JPH07115591A - イメージセンサの暗出力補正方法及び装置 - Google Patents
イメージセンサの暗出力補正方法及び装置Info
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- JPH07115591A JPH07115591A JP5257409A JP25740993A JPH07115591A JP H07115591 A JPH07115591 A JP H07115591A JP 5257409 A JP5257409 A JP 5257409A JP 25740993 A JP25740993 A JP 25740993A JP H07115591 A JPH07115591 A JP H07115591A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 イメージセンサの暗出力がばらつくことによ
る画像の品質の劣化を防止するために、暗出力ばらつき
を小さくするイメージセンサの暗出力補正方法を提供す
る。 【構成】 暗出力補正するビット数に対応するカウンタ
回路をビット出力クロックに同期させてカウントさせ、
カウンタ回路のデジタル出力をＤ／Ａ変換しアナログ信
号として差動アンプへ供給する。差動アンプにおいて
は、センサの画像読み取り出力（アナログ信号）からカ
ウンタ回路のデジタル出力をＤ／Ａ変換したアナログ信
号が各ビットに対応して差し引かれ、補正されたセンサ
の画像読み取り出力（アナログ信号）が得られる。 【効果】 時系列、画素列などに対応して暗出力がほぼ
一様に変化しているイメージセンサにおいて、デジタル
分解能を損なうことなく、かつ高価な回路構成を使用し
ないで暗出力補正がおこなえる。
る画像の品質の劣化を防止するために、暗出力ばらつき
を小さくするイメージセンサの暗出力補正方法を提供す
る。 【構成】 暗出力補正するビット数に対応するカウンタ
回路をビット出力クロックに同期させてカウントさせ、
カウンタ回路のデジタル出力をＤ／Ａ変換しアナログ信
号として差動アンプへ供給する。差動アンプにおいて
は、センサの画像読み取り出力（アナログ信号）からカ
ウンタ回路のデジタル出力をＤ／Ａ変換したアナログ信
号が各ビットに対応して差し引かれ、補正されたセンサ
の画像読み取り出力（アナログ信号）が得られる。 【効果】 時系列、画素列などに対応して暗出力がほぼ
一様に変化しているイメージセンサにおいて、デジタル
分解能を損なうことなく、かつ高価な回路構成を使用し
ないで暗出力補正がおこなえる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、デジタル複写機やフ
ァクシミリなどの画像読み取り装置に使用されるイメー
ジセンサに関する。特に時系列、画素列などに対応して
暗出力がほぼ一様に変化しているイメージセンサのばら
ついている暗出力を均一にする暗出力補正方法及び装置
に関する。
ァクシミリなどの画像読み取り装置に使用されるイメー
ジセンサに関する。特に時系列、画素列などに対応して
暗出力がほぼ一様に変化しているイメージセンサのばら
ついている暗出力を均一にする暗出力補正方法及び装置
に関する。
【０００２】
【従来の技術】発明者らは長年に渡り、アレイ状の各受
光素子で投影された画像を受像し、受光素子で発生した
電荷を薄膜トランジスタ（ＴＦＴ）から成るスイッチン
グ素子を使って特定のブロック単位で配線容量に一時蓄
積して、駆動用ＩＣにより電気信号として時系列に順次
読み出すという基本構成により、画像情報を原稿と１対
１で読み取る密着型イメージセンサの開発を続けてい
る。例えば、図９はイメージセンサの読み取り１ビット
分の等価回路図であり図１０は図９の回路の各点の転送
波形を示す。全体を符号１１で示すセンサ要素は、受光
素子１２、電荷リセット用スイッチＴＦＴ（ＲＳＴ）１
３、一括転送用一段目スイッチＴＦＴ（ＴＲＮ）１４、
順次出力転送用二段目スイッチＴＦＴ（ＭＵＸ）１５を
有し、センサ１１の出力は半導体素子２０を介して外部
へ出力される。センサ１１の等価回路中にあって、Ａ点
は受光部、Ｂ点は中間転送部、Ｃ点は負荷容量部を示
す。各点の容量ＣA，ＣB，ＣCは、図の回路を構成する
各容量の和として次のように示される。 ＣA＝ＣPD＋ＣADD＋ＣAT＋ＣAR （式１） ＣB＝ＣST＋ＣBT＋ＣBM （式２） ＣC＝ＣL＋ＣIC＋ＣCIC （式３）
光素子で投影された画像を受像し、受光素子で発生した
電荷を薄膜トランジスタ（ＴＦＴ）から成るスイッチン
グ素子を使って特定のブロック単位で配線容量に一時蓄
積して、駆動用ＩＣにより電気信号として時系列に順次
読み出すという基本構成により、画像情報を原稿と１対
１で読み取る密着型イメージセンサの開発を続けてい
る。例えば、図９はイメージセンサの読み取り１ビット
分の等価回路図であり図１０は図９の回路の各点の転送
波形を示す。全体を符号１１で示すセンサ要素は、受光
素子１２、電荷リセット用スイッチＴＦＴ（ＲＳＴ）１
３、一括転送用一段目スイッチＴＦＴ（ＴＲＮ）１４、
順次出力転送用二段目スイッチＴＦＴ（ＭＵＸ）１５を
有し、センサ１１の出力は半導体素子２０を介して外部
へ出力される。センサ１１の等価回路中にあって、Ａ点
は受光部、Ｂ点は中間転送部、Ｃ点は負荷容量部を示
す。各点の容量ＣA，ＣB，ＣCは、図の回路を構成する
各容量の和として次のように示される。 ＣA＝ＣPD＋ＣADD＋ＣAT＋ＣAR （式１） ＣB＝ＣST＋ＣBT＋ＣBM （式２） ＣC＝ＣL＋ＣIC＋ＣCIC （式３）
