JPH07118048B2

JPH07118048B2 - 再生波形等化回路

Info

Publication number: JPH07118048B2
Application number: JP62041525A
Authority: JP
Inventors: 茂山崎; 勉野田; 富美繁矢次
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1987-02-26
Filing date: 1987-02-26
Publication date: 1995-12-18
Anticipated expiration: 2010-12-18
Also published as: JPS63209005A

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕本発明は、回転ヘツド型デイジタルオーデイオテープレ
コーダなどの磁気記録再生装置に用いて好適な再生波形
等化回路に関する。

〔従来の技術〕

一般に、記録媒体から得られる再生信号は高域が減衰さ
れており、デイジタルオーデイオ信号などのデイジタル
信号を記録再生する磁気記録再生装置において、再生信
号の各パルスは立上り，立下りが緩やかで裾広がりの波
形となつている。このために、デイジタル信号において
は、本来、各パルスの振幅がその中心からパルス伝送間
隔（隣り合う２つのパルスの中心から中心までの間隔）
だけはなれた前後では零でなければならないが、このパ
ルスが裾広がりとなつていることにより、パルス間で互
いに干渉し合い、各パルスの検出に誤りが生じないよう
なパルス伝送を行なうことができない。

そこで、磁気記録再生装置には、再生信号の高域を強調
し、その立上り，立下りを急峻にする再生波形等化回路
が設けられている。

第６図は回転ヘツド型デイジタルオーデイテープレコー
ダ（Ｒ−DAT）の記録再生系を示すブロツク図であつ
て、50はオーデイオ信号の入力端子、51はA/Dコンバー
タ、52は記録信号処理回路、53は記録アンプ、54は回転
ヘツド、55は磁気テープ、56は再生アンプ、57は再生波
形等化回路、58はデータ識別回路、59は再生信号処理回
路、60はD/Aコンバータ、61はオーデオ信号の出力端子
である。

同図において、まず、Ｒ−DATが記録状態にあるときに
は、オーデイオ入力端子50から入力されたオーデイオ信
号はA/Dコンバータ51によつてデイジタルデータに変換
される。次に、デイジタルデータは記録信号処理回路52
により、記録フオーマツトに従つた記録データに変換さ
れ、記録アンプ53によつて電圧，電流変換された後、回
転ヘツド54によつて磁気テープ55上に記録される。次
に、Ｒ−DATが再生状態にあるときには、回転ヘツド54
は磁気テープ55上を走査して記録データを読み出す。読
み出されたデータは、再生アンプ56によつて増幅された
後、波形等化回路57によりパルス同志の干渉が除かれ
る。さらに、データ識別回路58によつてデータ中のクロ
ツクが抽出され、データの“0"と“1"が判別される。さ
らに、この読み出しデータは再生信号処理回路59に入力
されて誤りの検出，訂正などが行われた後に、D/Aコン
バータ60により、再びオーデイオ信号となつて出力端子
61に出力される。

かかる再生波形等化回路としては、従来、たとえば特公
昭54−3603号公報に開示されるように、遅延線によるト
ランスバーサルフイルタが多く用いられている。すなわ
ち、記録媒体からの再生信号を、そのパルス伝送間隔Ｔ
にほぼ等しい遅延時間τを有する遅延線に供給し、この
遅延線の出力端子にτだけ遅延された再生信号を得ると
ともに、この遅延線の出力端子で反射されて２τだけ遅
延された反射再生信号をこの遅延線の入力端子に得、さ
らに、この遅延線の入力再生信号とこの反射再生信号と
を合成し、この合成信号を遅延線の出力信号から減算す
るものである。これは最大利得が得られる角周波数ω_０
がπ／τであるトランスバーサルフイルタである。そこ
で、遅延線の遅延時間τを再生信号のパルス伝送時間Ｔ
にほぼ等しくすると、遅延線の出力信号のピーク点前後
から大幅に減算され、したがつて、記録媒体からの再生
信号が立上り，立下り緩やかで裾広がりのパルスからな
るものであつても、この再生信号よりもほぼパルス伝送
時間Ｔだけ遅れるが、これらパルスは立上り，立下りが
急峻なものとなる。すなわち、パルスが磁気記録再生に
よつて高域減衰しても、この再生波形等化回路により、
高域強調されて元の波形が復元される。

