JPH0697778A - 切替えコンデンサデシメータ - Google Patents
切替えコンデンサデシメータInfo
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- JPH0697778A JPH0697778A JP5134794A JP13479493A JPH0697778A JP H0697778 A JPH0697778 A JP H0697778A JP 5134794 A JP5134794 A JP 5134794A JP 13479493 A JP13479493 A JP 13479493A JP H0697778 A JPH0697778 A JP H0697778A
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- JP
- Japan
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- capacitance
- output
- circuit
- frequency
- switched capacitor
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-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H19/00—Networks using time-varying elements, e.g. N-path filters
- H03H19/004—Switched capacitor networks
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
- Mobile Radio Communication Systems (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 広帯域幅信号と狭帯域幅信号を選択して受信
できるＳＣデシメータ回路を、低周波用のフィルタを必
要としないで小型の集積化された回路として提供する。 【構成】 可聴範囲下信号成分と干渉音声成分とからな
る受信された信号を入力する入力ノード（node）を有す
る。さらに、増幅された可聴範囲下信号成分と干渉音声
成分とを有する信号を出力する出力ノードを有する。こ
の回路は演算増幅器２２を包含しており、該演算増幅器
の入力と出力のあいだに、第１周波数に等しい速度で切
替えができる第１のキャパシタンス（Ｃｉｎｔ）Ｃ２
１、Ｃ２２が接続され、同じく入力ノードと出力ノード
のあいだには第２のキャパシタンス（Ｃｉｎ）Ｃ１が接
続されている。この切替えコンデンサデシメータ回路の
利得（Ｇ）は、ｎＣｉｎ／Ｃｉｎｔで与えられる。ここ
でｎは第２の比較的低い周波数に対する第１周波数の比
である。
できるＳＣデシメータ回路を、低周波用のフィルタを必
要としないで小型の集積化された回路として提供する。 【構成】 可聴範囲下信号成分と干渉音声成分とからな
る受信された信号を入力する入力ノード（node）を有す
る。さらに、増幅された可聴範囲下信号成分と干渉音声
成分とを有する信号を出力する出力ノードを有する。こ
の回路は演算増幅器２２を包含しており、該演算増幅器
の入力と出力のあいだに、第１周波数に等しい速度で切
替えができる第１のキャパシタンス（Ｃｉｎｔ）Ｃ２
１、Ｃ２２が接続され、同じく入力ノードと出力ノード
のあいだには第２のキャパシタンス（Ｃｉｎ）Ｃ１が接
続されている。この切替えコンデンサデシメータ回路の
利得（Ｇ）は、ｎＣｉｎ／Ｃｉｎｔで与えられる。ここ
でｎは第２の比較的低い周波数に対する第１周波数の比
である。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は切替えコンデンサ（swit
ched capacitor）（ＳＣ）回路に関する。とくに切替え
コンデンサデシメーション回路（ＳＣデシメータ）に関
する。