【０００３】本センサは２段転送方式を採用しており、
１段目でアレイ状の各受光素子から画像情報に応じた電
荷を全受光素子から一括で読み出す。一括で読み出した
後、各受光素子をこれも一括でリセットし、転送されず
に残った電荷をゼロにする。そして二段目で順次出力を
読み出す構成になっている。２段転送方式は全受光素子
の読み取りが同時であるため、動いている原稿上のほぼ
同一ライン上の画像が読み出せる。１段転送方式すなわ
ち前記２段転送方式の、二段目以降のみで読み取る場合
には各受光素子間で読み取りタイミングにズレが生じる
ため動いている原稿上の同一ライン上の画像が読み出せ
ず、例えばアレイ状の各受光素子の並び方向にのびる直
線を読んだとしても同じタイミングで直線画像が読み出
せず、読み取りデータがずれる場合がある。本発明者ら
は前記２段転送方式の開発を進めるにあたり、２段転送
方式センサの暗出力を予測した。以下にその論理を示
す。ただし、この論理式は完全転送が行われており、か
つ隣接間のカップリングの影響が無いものと仮定してい
る。一括転送用一段目スイッチＴＦＴ（ＴＲＮ）１４お
よび順次出力転送用二段目スイッチＴＦＴ（ＭＵＸ）１
５による転送の過程をＱ＝ＣＶの関係式から説明する。
１段目でアレイ状の各受光素子から画像情報に応じた電
荷を全受光素子から一括で読み出す。一括で読み出した
後、各受光素子をこれも一括でリセットし、転送されず
に残った電荷をゼロにする。そして二段目で順次出力を
読み出す構成になっている。２段転送方式は全受光素子
の読み取りが同時であるため、動いている原稿上のほぼ
同一ライン上の画像が読み出せる。１段転送方式すなわ
ち前記２段転送方式の、二段目以降のみで読み取る場合
には各受光素子間で読み取りタイミングにズレが生じる
ため動いている原稿上の同一ライン上の画像が読み出せ
ず、例えばアレイ状の各受光素子の並び方向にのびる直
線を読んだとしても同じタイミングで直線画像が読み出
せず、読み取りデータがずれる場合がある。本発明者ら
は前記２段転送方式の開発を進めるにあたり、２段転送
方式センサの暗出力を予測した。以下にその論理を示
す。ただし、この論理式は完全転送が行われており、か
つ隣接間のカップリングの影響が無いものと仮定してい
る。一括転送用一段目スイッチＴＦＴ（ＴＲＮ）１４お
よび順次出力転送用二段目スイッチＴＦＴ（ＭＵＸ）１
５による転送の過程をＱ＝ＣＶの関係式から説明する。
【０００４】図２において、ＣAT，ＣBT，ＣBM，ＣCM，
ＣARはそれぞれＡ点、Ｂ点、Ｃ点に関与する一括転送用
一段目スイッチＴＦＴ（ＴＲＮ）１４、順次出力転送用
二段目スイッチＴＦＴ（ＭＩＸ）１５、電荷リセット用
スイッチＴＦＴ（ＲＳＴ）１３のゲートとドレインもし
くはソースのオーバーラップ容量である。一括転送前に
受光部（Ａ点）に蓄積されている電荷量ＱA、及び中間
転送部（Ｂ点）に蓄積されている電荷量ＱBTは、 ＱA＝ＣA×ＶA （式４） ＱBT＝ＣB×ＶBT （式５） で表される。一括転送用一段目スイッチＴＦＴ（ＴＲ
Ｎ）１４のゲートがＯＮし、転送が行われたときの平衡
電位ＶTは、 ＶT＝（ＱA＋ＱBT）／（ＣA＋ＣB） （式６） となる。
ＣARはそれぞれＡ点、Ｂ点、Ｃ点に関与する一括転送用
一段目スイッチＴＦＴ（ＴＲＮ）１４、順次出力転送用
二段目スイッチＴＦＴ（ＭＩＸ）１５、電荷リセット用
スイッチＴＦＴ（ＲＳＴ）１３のゲートとドレインもし
くはソースのオーバーラップ容量である。一括転送前に
受光部（Ａ点）に蓄積されている電荷量ＱA、及び中間
転送部（Ｂ点）に蓄積されている電荷量ＱBTは、 ＱA＝ＣA×ＶA （式４） ＱBT＝ＣB×ＶBT （式５） で表される。一括転送用一段目スイッチＴＦＴ（ＴＲ
Ｎ）１４のゲートがＯＮし、転送が行われたときの平衡
電位ＶTは、 ＶT＝（ＱA＋ＱBT）／（ＣA＋ＣB） （式６） となる。
【０００５】次に、ブロック転送前にＢ点に蓄積されて
いる電荷量ＱBM、及び負荷容量部（Ｃ点）に蓄積されて
いる電荷量ＱCは、 ＱBM＝ＣB×ＶBM （式７） ＱC＝ＣC×ＶC （式８） で表される。順次出力読み出し用二段目スイッチＴＦＴ
（ＭＵＸ）１４のゲートがオンし、転送が行われた時の
平衡電位ＶMは、 ＶM＝（ＱBM＋ＱC）／（ＣB＋ＣC） （式９） となる。この時各点の転送前の電位ＶA、ＶBT、ＶBM、
ＶCはそれぞれ、各ＴＦＴの動作によるフィードスルー
の大きさＶｆ１〜Ｖｆ６（後出の式１７〜２１）を用い
て、 ＶA＝ＶQ＋Ｖｆ１−Ｖｆ２ （式１０） ＶBT＝ＶM＋Ｖｆ３−Ｖｆ４ （式１１） ＶBM＝ＶT−Ｖｆ３＋Ｖｆ４ （式１２） ＶC＝Ｖｆ５＋Ｖｆ６ （式１３） で表される。
いる電荷量ＱBM、及び負荷容量部（Ｃ点）に蓄積されて
いる電荷量ＱCは、 ＱBM＝ＣB×ＶBM （式７） ＱC＝ＣC×ＶC （式８） で表される。順次出力読み出し用二段目スイッチＴＦＴ
（ＭＵＸ）１４のゲートがオンし、転送が行われた時の
平衡電位ＶMは、 ＶM＝（ＱBM＋ＱC）／（ＣB＋ＣC） （式９） となる。この時各点の転送前の電位ＶA、ＶBT、ＶBM、
ＶCはそれぞれ、各ＴＦＴの動作によるフィードスルー
の大きさＶｆ１〜Ｖｆ６（後出の式１７〜２１）を用い
て、 ＶA＝ＶQ＋Ｖｆ１−Ｖｆ２ （式１０） ＶBT＝ＶM＋Ｖｆ３−Ｖｆ４ （式１１） ＶBM＝ＶT−Ｖｆ３＋Ｖｆ４ （式１２） ＶC＝Ｖｆ５＋Ｖｆ６ （式１３） で表される。
【０００６】半導体素子２０入力前のセンサ１１の出力
端子の出力電圧Ｖｏｕｔは、 Ｖｏｕｔ＝ＶM−Ｖｆ５−Ｖｆ６ （式１４） であるので、（式３）〜（式１４）の連立方程式を解く
