステージ５５₁₆、
５６₁₆にシフトされる。１６個のステージ５５₁、５
５₂、……５５₁₆および５６₁、５６₂、……５６₁₆は図
５及び図６の楽器の１６個の異なった音声に対応する。

【００９９】多くの異なった制御パラメータはシフトレ
ジスタ５５に格納できる。しかしながら、楽器の基本動
作は、以下にＰＭ（ピッチ／振幅モード）中の動作に関
連して説明するように、これら制御パラメータとは無関
係で変らない。

【０１００】〔ピッチ／振幅モード〕ピッチ／振幅モー
ド中、各音は、或る振幅での初期はじきに続いて或る指
定されたピッチの崩壊によって構成される。図６におい
て、シフトレジスタ５６の１６個の８ビットステージが
「はじき」期間中に使用されてこのはじきの最大振幅を
記憶し、その後の崩壊期間中にピッチ周期を記憶する。

【０１０１】ピッチ／振幅モードは、表２の７サイクル
論理サイクルの第１位相中に０h１hコードがＭｕラッチ
５３内に検出されたときに開始される。ピッチ／振幅モ
ードが所与のピッチの音と関連した最初の時間にエント
リしつつあるならば、０h１hコードの後にはじき音の振
幅が続き、この振幅がシフトレジスタの底部ステージ
（Ｐｂｏｔ）５６₁に格納される。この格納された振幅
は、図５のウェーブテーブル・ユニット１３を適切な初
期値で満たすのに利用される。振幅値は、プラスであろ
うとマイナスであろうと、図６のランダムビット発生器
５７の１または０の出力の関数としてその音声について
のウェーブテーブルの各ロケーションに格納される。

【０１０２】図６の回路がウェーブテーブルに振幅をロ
ードする要領は次の通りである。第１サイクル１₁で、
Ｃラッチ６７から次のアドレス・ロケーションが得ら
れ、Ｔラッチ６６に格納される。Ｐｔｏｐステージ５６
₁₆から振幅値がアクセスされ、Ｂ母線４７を通してＥラ
ッチ５９に転送される。

【０１０３】サイクル６₁で、Ｔラッチ６６からアドレ
スがアドレス・ラッチ４９およびＡラッチ６０に転送さ
れる。Ｂラッチ６１はａ−１でロードされ、その結果、
サイクル７₂で、Ｃラッチ６７のアドレスが−１だけ減
じられる。サイクル７₁で、Ｅラッチ５９に格納されて
いるプラスあるいはマイナスの振幅値がデータアウト・
ゲート４６を通してゲートされて、アドレス・ラッチ４
９が指定するウェーブテーブルの記憶ロケーションに格
納される。このプロセスは、ウェーブテーブルがプラス
またはマイナスの振幅値で一杯になるまで繰返される。
ウェーブテーブルが満たされつつある間、プラスあるい
はマイナス振幅値に等しい出力データが出力ユニット４
に送られる。これらの振幅値ははじき音を構成する。は
じき音は、ウェーブテーブルがプラスまたはマイナス振
幅値で一杯になるまで存在する。

【０１０４】はじき位相を終了させ、崩壊位相を開始さ
せる指令によって指定された適切な時刻に、ピッチ／振
幅モードは再びエントリし、ピッチ周期数Ｎがシフトレ
ジスタの底部ステージ（Ｐｂｏｔ）５６₁に入れられ
る。論理サイクルが完了すると、１６個の音声の各々に
ついて指令が実行される。

【０１０５】ピッチ／振幅モードの崩壊部分では、図５
および図６の楽器は前記数９の式(5) に示したように次
の要領で動作を継続する。図６の装置は１６個すべての
音声について共通のライトポインタを使用する。このラ
イトポインタは、同時に変更されるデータ値を格納しよ
うとしているウェーブテーブルのアドレスを示す。ライ
トポインタは図６のＴラッチ６６に格納される。Ｔラッ
チの下位４つのビットはアドレスの音声フィールドを表
わしており、４ビット母線５０上のアドレス・ラッチ４
９からの音声フィールド出力に相当する。Ｔラッチ６６
内の高位８つのビット（相応して、アドレス・ラッチ４
９からの母線５１上にある）は任意特定の音声について
のウェーブテーブルロケーション内の書込アドレスを表
わす。各論理サイクル（表２の７サイクル）で、ラッチ
６６内のライトポインタは１カウントだけ減じられる。

【０１０６】作動中、各音声のリードポインタが、各論
理サイクルで、シフトレジスタ５６の頂部ロケーション
５６₁₆（Ｐｔｏｐ）から得たピッチ数Ｎを加算すること
によって計算される。図６の実施例では、Ｔラッチ６６
のアドレスは各論理サイクル毎に１つずつ減じられる。
したがって、ラッチ６６内のライトポインタの背後のＮ
ロケーションはラッチ６６内のアドレスにＮを加えるこ
とによって得られる。ラッチ６６のアドレスが増分に変
ったときには、このＮはラッチ６６のアドレスから引か
れることになる。リードポインタは先にＮサイクルで記
憶されたデータを選択する。このデータは変更を受け、
ライトポインタの指定するアドレスに格納される。

【０１０７】本実施例では、変更は前記数９の式(5) に
従う。「リードポインタ＋１」で指定されたデータはＴ
ラッチ６６のアドレスから離れたデータＮ＋１アドレス
である。ＮおよびＮ＋１ロケーションのデータは合計さ
れ、２で割られ、ライトポインタ（Ｔラッチ６６内）で
指定されたアドレスに再書込みされる。通常の崩壊動作
は、新しい指令が何ら与えられないときに表６に示す要
領で上記式(5) の変更部分を実施する。