ched capacitor）（ＳＣ）回路に関する。とくに切替え
コンデンサデシメーション回路（ＳＣデシメータ）に関
する。
【０００２】
【従来の技術および発明が解決しようとする課題】米国
電気電子学会誌「固体回路」（IEEE J. Solid-State Ci
rcuits）、ＳＣ１７巻１０２４〜１０２８ページ（１９
８２／１２月）に掲載された、ディー・シー・フォン・
グルーニゲン（D.C.von Grunigen）らによる論文「低周
波数用のアンチ−エイリアシング デシメーション フ
ィルターが組み合わされた集積切替えコンデンサ ロー
パス フィルター（Integrated Switched-Capacitor Lo
w-Pass Filter with Combined Anti-Aliasing Decimati
on Filter for Low Frequencies ）」に記載されている
ように、ＳＣフィルターはサンプル値回路網として作用
する。その結果、入力信号は、偽信号（aliasing）を防
止するために限定されたバンドでなければならない。フ
ォン・グルーニゲンらが提示した技術は、クロック周波
数ｆｃの整数倍の周波数においてゼロを提供するＳＣプ
レフィルター（pre filter）（デシメーションフィルタ
ー（dacimation filter ）と呼ばれる）を用いる。これ
は、比較的高いクロックレート（clock rate）ｎｆｃで
ＳＣプレフィルターをサンプリングすることによって達
成される。この論文の図３は、そのようなＳＣプレフィ
ルターを示している。
電気電子学会誌「固体回路」（IEEE J. Solid-State Ci
rcuits）、ＳＣ１７巻１０２４〜１０２８ページ（１９
８２／１２月）に掲載された、ディー・シー・フォン・
グルーニゲン（D.C.von Grunigen）らによる論文「低周
波数用のアンチ−エイリアシング デシメーション フ
ィルターが組み合わされた集積切替えコンデンサ ロー
パス フィルター（Integrated Switched-Capacitor Lo
w-Pass Filter with Combined Anti-Aliasing Decimati
on Filter for Low Frequencies ）」に記載されている
ように、ＳＣフィルターはサンプル値回路網として作用
する。その結果、入力信号は、偽信号（aliasing）を防
止するために限定されたバンドでなければならない。フ
ォン・グルーニゲンらが提示した技術は、クロック周波
数ｆｃの整数倍の周波数においてゼロを提供するＳＣプ
レフィルター（pre filter）（デシメーションフィルタ
ー（dacimation filter ）と呼ばれる）を用いる。これ
は、比較的高いクロックレート（clock rate）ｎｆｃで
ＳＣプレフィルターをサンプリングすることによって達
成される。この論文の図３は、そのようなＳＣプレフィ
ルターを示している。
【０００３】ＳＣフィルターの幾つかの用途のうちの１
つは、セルラー電話（cellular telephon ）のベースバ
ンド信号回路（baseband signalling circuit ）であ
る。
つは、セルラー電話（cellular telephon ）のベースバ
ンド信号回路（baseband signalling circuit ）であ
る。
【０００４】セルラー電話の使用における問題の１つ
が、たとえば広帯域幅信号プロトコール（signalling p
rotocols）と狭帯域幅信号プロトコールなどの２種類の
信号プロトコールを使いたいと希望するときに発生す
る。
が、たとえば広帯域幅信号プロトコール（signalling p
rotocols）と狭帯域幅信号プロトコールなどの２種類の
信号プロトコールを使いたいと希望するときに発生す
る。
【０００５】たとえば、ある広帯域幅音声チャネルプロ
トコールは、アドバンスド モービル フォーン サー
ビス（Advanced Mobile Phone Service （ＡＭＰＳ））
として知られている。ＡＭＰＳは、南北アメリカのいろ