と、 Ｖｏｕｔ＝ＣA・ＣB／（ＣA・ＣC＋ＣA・ＣB＋ＣB・ＣC）×（ＶQ＋Ｖｆ１− Ｖｆ２−Ｖｆ３＋Ｖｆ４−Ｖｆ５−Ｖｆ６） （式１５） となる。暗出力はフォトダイオードでの発生電荷が無い
のでＶQ＝０となり、 Ｖｏｕｔ＝ＣA・ＣB／（ＣA・ＣC＋ＣA・ＣB＋ＣB・ＣC）×（Ｖｆ１−Ｖｆ２ −Ｖｆ３＋Ｖｆ４−Ｖｆ５−Ｖｆ６） （式１６） となる。
端子の出力電圧Ｖｏｕｔは、 Ｖｏｕｔ＝ＶM−Ｖｆ５−Ｖｆ６ （式１４） であるので、（式３）〜（式１４）の連立方程式を解く
と、 Ｖｏｕｔ＝ＣA・ＣB／（ＣA・ＣC＋ＣA・ＣB＋ＣB・ＣC）×（ＶQ＋Ｖｆ１− Ｖｆ２−Ｖｆ３＋Ｖｆ４−Ｖｆ５−Ｖｆ６） （式１５） となる。暗出力はフォトダイオードでの発生電荷が無い
のでＶQ＝０となり、 Ｖｏｕｔ＝ＣA・ＣB／（ＣA・ＣC＋ＣA・ＣB＋ＣB・ＣC）×（Ｖｆ１−Ｖｆ２ −Ｖｆ３＋Ｖｆ４−Ｖｆ５−Ｖｆ６） （式１６） となる。
【０００７】この時各ＴＦＴ及びＩＣのリセットスイッ
チの動作によるフィードスルーの大きさＶｆｎ（ｎ＝１
〜６）は、ゲート電圧のスイング幅を△ＶTFTとする
と、 Ｖｆ１＝ＣAT／ＣA×△ＶTFT （式１７） Ｖｆ２＝ＣAR／ＣA×△ＶTFT （式１８） Ｖｆ３＝ＣBT／ＣB×△ＶTFT （式１９） Ｖｆ４＝ＣBM／ＣB×△ＶTFT （式２０） Ｖｆ５＝ＣCM／ＣL×△ＶTFT （式２１） ＶＦ６＝ＣIC／ＣL×△ＶIC （式２２） で表される。
チの動作によるフィードスルーの大きさＶｆｎ（ｎ＝１
〜６）は、ゲート電圧のスイング幅を△ＶTFTとする
と、 Ｖｆ１＝ＣAT／ＣA×△ＶTFT （式１７） Ｖｆ２＝ＣAR／ＣA×△ＶTFT （式１８） Ｖｆ３＝ＣBT／ＣB×△ＶTFT （式１９） Ｖｆ４＝ＣBM／ＣB×△ＶTFT （式２０） Ｖｆ５＝ＣCM／ＣL×△ＶTFT （式２１） ＶＦ６＝ＣIC／ＣL×△ＶIC （式２２） で表される。
【０００８】実際のセンサにおいては、センサ基板にお
いてガラスを採用しており、各着膜工程での熱履歴によ
りガラス基板が縮み、各膜においてある点においてマス
クパターンのアライメントを合致させたとしてもマスク
サイズの範囲内において、アライメントがズレることが
生じる。例えば、前記ＴＦＴのゲートを第一のメタルで
構成し前記ＴＦＴのドレインとソースを第二のメタルで
構成しているとき、そのオーバーラップ量のＣAT、
ＣAR、ＣBT、ＣBM、ＣCMは第一のメタルと第二のメタル
のアライメントがズレることによりズレ量に応じて変化
することになる。マスクサイズの範囲内においてはアラ
イメントの一致位置より遠ざかる程アライメントは一様
にズレることになり、それに応じてオーバーラップ量Ｃ
AT、ＣAR、ＣBT、ＣBM、ＣCMは一様に変化して、故にオ
ーバーラップ量ＣAT、ＣAR、ＣBT、ＣBM、ＣCM存在する
暗出力はアライメントがズレることによりズレ量に応じ
て一様に変化することになる。暗出力の不均一性が大き
い場合には画像を読み取って再生したときに、忠実な再
現性がえられないことが多い。
いてガラスを採用しており、各着膜工程での熱履歴によ
りガラス基板が縮み、各膜においてある点においてマス
クパターンのアライメントを合致させたとしてもマスク
サイズの範囲内において、アライメントがズレることが
生じる。例えば、前記ＴＦＴのゲートを第一のメタルで
構成し前記ＴＦＴのドレインとソースを第二のメタルで
構成しているとき、そのオーバーラップ量のＣAT、
ＣAR、ＣBT、ＣBM、ＣCMは第一のメタルと第二のメタル
のアライメントがズレることによりズレ量に応じて変化
することになる。マスクサイズの範囲内においてはアラ
イメントの一致位置より遠ざかる程アライメントは一様
にズレることになり、それに応じてオーバーラップ量Ｃ
AT、ＣAR、ＣBT、ＣBM、ＣCMは一様に変化して、故にオ
ーバーラップ量ＣAT、ＣAR、ＣBT、ＣBM、ＣCM存在する
暗出力はアライメントがズレることによりズレ量に応じ
て一様に変化することになる。暗出力の不均一性が大き
い場合には画像を読み取って再生したときに、忠実な再
現性がえられないことが多い。
【０００９】従来、暗出力補正方法として、以下の例が
知られている。特開昭５７−４２２７５号公報（従来技
術の１）に示されたものは、第一の期間で記憶された暗
電流と第二の期間で読み出されて走査して得られた信号
との差分をとることによりセンサの暗電流を補正する。
第一の期間でシャッターが閉じて読み出された暗電流信
号はデジタル化され記憶される。第二の期間でシャッタ
ーが開いて読み出された画像に対応する出力信号はデジ
タル化され差分回路に導入されここで第一の期間で記憶
された暗電流信号との差分がとられて暗電流を補正す
る。
知られている。特開昭５７−４２２７５号公報（従来技
術の１）に示されたものは、第一の期間で記憶された暗
電流と第二の期間で読み出されて走査して得られた信号
との差分をとることによりセンサの暗電流を補正する。
第一の期間でシャッターが閉じて読み出された暗電流信
号はデジタル化され記憶される。第二の期間でシャッタ
ーが開いて読み出された画像に対応する出力信号はデジ
タル化され差分回路に導入されここで第一の期間で記憶
された暗電流信号との差分がとられて暗電流を補正す
る。
【００１０】特開昭５９−１９３６６５号公報（従来技
術の２）に示されたものは、撮像素子が出力する画像に
対応する出力信号の各ビットのレベルに略比例する信号
レベルを、光源の消灯時に記憶手段に記憶しておくこと
により、その信号レベルに応じてレベル補正を行い、素
