JPH07143758A - 電源装置 - Google Patents
電源装置Info
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- JPH07143758A JPH07143758A JP5285309A JP28530993A JPH07143758A JP H07143758 A JPH07143758 A JP H07143758A JP 5285309 A JP5285309 A JP 5285309A JP 28530993 A JP28530993 A JP 28530993A JP H07143758 A JPH07143758 A JP H07143758A
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- Japan
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- voltage
- power supply
- output
- smoothing capacitor
- diode
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/42—Circuits or arrangements for compensating for or adjusting power factor in converters or inverters
- H02M1/4208—Arrangements for improving power factor of AC input
- H02M1/4275—Arrangements for improving power factor of AC input by adding an auxiliary output voltage in series to the input
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
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- Circuit Arrangements For Discharge Lamps (AREA)
- Rectifiers (AREA)
- Power Conversion In General (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】力率の向上と高調波歪の改善とが図れるととも
に入力電流の休止区間がなく回路構成が簡単な電源装置
を提供する。 【構成】交流電源１の交流電圧をダイオードブリッジＤ
Ｂで全波整流し、平滑コンデンサＣ0 で平滑している。
平滑した直流電圧をインバータ回路２において高周波交
流電圧に変換し、出力用トランスＴを介して負荷３に供
給している。出力用トランスＴの帰還巻線ｎをコンデン
サＣ1 を介してダイオードブリッジＤＢの出力側に接続
し、インバータ回路２の高周波交流電圧をダイオードブ
リッジＤＢの出力に重畳している。ダイオードＤ1 を平
滑コンデンサＣ0 の入力側に接続している。平滑コンデ
ンサＣ0 の両端電圧と高周波交流電圧が重畳された出力
電圧との大小関係によってダイオードＤ1 の導通／非導
通が切り換わることになり、交流電源１の交流電圧の一
周期の略全域に渡って入力電流を流すことができる。
に入力電流の休止区間がなく回路構成が簡単な電源装置
を提供する。 【構成】交流電源１の交流電圧をダイオードブリッジＤ
Ｂで全波整流し、平滑コンデンサＣ0 で平滑している。
平滑した直流電圧をインバータ回路２において高周波交
流電圧に変換し、出力用トランスＴを介して負荷３に供
給している。出力用トランスＴの帰還巻線ｎをコンデン
サＣ1 を介してダイオードブリッジＤＢの出力側に接続
し、インバータ回路２の高周波交流電圧をダイオードブ
リッジＤＢの出力に重畳している。ダイオードＤ1 を平
滑コンデンサＣ0 の入力側に接続している。平滑コンデ
ンサＣ0 の両端電圧と高周波交流電圧が重畳された出力
電圧との大小関係によってダイオードＤ1 の導通／非導
通が切り換わることになり、交流電源１の交流電圧の一
周期の略全域に渡って入力電流を流すことができる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、交流電源から供給され