かかる従来技術は、遅延線の数および各遅延線の遅延時
間を最小にして構成されており、これにより、回路規模
が小さく、低価格化がはかれるという優れた特徴を有し
ている。また、この従来技術では、周波数対位相の関係
（以下、位相周波数特性という）が直線的であり、記録
媒体とヘツドとの位相周波数特性が直線的である場合に
は、再生信号の波形の位相を変化させることなく、振幅
好調のみを行なうことができるという利点もある。これ
によると、波形等化によるデイジタル信号のパルス伝送
間隔が変化することがなく、データの記録密度を減少さ
せる必要がない。

しかしながら、デイジタル信号の記録再生装置において
は、記録媒体およびヘツドの位相周波数特性は非直線的
であり、パルスの間隔やパルスの繰り返し周波数に応じ
て再生パルスにピークシフトが生ずる。かかるピークシ
フトを除くようにした再生波形等化回路は、たとえば特
開昭58−3117号公報に開示されている。

〔発明が解決しようとする問題点〕

ところで、再生デイジタル信号からデータを誤りなく検
出するためには、さらに、パルスのピーク点に対して、
その波形が前後対称でなければならない。しかし、記録
媒体から得られる再生デイジタル信号は位相歪をもつ場
合が多く、そのパルス波形は、時間軸上で振幅最大とな
るピーク点を中心にして前後で非対称である。すなわ
ち、このピーク点からパルス伝送間隔だけはなれた２つ
の時点での振幅が異なる。特に回転ヘツド型磁気記録再
生装置においては、その記録過程により、ピーク点より
もパルス伝送間隔だけ遅れた時点での振幅はその時間だ
け進んだ時点での振幅よりも大きくなる。かかる再生デ
イジタル信号を上記特公昭54−3603号公報に開示される
再生波形等化回路で波形等化処理を行なつても、この位
相周波数特性が直線的であることから、パルス波形はピ
ーク点を中心とした非対称のままであり、パルス間の干
渉が除かれずにデータの検出に誤りが生じやすいことに
なる。

また、特開昭58−3117号公報に開示される再生波形等化
回路は再生信号の立上りを改善することによつてピーク
シフトを除くようにしたものであり、ピーク点に対して
前後非対称な裾広がりの波形の再生信号に対しては、満
足すべき波形等化は行なわれ得ない。

遅延線によるトランスバーサルフイルタを用いてパルス
の非対称性を補償するためには、パルス伝送間隔Ｔにほ
ぼ等しいτだけ遅延された再生信号の立上がり，立下が
りを減算して急峻にするための入力再生信号と２τだけ
遅延された再生信号にレベル差、特に、前者に対して後
者のレベルが大となるようにしなければならない。しか
し、このような信号を、遅延線の反射を利用した特公昭
54−3603号公報の手段で得ることは不可能であり、再生
信号を得る複数のタップを設け、これら間毎に遅延線を
設けることが必要となる。たとえば、３タツプ形では、
２個の遅延線が必要となる。このように遅延線が多くな
ると、回路規模，コストなどの点で問題がある。

本発明の目的は、かかる問題点を解決し、遅延線の使用
数を最小とし、ピーク点に対して非対称な波形のパルス
をピーク点に対して対称な波形とすることができるよう
にした再生波形等化回路を提供することにある。

〔問題点を解決するための手段〕

上記目的を達成するために、本発明は、再生信号の一部
をほぼそのパルス伝送時間だけ遅延する遅延回路と、該
再生信号の一部と該遅延回路の遅延時間の２倍だけ遅延
された信号とを合成し、該合成信号の振幅を調整する減
衰器と、該遅延回路の出力信号から減衰器の出力信号を
減算する減算回路とで構成されるトランスバーサルフイ
ルタにおいて、さらに、前記再生信号を所定振幅で該減
算回路に供給するようにし、前記遅延回路の出力信号と
該所定振幅に設定された前記再生信号との加算結果に前
記減衰器の出力信号を減算するようにする。

〔作用〕

再生信号のパルスがピーク点に関して非対称な波形であ
る場合には、遅延回路の出力信号から減衰器の出力信号
を減算しても、得られるパルスの波形はピーク点に関し
て対称とはならない。前記所定振幅の再生信号はこの非
対称を補正するものであり、これを減算器に加えること
により、遅延回路の出力信号から減衰器の出力信号を減
算して得られる信号のピーク点よりも前側の波形をピー
ク点の後側の波形と対称となるようにする。