【０１０８】

【表６】

【０１０９】表６において、最後のサイクル７₂では、
Ｔレジスタ内のアドレスを１だけ減ずる。この減じられ
た値がライトポインタであって、新しい論理サイクルが
サイクル１₁で開始したときにＣラッチ６７に格納され
る。サイクル１₁で、ライトポインタはラッチ６７から
Ａ母線４８にゲートされ、そこからＴラッチ６６および
Ａラッチ６０にゲートされる。

【０１１０】サイクル１₁で、現音声（Ｔラッチ６６の
下位ビットで表わされる）のピッチ長ＮがＢ母線（表６
にＰｔｏｐで示す）に現われる。この値はＢラッチ６１
にラッチされる。サイクル１₁で、Ａラッチ６０のＴ値
およびＢラッチ６１のピッチ長Ｎは加算器６２で加算さ
れてサイクル１₂でのＣラッチ６７内のリードポインタ
を与える。

【０１１１】サイクル１₂で、Ｃラッチ内のリードポイ
ンタはＡ母線４８を通してアドレス・ラッチ４９にゲー
トされ、そこで、母線３８を通って伝播して図５のウェ
ーブテーブル１３をアドレス指定する。こうしてアドレ
ス指定されたウェーブテーブル１３は母線８上にデータ
を与え、データイン・ラッチに格納させる。サイクル３
₁で、データイン・ラッチ４５のデータイン値はＢ母線
４７を通ってゲートされ、Ｒラッチ６５に格納される。
サイクル３₁で、キャリイン・ユニット６４は条件付き
でＡ、Ｂラッチの合計の内容に＋１を加算させ、それに
よって、Ｃラッチの値に＋１を加える。Ｃラッチ内の先
の値はリードポインタ（Ｔ＋Ｎ）であったから、サイク
ル３₁後のＣラッチ内の新しい数はリードポインタ＋１
（Ｔ＋Ｎ＋１）となる。

【０１１２】サイクル４₁で、Ｃラッチ６７内のリード
ポインタ＋１はＡ母線を通してアドレス・ラッチ４９に
転送される。アドレス・ラッチ４９からは、リードポイ
ンタ＋１がウェーブテーブル１３をアドレス指定し、サ
イクル５₁においてデータイン・ラッチ４５に新しいデ
ータ値をラッチさせる。

【０１１３】サイクル５₁で、リードポインタによって
得たデータ値はＲラッチ６５を通してＡラッチ６０にゲ
ートされ、リードポインタ＋１から得た他のデータ値は
Ｂ母線４７を通してＢラッチ６１にゲートされる。これ
ら２つのデータ値は、次に加算器６２によって加算さ
れ、サイクル５₁でＣラッチ６７に合計を与える。

【０１１４】サイクル６₁で、Ｔラッチ６６からのライ
トポインタはＡ母線４８を通してアドレス・ラッチ４９
およびＡラッチ６０にゲートされる。サイクル６₁で、
Ｂ母線上の−１のプリセット値はＢラッチにラッチさ
れ、その後、加算器６２によってＡラッチのライトポイ
ンタに加算されて新しいライトポインタ（Ｔ−１）を形
成する。これはサイクル７₂でＣラッチにラッチされ
る。また、サイクル７₁で、Ｃラッチからの合計は１ビ
ット・シフトでＣラッチ６７からＢ母線４７にゲートア
ウトされ、トリステート・ゲート４６を通して母線８に
ゲートアウトされ、ライトポインタ（Ｔ）アドレスでウ
ェーブテーブル・ユニット１３に格納される。この時点
で、２つの転送したデータ値は、リードポインタおよび
リードポインタ＋１アドレスで、先に説明した式(5) に
従って取込また、加算され、平均化される。また、サイ
クル７₂で、ライトポインタの減分値（Ｔ−１）が形成
され、Ｃラッチ６７に格納される。

【０１１５】ライトポインタの新しい値は、下位４つの
ビットが変えられているので、異なった音声を定める。
同様に、シフトレジスタ５６が１ステージ分ステップ動
作を受け、その結果、先にＰｔｏｐロケーション５６₁₆
にあるピッチ数ＮがＢ母線を通してＰｂｏｔロケーショ
ン５６₁にもどされる。

【０１１６】異なった音声についてのピッチ長の新しい
値が今やＰｔｏｐロケーション５６₁₆に格納されてい
る。このピッチ値が再度利用されて、表６の形式の完全
な論理サイクルの実行によってリードポインタを形成す
る。

【０１１７】１６個の音声の各々についてのこの計算は
表６形式の論理サイクルの１６回の実行によって行なわ
れる。その後、Ｔラッチ６６は減分し続ける。このと
き、１６回の減分の後のキャリアウトはＴラッチ６６内
の高位ビットまで行ない、その結果、ウェーブテーブル
内の新しいロケーションが音声毎にアクセスされる。こ
のようにして、ウェーブテーブル・ユニット１３内のロ
ケーションのすべてが、１６個の音声のそれぞれについ
て、音声毎に式(5) に関連して先に説明した計算を行な
う要領でアクセスされる。

【０１１８】図５の出力ユニット４へのサンプルの転送
は、サイクル７₁において表６のサイクルの終りで一度
生じる。表６の論理サイクルを１６回実行した後、音声
毎に１つあての１６個のサンプルが出力ユニット４に出
力される。その後、表６の論理サイクルの１６回以上の
実行で、１６個以上のサンプルが、音声毎に１つあて、
出力ユニット４に出力される。ここで、出力ユニット４
の出力が加算されず、ただ、音声毎に一度に１つずつ時
多重化されるだけであることに注目されたい。各サンプ
ルはＤ／Ａ変換器９でアナログ信号に変換され、この信
号はフィルタ１０で低域ろ波される。ライン１８上の信
号は、母線８上の出力がＤ／Ａ変換器９で変換される前
に加算される場合などに１６個すべての音声からの音を
表わす。Ｄ／Ａ変換器９を通して時多重化し、低域ろ波
することは最初に加算し、その後にＤ／Ａ変換を行なう
ことと同じである。