る交流電圧を整流平滑し、整流平滑された直流電圧をイ
ンバータで高周波交流電圧に変換して負荷を駆動する電
源装置であって、特に力率を向上させるとともに交流電
源からの入力電流の高調波歪を改善した電源装置に関す
るものである。
る交流電圧を整流平滑し、整流平滑された直流電圧をイ
ンバータで高周波交流電圧に変換して負荷を駆動する電
源装置であって、特に力率を向上させるとともに交流電
源からの入力電流の高調波歪を改善した電源装置に関す
るものである。
【０００２】
【従来の技術】従来、上記のような電源装置としては、
例えば特公平５−９９１８号に記載されたものがある。
図７は上記特公平５−９９１８号に記載されたものを示
す概略回路図であり、交流電源１から供給される交流電
圧をインダクタＬ1 とコンデンサＣ2 とで構成されるフ
ィルタ回路で高周波成分を除去した後ダイオードブリッ
ジＤＢで全波整流し、高周波カット用フィルタとしての
インダクタＬ2 を介して平滑コンデンサＣ0 で平滑しイ
ンバータ回路２に直流電圧を供給しており、インバータ
回路２から出力される高周波交流電圧を出力用トランス
Ｔを介して負荷３に供給するとともに、併せてインバー
タ回路２の高周波交流電圧を低周波カット用フィルタと
してのコンデンサＣ1 を介して帰還巻数ｎによってダイ
オードブリッジＤＢの出力に重畳している。そして、上
記高周波交流電圧が重畳されたダイオードブリッジＤＢ
の出力電圧によりインダクタＬ2 を介して平滑コンデン
サＣ 0 を充電することによって、交流電源１の交流電圧
の一周期の略全域に渡って入力電流を流すことができる
ため、交流電源１からの入力力率を向上させるとともに
入力電流の高調波歪を改善することができるものであ
り、しかも比較的簡単な回路構成で実現できるため、コ
ストアップを抑えることができるのである。
例えば特公平５−９９１８号に記載されたものがある。
図７は上記特公平５−９９１８号に記載されたものを示
す概略回路図であり、交流電源１から供給される交流電
圧をインダクタＬ1 とコンデンサＣ2 とで構成されるフ
ィルタ回路で高周波成分を除去した後ダイオードブリッ
ジＤＢで全波整流し、高周波カット用フィルタとしての
インダクタＬ2 を介して平滑コンデンサＣ0 で平滑しイ
ンバータ回路２に直流電圧を供給しており、インバータ
回路２から出力される高周波交流電圧を出力用トランス
Ｔを介して負荷３に供給するとともに、併せてインバー
タ回路２の高周波交流電圧を低周波カット用フィルタと
してのコンデンサＣ1 を介して帰還巻数ｎによってダイ
オードブリッジＤＢの出力に重畳している。そして、上
記高周波交流電圧が重畳されたダイオードブリッジＤＢ
の出力電圧によりインダクタＬ2 を介して平滑コンデン
サＣ 0 を充電することによって、交流電源１の交流電圧
の一周期の略全域に渡って入力電流を流すことができる
ため、交流電源１からの入力力率を向上させるとともに
入力電流の高調波歪を改善することができるものであ
り、しかも比較的簡単な回路構成で実現できるため、コ
ストアップを抑えることができるのである。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】ところが、上記の従来
構成においては、図８に示すように交流電源１の交流電
圧がゼロの近傍にあるときに入力電流が流れない、いわ
ゆる入力電流の休止区間が生じるという問題がある。一
方、このような休止区間を生じさせずに力率の向上を図
ったものとしてアクティブフィルタ回路を用いたもの等
が提案されているが、上記のようなアクティブフィルタ
回路を用いると回路構成が複雑になりコストが上昇して
しまうという問題がある。
構成においては、図８に示すように交流電源１の交流電
圧がゼロの近傍にあるときに入力電流が流れない、いわ
ゆる入力電流の休止区間が生じるという問題がある。一
方、このような休止区間を生じさせずに力率の向上を図
ったものとしてアクティブフィルタ回路を用いたもの等
が提案されているが、上記のようなアクティブフィルタ
回路を用いると回路構成が複雑になりコストが上昇して
しまうという問題がある。
【０００４】本発明は上記問題に鑑みてなされたもので
あり、力率の向上と高調波歪の改善とが図れるとともに
入力電流の休止区間がなく回路構成が簡単な電源装置の
提供を目的とするものである。