〔実施例〕

以下、本発明の実施例を図面によつて説明する。

第１図は本発明による再生波形等化回路の一実施例を示
す回路図であつて、１はテープ・ヘツド系などの信号
源、２は遅延線、3,4,5は抵抗、６は減衰器、７は差動
増幅器、８は抵抗、９は出力端子である。再生波形等化
回路は磁気記録再生過程で生ずる微分特性を除去するた
めの積分回路も設けられるが、ここでは、それを省略し
ている。

また、第２図は第１図の各部の信号を示す波形図であつ
て、第１図に対応する信号には同一符号をつけている。

第１図および第２図において、信号源１からの再生信号
ａは、遅延線２の特性インピーダンスZ₀に等しい抵抗値
のインピーダンス整合用抵抗３を介し、インピーダンス
整合用抵抗３と遅延線２の特性インピーダンスとにより
振幅が1/2となつて遅延線２に供給される。この遅延線
２からは再生信号ａと同一波形で時間τだけ遅れた遅延
信号ｂが得られ、抵抗５を介し反転入力として差動増幅
器７に供給される。この抵抗５は遅延信号ｂの増幅度を
決定し、遅延線２の特性インピーダンスZ₀に比べて充分
大きく設定されている。このために、遅延線２と差動増
幅器７とは非整合状態にあり、遅延信号ｂの一部が抵抗
５で反射されて遅延線２を再び通過する。遅延線２の入
力端子には、この反射信号ｄが再生信号ａよりも時間２
τだけ遅れて得られ、これがインピーダンス整合用抵抗
３を通つた再生信号ａ、すなわち振幅が信号源１が出力
する再生信号ａの1/2の入力信号ｃと合成される。この
合成信号ｅは減衰器６で適宜減衰され、非反転入力とし
て差動増幅器７に供給される。以上は、上記従来の技術
と同様に、トランスバーサルフイルタを構成している。

この実施例は、かかる構成に加えて抵抗４を設けてお
り、再生信号ａがこの抵抗４で振幅調整され、反転入力
として差動増幅器７に供給される。

この実施例の作用は、遅延信号ｂから減衰器６で振幅調
整された合成信号ｅを減算し、さらに、抵抗４を通つた
信号ｆを加算するものである。再生信号ａがピーク点に
関して前後が対称な波形のパルスからなるときには、遅
延信号ｂから上記合成信号ｅを減算することにより、出
力端子９には、ピーク点に関して前後な充分対称なパル
スが得られる。しかし、先にも説明したように、Ｒ−DA
Tの場合には、パルスの波形はピーク点よりも後の方が
前の方よりも振幅大の非対称となつており、このような
場合には、合成信号ｅの２つのピークは後の振幅が少な
くとも前の振幅よりも小さい。このために、非対称なパ
ルス波形を対称にすることはできない。

そこで、この実施例では、まず、遅延信号ｂのピーク点
よりもパルス伝送間隔Ｔだけ遅れた点の振幅が零となる
ように、減衰器６の減衰量を設定して合成信号ｅの振幅
を決める。これにより、遅延信号ｂのピーク点よりもパ
ルス伝送時間Ｔだけ進んだ点での振幅は、合成信号ｅの
前のピーク値の減算により、負になる。そこで、抵抗４
を介した信号ｆを加算することにより、遅延信号ｂの負
となつたこの点の振幅を零に補正する。これにより、記
録再生系による位相歪みが除去され、出力端子９には、
立上り，立下りが急峻でピーク点に対して前後が対称な
波形のパルスｇが得られる。

いま、遅延線２の遅延時間τをパルス伝送間隔Ｔにほぼ
等しくすると、出力端子９に得られるパルスｇのピーク
点は再生信号ａのピーク点よりも時間Ｔだけ遅れる。そ
して、再生信号ａのピーク値をC₀、ピーク点から前後時
間Ｔだけはなれた時点の振幅を夫々C_-1,C₁、同じく時間
2Tだけはなれた時点の振幅を夫々C_-2,C₂とすると、この
再生信号ａの波形がピーク点を中心に非対称であること
から、これら振幅C_-2,C_-1,C₁,C₂は零でなく、かつ、C_-2
≠C₂,C_-1≠C₁とする。また、出力端子９に得られるパル
スｇはそのピーク値がC₀′、このピーク点から前後時間
Ｔだけはなれた時点での振幅を夫々C_-1′,C₁′とする
と、これら振幅C_-1′,C₁′がともに零となるように、抵
抗４の抵抗値R₁,抵抗５の抵抗値R₂および減衰器６の減
衰量Ａが設定される。これらは次式（１）〜（３）によ
つて決定される。