【０１１９】母線８上の出力信号は音声毎に約２０ｋＨ
ｚのサンプリング周波数で生じる。１６個すべての音声
が周期的な要領で１つの出力を与えるので、データ母線
８上には、３２０ｋＨｚの周波数のサンプリング周波数
（論理サイクル周波数である）の１６倍の速さで新しい
信号が現われる。論理サイクル周波数は、表２の７サイ
クルのすべてを完了するように採用した時間である。表
２形式の論理サイクル内の各サイクルは完全な論理サイ
クルの周波数の７倍、すなわち、２．２４ＭＨｚで生じ
る。サンプリング周波数、論理サイクル周波数および論
理サイクル内の各サブサイクル周波数の値は単に代表例
として示してある。任意の周波数を選べる。ここで説明
した好ましい実施例は、２ＭＨｚと３ＭＨｚの間の基本
クロック周波数で作動した。したがって、各音声に対す
るサンプリング周波数Ｆsは、ディジターユニット３５
のクロック周波数の１／１１２である。この実施例で
は、サンプリング周波数Ｆsは１６個の音声すべてに対
して同じである。

【０１２０】〔指令シーケンス〕図５及び図６の楽器
で、入力ユニット２が適切なシーケンスで入力指令を与
えるものとする。この指令シーケンスにおいて、一回の
はじきの振幅を定める振幅は、はじき演奏モードの一部
としてシフトレジスタ５６に記入される。同様に、各音
声のピッチを定めるピッチ数はその特定の音声について
の崩壊モードの一部として記入される。これに関連し
て、指令コードについての２つの値が振幅あるいはピッ
チ数を記入するのを禁止していることに注目されたい。
禁止された２つの値は０h０hおよび０h１hである。これ
らの値が禁止されるのは、ピッチ／振幅モードとパラメ
ータ・モードの変換にこれらの値を使用するからであ
る。しかしながら、これらの値はピッチとしては特に有
用なわけではない。２のピッチがナイキスト周波数だか
らである。さらに、これに、これらの振幅はそれらの反
転（ＦhＦh、ＦhＥh）を使用することによっても得られ
る。対称はじきを行なうとき、最大振幅はＦhＦhであ
り、最小は８h０hである。最大振幅ギター音を演奏する
ための指令シーケンスの代表例を次の表７に示す。

【０１２１】

【０１２２】図５の楽器が前記式(5) の機能を実行する
ことを示すには、簡単な例を用いると有効である。その
例として、Ｍ個の記憶ロケーション（Ｍは１０である）
を持つ記憶装置を使用する。ここでは、ピッチ長Ｎが６
であると仮定する。ライトポインタ（単一の音声と組合
った高位ビットによってのみ考える）は９、８、７、
…、１、０の値を持つ。

【０１２３】記憶装置の１０のロケーション０、１、
…、９は最初それぞれデータ値Ａ、Ｂ、…、Ｊで満たさ
れていると仮定する。これらのデータ値はそれぞれラン
ダムビット発生器の１または０で決定されるような正ま
たは負の量のいずれかを持つ。表２の形式の論理サイク
ルが、１つの音声についてのサイクルにのみ対応して、
１、２、３、…、１８、…、と番号付けられる。実際に
は、各音声毎に１つあて１６倍のサイクルがあるが、１
つの音声に相当するサイクルのみに番号が付けてある。
これら簡略化した仮定の下に、次の表８が、ライトポイ
ンタ、このライトポインタに関連する記憶装置アドレス
に格納されるデータ、およびリードポインタ、リードポ
インタ＋１の関係を示している。

【０１２４】

【表８】

【０１２５】表８において、論理サイクル１に先立っ
て、格納データは、先に述べたように、データ値Ａ、
Ｂ、…、Ｊである。これらの値は、たとえば、＋８、−
８、−８、＋８、−８、＋８、＋８＋８、−８、＋８で
あり得る。論理サイクル１では、ライトポインタで示さ
れる記憶ロケーション９はリードポインタおよびリード
ポインタ＋１で定められたアドレスでアクセスされた量
の平均値で満たされている。リードポインタは、データ
値Ｆで格納されるアドレス５を示している。リードポイ
ンタ＋１はデータ値Ｇのアドレス６を示している。した
がって、論理サイクル１では、格納データは（Ｆ＋Ｇ）
／２、すなわち、先に例として挙げた値では８である。

【０１２６】論理サイクル２では、格納データは（Ｅ＋
Ｆ）／２、すなわち、０である。同様に、各サイクルは
論理サイクル６まで同様であって、ライトポインタ４の
記憶ロケーションは（Ａ＋Ｂ）／２、すなわち、０であ
る。論理サイクル７では、しかしながら、リードポイン
タは論理サイクル１で（Ｆ＋Ｇ）／２で格納したロケー
ション９を示している。論理サイクル７は論理サイクル
１から数えて６サイクル目である。論理サイクル１で格
納した値で平均化した値は、ライトポインタサイクル１
０の前のサイクルで格納した値、すなわち、当初のデー
タ値Ａである。データ値Ａは変位した７つのサイクルで
ある。したがって、６サイクル変位と７サイクル変位の
間の平均値は６と1/2であり、すなわち、ピッチ数はＮ
＋（１／２）サイクルとなる。

【０１２７】〔１６音声実施例の要約〕図５の１６音声
実施例は、それぞれ、ピッチ数Ｎで決定されるピッチ値
について独立して制御される音声を有する。各音声は約
２０ｋＨｚのサンプリング率を有する。各サンプル時間
は１６音声サイクルであり、各サイクルは７つのクロッ
クサイクルからなる論理サイクルである。サンプリング
周波数はディジターユニットのクロック周波数の１／１
１２である。