あり、力率の向上と高調波歪の改善とが図れるとともに
入力電流の休止区間がなく回路構成が簡単な電源装置の
提供を目的とするものである。
【０００５】
【課題を解決するための手段】請求項１の発明は、上記
目的を達成するために、交流電源と、交流電源から供給
される交流電圧を整流する整流手段と、整流手段からの
出力電圧を平滑する平滑コンデンサと、平滑コンデンサ
から出力される直流電圧を高周波交流電圧に変換して負
荷に供給するインバータと、インバータから出力される
高周波交流電圧をコンデンサを介して整流手段の出力側
に帰還させて高周波交流電圧を整流手段からの出力電圧
に重畳させる電圧帰還手段と、平滑コンデンサの入力側
に接続され高周波交流電圧が重畳された整流手段の出力
電圧を平滑コンデンサに供給する整流素子とを備えたこ
とを特徴とする。
目的を達成するために、交流電源と、交流電源から供給
される交流電圧を整流する整流手段と、整流手段からの
出力電圧を平滑する平滑コンデンサと、平滑コンデンサ
から出力される直流電圧を高周波交流電圧に変換して負
荷に供給するインバータと、インバータから出力される
高周波交流電圧をコンデンサを介して整流手段の出力側
に帰還させて高周波交流電圧を整流手段からの出力電圧
に重畳させる電圧帰還手段と、平滑コンデンサの入力側
に接続され高周波交流電圧が重畳された整流手段の出力
電圧を平滑コンデンサに供給する整流素子とを備えたこ
とを特徴とする。
【０００６】請求項２の発明は、請求項１の発明におい
て、上記整流手段をダイオードブリッジとするとともに
ダイオードブリッジを構成するダイオードを上記整流素
子としたことを特徴とする。
て、上記整流手段をダイオードブリッジとするとともに
ダイオードブリッジを構成するダイオードを上記整流素
子としたことを特徴とする。
【０００７】
【作用】請求項１の発明の構成では、交流電源と、交流
電源から供給される交流電圧を整流する整流手段と、整
流手段からの出力電圧を平滑する平滑コンデンサと、平
滑コンデンサから出力される直流電圧を高周波交流電圧
に変換して負荷に供給するインバータと、インバータか
ら出力される高周波交流電圧をコンデンサを介して整流
手段の出力側に帰還させて高周波交流電圧を整流手段か
らの出力電圧に重畳させる電圧帰還手段と、平滑コンデ
ンサの入力側に接続され高周波交流電圧が重畳された整
流手段の出力電圧を平滑コンデンサに供給する整流素子
とを備えたので、平滑コンデンサの両端電圧と、高周波
交流電圧が重畳された整流手段の出力電圧との大小関係
によって整流素子の導通／非導通が切り換わることにな
り、交流電源の交流電圧の一周期の略全域に渡って交流
電源から入力電流を流すことが可能となり、入力電流の
休止区間をなくすことができるものである。
電源から供給される交流電圧を整流する整流手段と、整
流手段からの出力電圧を平滑する平滑コンデンサと、平
滑コンデンサから出力される直流電圧を高周波交流電圧
に変換して負荷に供給するインバータと、インバータか
ら出力される高周波交流電圧をコンデンサを介して整流
手段の出力側に帰還させて高周波交流電圧を整流手段か
らの出力電圧に重畳させる電圧帰還手段と、平滑コンデ
ンサの入力側に接続され高周波交流電圧が重畳された整
流手段の出力電圧を平滑コンデンサに供給する整流素子
とを備えたので、平滑コンデンサの両端電圧と、高周波
交流電圧が重畳された整流手段の出力電圧との大小関係
によって整流素子の導通／非導通が切り換わることにな
り、交流電源の交流電圧の一周期の略全域に渡って交流
電源から入力電流を流すことが可能となり、入力電流の
休止区間をなくすことができるものである。
【０００８】請求項２の発明の構成では、上記整流手段
をダイオードブリッジとするとともにダイオードブリッ
ジを構成するダイオードを上記整流素子としたので、交
流電源の交流電圧の一周期の略全域に渡って交流電源か
ら入力電流を流すことが可能になるだけでなく、ダイオ
ードブリッジを構成するダイオードを整流素子に兼用す
ることによって回路構成を簡略化することができるもの
である。
をダイオードブリッジとするとともにダイオードブリッ
ジを構成するダイオードを上記整流素子としたので、交
流電源の交流電圧の一周期の略全域に渡って交流電源か
ら入力電流を流すことが可能になるだけでなく、ダイオ
ードブリッジを構成するダイオードを整流素子に兼用す