子の暗電流を十分に補正し画質の向上を図る。蛍光ラン
プが消灯した状態で暗電流を１ライン分読み取り、画信
号対応のアドレス信号を供給し、アンプ、Ａ／Ｄ変換を
経由してデジタル記憶回路に記憶する。次にランプを点
灯させて得られた画像に対応する出力信号と、記憶され
ていたデジタルの暗電流信号をＤ／Ａ変換した信号とを
差分回路に加え暗電流を補正する。
術の２）に示されたものは、撮像素子が出力する画像に
対応する出力信号の各ビットのレベルに略比例する信号
レベルを、光源の消灯時に記憶手段に記憶しておくこと
により、その信号レベルに応じてレベル補正を行い、素
子の暗電流を十分に補正し画質の向上を図る。蛍光ラン
プが消灯した状態で暗電流を１ライン分読み取り、画信
号対応のアドレス信号を供給し、アンプ、Ａ／Ｄ変換を
経由してデジタル記憶回路に記憶する。次にランプを点
灯させて得られた画像に対応する出力信号と、記憶され
ていたデジタルの暗電流信号をＤ／Ａ変換した信号とを
差分回路に加え暗電流を補正する。
【００１１】ところで、このような従来技術の１におい
ては、１ライン分の各ビットの暗電流を一度デジタル化
してデジタル記憶回路に記憶するので、原理上各ビット
がどの様にばらついていても、その補正が可能である
が、ばらつきが非常に大きい場合にはＤ／Ａ変換器の有
効レンジを超えて補正できないことがありえる。また、
補正できないまでいかなくとも補正することにより、画
像情報に対してのデジタル分解能が悪くなり精度良い画
像の再現性が悪くなるという問題があった。また、従来
技術の２においても同様であるが、暗電流を一度デジタ
ル化して記憶するデジタル記憶回路が必要であり、高価
な回路構成となる。
ては、１ライン分の各ビットの暗電流を一度デジタル化
してデジタル記憶回路に記憶するので、原理上各ビット
がどの様にばらついていても、その補正が可能である
が、ばらつきが非常に大きい場合にはＤ／Ａ変換器の有
効レンジを超えて補正できないことがありえる。また、
補正できないまでいかなくとも補正することにより、画
像情報に対してのデジタル分解能が悪くなり精度良い画
像の再現性が悪くなるという問題があった。また、従来
技術の２においても同様であるが、暗電流を一度デジタ
ル化して記憶するデジタル記憶回路が必要であり、高価
な回路構成となる。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】この発明は、デジタル
分解能を損なうことがなく、メモリー周辺回路を用いな
いためコストが安くでき、かつ充分な効果が発揮できる
暗出力補正手段、すなわち各ビットが一様に変化してい
る暗出力の変化量を補正する方法及び装置を提供する。
昨今のファクシミリや、スキャナーの市場においては価
格競争が激しくメモリー周辺回路の製造コストを節約し
ようとするのが常識であり、センサには暗出力補正を必
要としないレベルの暗出力ばらつきが求められており、
いわゆるランダムな暗出力ばらつきは非常に小さくなっ
てきており、一様な暗出力の変化量を補正するのみで充
分使用に耐えうることが判明した。そこで本発明は、こ
の点に着目して安価かつ充分な暗出力の補正方法と装置
を提供するものである。
分解能を損なうことがなく、メモリー周辺回路を用いな
いためコストが安くでき、かつ充分な効果が発揮できる
暗出力補正手段、すなわち各ビットが一様に変化してい
る暗出力の変化量を補正する方法及び装置を提供する。
昨今のファクシミリや、スキャナーの市場においては価
格競争が激しくメモリー周辺回路の製造コストを節約し
ようとするのが常識であり、センサには暗出力補正を必
要としないレベルの暗出力ばらつきが求められており、
いわゆるランダムな暗出力ばらつきは非常に小さくなっ
てきており、一様な暗出力の変化量を補正するのみで充
分使用に耐えうることが判明した。そこで本発明は、こ
の点に着目して安価かつ充分な暗出力の補正方法と装置
を提供するものである。
【００１３】
【課題を解決するための手段】本発明の暗出力補正方法
及び装置は、具体的手段として、暗出力補正するビット
数を画像読み取りクロックに同期してカウントする係数
手段と、該係数手段の出力するデジタル信号をアナログ
信号に変換するＤ／Ａ変換手段と、センサの出力する画
像読み取り信号と該画像読み取り信号のビットに対応す
る前記Ｄ／Ａ変換手段の出力信号を入力して、前記画像
読み取り信号から前記Ｄ／Ａ変換手段の出力信号を差し
引いて補正された画像読み取り信号を出力する差動増幅
手段を備える。そして、暗出力補正するビット数に対応
するカウンタ回路をビット出力クロックに同期させてカ
ウントさせ、カウンタ回路のデジタル出力をＤ／Ａ変換
しアナログ信号として差動アンプへ供給する。差動アン
プにおいては、センサの画像読み取り出力（アナログ信
号）からカウンタ回路のデジタル出力をＤ／Ａ変換した
アナログ信号が各ビットに対応して差し引かれ、新たな
出力（アナログ信号）が得られる。また、Ｄ／Ａ変換し
たアナログ信号を差動アンプへ供給する際にもう一度増
幅率が可変のアンプを設けることにより、Ｄ／Ａ変換し
たアナログ信号の大きさを一様な倍率で変更することが
できる。
及び装置は、具体的手段として、暗出力補正するビット
数を画像読み取りクロックに同期してカウントする係数
手段と、該係数手段の出力するデジタル信号をアナログ
信号に変換するＤ／Ａ変換手段と、センサの出力する画
像読み取り信号と該画像読み取り信号のビットに対応す
る前記Ｄ／Ａ変換手段の出力信号を入力して、前記画像
読み取り信号から前記Ｄ／Ａ変換手段の出力信号を差し
引いて補正された画像読み取り信号を出力する差動増幅