【０１２８】各音声は４つのモード、はじき演奏、ギタ
ー崩壊（ギター・ディケイ）、ドラム崩壊（ドラム・デ
ィケイ）、ハープ崩壊（ハープ・ディケイ）の１つとな
る。これらの崩壊アルゴリズム（ディケイ・アルゴリズ
ム）の各々は、崩壊動作中の崩壊ストレッチ現象を可能
とし、ストレッチング・ファクターは１、２、３、４、
８、１６、３２、６４、無限となる。ファクターｓはス
トレッチ崩壊にｓの値を掛ける。ストレッチングは選択
された論理サイクルでリードポインタを＋１だけ増分さ
せないことを意図している。

【０１２９】はじき演奏中、出力ユニット４におけるＤ
／Ａ変換器への出力は、ランダムに振幅Ａまたは２５５
−Ａ、すなわち、補数であり得る。２５５−Ａへの反転
の確率は１／Ｓであり、ここで、Ｓは図６のＥラッチ５
９に対する「ＰＲＯＢｄ」制御によって決定されるスト
レッチング・ファクターである。これらの条件の下で、
図２のＤ／Ａ変換器９は１２８に位置する。

【０１３０】ギターおよびドラムでは、ブレンド・ファ
クター（１マイナスＣラッチからの補数を選択する確
率）は、それぞれ、１と１／２である。ハープは０のブ
レンド・ファクターを持つドラムである。０のブレンド
・ファクターは、補数が常にＣラッチから選択されるこ
とを意味する。したがってウエーブテーブルの値は各バ
ス毎に相補され、周波数を１オクターブ下げ、奇数倍音
のみを残す。この操作はレンジダウンが１オクターブ延
期し、より高いオクターブに幾分異常な音色を加える。
ディザビットｃ７はオプションとして与えられ、ラウン
ドオフ・エラー（丸め誤差）の影響を相殺するようにな
っている。

【０１３１】コヒーレンスビットｃ３はいくつかの音声
をつなぐ手段として与えてある。この技術は単一音声に
よって達成され得る振幅以上に音の全振幅を増大させる
のに使用し得る。また、最初に２つのコヒーレント音声
を等しい振幅および逆振幅（完全なキャンセル、それ
故、無音）で励起することによって音の始まりで「音の
増大」を与えるのにも使用できる。逆振幅はコヒーレン
スビットをオフにする。

【０１３２】図５の実施例において、ディジターユニッ
ト３５は、論理サイクルあたり１回だけ（ＳpＣyサイク
ルで７回のクロックサイクル毎に１回）入力ユニット２
から入力母線７２を検査する。したがって、制御バイト
が新しい指令を発せられる前にインターフェース・ユニ
ット６によって少なくとも７サイクル保持する必要があ
る。インターフェース・ユニット６は任意普通の装置で
よく、たとえば、マイクロプロセッサチップあるいはデ
イジタユニット３５からＳpＣy信号によってゲートアウ
トされる制御レジスタである。また、デイジタユニット
３５の制御記憶装置は図６のシフトレジスタ５５、５６
を利用するので、ただ１つの音声に影響を与える指令
は、その音声が底部ロケーション５５₁または５６₁にス
テップ動作させられるまで保持されなければならない。
したがって、１つの音声に影響させることを意図してい
る指令は少なくとも１１２クロックサイクルの間インタ
ーフェース・ユニットによって保持されるべきである。

【０１３３】〔他の実施例〕先に述べた１６音声実施例
は、共通のライトポインタおよび音声毎に計算される異
なったリードポインタを利用した。また、サンプリング
周波数ｆsは各音声に対して同じであった。これらの条
件は普通であるから、これに本発明が限定されることは
ない。さらに、ライトポインタおよびリードポインタ
は、各音声および各サンプリング周波数ｆsに対して独
立して決定され、かつまた、各音声毎に別々に決定され
得る。

【０１３４】図２の実施例で、変更子ユニット１４を８
０８０マイクロプロセッサとして考えた場合、本発明の
さらに別の実施例となる。このようなマイクロプロセッ
サ実施例で変更を行なうに適したプログラムを表９及び
表１０に示す。表９は各ステップ毎のプログラム内容を
示し、表１０は同プログラム内容に関する各ステップ毎
のコメントを示す。

【０１３５】

【０１３６】

【０１３７】表９及び表１０において、エントリ点はＳ
ＴＡＲＴである。８０８０プロセッサ内のレジスタはＣ
ラッチ、ＤＥレジスタおよびＨＬレジスタを包含する。
ＤＵＲは記憶装置のロケーションである。Ｃレジスタは
ライトポインタの下位半分を記憶する。ＤＥレジスタは
音声２についてのリードポインタ₂を記憶する。ＨＬレ
ジスタは現バイトのアドレスを記憶する。したがって、
ＤＵＲは２５６サンプルのカウント数を通じてステップ
動作を行なう。ＤＵＲレジスタは、２５６カウントを通
してカウントした後、次の組の２５６カウントを通して
カウントを開始、これを次々に行なうようにまわり込
む。

【０１３８】表９及び表１０において、プログラム・ル
ーチンは、命令３０から命令３１まで進めることによっ
て崩壊時間が満了したときはいつでも励起される。崩壊
時間が満了していない場合には、命令３０はＣＯＮＴ命
令１５までジャンプし、処理を続ける。