ることによって回路構成を簡略化することができるもの
である。
【０００９】
【実施例】（実施例１）本実施例の概略回路構成図を図
１に示す。図１に示すように、本実施例における電源装
置は従来例のものとほぼ共通の回路構成を備えており、
インダクタＬ1とコンデンサＣ2 とで構成されるフィル
タ回路を介して交流電源１から供給される交流電圧をダ
イオードブリッジＤＢで全波整流し、平滑コンデンサＣ
0 で平滑した直流電圧をインバータ回路２において高周
波交流電圧に変換して出力し、インバータ回路２から出
力される高周波交流電圧を出力用トランスＴを介して負
荷３に供給するとともに、出力用トランスＴの帰還巻線
ｎを低周波カット用フィルタとしてのコンデンサＣ1 を
介してダイオードブリッジＤＢの出力側に接続し、イン
バータ回路２の高周波交流電圧をダイオードブリッジＤ
Ｂの出力に重畳している。
１に示す。図１に示すように、本実施例における電源装
置は従来例のものとほぼ共通の回路構成を備えており、
インダクタＬ1とコンデンサＣ2 とで構成されるフィル
タ回路を介して交流電源１から供給される交流電圧をダ
イオードブリッジＤＢで全波整流し、平滑コンデンサＣ
0 で平滑した直流電圧をインバータ回路２において高周
波交流電圧に変換して出力し、インバータ回路２から出
力される高周波交流電圧を出力用トランスＴを介して負
荷３に供給するとともに、出力用トランスＴの帰還巻線
ｎを低周波カット用フィルタとしてのコンデンサＣ1 を
介してダイオードブリッジＤＢの出力側に接続し、イン
バータ回路２の高周波交流電圧をダイオードブリッジＤ
Ｂの出力に重畳している。
【００１０】そして、本実施例が従来例のものと異なる
点は、従来例におけるインダクタＬ 2 に換えて整流素子
であるダイオードＤ1 を平滑コンデンサＣ0 の入力側に
接続し、高周波交流電圧が重畳されたダイオードブリッ
ジＤＢの出力電圧によりこのダイオードＤ1 を介して平
滑コンデンサＣ0 を充電していることである。上記構成
における回路動作を図２により説明する。まず、図２
（ａ）に示すように交流電源１の交流電圧が正の半周期
にあるときを考える。ダイオードブリッジＤＢの出力側
に接続された帰還巻線ｎにはインバータ回路２の動作周
波数に応じた高周波交流電圧が生じており、この高周波
交流電圧が図２（ａ）におけるｖ 1 の向きに生じている
場合には、交流電源１からの入力電流ｉ1 によってコン
デンサＣ1 が充電される。逆に、帰還巻線ｎに生じる高
周波交流電圧の向きが反転してｖ2 となった場合には、
コンデンサＣ1 の両端電圧と帰還巻線ｎに生じる高周波
交流電圧ｖ2 とが平滑コンデンサＣ0 の両端電圧よりも
高くなるときにダイオードＤ1 がオンとなり、コンデン
サＣ1 からの放電及び高周波交流電圧ｖ2 によって充電
電流ｉ2 が流れ、平滑コンデンサＣ0 が充電される。こ
の時、交流電源１からは放電によって減少したコンデン
サＣ1 の電荷を補うように入力電流ｉ 1 が流れることに
なる。
点は、従来例におけるインダクタＬ 2 に換えて整流素子
であるダイオードＤ1 を平滑コンデンサＣ0 の入力側に
接続し、高周波交流電圧が重畳されたダイオードブリッ
ジＤＢの出力電圧によりこのダイオードＤ1 を介して平
滑コンデンサＣ0 を充電していることである。上記構成
における回路動作を図２により説明する。まず、図２
（ａ）に示すように交流電源１の交流電圧が正の半周期
にあるときを考える。ダイオードブリッジＤＢの出力側
に接続された帰還巻線ｎにはインバータ回路２の動作周
波数に応じた高周波交流電圧が生じており、この高周波
交流電圧が図２（ａ）におけるｖ 1 の向きに生じている
場合には、交流電源１からの入力電流ｉ1 によってコン
デンサＣ1 が充電される。逆に、帰還巻線ｎに生じる高
周波交流電圧の向きが反転してｖ2 となった場合には、
コンデンサＣ1 の両端電圧と帰還巻線ｎに生じる高周波
交流電圧ｖ2 とが平滑コンデンサＣ0 の両端電圧よりも
高くなるときにダイオードＤ1 がオンとなり、コンデン
サＣ1 からの放電及び高周波交流電圧ｖ2 によって充電
電流ｉ2 が流れ、平滑コンデンサＣ0 が充電される。こ
の時、交流電源１からは放電によって減少したコンデン
サＣ1 の電荷を補うように入力電流ｉ 1 が流れることに
なる。
【００１１】次に、図２（ｂ）に示すように交流電源１
の交流電圧が負の半周期にあるときを考えると、交流電