手段を備える。そして、暗出力補正するビット数に対応
するカウンタ回路をビット出力クロックに同期させてカ
ウントさせ、カウンタ回路のデジタル出力をＤ／Ａ変換
しアナログ信号として差動アンプへ供給する。差動アン
プにおいては、センサの画像読み取り出力（アナログ信
号）からカウンタ回路のデジタル出力をＤ／Ａ変換した
アナログ信号が各ビットに対応して差し引かれ、新たな
出力（アナログ信号）が得られる。また、Ｄ／Ａ変換し
たアナログ信号を差動アンプへ供給する際にもう一度増
幅率が可変のアンプを設けることにより、Ｄ／Ａ変換し
たアナログ信号の大きさを一様な倍率で変更することが
できる。
【００１４】
【作用】本発明によれば、ビット出力クロックに同期さ
せてカウントしているカウンタ回路のデジタル出力は、
１クロック毎にカウントアップ、もしくはカウントダウ
ンされ、そのデジタル出力はＤ／Ａ変換されるとビット
出力クロックに同期して一様に漸増もしくは漸減するア
ナログ信号となる。本発明者らのセンサの画像読み取り
出力（アナログ信号）においては一様に漸増もしくは漸
減する暗出力を含んだ形で画像読み取り信号が得られて
いるが、この信号より差動アンプにおいてカウンタ回路
のデジタル出力をＤ／Ａ変換したアナログ信号を引くこ
とにより、一様に漸増もしくは漸減する暗出力が補正さ
れたセンサの画像読み取り出力（アナログ信号）が得ら
れる。一様に漸増もしくは漸減する暗出力がどのような
割合で漸増もしくは漸減するかには対応できる。Ｄ／Ａ
変換したアナログ信号は増幅率が可変のアンプを介して
おり、ここでの増幅率の調整によりＤ／Ａ変換したアナ
ログ信号は大きさが変えることができる。よって、一様
に漸増もしくは漸減する暗出力がどのような割合で漸増
もしくは漸減するかには対応ができる。
せてカウントしているカウンタ回路のデジタル出力は、
１クロック毎にカウントアップ、もしくはカウントダウ
ンされ、そのデジタル出力はＤ／Ａ変換されるとビット
出力クロックに同期して一様に漸増もしくは漸減するア
ナログ信号となる。本発明者らのセンサの画像読み取り
出力（アナログ信号）においては一様に漸増もしくは漸
減する暗出力を含んだ形で画像読み取り信号が得られて
いるが、この信号より差動アンプにおいてカウンタ回路
のデジタル出力をＤ／Ａ変換したアナログ信号を引くこ
とにより、一様に漸増もしくは漸減する暗出力が補正さ
れたセンサの画像読み取り出力（アナログ信号）が得ら
れる。一様に漸増もしくは漸減する暗出力がどのような
割合で漸増もしくは漸減するかには対応できる。Ｄ／Ａ
変換したアナログ信号は増幅率が可変のアンプを介して
おり、ここでの増幅率の調整によりＤ／Ａ変換したアナ
ログ信号は大きさが変えることができる。よって、一様
に漸増もしくは漸減する暗出力がどのような割合で漸増
もしくは漸減するかには対応ができる。
【００１５】
【実施例】以下、実施例に基づいて、本発明を具体的に
説明する。図１は実施例の補正手段を適用できるセンサ
の回路ブロック図、図２は実施例の回路ブロック図であ
る。 図１において、全体を符号３０で示すイメージセ
ンサは、１２×６４の受光素子群３３を備える、１２個
の要素を１つのブロックとして、６４個のブロック３１
−１、３１−２、・・・３１−６３、３１−６４に区分
される。各要素の等価回路は、図９で説明したものと同
様であり、それぞれ電荷リセット用スイッチ群３４一括
転送用一段目スイッチＴＦＴ群３５、順次読み出し用二
段目スイッチＴＦＴ群３６を有する。各要素からの出力
は６４ビット読み取りアンプ３７で読みとられ、ビット
出力３８として送り出される。この作動シーケンスは図
３に示される。
説明する。図１は実施例の補正手段を適用できるセンサ
の回路ブロック図、図２は実施例の回路ブロック図であ
る。 図１において、全体を符号３０で示すイメージセ
ンサは、１２×６４の受光素子群３３を備える、１２個
の要素を１つのブロックとして、６４個のブロック３１
−１、３１−２、・・・３１−６３、３１−６４に区分
される。各要素の等価回路は、図９で説明したものと同
様であり、それぞれ電荷リセット用スイッチ群３４一括
転送用一段目スイッチＴＦＴ群３５、順次読み出し用二
段目スイッチＴＦＴ群３６を有する。各要素からの出力
は６４ビット読み取りアンプ３７で読みとられ、ビット
出力３８として送り出される。この作動シーケンスは図
３に示される。
【００１６】図３において、受光素子群３３で発生した
画情報に基づく電荷は一括転送ＴＦＴ群３５を通じて順
次転送ＴＦＴ群３６の手前まで転送される。一括転送が
終了した受光素子群３３はリセットＴＦＴ群３４により
残っている電荷がゼロにされる。一括転送された電荷は
順次転送ＴＦＴ群３６により各ブロック３１−１から３
１−６４の１ビットめが６４ヶだけ６４ビット読み取り
アンプ３７に入力され次に各ブロックの２ビットめが６
４ヶだけ６４ビット読み取りアンプ３７に入力されると
いう様に順次読み取られていく。この時ビット出力３８
には６４ビット読み取りアンプ３７内でパラレルからシ
リアルに変換されて時系列に（１ブロックめ３１−１の
１ビット）、（２ブロックめ３１−２の１ビット）、
（３ブロックめ３１−３の１ビット）、中略、（６４ブ
ロックめ３１−６４の１ビット）、（１ブロックめ３１
−１の２ビット）、中略、（６４ブロックめ３１−６４
の２ビット）、中略（１ブロックめ３１−１の１２ビッ
ト）、中略、（６４ブロックめ３１−６４の１２ビッ
ト）、と順次出力が得られる。
画情報に基づく電荷は一括転送ＴＦＴ群３５を通じて順