【０１３９】前記式(5) 形式の変更を決定する要領は、
円形バッファ技術のそれである。共通のライトポインタ
はすべての音声によって共有される。各音声は別個のリ
ードポインタを有する。ライトポインタ、リードポイン
タは、共に、ＬＯＯＰの実行あたりに一回ステップ動作
を受ける。各音声Ｖについてのピッチ数Ｎは明白に格納
されず、むしろ、その音声のライトポインタとリードポ
インタとの差となる。音声１についてのライトポインタ
は、レジスタＨの内容をＢに移動させることによって
Ｂ、Ｃレジスタを使用して形成される。ライトポインタ
₂はレジスタＤの内容をレジスタＢに移動させることに
よって形成される。レジスタＣの下位バイトは、レジス
タ対ＢＣにおいて、高位バイトＢに影響することなく増
分、減分される。

【０１４０】表９及び表１０のルーチンは、２５６個の
サンプル毎に一回、タイマＤＵＲを減分することによっ
て、サンプリング周波数タイミングを処理する。

【０１４１】２音声実施例が本発明のウェーブテーブル
変更子方法の別の実施例であるが、現行のマイクロプロ
セッサ技術を用いた特定の実施例が２つ音声を処理する
のに適している。もちろん、マイクロプロセッサの能力
が大きければそれだけ処理数も増えるので、上記の円形
バッファ技術はもっと多い音声を処理するのに使用し得
る。

【０１４２】図５の実施例では、高い倍音（高調波）ほ
ど崩壊速度（ディケイ速度）も大きく、したがって、音
はほとんど純粋な正弦波まで崩壊し、初期スペクトルが
何であるかに関係なしに、結局は、一定の値（無音）ま
で崩壊する。

【０１４３】多くの初期状態を指定することができる。
具体的に言えば、これは適切な値を持つウェーブテーブ
ルをプリロードするようなことを含む。初期値は正弦
波、三角波その他任意所望の波形を形成し得る。しかし
ながら、一般には、そんなに複雑にする必要はない。多
くの高い倍音を最初に持つのが望ましいので、図５実施
例のバッファはランダムな値で満たされる。これはギタ
ーによく似たはじき弦音を発生する。バッファを満たす
のに速い方法の１つとしては、２レベルランダムネスを
使用する方法がある。数学的に言えば、初期状態はｎが
Ｎと０の間にある場合、次のように与えられる。ｙn＝＋Ａ、確率１／２（２９₁）ｙn＝−Ａ、確率１／２（２９₂）

【０１４４】この形態のシングルビット・ランダムネス
は図５のランダムット発生器５７のためのフィードバッ
ク・シフトレジスタで容易に発生する。このような実施
例は完全なランダム言語発生器よりも簡単である。パラ
メータＡは振幅制御のためであり、出力の振幅はＡに正
比例する。

【０１４５】音を演奏した後、次の音を演奏する前にラ
ンダム値でバッファを再ロードする必要はかならずしも
ない。音の崩壊が早すぎない場合には、２つのピッチの
間でスラー音を発生する。この技術は、特に、円形バッ
ファ技術を使用する場合に有効である。Ｎの増加を先の
サンプルをより多くつかめるからである。減少カウンタ
を使用する同様の増加では、バッファ（ウェーブテーブ
ル）の橋を通過する値が不明確となる。

【０１４６】初期バッファロードが周期的であり、この
周期がＮを引き出す場合には、音は、バッファロードの
周期性に相当するピッチを有し、Ｎの倍音となる。この
倍音トリックは、バッファの半分（または、３分の１、
４分の１）をランダムネスで満たし、これらのサンプル
を加算してバッファのレストを満たすことによって行な
われる。短いバッファ（Ｎ小）は崩壊が速いので、これ
はハイピッチ音の延長する方法を与える。以下に述べる
崩壊ストレッチング法は同じ結果を得るのにより一般的
で、強力で、時間のかからない方法である。

【０１４７】１つの方法として、ｙ_n-N-1をｙ_n-N+1で置
換し、ピッチをＮ＋１／２ではなくてＮ−１／２に変え
る。単一音声アルゴリズムでは、この変形例では、減少
カウンタ技術においてラップアラウンドの余分な時間を
使用することによって周期Ｎを補正できる。この余分な
時間は正規のサンプル時間の半分にセットした場合、平
均サンプリング率はＴ(１＋１／２Ｎ)である。これは音
の周波数が１／〔(Ｔ){Ｎ−１／(２Ｎ)}〕であることを
意味する。

【０１４８】崩壊時間を短縮することは、延長すること
よりもむずかしい。１つの可能性は、波形をより速く滑
らかにするように反復を変更することである。例えば、ｙ_n＝ｘ_n＋{ｙ_n-N-1＋２ｙ_n-N＋ｙ_n-N+1}／４ …(30) 上記式(30) のアルゴリズムは計算力を高め、短い崩壊
時間を或るサンプルを計算する時間の増加分だけオフセ
ットする。以下に述べる変形例は前記式(5) のアルゴリ
ズムよりも容易に式(30) に適用できる。

【０１４９】基本式(5) の簡単な変形例はドラム音色を
生じる。ドラム例の最も簡単な説明は次の確率的な循環
関係である。通常の初期状態は、２レベルランダムネスである。

【０１５０】パラメータｂはブレンドファクターと呼ば
れる。ブレンドファクターが１のとき、アルゴリズムは
基本はじき弦アルゴリズムまで減少し、Ｎがピッチを制
御する。ブレンドファクターが２分の１のとき、音はド
ラムのようになる。中間値ははじき弦とドラムの中間の
音を発するが、その或るものは音楽的に非常に面白いも
のである。１／２よりも小さい値もまた面白い。ｂ＝１
／２が各サンプルに単一のランダムネスビットのみを要
求することに注目されたい。ｂについて任意の値を使用
する場合、全ランダム言語との比較が必要である。