圧が正の半周期にあるときと同様に、帰還巻線ｎに生じ
る高周波交流電圧が図２（ｂ）におけるｖ1 の向きに生
じている場合には、交流電源１からの入力電流ｉ1 によ
ってコンデンサＣ1 が充電され、逆に、帰還巻線ｎに生
じる高周波交流電圧の向きが反転してｖ2 となった場合
には、コンデンサＣ1の両端電圧と帰還巻線ｎに生じる
高周波交流電圧ｖ2 とによってダイオードＤ1がオンと
なり、コンデンサＣ1 からの放電及び高周波交流電圧ｖ
2 によって充電電流ｉ2 が流れ、平滑コンデンサＣ0 が
充電される。そしてこの時には、交流電源１からは放電
によって減少したコンデンサＣ1 の電荷を補うように入
力電流ｉ 1 が流れる。
の交流電圧が負の半周期にあるときを考えると、交流電
圧が正の半周期にあるときと同様に、帰還巻線ｎに生じ
る高周波交流電圧が図２（ｂ）におけるｖ1 の向きに生
じている場合には、交流電源１からの入力電流ｉ1 によ
ってコンデンサＣ1 が充電され、逆に、帰還巻線ｎに生
じる高周波交流電圧の向きが反転してｖ2 となった場合
には、コンデンサＣ1の両端電圧と帰還巻線ｎに生じる
高周波交流電圧ｖ2 とによってダイオードＤ1がオンと
なり、コンデンサＣ1 からの放電及び高周波交流電圧ｖ
2 によって充電電流ｉ2 が流れ、平滑コンデンサＣ0 が
充電される。そしてこの時には、交流電源１からは放電
によって減少したコンデンサＣ1 の電荷を補うように入
力電流ｉ 1 が流れる。
【００１２】上述のように、帰還巻線ｎに生じる高周波
交流電圧の半周期毎にコンデンサＣ 1 の充電と平滑コン
デンサＣ0 の充電とが交互に行われるため、図３に示す
ように交流電源１の交流電圧の一周期当たりの略全域に
渡って入力電流ｉ1 が流れ、従来例のような入力電流の
休止区間をなくすことができるのである。なお、本実施
例において、負荷３として蛍光灯を接続した場合を考え
ると、インバータ回路２の高周波交流電圧を出力用トラ
ンスＴを介して交流電源１側に帰還させているので、出
力用トランスＴから負荷２の蛍光灯に供給されるエネル
ギが帰還される分だけ減少することになる。そのため、
図４に示すように、負荷２の蛍光灯に流れるランプ電流
に、交流電源１の交流電圧の周期と同期したリップルが
僅かであるが生じてしまう。一方、従来例のように交流
電源１の交流電圧がゼロ付近にあるときに入力電流が流
れない場合には、ランプ電流がゼロ付近にまで落ち込む
ために蛍光灯の光出力のルーメン／ワットが低下する。
しかし、本実施例の電源装置においては、ランプ電流に
生じるリップルが僅かであり、高周波交流電圧を帰還し
重畳させない場合の全波整流平滑をした時の光出力のル
ーメン／ワットと同程度の光出力を得ることができる。
交流電圧の半周期毎にコンデンサＣ 1 の充電と平滑コン
デンサＣ0 の充電とが交互に行われるため、図３に示す
ように交流電源１の交流電圧の一周期当たりの略全域に
渡って入力電流ｉ1 が流れ、従来例のような入力電流の
休止区間をなくすことができるのである。なお、本実施
例において、負荷３として蛍光灯を接続した場合を考え
ると、インバータ回路２の高周波交流電圧を出力用トラ
ンスＴを介して交流電源１側に帰還させているので、出
力用トランスＴから負荷２の蛍光灯に供給されるエネル
ギが帰還される分だけ減少することになる。そのため、
図４に示すように、負荷２の蛍光灯に流れるランプ電流
に、交流電源１の交流電圧の周期と同期したリップルが
僅かであるが生じてしまう。一方、従来例のように交流
電源１の交流電圧がゼロ付近にあるときに入力電流が流
れない場合には、ランプ電流がゼロ付近にまで落ち込む
ために蛍光灯の光出力のルーメン／ワットが低下する。
しかし、本実施例の電源装置においては、ランプ電流に
生じるリップルが僅かであり、高周波交流電圧を帰還し
重畳させない場合の全波整流平滑をした時の光出力のル
ーメン／ワットと同程度の光出力を得ることができる。
【００１３】（実施例２）本実施例の概略回路構成図を
図５に示す。本実施例における電源装置の基本構成は実
施例１のものとほぼ共通であり、共通する部分には同一
の符号を付して説明を省略する。図５に示すように、本
実施例における電源装置と実施例１のものとの相違点
は、平滑コンデンサＣ0 の入力側に接続されていた整流
素子であるダイオードＤ1 がなく、代わりにインバータ
回路２からの帰還巻線ｎをダイオードブリッジＤＢを構