すなわち、出力端子９に得られるパルスｇのピーク点を
基準時刻０とすると、まず時刻−Ｔにおけるパルスｇ振幅C_-1′は零であるこ
とより、また、時刻Ｔにおけるパルスｇの振幅C₁′も零であるこ
とより、さらに、時刻０におけるパルスｇの振幅はC₀′であるこ
とより、となる。なお、これらの式（１），（２），（３）にお
いて、G_-1は再生信号ａが抵抗４を介して増幅される増
幅度、G_-2は遅延線の出力信号ｂが抵抗５を介して増幅
される増幅度、G₊は合成信号ｅが、減衰器６を介し、差
動増幅器７によつて増幅される増幅度であり、夫々次式
のように表わされる。

このように、抵抗4,5の抵抗値、減衰器６の減衰量を適
宜設定することにより、再生信号の立上り，立下りが急
峻となり（すなわち、振幅周波数特性の補償）、さら
に、パルス波形が前後のパルス伝送時点では振幅が零と
なり、パルス波形の非対称性が改善（すなわち、位相周
波数特性の補償）される。

第３図は第１図に示した実施例を含む磁気記録再生装置
の再生系の一部を示す回路図であつて、10は可変抵抗、
11は磁気テープ、12は回転ヘッド、13は回転トランス、
14は再生アンプ、15は積分回路であり、第１図に対応す
る部分には同一符号をつけて重複する説明を省略する。

同図において、磁気テープ11から回転ヘツド12により読
み出された再生信号は回転トランス13を介して再生アン
プ14に供給される。再生アンプ14で増幅された再生信号
は積分回路15に供給され、回転ヘツド12による磁気記録
再生過程で生ずる微分特性が除去される。

遅延線2,抵抗３〜5,減衰器6,差動増幅器7,抵抗８は第１
図と同様の回路を構成し、積分回路15とともに再生波形
等化回路を形成している。したがつて、積分回路15の出
力信号は第１図および第２図で説明したように処理さ
れ、出力端子９に立上上り，立下りが急峻でピーク点に
対して前後が対称な波形のパルス信号ｇが得られる。

なお、ここでは、遅延線２の出力端子に可変抵抗10が設
けられているが、これを調整することにより、遅延線２
の出力端子における反射率が変化し、遅延線２の入力信
号ｃと反射信号ｄ（第２図）との振幅比を変化させるこ
とができて合成信号ｅ（第２図）の２つのピークの振幅
を変えることができる。かかる調整が可能とすると、再
生信号が、第２図に示した波形とは逆に、ピーク点より
もパルス伝送間隔Ｔだけ進んだ時点での振幅がこのピー
ク点よりもパルス伝送間隔Ｔだけ遅れた時点での振幅よ
りも大きい非対称な波形をもつ場合でも、出力端子９に
立上り，立下りが急峻でピーク点に対して前後対称な波
形のパルスｇを得ることができる。

この実施例によれば、Ｒ−DATの再生波形等化回路を簡
単な回路構成で実現でき、回路の低コスト化，信頼性の
向上，調整の簡単化をはかることができる。

なお、第３図では、再生アンプ14の直後に積分回路15を
接続し、さらに、その後段に振幅周波数特性，位相周波
数特性を補償する回路を接続する回路構成になつている
か、再生アンプ14の直後にこの補償のための回路を接続
し、その後段に積分回路15を接続する回路構成としても
よい。また、積分回路15の回路構成は、第３図のよう
に、差動増幅器の帰還抵抗に並列にコンデンサを接続す
るのでなく、再生アンプ14の出力端子にコンデンサと抵
抗による一時ローパスフイルタを接続し、その後段に緩
衝増幅器を接続する回路構成としてもよい。さらに、第
３図の回路構成のように積分回路15と上記補償のための
回路を分けるのではなく、１つの差動増幅器に積分特性
と高域強調特性を持たせるようにしてもよい。具体的な
回路構成としては、第３図において、積分回路15は削除
し、再生アンプ14の出力端子を直接整合用抵抗３に接続
し、差動増幅器７の帰還抵抗８に積分特性を持たせるた
めのコンデンサを並列に接続すればよい。