次転送ＴＦＴ群３６の手前まで転送される。一括転送が
終了した受光素子群３３はリセットＴＦＴ群３４により
残っている電荷がゼロにされる。一括転送された電荷は
順次転送ＴＦＴ群３６により各ブロック３１−１から３
１−６４の１ビットめが６４ヶだけ６４ビット読み取り
アンプ３７に入力され次に各ブロックの２ビットめが６
４ヶだけ６４ビット読み取りアンプ３７に入力されると
いう様に順次読み取られていく。この時ビット出力３８
には６４ビット読み取りアンプ３７内でパラレルからシ
リアルに変換されて時系列に（１ブロックめ３１−１の
１ビット）、（２ブロックめ３１−２の１ビット）、
（３ブロックめ３１−３の１ビット）、中略、（６４ブ
ロックめ３１−６４の１ビット）、（１ブロックめ３１
−１の２ビット）、中略、（６４ブロックめ３１−６４
の２ビット）、中略（１ブロックめ３１−１の１２ビッ
ト）、中略、（６４ブロックめ３１−６４の１２ビッ
ト）、と順次出力が得られる。
【００１７】前述の如くの理由によりその暗出力はマス
クのアライメントのズレに応じて一様に漸増もしくは漸
減する。例えば図４に示す如くにマスクのアライメント
のズレがガラス基板の収縮によりおきたとする。前述と
同様に考えればその暗出力はＣCMに応じて一様に漸増も
しくは漸減する。具体的なケースとしてＴＦＴのオーバ
ーラップが３μｍでマスクのアライメントのズレが大き
いところで１μｍであるとすると、アライメントが一致
しているところでのオーバーラップ容量Ｃ1とズレが１
μｍと大きいところでのオーバーラップ容量Ｃ2はＣ2＝
Ｃ1×２／３となり、約３３％の差があることになる。
発明者らの計算実験によればこの差が一様に各ビットに
分布しているとき暗出力としては図５の如くなり、約８
００ｍＶ一様に漸増する暗出力差となっている。ただし
時系列での信号でみると順次読み出しおよび１２ブロッ
ク分割の構成上、６４ビット毎に一様に漸増する暗出力
差となっている。１２ブロック毎においては６４ビット
毎に漸増するその一様性はアライメントのズレが一様で
ある限り、１２ブロック毎異なることはない。出力を時
系列で６４ビット毎の繰り返し部分のみ示すと、図６と
なる。
クのアライメントのズレに応じて一様に漸増もしくは漸
減する。例えば図４に示す如くにマスクのアライメント
のズレがガラス基板の収縮によりおきたとする。前述と
同様に考えればその暗出力はＣCMに応じて一様に漸増も
しくは漸減する。具体的なケースとしてＴＦＴのオーバ
ーラップが３μｍでマスクのアライメントのズレが大き
いところで１μｍであるとすると、アライメントが一致
しているところでのオーバーラップ容量Ｃ1とズレが１
μｍと大きいところでのオーバーラップ容量Ｃ2はＣ2＝
Ｃ1×２／３となり、約３３％の差があることになる。
発明者らの計算実験によればこの差が一様に各ビットに
分布しているとき暗出力としては図５の如くなり、約８
００ｍＶ一様に漸増する暗出力差となっている。ただし
時系列での信号でみると順次読み出しおよび１２ブロッ
ク分割の構成上、６４ビット毎に一様に漸増する暗出力
差となっている。１２ブロック毎においては６４ビット
毎に漸増するその一様性はアライメントのズレが一様で
ある限り、１２ブロック毎異なることはない。出力を時
系列で６４ビット毎の繰り返し部分のみ示すと、図６と
なる。
【００１８】図２においては、図１のセンサの暗出力を
補正するための回路構成を示している。制御回路４０を
構成するカウンタ回路４１はセンサ４５のブロック４９
に同期してカウントアップする。カウントは６４までで
あり、６５クロックめには元にもどり再び下からカウン
トアップし、以降６４毎にこの動作を繰り返す。カウン
タ回路４１には６ビットカウンタ素子を用いることで構
成できる。カウンタ回路４１のデジタル出力信号はＤ
／Ａ変換器４２を経てアナログ信号となり、増幅率可
変のアンプ４３を通して適度な大きさのアナログ信号
（暗出力補正用出力４６）として差動アンプ４４に供給
される。アンプ４３からの出力を時系列で６４ビット毎
の繰り返しで示すと、やはり、図６と同じになる。差動
アンプ４４にはセンサ４５の画像読み取り出力信号
（暗出力補正前のセンサ出力４８）も供給され差動アン
プ４４において適度な大きさのアナログ信号（暗出力
補正用出力４６）が差し引かれて、差動アンプ４４の出
力即ち暗出力を補正された画像読み取り出力信号（暗
出力補正後のセンサ出力４７）が得られる。各信号
を６４ビット分の波形で示すと図７の如くなる。
補正するための回路構成を示している。制御回路４０を
構成するカウンタ回路４１はセンサ４５のブロック４９
に同期してカウントアップする。カウントは６４までで
あり、６５クロックめには元にもどり再び下からカウン
トアップし、以降６４毎にこの動作を繰り返す。カウン
タ回路４１には６ビットカウンタ素子を用いることで構
成できる。カウンタ回路４１のデジタル出力信号はＤ
／Ａ変換器４２を経てアナログ信号となり、増幅率可
変のアンプ４３を通して適度な大きさのアナログ信号
（暗出力補正用出力４６）として差動アンプ４４に供給
される。アンプ４３からの出力を時系列で６４ビット毎
の繰り返しで示すと、やはり、図６と同じになる。差動
アンプ４４にはセンサ４５の画像読み取り出力信号
（暗出力補正前のセンサ出力４８）も供給され差動アン
プ４４において適度な大きさのアナログ信号（暗出力
補正用出力４６）が差し引かれて、差動アンプ４４の出
力即ち暗出力を補正された画像読み取り出力信号（暗
出力補正後のセンサ出力４７）が得られる。各信号
を６４ビット分の波形で示すと図７の如くなる。