成するダイオードＤ3 に並列に接続したことにある。そ
して、このことにより実施例１の電源装置におけるダイ
オードＤ1 の役割をダイオードブリッジＤＢを構成する
ダイオードＤ5 が担うことになるのである。
図５に示す。本実施例における電源装置の基本構成は実
施例１のものとほぼ共通であり、共通する部分には同一
の符号を付して説明を省略する。図５に示すように、本
実施例における電源装置と実施例１のものとの相違点
は、平滑コンデンサＣ0 の入力側に接続されていた整流
素子であるダイオードＤ1 がなく、代わりにインバータ
回路２からの帰還巻線ｎをダイオードブリッジＤＢを構
成するダイオードＤ3 に並列に接続したことにある。そ
して、このことにより実施例１の電源装置におけるダイ
オードＤ1 の役割をダイオードブリッジＤＢを構成する
ダイオードＤ5 が担うことになるのである。
【００１４】以下、上記構成における電源装置の回路動
作を図６に基づいて説明する。まず、図６（ａ）に示す
ように、交流電源１の交流電圧が正の半周期にあるとき
を考える。帰還巻線ｎにはインバータ回路２の動作周波
数に応じた高周波交流電圧が生じており、この高周波交
流電圧が図６（ａ）におけるｖ1 の向きに生じている場
合には、交流電源１からの入力電流ｉ1 によってコンデ
ンサＣ1 が充電される。逆に、帰還巻線ｎに生じる高周
波交流電圧の向きが反転してｖ2 となった場合には、コ
ンデンサＣ1 の両端電圧と帰還巻線ｎに生じる高周波交
流電圧ｖ2 とが平滑コンデンサＣ0 の両端電圧よりも高
くなるときにダイオードＤ5 がオンとなり、コンデンサ
Ｃ1 からの放電及び高周波交流電圧ｖ2 によって充電電
流ｉ2 が流れ、平滑コンデンサＣ0 が充電される。
作を図６に基づいて説明する。まず、図６（ａ）に示す
ように、交流電源１の交流電圧が正の半周期にあるとき
を考える。帰還巻線ｎにはインバータ回路２の動作周波
数に応じた高周波交流電圧が生じており、この高周波交
流電圧が図６（ａ）におけるｖ1 の向きに生じている場
合には、交流電源１からの入力電流ｉ1 によってコンデ
ンサＣ1 が充電される。逆に、帰還巻線ｎに生じる高周
波交流電圧の向きが反転してｖ2 となった場合には、コ
ンデンサＣ1 の両端電圧と帰還巻線ｎに生じる高周波交
流電圧ｖ2 とが平滑コンデンサＣ0 の両端電圧よりも高
くなるときにダイオードＤ5 がオンとなり、コンデンサ
Ｃ1 からの放電及び高周波交流電圧ｖ2 によって充電電
流ｉ2 が流れ、平滑コンデンサＣ0 が充電される。
【００１５】次に、図６（ｂ）に示すように交流電源１
の交流電圧が負の半周期にあるときには、帰還巻線ｎに
生じる高周波交流電圧が図６（ｂ）におけるｖ1 の向き
に生じている場合に、高周波交流電圧ｖ1 が交流電源１
の交流電圧よりも高いときにダイオードＤ3 がオンとな
り、交流電源１からの入力電流ｉ1 によってコンデンサ
Ｃ1 が充電され、逆に、帰還巻線ｎに生じる高周波交流
電圧の向きが反転してｖ2 となった場合には、コンデン
サＣ1 の両端電圧と帰還巻線ｎに生じる高周波交流電圧
ｖ2 と交流電源１の交流電圧とが平滑コンデンサＣ0 の
両端電圧よりも高くなるときにダイオードＤ4 がオンと
なって充電電流ｉ2 が流れ、平滑コンデンサＣ0 が充電
される。
の交流電圧が負の半周期にあるときには、帰還巻線ｎに
生じる高周波交流電圧が図６（ｂ）におけるｖ1 の向き
に生じている場合に、高周波交流電圧ｖ1 が交流電源１
の交流電圧よりも高いときにダイオードＤ3 がオンとな
り、交流電源１からの入力電流ｉ1 によってコンデンサ
Ｃ1 が充電され、逆に、帰還巻線ｎに生じる高周波交流
電圧の向きが反転してｖ2 となった場合には、コンデン
サＣ1 の両端電圧と帰還巻線ｎに生じる高周波交流電圧
ｖ2 と交流電源１の交流電圧とが平滑コンデンサＣ0 の
両端電圧よりも高くなるときにダイオードＤ4 がオンと
なって充電電流ｉ2 が流れ、平滑コンデンサＣ0 が充電
される。
【００１６】上述のように、交流電源１からの入力電流
ｉ1 をチョッピング電流として、平滑コンデンサＣ0 を
充電しており、図３に示すように交流電源１の交流電圧
の一周期当たりの略全域に渡って入力電流ｉ1 が流れ、
従来例のような入力電流の休止区間をなくすことができ
るのである。なお、本実施例においては帰還巻線ｎをダ
イオードブリッジＤＢを構成するダイオードの内のダイ