いろな地方で使用されている。もう１つの広帯域幅音声
チャネルプロトコールは、トータルアクセス通信システ
ム（Total Access Communication System （ＴＡＣ
Ｓ））として知られており、これは、たとえば、英国、
イタリアおよびスペインで使われている。２つの狭帯域
幅音声チャネルプロトコールがＮＡＭＰＳおよびＮＴＡ
ＣＳとして知られており、その両方が可聴範囲以下の周
波数の信号を使用している。
トコールは、アドバンスド モービル フォーン サー
ビス（Advanced Mobile Phone Service （ＡＭＰＳ））
として知られている。ＡＭＰＳは、南北アメリカのいろ
いろな地方で使用されている。もう１つの広帯域幅音声
チャネルプロトコールは、トータルアクセス通信システ
ム（Total Access Communication System （ＴＡＣ
Ｓ））として知られており、これは、たとえば、英国、
イタリアおよびスペインで使われている。２つの狭帯域
幅音声チャネルプロトコールがＮＡＭＰＳおよびＮＴＡ
ＣＳとして知られており、その両方が可聴範囲以下の周
波数の信号を使用している。
【０００６】ＮＡＭＰＳ／ＮＴＡＣＳ信号プロトコール
において生じる困難は、ＡＭＰＳ／ＴＡＣＳ信号プロト
コールにおけるそれとは全く異なっているということで
ある。両者のあいだの最も大きな差異は、次のようなも
のである。
において生じる困難は、ＡＭＰＳ／ＴＡＣＳ信号プロト
コールにおけるそれとは全く異なっているということで
ある。両者のあいだの最も大きな差異は、次のようなも
のである。
【０００７】ＡＭＰＳ／ＴＡＣＳでは、信号（signalli
ng）は「ブランク・アンド・バースト（blank-and-burs
t ）」型である、すなわち、音声信号は信号時には消さ
れる。しかし、ＮＡＭＰＳ／ＮＴＡＣＳシステムでは、
信号は、音声帯域より低い可聴範囲下の連続的な信号に
より達成される。その結果、ＮＡＭＰＳ／ＮＴＡＣＳで
は、音声信号が可聴範囲下信号に対して干渉する。
ng）は「ブランク・アンド・バースト（blank-and-burs
t ）」型である、すなわち、音声信号は信号時には消さ
れる。しかし、ＮＡＭＰＳ／ＮＴＡＣＳシステムでは、
信号は、音声帯域より低い可聴範囲下の連続的な信号に
より達成される。その結果、ＮＡＭＰＳ／ＮＴＡＣＳで
は、音声信号が可聴範囲下信号に対して干渉する。
【０００８】信号回路についての実効ビット伝送速度
は、ＡＭＰＳおよびＴＡＣＳについてそれぞれ１０Ｋビ
ット／秒および８Ｋビット／秒であるが、ＮＡＭＰＳ／
ＮＴＡＣＳにおいては１００ビット／秒にすぎない。
は、ＡＭＰＳおよびＴＡＣＳについてそれぞれ１０Ｋビ
ット／秒および８Ｋビット／秒であるが、ＮＡＭＰＳ／
ＮＴＡＣＳにおいては１００ビット／秒にすぎない。
【０００９】信号についての誤差は、ＡＭＰＳ／ＴＡＣ
Ｓでは±８ｋＨｚ／±６．４ｋＨｚであり、ＮＡＭＰＳ
／ＮＴＡＣＳでは±７００Ｈｚである。両方のプロトコ
ールについてＲＦ受信機と同じ復調感度を維持すること
を希望するばあいには、信号回路の入力信号レベルが、
ＡＭＰＳ／ＴＡＣＳに比べてＮＡＭＰＳ／ＮＴＡＣＳで
は同じ率で低下するという問題が生じる。
Ｓでは±８ｋＨｚ／±６．４ｋＨｚであり、ＮＡＭＰＳ
／ＮＴＡＣＳでは±７００Ｈｚである。両方のプロトコ
ールについてＲＦ受信機と同じ復調感度を維持すること
を希望するばあいには、信号回路の入力信号レベルが、
ＡＭＰＳ／ＴＡＣＳに比べてＮＡＭＰＳ／ＮＴＡＣＳで
は同じ率で低下するという問題が生じる。
【００１０】さらに、ＮＡＭＰＳ／ＮＴＡＣＳプロトコ
ールを採用するときには、信号データ受信中に干渉音声
信号を減衰させなければならない。
ールを採用するときには、信号データ受信中に干渉音声
信号を減衰させなければならない。
【００１１】この問題を解決する一つの方法は、偽信号
防止濾波を不要とするために、フォン・グルーニゲンら
の開示したＳＣ技術を採用して実効入力サンプリング周
波数を、より高い周波数に変換することである。