【００１９】アライメントのズレはガラスの収縮率によ
り異なるので、製造されてくるセンサ基板によって異な
ることがある。例えば、最大で０．６μｍのズレの場合
もあれば最大で０．４μｍのズレの場合もありうる。こ
のとき、それぞれのズレのケースにおけるセンサ暗出力
は６４ビット毎で時系列に一様に漸増するその度合いが
異なり、６４ビット毎の繰り返しで示すと、図８とな
る。いずれのズレの場合においても増幅率可変のアンプ
４３の増幅率を変えることにより、適切なアナログ信号
（暗出力補正用出力４６）を得ることができ、暗出力
をそれぞれに応じて補正した画像読み取り出力信号
（暗出力補正後のセンサ出力信号４７）を得ることがで
きる。
り異なるので、製造されてくるセンサ基板によって異な
ることがある。例えば、最大で０．６μｍのズレの場合
もあれば最大で０．４μｍのズレの場合もありうる。こ
のとき、それぞれのズレのケースにおけるセンサ暗出力
は６４ビット毎で時系列に一様に漸増するその度合いが
異なり、６４ビット毎の繰り返しで示すと、図８とな
る。いずれのズレの場合においても増幅率可変のアンプ
４３の増幅率を変えることにより、適切なアナログ信号
（暗出力補正用出力４６）を得ることができ、暗出力
をそれぞれに応じて補正した画像読み取り出力信号
（暗出力補正後のセンサ出力信号４７）を得ることがで
きる。
【００２０】
【発明の効果】本発明によれば、上述の如く一様に変化
する暗出力をそれぞれのセンサの変化の度合いに応じて
補正することができる。前記従来技術の１のように、デ
ジタルで補正してデジタル分解能を損なうことはなく、
かつ補正パターンを発生せしめる回路としては、簡単な
カウンタ回路とアンプでよく前記従来技術２の様にメモ
リー回路を使い補正データを保持する場合に比べてコス
トメリットが大きい。従来技術の２では８ＭＨｚ駆動を
仮定するとき、Ａ／Ｄ変換器、デジタル記憶回路（メモ
リー８ＫＢｙｔｅ）、Ｄ／Ａ変換器を必要とするが、本
発明の実施例ではカウンタ素子、Ｄ／Ａ変換器のみを使
用する簡単な構成となり、一様に変化する暗出力を補正
する手段としてはきわめて有効である。また、従来技術
１との併用によりデジタルで補正する際の前処理として
活用することも有効である。
する暗出力をそれぞれのセンサの変化の度合いに応じて
補正することができる。前記従来技術の１のように、デ
ジタルで補正してデジタル分解能を損なうことはなく、
かつ補正パターンを発生せしめる回路としては、簡単な
カウンタ回路とアンプでよく前記従来技術２の様にメモ
リー回路を使い補正データを保持する場合に比べてコス
トメリットが大きい。従来技術の２では８ＭＨｚ駆動を
仮定するとき、Ａ／Ｄ変換器、デジタル記憶回路（メモ
リー８ＫＢｙｔｅ）、Ｄ／Ａ変換器を必要とするが、本
発明の実施例ではカウンタ素子、Ｄ／Ａ変換器のみを使
用する簡単な構成となり、一様に変化する暗出力を補正
する手段としてはきわめて有効である。また、従来技術
１との併用によりデジタルで補正する際の前処理として
活用することも有効である。
【図１】 本発明を適用するイメージセンサの全体ブロ
ック図である。１ブロックは１２ビットより構成され全
６４ブロックでは１２×６４ビット、すなわち１２４８
ビットの受光素子がある。
ック図である。１ブロックは１２ビットより構成され全
６４ブロックでは１２×６４ビット、すなわち１２４８
ビットの受光素子がある。
【図２】 本発明の暗出力補正方法を実施する回路を構
成する全体ブロック図である。
成する全体ブロック図である。
【図３】 イメージセンサの全体ブロック図（図１）に
対応するタイミングチャートである。
対応するタイミングチャートである。
【図４】 イメージセンサの第一メタルと第二メタルの
アライメントが一致している箇所とアライメントがズレ
ている箇所を模式的に表した図である。
アライメントが一致している箇所とアライメントがズレ
ている箇所を模式的に表した図である。
【図５】 イメージセンサの第一メタルと第二メタルの
アライメントがズレている場合の暗出力とアライメント
のズレ量の関係図である。
アライメントがズレている場合の暗出力とアライメント
のズレ量の関係図である。
【図６】 イメージセンサの第一メタルと第二メタルの
アライメントがズレている場合の暗出力と時系列の出力
ビット（６４×１２ヶ）の関係図である。また、時系列
のアナログ信号（暗出力補正用出力４６）の出力であ
る。
アライメントがズレている場合の暗出力と時系列の出力
ビット（６４×１２ヶ）の関係図である。また、時系列
のアナログ信号（暗出力補正用出力４６）の出力であ
る。
【図７】 イメージセンサの第一メタルと第二メタルの
アライメントがズレている場合の時系列画像読み取り出
力（暗出力補正前のセンサ出力４８）を時系列のアナ
ログ信号（暗出力補正用出力４６）で補正し時系列暗
出力を補正された画像読み取り出力（暗出力補正後の
センサ出力４７）が得られることを示す図である。
アライメントがズレている場合の時系列画像読み取り出
力（暗出力補正前のセンサ出力４８）を時系列のアナ
ログ信号（暗出力補正用出力４６）で補正し時系列暗
出力を補正された画像読み取り出力（暗出力補正後の
センサ出力４７）が得られることを示す図である。
【図８】 第一メタルと第二メタルのアライメントがズ
レている量が異なる場合に各々の暗出力の様子を示す図
である。
レている量が異なる場合に各々の暗出力の様子を示す図
である。
【図９】 イメージセンサの１ビットの等価回路図であ
る。
る。
【図１０】 図９のイメージセンサの１ビットの等価回
路図における電荷転送の様子を示すタイミングチャート