【０１５１】ｂが１／２に近い場合、バッファ長さは音
のピッチを制御しない。その代りに、ノイズバーストの
崩壊時間を制御する。大きなＮ（約２００）で、サンプ
リング時間が約５０マイクロ秒の場合、その効果はスネ
アドラムとなる。小さいＮ（約２０）の場合、その効果
はトムトムとなる。中間値は中間の音色を与え、或るド
ラムから別のドラムへの滑らかな移動を可能とする。こ
れらのドラム音では、バッファは最小定数（Ａ）で満た
され、アルゴリズムがランダムネスそれ自体を生じるか
らである。

【０１５２】小さな言語寸法（８ビット）を使用する
と、ラウンドオフ・エラーの問題が生じる。上記のアル
ゴリズムでは、ラウンドオフ・エラーはランダムでない
がサンプルの一致したラウンデイングダウンを生じさせ
る。この効果は、基本周波数の崩壊時間（理論的な崩壊
時間に比べた場合、あるいは、アルゴリズムをもっと大
きい言語寸法で計算した場合の崩壊時間）を十分に減ず
る。この効果は、２で割る前にｙ_n-N＋ｙ_n-N-1に０また
は１をランダムに加えることによってほとんど除去でき
る。このビット・トウィドル技術は基本的な最終崩壊を
その理論崩壊時間までほぼ延長する。しかも、音の初期
アタックを長くすることがない。

【０１５３】より長い崩壊時間（はじき弦あるいはドラ
ム）の場合、崩壊ストレッチングを用い得る。ドラムの
場合、これは「スネア」音を増大させる効果があり、も
っと小さいＮ値を使用できるようにする。ストレッチさ
れた音についての循環関係は次の通りである。

【０１５４】

【０１５５】新しいパラメータｄは崩壊率乗数と呼ば
れ、０ないし１の範囲にある。時には便宜上、ストレッ
チファクターｓ＝１／ｄとしてみる。崩壊率乗数および
ブレンドファクターが独立しており、アルゴリズムが２
つの別々のテストで行なわれ、なんら乗数を必要としな
いということに注目されたい。音の崩壊時間はほぼｓに
比例する。音のピッチはｄの影響も受ける。時間が約Ｎ
＋(1/2)ｄだからである。ｄについての最適な選択はサ
ンプリング速度Ｎおよび所望の効果に依存する。ｄをＮ
またはＮ²にほぼ比例するように選択することによっ
て、より高いピッチの崩壊率がより低いピッチの崩壊率
に匹敵することになる。ｄ＝１のとき、循環関係がスト
レッチされていないアルゴリズムのそれに簡略化される
ことに注目されたい。ｄ＝０のとき、音は崩壊しない。
ｂ＝１のとき、これは前記式(5) のウェーブテーブル合
成アルゴリズムとなり、ｂ＝１／２の場合、ホワイトノ
イズが生じる。

【０１５６】ドラム音を望まない場合、ｂは１にセット
され、アルゴリズムを簡単にすることができる。ランダ
ムバッファロードの場合、音ははじき弦となり、崩壊時
間はｄに比例する。非ランダムバッファロードをｂ＝１
で用い、ｓの値が大きい場合、木管楽器の音が出る。

【０１５７】上記の実施例は１つ以上の音声のすべてに
ついて単一のサンプリング周波数ｆsを使用している。
もちろん、ｆsは音声毎に異なっていてもよい。たとえ
ば、図６のクロックユニット（ＣＬＫ）のためのクロッ
ク周波数を制御論理回路７１に周波数制御を行なう母線
４７から量Ｑのプログラム指令によって可変としてもよ
い。クロック周波数はＱで割られ、異なった値のＱが各
音声毎に与えられ、各音声が異なったサンプリング周波
数を持っていてもよい。また、任意の音声のサンプリン
グ周波数が、時間の関数としてＱを変化させることによ
って時間の関数として変化してもよい。

【０１５８】本発明の実施例は多音声楽器の音声のすべ
てについて単一のＤ／Ａ変換器を使用することを意図し
ている。別の実施例では、各音声がそれ自体のＤ／Ａ変
換器を持ち、複数の変換器からのアナログ出力を合計し
てもよい。たとえば、これを図２の低域フィルタ１０の
前にある加算増幅器で行なう。本発明を好ましい実施例
について説明してきたが、本発明の範囲、精神から逸脱
することなく種々の変更、修正が可能であることは当業
者であれば了解できよう。

【０１５９】

【発明の効果】以上の通り、本発明によれば、遅延手段
を巡回する波形サンプル信号を変更するために、遅延量
の異なる複数の波形サンプル信号を組合せて合成する変
更演算を行うことにより、１サンプリング周期に満たな
い遅延が等価的に付加（又は減少）されて、巡回周期を
サンプリング周期の非整数倍とすることができ、これに
より、サンプリング周期の非整数倍の周期に対応するピ
ッチを持つ楽音信号を発生することができ、波形サンプ
ル信号の変更演算という比較的簡単な制御によって、発
生楽音の細かなピッチ精度を実現することができる、と
いう優れた効果を奏する。

【０１６０】また、巡回する波形サンプル信号を変更す
るための演算アルゴリズムを複数の演算アルゴリズムの
中から確率的に選択して実行するので、確率の変化の組
合せによって、比較的簡単な構成によって、多様な楽音
制御を行うことができる、という優れた効果を奏する。
例えば、確率の可変制御によって、発生楽音の音色を制
御することもできるし、上記のように１サンプリング周
期に満たない遅延の等価的に付加（又は減少）によるサ
ンプリング周期の非整数倍の周期に対応するピッチを持
つ楽音信号の発生も可能である。

【０１６１】また、巡回する波形サンプル信号を変更す
るための演算を、可変制御される頻度で時間間隔をあけ
て行うように制御するので、頻度の可変制御という比較
的簡単な構成によって、多様な楽音制御を行うことがで
きる、という優れた効果を奏する。例えば、発生楽音に
おける倍音の崩壊速度を、この変更演算の頻度の制御に
よって、可変制御することができ、これによって、楽音
の特徴を制御することができる。