防止濾波を不要とするために、フォン・グルーニゲンら
の開示したＳＣ技術を採用して実効入力サンプリング周
波数を、より高い周波数に変換することである。
【００１２】信号回路のアナログフロントエンド（anal
og front end）の主要な機能は、ノイズおよび干渉を濾
波することに加えて、入ってくるデータ信号を、のちに
デジタルデータ処理回路で使われる方形波信号に変換す
ることによって該信号のゼロ交差（zero crossing ）を
検出することである。この工程では、比較器への入力に
おける信号のＤＣレベルとＤＣ比較レベルとの差が重要
となる。よって、信号に加えられた付加的なＤＣ電圧
は、入力データ信号のゼロ交差の検出を歪め、その結
果、検出される可聴範囲下の信号データのビット誤り率
（ＢＥＲ）が増大する。
og front end）の主要な機能は、ノイズおよび干渉を濾
波することに加えて、入ってくるデータ信号を、のちに
デジタルデータ処理回路で使われる方形波信号に変換す
ることによって該信号のゼロ交差（zero crossing ）を
検出することである。この工程では、比較器への入力に
おける信号のＤＣレベルとＤＣ比較レベルとの差が重要
となる。よって、信号に加えられた付加的なＤＣ電圧
は、入力データ信号のゼロ交差の検出を歪め、その結
果、検出される可聴範囲下の信号データのビット誤り率
（ＢＥＲ）が増大する。
【００１３】このＤＣレベルシフトの主要な原因の１つ
は、信号フィルター中の演算増幅器（opamps）のオフセ
ット電圧である。入力信号レベルが低い（ＮＡＭＰＳに
ついては通常３５ｍＶｐｐ）ために相当の量の増幅が要
求される。従来の回路構造では演算増幅器のオフセット
電圧もまた増幅される。その結果、信号のＤＣオフセッ
トが増大し、信号データの抽出時における前記問題が生
じる。
は、信号フィルター中の演算増幅器（opamps）のオフセ
ット電圧である。入力信号レベルが低い（ＮＡＭＰＳに
ついては通常３５ｍＶｐｐ）ために相当の量の増幅が要
求される。従来の回路構造では演算増幅器のオフセット
電圧もまた増幅される。その結果、信号のＤＣオフセッ
トが増大し、信号データの抽出時における前記問題が生
じる。
【００１４】この問題に対する素直な解決策は、データ
比較器の入力にＤＣ遮断コンデンサとＤＣバイアス抵抗
器とを設けることである。しかし信号周波数が低いた
め、ＮＡＭＰＳ／ＮＴＡＣＳプロトコールとともに作動
するときは、ＤＣ遮断素子のコーナー周波数（corner f
requency）は非常に低くなければならない（２Ｈｚ未
満）。これは大きなＲＣ定数を要求するが、これは典型
的な集積回路構造に設けるのに極めて困難であるかまた
は不可能である。１つの解決策は、外部素子でＤＣ遮断
機能を実現することであろう。しかし、このアプローチ
は、該集積回路に追加のインターフェースピンを必要と
する。さらに、外部素子を用いると、総コストと、プリ
ント基板に要求される面積との両方が増大することにな
る。
比較器の入力にＤＣ遮断コンデンサとＤＣバイアス抵抗
器とを設けることである。しかし信号周波数が低いた
め、ＮＡＭＰＳ／ＮＴＡＣＳプロトコールとともに作動
するときは、ＤＣ遮断素子のコーナー周波数（corner f
requency）は非常に低くなければならない（２Ｈｚ未
満）。これは大きなＲＣ定数を要求するが、これは典型
的な集積回路構造に設けるのに極めて困難であるかまた
は不可能である。１つの解決策は、外部素子でＤＣ遮断
機能を実現することであろう。しかし、このアプローチ
は、該集積回路に追加のインターフェースピンを必要と
する。さらに、外部素子を用いると、総コストと、プリ
ント基板に要求される面積との両方が増大することにな
る。
【００１５】１９８４年度のＩＳＣＡＳ（回路およびシ
ステムに関する国際シンポジウム）の１０５４〜１０５
７頁に掲載されたケー・ホー（K.Haugh ）らの論文「切
替えコンデンサ回路のための改良されたオフセット補償
方式（Improved Offset-Compensation Schemes For Swi