オードＤ3 と並列に接続しているが、他のダイオードＤ
2 〜Ｄ5 のいずれと並列に接続しても本実施例と同じ回
路動作を行わせることができる。また、上述した実施例
１及び実施例２におけるインバータ回路２は特に限定さ
れるものではなく、種々の方式のものが適用可能であ
る。
ｉ1 をチョッピング電流として、平滑コンデンサＣ0 を
充電しており、図３に示すように交流電源１の交流電圧
の一周期当たりの略全域に渡って入力電流ｉ1 が流れ、
従来例のような入力電流の休止区間をなくすことができ
るのである。なお、本実施例においては帰還巻線ｎをダ
イオードブリッジＤＢを構成するダイオードの内のダイ
オードＤ3 と並列に接続しているが、他のダイオードＤ
2 〜Ｄ5 のいずれと並列に接続しても本実施例と同じ回
路動作を行わせることができる。また、上述した実施例
１及び実施例２におけるインバータ回路２は特に限定さ
れるものではなく、種々の方式のものが適用可能であ
る。
【００１７】
【発明の効果】請求項１の発明は、交流電源と、交流電
源から供給される交流電圧を整流する整流手段と、整流
手段からの出力電圧を平滑する平滑コンデンサと、平滑
コンデンサから出力される直流電圧を高周波交流電圧に
変換して負荷に供給するインバータと、インバータから
出力される高周波交流電圧をコンデンサを介して整流手
段の出力側に帰還させて高周波交流電圧を整流手段から
の出力電圧に重畳させる電圧帰還手段と、平滑コンデン
サの入力側に接続され高周波交流電圧が重畳された整流
手段の出力電圧を平滑コンデンサに供給する整流素子と
を備えたので、平滑コンデンサの両端電圧と、高周波交
流電圧が重畳された整流手段の出力電圧との大小関係に
よって整流素子の導通／非導通が切り換わることにな
り、交流電源の交流電圧の一周期の略全域に渡って交流
電源から入力電流を流すことが可能となる。その結果、
入力電流のいわゆる休止区間をなくすことができ、しか
も簡単な回路構成で力率の向上と高調波歪の改善とが図
れるという効果がある。
源から供給される交流電圧を整流する整流手段と、整流
手段からの出力電圧を平滑する平滑コンデンサと、平滑
コンデンサから出力される直流電圧を高周波交流電圧に
変換して負荷に供給するインバータと、インバータから
出力される高周波交流電圧をコンデンサを介して整流手
段の出力側に帰還させて高周波交流電圧を整流手段から
の出力電圧に重畳させる電圧帰還手段と、平滑コンデン
サの入力側に接続され高周波交流電圧が重畳された整流
手段の出力電圧を平滑コンデンサに供給する整流素子と
を備えたので、平滑コンデンサの両端電圧と、高周波交
流電圧が重畳された整流手段の出力電圧との大小関係に
よって整流素子の導通／非導通が切り換わることにな
り、交流電源の交流電圧の一周期の略全域に渡って交流
電源から入力電流を流すことが可能となる。その結果、
入力電流のいわゆる休止区間をなくすことができ、しか
も簡単な回路構成で力率の向上と高調波歪の改善とが図
れるという効果がある。
【００１８】請求項２の発明は、上記整流手段をダイオ
ードブリッジとするとともにダイオードブリッジを構成
するダイオードを上記整流素子としたので、交流電源の
交流電圧の一周期の略全域に渡って交流電源から入力電
流を流すことが可能になるだけでなく、整流素子をダイ
オードブリッジを構成するダイオードで兼用することに
よって回路構成を簡略化し、さらにコストダウンを図る
ことができるという効果がある。
ードブリッジとするとともにダイオードブリッジを構成
するダイオードを上記整流素子としたので、交流電源の
交流電圧の一周期の略全域に渡って交流電源から入力電
流を流すことが可能になるだけでなく、整流素子をダイ
オードブリッジを構成するダイオードで兼用することに
よって回路構成を簡略化し、さらにコストダウンを図る
ことができるという効果がある。
【図１】実施例１を示す概略回路構成図である。
【図２】（ａ）及び（ｂ）は同上の動作を説明するため
の説明図である。
の説明図である。
【図３】同上の交流電源の交流電圧と入力電流とを示す
波形図である。
波形図である。
【図４】同上の負荷である蛍光灯のランプ電流を示す波
形図である。
形図である。
【図５】実施例２を示す概略回路構成図である。
【図６】（ａ）及び（ｂ）は同上の動作を説明するため
の説明図である。
の説明図である。
【図７】従来例を示す概略回路構成図である。