【０１６２】また、巡回する波形サンプル信号を変更す
るためのディジタル演算によって生じるラウンドオフ・
エラー（丸め誤差）を、ディザ演算によって修正するこ
とができ、誤差の修正された楽音合成が行える、という
優れた効果を奏する。また、ディザ演算を行うか否かを
選択制御することによって、ラウンドオフ・エラーの修
正されていない音色特性と修正された音色特性の選択を
行うこともでき、楽音制御を多様にすることができると
いう効果も奏する。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明を組込んだ楽器の一実施例を示す電気的
ブロック図。

【図２】図１の楽器の詳細例を示す電気的ブロック図。

【図３】図２の楽器においてウェーブテーブル変更発生
器の一部を構成する変更子ユニットの具体例を示す電気
的ブロック図。

【図４】図２及び図３の形式の楽器の代表的な音につい
ての最初の１５周期における出力信号のスペクトル例を
示す振幅対周波数のグラフ。

【図５】ディジター半導体チップ（ディジターユニッ
ト）を利用して構成した本発明に係る楽器の一実施例を
示す電気的ブロック図。

【図６】図５の楽器で使用するディジター半導体チップ
（ディジターユニット）の内部構成例を概略的に示す電
気的ブロック図。

【符号の説明】

２入力ユニット３ウェーブテーブル変更発生器４出力ユニット１３ウェーブテーブルユニット１４変更子ユニット１５制御ユニット２６遅延ユニット２７演算装置３５ディジターユニット３６出力レジスタ５５，５６シフトレジスタ７１制御論理回路

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者アレキサンダーロバートストロングアメリカ合衆国コネチカット州 06279 ウィリントンファーミーアロード（番地なし) (72)発明者ケヴィンジョンカープラスアメリカ合衆国ニューヨーク州 14850 イサカウッドクレストテラス 107