tched-Capacitor Circuits）」には、ＳＣ回路における
演算増幅器のオフセット電圧を補償する技術が記載され
ている。この論文の図２には、演算増幅器の入力参照Ｄ
Ｃオフセット電圧が期間（Φ１＝１）のときにキャンセ
ルされる無オフセット非反転ＳＣ積分回路が示されてい
る。この段階は、後の段によるサンプリングに使われる
べきである。式５は、前記期間（Φ１＝１）と比べた、
期間（Φ２＝１）中の出力電圧の変化を表し、その変化
が小さくて演算増幅器スルー要件が緩和されることを示
している（図５参照）。演算増幅器のオフセットは完全
に補償されるけれども、この論文は積分回路について説
明をしているのであって、デシメータについて説明して
いるのではない。
ステムに関する国際シンポジウム）の１０５４〜１０５
７頁に掲載されたケー・ホー（K.Haugh ）らの論文「切
替えコンデンサ回路のための改良されたオフセット補償
方式（Improved Offset-Compensation Schemes For Swi
tched-Capacitor Circuits）」には、ＳＣ回路における
演算増幅器のオフセット電圧を補償する技術が記載され
ている。この論文の図２には、演算増幅器の入力参照Ｄ
Ｃオフセット電圧が期間（Φ１＝１）のときにキャンセ
ルされる無オフセット非反転ＳＣ積分回路が示されてい
る。この段階は、後の段によるサンプリングに使われる
べきである。式５は、前記期間（Φ１＝１）と比べた、
期間（Φ２＝１）中の出力電圧の変化を表し、その変化
が小さくて演算増幅器スルー要件が緩和されることを示
している（図５参照）。演算増幅器のオフセットは完全
に補償されるけれども、この論文は積分回路について説
明をしているのであって、デシメータについて説明して
いるのではない。
【００１６】エレクトロニクスレターナインス（Electr
onics Letters 9th ）の第２３巻８号（１９８７年４
月）の４２８〜４２９頁に掲載された、エイチ・マツモ
ト（H.Matsumoto ）らの論文「無スパイク切替えコンデ
ンサ回路（Spike-Free Switched-Capacitor Circuit
s）」は、これらの構造の改良を説明しており、キャパ
シタンス増倍（ＣＭ）フィードバックの使用を示してい
る。
onics Letters 9th ）の第２３巻８号（１９８７年４
月）の４２８〜４２９頁に掲載された、エイチ・マツモ
ト（H.Matsumoto ）らの論文「無スパイク切替えコンデ
ンサ回路（Spike-Free Switched-Capacitor Circuit
s）」は、これらの構造の改良を説明しており、キャパ
シタンス増倍（ＣＭ）フィードバックの使用を示してい
る。
【００１７】前記論文に示されておらず、したがって本
発明が提供しようとするものは、オフセット補償ＳＣデ
シメータである。
発明が提供しようとするものは、オフセット補償ＳＣデ
シメータである。
【００１８】本発明の他の目的は、利得１で内部演算増
幅器のオフセット電圧を増幅するＳＣデシメータを提供
することである。
幅器のオフセット電圧を増幅するＳＣデシメータを提供
することである。
【００１９】本発明のさらに他の目的は、セルラー電話
のベースバンド信号回路におけるフィルターの素子とし
て用いるのに適しており、検出された信号データのＢＥ
Ｒに悪影響を与えないＳＣデシメータを提供することで
ある。
のベースバンド信号回路におけるフィルターの素子とし
て用いるのに適しており、検出された信号データのＢＥ
Ｒに悪影響を与えないＳＣデシメータを提供することで
ある。
【００２０】
【課題を解決するための手段】切替えコンデンサデシメ
ータ回路をここに開示する。この回路は、可聴範囲下信
号プロトコールに従って動作するセルラー電話において
とくに有用である。この切替えコンデンサデシメータ回
路は、可聴範囲下信号成分と干渉音声成分とからなる受
信された信号を入力する入力ノード（node）を有する。
この切替えコンデンサデシメータ回路は、さらに、増幅