また、第３図では遅延線２によつて得られた信号の減算
手段として差動増幅器７を用いているが、再生信号およ
び遅延線２の非整合端子で得られる信号を一端加算し、
さらに反転増幅した後、遅延線２の整合端子から得られ
る信号と加算増幅してもよい。さらにまた、第３図で
は、積分回路15および差動増幅器７を演算増幅器で構成
してあるが、トランジスタを組合せて構成することもで
きる。また、抵抗４は位相調整のために可変抵抗として
もよいし、減衰器６は固定抵抗で一定の減衰量をもつ減
衰器としてもよい。

ところで、再生信号ａのパルス伝送間隔Ｔが一定の場合
には、遅延線２の遅延時間τは固定でよい。しかしなが
ら、磁気記録再生装置には異なる複数の読み出し速度を
もつものがあり、磁気テープ上でのパルス記録間隔が常
に一定とすると、読み出し速度が異なつた場合、再生信
号のパルス伝送間隔も異なることになる。

第４図はこのための本発明による再生波形等化回路の他
の実施例を示す回路図であつて、3a,3bはインピーダン
ス整合用の抵抗、16〜19はスイツチングトランジスタ、
20a〜20cはコンデンサ、21は制御信号の入力端子であ
り、第１図，第３図に対応する部分には同一符号をつけ
ている。

ここでは、磁気記録再生装置は２つの読み出し速度v₁,v
₂（但し、v₁＜v₂とする）を有するものとし、読み出し
速度v₁のときのパルス伝送間隔をT₁、読み出し速度v₂の
ときのパルス伝送間隔をT₂（但し、T₁＞T₂）とする。

第４図において、遅延線２はLCローパスフイルタで構成
されており、入力端子21からの制御信号によつてスイツ
チングトランジスタ17〜19がオン，オフすることによ
り、遅延線２でコンデンサ20a〜20cが付加されたり、除
かれたりして、遅延線２の遅延時間が変化される。

いま、磁気記録再生装置の読み出し速度が比較的速いv₂
とすると、積分回路15から出力される再生信号のパルス
伝送間隔は比較的狭いT₂である。このときには、入力端
子21からの低レベルの制御信号により、スイツチングト
ランジスタ16〜19はオフ状態となり、遅延線２にはコン
デンサ20a〜20cは付加されない。このときの遅延線２の
遅延時間τ_２はパルス伝送間隔T₂にほぼ等しく、また、
インピーダンス整合用の抵抗3aの抵抗値はこの遅延時間
τ_２のときの遅延線２の入力インピーダンスZ₀₂に等し
く設定されている。

そこで、積分回路15から出力される再生信号はこの抵抗
3aのみを通過して遅延線２などに供給され、遅延線２の
遅延時間がτ_２としたときの第１図に示した実施例と同
様の処理動作を行ない、出力端子９に立上り，立下りが
急峻でピーク点に対して前後が対称な波形のパルスが得
られる。

磁気記録再生装置の読み出し速度が比較的遅いv₁の場合
には、積分回路15から出力される再生信号のパルス伝送
間隔は比較的広いT₁となる。このときには、入力端子21
からの高レベルの制御信号によつてスイツチングトラン
ジスタ16〜19がオンし、インピーダンス整合用抵抗3aに
並列にインピーダンス整合用抵抗3bが接続され、また、
遅延線２にコンデンサ20a〜20cに付加される。これによ
り、遅延線２の遅延時間はパルス伝送時間T₁にほぼ等し
いτ_１となり、インピーダンス整合用抵抗3a,3bの並列
合成抵抗値は遅延時間τ_１のときの遅延線２の入力イン
ピーダンスZ₀₁に等しい。

そこで、積分回路15から出力される再生信号はこれら抵
抗3a,3bを通過して遅延線２などに供給され、遅延線２
の遅延時間がτ_１としたときの第１図に示した実施例と
同様の処理動作を行ない、出力端子９に立上り，立下り
が急峻でピーク点に対して前後が対称な波形のパルスが
得られる。