である。
路図における電荷転送の様子を示すタイミングチャート
である。
１１ センサの１ビットモデル、 ３１ １ブロックめ
の１２ビット、 ３２６４ブロックめ１２ビット、 ３
３ １２×６４ヶの受光素子群、 ３４ リセットＴＦ
Ｔ群、 ３５ 一括転送ＴＦＴ群、 ３６ 順次転送Ｔ
ＦＴ群、 ３７ ６４ｂｉｔ読み取りアンプ、 ３８
ビット出力、 ４１ カウンタ、 ４２ Ｄ／Ａ変換
器、 ４３ アンプ、 ４４ 差動アンプ、 ４５ セ
ンサ、４６ 暗出力補正用出力、 ４７ 暗出力補正後
のセンサ出力、 ４８ 暗出力補正前のセンサ出力、
４９ クロック。
の１２ビット、 ３２６４ブロックめ１２ビット、 ３
３ １２×６４ヶの受光素子群、 ３４ リセットＴＦ
Ｔ群、 ３５ 一括転送ＴＦＴ群、 ３６ 順次転送Ｔ
ＦＴ群、 ３７ ６４ｂｉｔ読み取りアンプ、 ３８
ビット出力、 ４１ カウンタ、 ４２ Ｄ／Ａ変換
器、 ４３ アンプ、 ４４ 差動アンプ、 ４５ セ
ンサ、４６ 暗出力補正用出力、 ４７ 暗出力補正後
のセンサ出力、 ４８ 暗出力補正前のセンサ出力、
４９ クロック。
Claims (4)
- 【請求項１】 イメージセンサの暗出力補正方法におい
て、暗出力補正するビット数に対応するカウンタ回路を
画像読み取りクロックに同期させてカウントさせ、カウ
ンタ回路のデジタル出力をＤ／Ａ変換しアナログ信号と
して差動アンプへ供給し、差動アンプにおいては、セン
サの画像読み取り出力（アナログ信号）からカウンタ回
路のデジタル出力をＤ／Ａ変換したアナログ信号が各ビ
ットに対応して差し引かれ、補正されたセンサの画像読
み取り出力（アナログ信号）が得られることを特徴とす
る暗出力補正方法。 - 【請求項２】 カウンタ回路のデジタル出力をＤ／Ａ変
換したアナログ信号を差動アンプに供給する以前におい
て、あるゲインをもったアンプ回路、もしくはゲインが
調整可能な回路を通じて差動アンプに供給することを特
徴とする請求項１記載の暗出力補正方法。 - 【請求項３】 イメージセンサの暗出力補正装置におい
て、 暗出力補正するビット数を画像読み取りクロックに同期
してカウントする係数手段と、 該係数手段の出力するデジタル信号をアナログ信号に変
換するＤ／Ａ変換手段と、 センサの出力する画像読み取り信号と該画像読み取り信
号のビットに対応する前記Ｄ／Ａ変換手段の出力信号を
入力して、前記画像読み取り信号から前記Ｄ／Ａ変換手
段の出力信号を差し引いて補正された画像読み取り信号
を出力する差動増幅手段を有することを特徴とする暗出
力補正装置。 - 【請求項４】 イメージセンサの暗出力補正装置におい
て、 暗出力補正するビット数を画像読み取りクロックに同期
してカウントする係数手段と、 該係数手段の出力するデジタル信号をアナログ信号に変
換するＤ／Ａ変換手段と、 該Ｄ／Ａ変換手段の出力信号を入力として、ＴＦＴのア
ライメントのズレによって生じる変化量の割合をゲイン
として該Ｄ／Ａ変換手段の出力信号の大きさを変えて出
力する増幅手段と、 センサの出力する画像読み取り信号と該画像読み取り信
号のビットに対応する前記増幅手段の出力信号を入力し
て、前記画像読み取り信号から前記増幅手段の出力信号
を差し引いて補正された画像読み取り信号を出力する差
動増幅手段を有することを特徴とする暗出力補正装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5257409A JPH07115591A (ja) | 1993-10-15 | 1993-10-15 | イメージセンサの暗出力補正方法及び装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5257409A JPH07115591A (ja) | 1993-10-15 | 1993-10-15 | イメージセンサの暗出力補正方法及び装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07115591A true JPH07115591A (ja) | 1995-05-02 |
Family
ID=17305981
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5257409A Pending JPH07115591A (ja) | 1993-10-15 | 1993-10-15 | イメージセンサの暗出力補正方法及び装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH07115591A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100455395B1 (ko) * | 2002-04-30 | 2004-11-06 | 삼성전자주식회사 | 다크 픽셀 센서 메트릭을 이용한 이미지 센서에서 다크레벨 보상을 위한 장치 및 방법 |
-
1993
- 1993-10-15 JP JP5257409A patent/JPH07115591A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100455395B1 (ko) * | 2002-04-30 | 2004-11-06 | 삼성전자주식회사 | 다크 픽셀 센서 메트릭을 이용한 이미지 센서에서 다크레벨 보상을 위한 장치 및 방법 |
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