された可聴範囲下信号成分と干渉音声成分とを有する信
号を出力する出力ノードを有する。
ータ回路をここに開示する。この回路は、可聴範囲下信
号プロトコールに従って動作するセルラー電話において
とくに有用である。この切替えコンデンサデシメータ回
路は、可聴範囲下信号成分と干渉音声成分とからなる受
信された信号を入力する入力ノード（node）を有する。
この切替えコンデンサデシメータ回路は、さらに、増幅
された可聴範囲下信号成分と干渉音声成分とを有する信
号を出力する出力ノードを有する。
【００２１】この回路は、入力および出力と特徴のある
（characteristic）ＤＣオフセット電圧とを有する演算
増幅器を包含する。この演算増幅器の出力は前記出力ノ
ードに接続されている。
（characteristic）ＤＣオフセット電圧とを有する演算
増幅器を包含する。この演算増幅器の出力は前記出力ノ
ードに接続されている。
【００２２】前記演算増幅器の入力と出力のあいだに、
第１周波数に等しい速度で切替えができる第１のキャパ
シタンス（Ｃｉｎｔ）が接続されている。該演算増幅器
の入力ノードと出力ノードのあいだには第２のキャパシ
タンス（Ｃｉｎ）が接続されている。
第１周波数に等しい速度で切替えができる第１のキャパ
シタンス（Ｃｉｎｔ）が接続されている。該演算増幅器
の入力ノードと出力ノードのあいだには第２のキャパシ
タンス（Ｃｉｎ）が接続されている。
【００２３】この切替えコンデンサデシメータ回路の利
得（Ｇ）は、 ｎＣｉｎ／Ｃｉｎｔ で与えられる。ここでｎは第２の比較的低い周波数に対
する第１周波数の比である。
得（Ｇ）は、 ｎＣｉｎ／Ｃｉｎｔ で与えられる。ここでｎは第２の比較的低い周波数に対
する第１周波数の比である。
【００２４】本発明によれば、この回路は、さらにＤＣ
オフセット回路を含み、前記増幅器手段のＤＣオフセッ
ト電圧が前記出力ノードにおいて利得１で増幅されるよ
うに、切替えコンデンサデシメータ回路を補償する。
オフセット回路を含み、前記増幅器手段のＤＣオフセッ
ト電圧が前記出力ノードにおいて利得１で増幅されるよ
うに、切替えコンデンサデシメータ回路を補償する。
【００２５】Ｃｉｎｔは、第１キャパシタンス（Ｃｉｎ
ｔ１）と、Ｃｉｎｔ１に切替え可能に並列接続された第
２キャパシタンス（Ｃｉｎｔ２）とからなり、これによ
り切替えコンデンサデシメータ回路の利得は、使用され
る可聴範囲下信号プロトコールの種類に従って少なくと
も２つの値のうちの１つに制御可能にセットされる。
ｔ１）と、Ｃｉｎｔ１に切替え可能に並列接続された第
２キャパシタンス（Ｃｉｎｔ２）とからなり、これによ
り切替えコンデンサデシメータ回路の利得は、使用され
る可聴範囲下信号プロトコールの種類に従って少なくと
も２つの値のうちの１つに制御可能にセットされる。
【００２６】本発明の好ましい実施例では、可聴範囲下
信号プロトコールは、ＮＡＭＰＳとＮＴＡＣＳから選択
される。
信号プロトコールは、ＮＡＭＰＳとＮＴＡＣＳから選択
される。
【００２７】前記第２の周波数は、可聴範囲下信号成分
から干渉音声信号を濾波して除去するために前記出力節
に接続された切替えコンデンサフィルターのクロック周
波数として選ばれた周波数である。好ましい実施例で
は、前記第１周波数は約２４０ｋＨｚであり、第２周波
数は約８ｋＨｚである。
から干渉音声信号を濾波して除去するために前記出力節
に接続された切替えコンデンサフィルターのクロック周
波数として選ばれた周波数である。好ましい実施例で
は、前記第１周波数は約２４０ｋＨｚであり、第２周波
数は約８ｋＨｚである。
【００２８】前記切替えコンデサデシメータ回路のスイ
ッチング過渡現象を抑圧するために前記演算増幅器の出
力と前記入力節とのあいだにキャパシタンスが接続され
る。
ッチング過渡現象を抑圧するために前記演算増幅器の出
力と前記入力節とのあいだにキャパシタンスが接続され
る。
【００２９】
【作用】本発明によれば、ＳＣデシメータの利得はｎＣ
ｉｎ／Ｃｉｎｔによりきまるため、利得を１程度に抑え