ところで、一般に、遅延線は非常に高価でかつ外形寸法
が大きく、回路のコストアツプにつながりやすい。しか
し、この実施例によると、１つの遅延線を用いるだけで
２つの異なる読み出し速度を持つ磁気記録再生装置に対
応することができ、回路の低コスト化，省スペース化を
実現できる。

なお、この実施例では、磁気記録再生装置が２つの異な
る読み出し速度をもつものであつたが、３以上の読み出
し速度をもつ場合でも、これに応じてインピーダンス整
合用抵抗，遅延線２に付加すべきコンデンサを設け、こ
れらを読み出し速度に応じて切換えるようにすればよ
い。

第５図は異なる２つの読み出し速度を有する磁気記録再
生装置のための本発明による再生波形等化回路のさらに
他の実施例を示す回路図であつて、2a,2bは遅延線、3
a′,3b′はインピーダンス整合用抵抗、5a,5bは抵抗、2
2a,22bはスイツチングトランジスタ、23a,23bは抵抗、2
4はインバータ、25は制御信号の入力端子であり、第４
図に対応する部分には同一符号をつけている。

第５図において、遅延線2a,抵抗3a′,4,5a,23a,減衰器
6,差動増幅器７および帰還抵抗８は第１図と同様の回路
構成をなし、遅延線2aの遅延時間τ_１を磁気記録再生装
置の読み出し速度がv₁のときのパルス伝送間隔T₁にほぼ
等しくすることにより、積分回路15から出力されるパル
ス伝送間隔T₁の再生信号の振幅周波数特性および位相周
波数特性を補償する回路（以下、第１の特性補償回路と
いう）を構成している。また、遅延線2b,抵抗3b′,4,5
b,23b,減衰器6,差動増幅器７および帰還抵抗８も第１図
と同様の回路構成をなし、遅延線2bの遅延時間τ_２を磁
気記録再生装置の読み出し速度がv₂（≠v₁）のときのパ
ルス伝送間隔T₂（≠T₁）にほぼ等しくすることにより、
積分回路15から出力されるパルス伝送間隔T₂の再生信号
の振幅周波数特性および位相周波数特性を補償する回路
（以下、第２の特性補償回路という）を構成している。
これら第1,第２の補償回路は、位相歪みを除くための抵
抗4,減衰器6,差動増幅器7,帰還抵抗８を共用し、その他
の部分は積分回路15と差動増幅器７との間で並列関係に
なつている。

なお、抵抗23a,23bは振幅調整のためのものであり、減
衰器６とともに遅延線2a,2b,の入力端子に得られる合成
信号（第２図ｅ）の振幅を所定の大きさに設定する。

これら第1,第２の特性補償回路のいずれかが、入力端子
25からの制御信号でスイツチングトランジスタ22a,22b
をオン，オフすることにより選択される。すなわち、い
ま、磁気記録再生装置の読み出し速度がv₁とすると、入
力端子25に入力される制御信号は低レベルであり、スイ
ツチングトランジスタ22aはオフして第１の特性補償回
路が動作状態にある。これに対して、スイツチングトラ
ンジスタ22bはインバータ24によつてレベル反転された
制御信号が供給されることにより、オン状態にあり、抵
抗3b′が接地されて第２の特性補償回路は非作動状態に
ある。

そこで、第１の特性補償回路は積分回路15から出力され
るパルス伝送間隔T₁の再生信号を第１図に示した実施例
と同様に処理する。これにより、出力端子９に立上り，
立下りが急峻でピーク点を中心に前後が対称な波形のパ
ルスが得られる。

これに対して、磁気記録再生装置の読み出し速度がv₂の
ときには、入力端子25に入力される制御信号は高レベル
であり、スイツチングトランジスタ22bがオフして第２
の特性補償回路が動作状態にある。これに対して、スイ
ツチングトランジスタ22aはオン状態にあり、抵抗3a′
が接地されて第１の特性補償回路は非作動状態にある。

そこで、第２の特性補償回路は積分回路15から出力され
るパルス伝送間隔T₂の再生信号を第１図に示した実施例
と同様に処理する。これにより、出力端子９に立上り，
立下りが急峻でピーク点を中心に前後が対称な波形のパ
ルスが得られる。