【図８】同上の交流電源の交流電圧と入力電流とを示す
波形図である。
波形図である。
１ 交流電源 ２ インバータ回路 ３ 負荷 ＤＢ ダイオードブリッジ Ｔ 出力用トランス Ｃ0 平滑コンデンサ Ｃ1 コンデンサ Ｄ1 ダイオード ｎ 帰還巻線
Claims (2)
- 【請求項１】 交流電源と、交流電源から供給される交
流電圧を整流する整流手段と、整流手段からの出力電圧
を平滑する平滑コンデンサと、平滑コンデンサから出力
される直流電圧を高周波交流電圧に変換して負荷に供給
するインバータと、インバータから出力される高周波交
流電圧をコンデンサを介して整流手段の出力側に帰還さ
せて高周波交流電圧を整流手段からの出力電圧に重畳さ
せる電圧帰還手段と、平滑コンデンサの入力側に接続さ
れ高周波交流電圧が重畳された整流手段の出力電圧を平
滑コンデンサに供給する整流素子とを備えたことを特徴
とする電源装置。 - 【請求項２】 上記整流手段をダイオードブリッジとす
るとともにダイオードブリッジを構成するダイオードを
上記整流素子としたことを特徴とする請求項１記載の電
源装置。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP28530993A JP3329910B2 (ja) | 1993-11-15 | 1993-11-15 | 電源装置 |
| CN941051579A CN1065106C (zh) | 1993-11-15 | 1994-04-28 | 电源装置 |
| US08/235,346 US5644480A (en) | 1993-11-15 | 1994-04-29 | Power source device |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP28530993A JP3329910B2 (ja) | 1993-11-15 | 1993-11-15 | 電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07143758A true JPH07143758A (ja) | 1995-06-02 |
| JP3329910B2 JP3329910B2 (ja) | 2002-09-30 |
Family
ID=17689865
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP28530993A Expired - Fee Related JP3329910B2 (ja) | 1993-11-15 | 1993-11-15 | 電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3329910B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB2490716A (en) * | 2011-05-12 | 2012-11-14 | Robert Roy Francis | Mobile device charge station |
| US8351225B2 (en) | 2009-04-06 | 2013-01-08 | Honda Motor Co., Ltd. | System-interconnected inverter |
-
1993
- 1993-11-15 JP JP28530993A patent/JP3329910B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US8351225B2 (en) | 2009-04-06 | 2013-01-08 | Honda Motor Co., Ltd. | System-interconnected inverter |
| GB2490716A (en) * | 2011-05-12 | 2012-11-14 | Robert Roy Francis | Mobile device charge station |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3329910B2 (ja) | 2002-09-30 |
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