ることができる。そのため増幅器はＤＣオフセットを増
幅せず、オフセット補償のＳＣデシメータとして作用す
る。
ｉｎ／Ｃｉｎｔによりきまるため、利得を１程度に抑え
ることができる。そのため増幅器はＤＣオフセットを増
幅せず、オフセット補償のＳＣデシメータとして作用す
る。
【００３０】
【実施例】前述したように、ＮＡＭＰＳ／ＮＴＡＣＳ可
聴範囲下信号プロトコールを使用するときには、干渉音
声信号を信号データ受信中には減衰しなければならな
い。セルラー電話のためのデュアルモードベースバンド
信号回路の一部分を示す図１を参照すると、受信され復
調されたＲＦ信号がノード（node）ＤＩＮ１０に入力さ
れ、これにより入力信号がローパスフィルターＡＡＦＩ
Ｌ１２に与えられる。ＡＭＰＳ／ＴＡＣＳモードでは、
ＡＡＦＩＬ１２は６ｄＢフィルターであるが、ＮＡＭＰ
Ｓ／ＴＡＣＳモードではＡＡＦＩＬ１２は１２ｄＢフィ
ルターとして動作する。ＡＡＦＩＬ１２の出力はＮＲＥ
ＣＦＩＬ１４に加えられ、ＮＡＭＰＳ／ＮＴＡＣＳ動作
モードにおいて干渉音声信号を減衰させる。ＮＲＥＣＦ
ＩＬ１４は、４次（4th order ）の１００Ｈｚコーナー
周波数のベッセル型フィルターとして動作し、本発明の
切替えコンデンサデシメータ２０を包含する。
聴範囲下信号プロトコールを使用するときには、干渉音
声信号を信号データ受信中には減衰しなければならな
い。セルラー電話のためのデュアルモードベースバンド
信号回路の一部分を示す図１を参照すると、受信され復
調されたＲＦ信号がノード（node）ＤＩＮ１０に入力さ
れ、これにより入力信号がローパスフィルターＡＡＦＩ
Ｌ１２に与えられる。ＡＭＰＳ／ＴＡＣＳモードでは、
ＡＡＦＩＬ１２は６ｄＢフィルターであるが、ＮＡＭＰ
Ｓ／ＴＡＣＳモードではＡＡＦＩＬ１２は１２ｄＢフィ
ルターとして動作する。ＡＡＦＩＬ１２の出力はＮＲＥ
ＣＦＩＬ１４に加えられ、ＮＡＭＰＳ／ＮＴＡＣＳ動作
モードにおいて干渉音声信号を減衰させる。ＮＲＥＣＦ
ＩＬ１４は、４次（4th order ）の１００Ｈｚコーナー
周波数のベッセル型フィルターとして動作し、本発明の
切替えコンデンサデシメータ２０を包含する。
【００３１】切替えコンデンサデシメータ２０は濾波機
能を有しないということに留意しなければならない。そ
の代わりに、前述したように、この切替えコンデンサデ
シメータは、偽信号防止濾波要件を緩和するために実効
入力サンプリング周波数をより高い周波数に変換する。
このばあい、詳しく後述するように、実効入力サンプリ
ング周波数は前記切替えコンデンサデシメータ２０によ
って８ｋＨｚから２４０ｋＨｚに変更される。
能を有しないということに留意しなければならない。そ
の代わりに、前述したように、この切替えコンデンサデ
シメータは、偽信号防止濾波要件を緩和するために実効
入力サンプリング周波数をより高い周波数に変換する。
このばあい、詳しく後述するように、実効入力サンプリ
ング周波数は前記切替えコンデンサデシメータ２０によ
って８ｋＨｚから２４０ｋＨｚに変更される。
【００３２】本発明の好ましい実施例では、ＮＲＥＣＦ
ＩＬ１４のＳＣフィルター２１のクロック周波数として
８ｋＨｚが選ばれている。
ＩＬ１４のＳＣフィルター２１のクロック周波数として
８ｋＨｚが選ばれている。
【００３３】これに関して、もしクロック周波数とＳＣ
フィルターのコーナー周波数との比が大きければ、必要
なコンデンサ比も大きくなることに留意しなければなら
ない。これはチップ面積要件を増大させると共にフィル
ター感度を低下させる。一方、クロック周波数の絶対値
が低ければ、偽信号防止フィルターの濾波要件は通常の
チップ面積では達成が困難となる。８ｋＨｚという周波
数は、典型的な能動的ＲＣ偽信号防止フィルターが対処
することのできる限界に近く、その結果、切替えコンデ
ンサデシメータ２０が採用される。
フィルターのコーナー周波数との比が大きければ、必要
なコンデンサ比も大きくなることに留意しなければなら
ない。これはチップ面積要件を増大させると共にフィル
ター感度を低下させる。一方、クロック周波数の絶対値