以上の動作において、第１の特性補償回路が作動状態に
あるときには、抵抗3b′がスイツチングトランジスタ22
bを介して接地されることにより、積分回路15の出力信
号がこの積分回路15の出力抵抗と抵抗3b′によつて分割
され、また、第２の特性補償回路が作動状態にあるとき
には、抵抗3a′がスイツチングトランジスタ22aを介し
て接地されることにより、積分回路15の出力信号がこの
積分回路15の出力抵抗と抵抗3a′とによつて分割される
が、積分回路15の出力抵抗の抵抗値は抵抗3a′,3b′に
比べて充分小さいので、第1,第２の特性補償回路に入力
される再生信号の振幅はこれらによつて低下しない。

この実施例によれば、第４図に示した実施例に比べてス
イツチングトランジスタの数を低減することができる。
また、２つの異なる読み出し速度に対して専用の遅延線
を用いるので、それぞれに最適化を図ることが容易であ
る。さらに、この実施例においても、上記と同様にして
所定数の特性補償回路を設けることにより、３以上の読
み出し速度をもつ磁気記録再生装置に対応できる。

なお、第４図および第５図において、積分回路15と特性
補償回路の配列順序を入れ換えてもよい。また、作動増
幅器はトランジスタを組み合わせて構成してもよいし、
スイツチングトランジスタの代りに、機械的な開閉スイ
ツチを用いてもよいことはいうまでもない。

〔発明の効果〕

以上説明したように、本発明によれば、再生信号の振幅
周波数特性と位相周波数特性とを補償することができ、
立上り，立下りが緩やかでピーク点を中心として非対称
な波形のパルスを立上り，立下りが急峻でピーク点を中
心として対称な波形のパルスとすることができて、パル
ス伝送，パルス信号からのデータ検出が誤りなく行なわ
れ得るようになるし、また、使用する遅延線の数も最小
にすることができて回路構成が簡単となり、調整も著し
く簡単となつて、コストの低減，信頼性の向上をはかる
ことができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明による再生波形等化回路の一実施例を示
す回路図、第２図は第１図の各部の信号を示す波形図、
第３図は第１図に示した実施例を用いた磁気記録再生装
置の再生系を示す回路図、第４図および第５図は夫々本
発明による再生波形等化回路の他の実施例を示す回路
図、第６図は回転ヘツド型デイジタルオーデイオテープ
レコーダの記録再生系を示すブロツク図である。 2,2a,2b……遅延回路、3,3a,3b,3a′,3b′……インピー
ダンス整合用抵抗、４……位相歪み除去用抵抗、５……
抵抗、６……減衰器、７……差動増幅器、８……帰還抵
抗。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】記録媒体からの再生信号がインピーダンス
整合用抵抗を介して入力されかつ遅延時間が該再生信号
のパルス伝送間隔にほぼ等しい遅延回路と、該遅延回路
の入力端子での該再生信号と該再生信号が該遅延回路の
出力端子で反射されて該遅延回路の入力端子に出力され
る反射信号との合成信号の振幅を調整するための減衰器
と、該遅延回路の出力信号と該減衰器の出力信号との減
算処理を行なう減算回路とを備えた再生波形等化回路に
おいて、該遅延回路の出力端子を該インピーダンス整合用抵抗よ
りも抵抗値が高い抵抗で終端して、該抵抗でもって該反
射信号の振幅を低下させ、かつ、該記録媒体からの再生信号を、位相歪除去用抵抗
を介して、該減算回路に供給される該遅延回路の出力信
号に加算し、該再生信号の振幅周波数特性及び位相周波数特性を補償
可能に構成したことを特徴とする再生波形等化回路。
【請求項２】特許請求の範囲第１項において、前記遅延回路は複数の遅延時間を選択的に設定可能であ
って、パルス伝送間隔が異なる前記再生信号の夫々に対
して振幅周波数特性及び位相周波数特性を補償可能に構
成したことを特徴とする再生波形等化回路。
【請求項３】特許請求の範囲第１項において、前記遅延回路は遅延時間が異なる複数の遅延線を有し、
前記再生信号のパルス伝送間隔に応じて該遅延線のいず
れかを選択することにより、該再生信号の夫々に対して
振幅周波数特性及び位相周波数特性を補償可能に構成し
たことを特徴とする再生波形等化回路。