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】波形サンプル信号を入力し、サンプリン
グ周期の整数倍の遅延を施して出力する遅延手段と、前記遅延手段の出力に基づき、遅延量の異なる複数の波
形サンプル信号を組合せて合成する演算を行う変更手段
と、前記変更手段の出力信号を前記遅延手段に入力する手段
とを具え、前記サンプリング周期の非整数倍の周期で波
形サンプル信号が巡回し、その非整数倍の周期に対応す
るピッチを持つ楽音信号が発生されることを特徴とする
楽音発生システム。
【請求項２】前記変更手段は、遅延量の異なる２以上
の波形サンプル信号を加算し、該加算した値を１より大
きい数で割る演算を行うものである請求項１に記載の楽
音発生システム。
【請求項３】前記変更手段は、遅延量が１サンプリン
グ周期だけ異なる２つの波形サンプル信号を組合せて演
算を行うものである請求項１又は２に記載の楽音発生シ
ステム。
【請求項４】前記変更手段は、遅延量が１サンプリン
グ周期だけ異なる２つの波形サンプル信号を加算し、該
加算した値を平均化する演算を行うものであり、前記サ
ンプリング周期の整数倍と１／２の周期に対応するピッ
チを持つ楽音信号が発生されることを特徴とする請求項
３に記載の楽音発生システム。
【請求項５】前記遅延手段は、複数のサンプル点にわ
たって波形サンプル信号を記憶するための読み書き可能
な記憶手段と、サンプリング周期に従って歩進される第
１のアドレスを指示する手段と、所望の整数値に相当す
るアドレス数だけ前記第１のアドレスからオフセットし
ている第２のアドレスを指示する手段と、前記第１のア
ドレスと第２のアドレスの一方を読出しアドレスとして
前記記憶手段から波形サンプル信号を読み出し、他方を
書込みアドレスとして前記変更手段の出力信号を前記記
憶手段に書き込む制御手段とを含み、前記書込みアドレ
スと読出しアドレスとの間の差である前記オフセットア
ドレス数に対応する遅延が施されることを特徴とする請
求項１に記載の楽音発生システム。
【請求項６】前記遅延手段は、前記読出しアドレスと
して、所定の１以上の整数値だけ互いにオフセットした
複数の読出しアドレスを指示する手段を含み、該複数の
読出しアドレスの各々に対応して、遅延量の異なる複数
の波形サンプル信号が出力されることを特徴とする請求
項５に記載の楽音発生システム。
【請求項７】前記遅延手段には、任意の初期波形が入
力される請求項１に記載の楽音発生システム。
【請求項８】前記初期波形は、ノイズ波形である請求
項７に記載の楽音発生システム。
【請求項９】波形サンプル信号を入力し、遅延を施し
て出力する遅延手段と、前記遅延手段の出力に基づき、１又は遅延量の異なる複
数の波形サンプル信号を組合せて、変更された若しくは
変更されない波形サンプル信号を発生する演算を行うも
のであり、この演算アルゴリズムを複数の演算アルゴリ
ズムの中から確率的に選択して実行する変更手段と、前記変更手段の出力信号を前記遅延手段に入力する手段
とを具え、前記選択された演算アルゴリズムに応じて変
更された波形サンプル信号が遅延手段を巡回し、この巡
回ループから楽音信号を取り出すようにした楽音発生シ
ステム。
【請求項１０】前記確率をパラメータによって可変す
るようにしたことを特徴とする請求項９に記載の楽音発
生システム。
【請求項１１】前記演算アルゴリズムの確率的選択に
応じて、前記発生される楽音信号の音色が制御される請
求項９又は１０に記載の楽音発生システム。
【請求項１２】確率的に選択される２つの演算アルゴ
リズムは、その解の絶対値が同じであり正負極性が反転
しているものである請求項９乃至１１のいずれかに記載
の楽音発生システム。
【請求項１３】前記遅延手段は、サンプリング周期の
整数倍の遅延を施するものであり、前記演算アルゴリズ
ムの確率的選択に応じて前記波形サンプル信号が遅延手
段を巡回する周期が確率的に前記サンプリング周期の非
整数倍の周期となり、該サンプリング周期の非整数倍の
周期に対応するピッチを持つ楽音信号が発生されること
を特徴とする請求項９又は１０に記載の楽音発生システ
ム。
【請求項１４】前記複数の演算アルゴリズムの少なく
とも１つは、そのアルゴリズムで使用する少なくとも１
つの波形サンプル信号の遅延量が、他の少なくとも１つ
の演算アルゴリズムで使用する波形サンプル信号の遅延
量とは相違している請求項９又は１３に記載の楽音発生
システム。
【請求項１５】前記遅延手段は、複数のサンプル点に
わたって波形サンプル信号を記憶するための読み書き可
能な記憶手段と、サンプリング周期に従って歩進される
第１のアドレスを指示する手段と、所望の整数値に相当
するアドレス数だけ前記第１のアドレスからオフセット
している第２のアドレスを指示する手段と、前記第１の
アドレスと第２のアドレスの一方を読出しアドレスとし
て前記記憶手段から波形サンプル信号を読み出し、他方
を書込みアドレスとして前記変更手段の出力信号を前記
記憶手段に書き込む制御手段とを含み、前記書込みアド
レスと読出しアドレスとの間の差である前記オフセット
アドレス数に対応する遅延が施されることを特徴とする
請求項９乃至１４のいずれかに記載の楽音発生システ
ム。
【請求項１６】前記遅延手段には、任意の初期波形が
入力される請求項９乃至１５のいずれかに記載の楽音発
生システム。
【請求項１７】前記初期波形は、ノイズ波形である請
求項１６に記載の楽音発生システム。
【請求項１８】波形サンプル信号を入力し、遅延を施
して出力する遅延手段と、前記遅延手段の出力に基づき、遅延量の異なる複数の波
形サンプル信号を組合せて、変更された波形サンプル信
号を発生する演算を行う変更手段と、前記変更手段における前記変更のための演算を、可変制
御される頻度で時間間隔をあけて行うように制御する制
御手段と、前記変更のための演算が行われたときは前記変更手段に
よって変更された波形サンプル信号を前記遅延手段に入
力し、行われないときは変更されない波形サンプル信号
を前記遅延手段に入力する手段とを具え、前記変更され
た若しくは変更されない波形サンプル信号が遅延手段を
巡回し、この巡回ループから楽音信号を取り出すように
した楽音発生システム。
【請求項１９】前記制御手段は、前記変更のための演
算を行う頻度を確率的に制御するものである請求項１８
に記載の楽音発生システム。
【請求項２０】前記確率を、発生しようとする楽音の
特性を選択する情報に応じて可変制御するようにした請
求項１９に記載の楽音発生システム。
【請求項２１】前記遅延手段は、複数のサンプル点に
わたって波形サンプル信号を記憶するための読み書き可
能な記憶手段と、サンプリング周期に従って歩進される
第１のアドレスを指示する手段と、所望の整数値に相当
するアドレス数だけ前記第１のアドレスからオフセット
している第２のアドレスを指示する手段と、前記第１の
アドレスと第２のアドレスの一方を読出しアドレスとし
て前記記憶手段から波形サンプル信号を読み出し、他方
を書込みアドレスとして前記変更手段の出力信号を前記
記憶手段に書き込む制御手段とを含み、前記書込みアド
レスと読出しアドレスとの間の差である前記オフセット
アドレス数に対応する遅延が施されることを特徴とする
請求項１８乃至２０のいずれかに記載の楽音発生システ
ム。
【請求項２２】前記遅延手段には、任意の初期波形が
入力される請求項１８乃至２１のいずれかに記載の楽音
発生システム。
【請求項２３】前記初期波形は、ノイズ波形である請
求項２２に記載の楽音発生システム。
【請求項２４】ディジタル波形サンプル信号を入力
し、遅延を施して出力する遅延手段と、前記遅延手段の出力に基づき、ディジタル波形サンプル
信号を変更するためのディジタル演算を行う変更手段
と、ランダム信号に従ってディザ演算を行うよう前記変更手
段を制御する制御手段と、前記変更手段の出力信号を前記遅延手段に入力する手段
とを具え、前記変更されたディジタル波形サンプル信号
が遅延手段を巡回し、この巡回ループから楽音信号を取
り出すようにした楽音発生システム。
【請求項２５】前記ディザ演算を行うか否かを、発生
しようとする楽音の特性を選択する情報に応じて選択す
るようにした請求項２４に記載の楽音発生システム。
【請求項２６】前記遅延手段は、複数のサンプル点に
わたって波形サンプル信号を記憶するための読み書き可
能な記憶手段と、サンプリング周期に従って歩進される
第１のアドレスを指示する手段と、所望の整数値に相当
するアドレス数だけ前記第１のアドレスからオフセット
している第２のアドレスを指示する手段と、前記第１の
アドレスと第２のアドレスの一方を読出しアドレスとし
て前記記憶手段から波形サンプル信号を読み出し、他方
を書込みアドレスとして前記変更手段の出力信号を前記
記憶手段に書き込む制御手段とを含み、前記書込みアド
レスと読出しアドレスとの間の差である前記オフセット
アドレス数に対応する遅延が施されることを特徴とする
請求項２４又は２５に記載の楽音発生システム。
【請求項２７】前記遅延手段には、任意の初期波形が
入力される請求項２４乃至２６のいずれかに記載の楽音
発生システム。
【請求項２８】前記初期波形は、ノイズ波形である請
求項２７に記載の楽音発生システム。