が低ければ、偽信号防止フィルターの濾波要件は通常の
チップ面積では達成が困難となる。８ｋＨｚという周波
数は、典型的な能動的ＲＣ偽信号防止フィルターが対処
することのできる限界に近く、その結果、切替えコンデ
ンサデシメータ２０が採用される。
【００３４】ＡＡＦＩＬ１２の出力は管理オーディオト
ーン（Supervisory Audio Tone：ＳＡＴ）処理回路と、
ＡＭＰＳ／ＴＡＣＳ動作モードで使用されるフィルター
（ＳＡＴ ＦＩＬＴＥＲ）とに加えられる。
ーン（Supervisory Audio Tone：ＳＡＴ）処理回路と、
ＡＭＰＳ／ＴＡＣＳ動作モードで使用されるフィルター
（ＳＡＴ ＦＩＬＴＥＲ）とに加えられる。
【００３５】アール・キブァリ（R.Kivari）とジェイ・
ピッカレーネン（J.Pikkarainen ）により本出願と同日
に米国に出願された、発明の名称「異なるセルラー電話
システムで動作出来るセルラー電話信号回路（Cellular
Telephone Signalling Circuit Operable with Differ
rent Cellular Telephone Systems ）」にかかわる特許
出願には、ＡＭＰＳ／ＴＡＣＳ信号プロトコールおよび
ＮＡＭＰＳ／ＮＴＡＣＳ信号プロトコールで動作するベ
ースバンド信号回路が開示されている。
ピッカレーネン（J.Pikkarainen ）により本出願と同日
に米国に出願された、発明の名称「異なるセルラー電話
システムで動作出来るセルラー電話信号回路（Cellular
Telephone Signalling Circuit Operable with Differ
rent Cellular Telephone Systems ）」にかかわる特許
出願には、ＡＭＰＳ／ＴＡＣＳ信号プロトコールおよび
ＮＡＭＰＳ／ＮＴＡＣＳ信号プロトコールで動作するベ
ースバンド信号回路が開示されている。
【００３６】連続時間アクティブＲＣフィルターＡＡＦ
ＩＬ１２の機能は、８ｋＨｚクロック周波数付近のスペ
クトラム（spectrum contents ）と、その倍数のスペク
トラムとを減衰させて、サンプリングにおける偽信号を
防止することである。
ＩＬ１２の機能は、８ｋＨｚクロック周波数付近のスペ
クトラム（spectrum contents ）と、その倍数のスペク
トラムとを減衰させて、サンプリングにおける偽信号を
防止することである。
【００３７】前述したように、もしクロック周波数が低
ければ、偽信号防止フィルターのコーナー周波数も低く
なければならない。これは、ＲＣ定数を大きくすること
を必要とする。しかし、ＣＭＯＳ技術では抵抗器は大き
なチップ面積を必要とするので、８ｋＨｚ付近を減衰さ
せる偽信号防止フィルターは大きなチップ面積を要求と
することになる。
ければ、偽信号防止フィルターのコーナー周波数も低く
なければならない。これは、ＲＣ定数を大きくすること
を必要とする。しかし、ＣＭＯＳ技術では抵抗器は大き
なチップ面積を必要とするので、８ｋＨｚ付近を減衰さ
せる偽信号防止フィルターは大きなチップ面積を要求と
することになる。
【００３８】ＡＡＦＩＬ１２は、１９２ｋＨｚ（ＡＭＰ
Ｓ／ＴＡＣＳ ＳＡＴＦＩＬクロック周波数）から始ま
るストップバンドを有する。本発明のＳＣデシメータが
使用されなければ、ＮＡＭＰＳ／ＮＴＡＣＳ受信のため
に別個の偽信号防止フィルターが必要となり、この第２
の偽信号防止フィルターは８ｋＨｚ（ＮＲＥＣＦＩＬク
ロック周波数）から始まるストップバンドを有する。し
かし、この第２の偽信号防止フィルターは、相当のチッ
プ面積を必要とする。本発明の教示は、３０のデシメー
ション係数をＳＣデシメータに与え、これにより広帯域
偽信号防止フィルターを狭帯域受信にも使用できるよう
にして、この問題を解決する。
Ｓ／ＴＡＣＳ ＳＡＴＦＩＬクロック周波数）から始ま
るストップバンドを有する。本発明のＳＣデシメータが
使用されなければ、ＮＡＭＰＳ／ＮＴＡＣＳ受信のため
に別個の偽信号防止フィルターが必要となり、この第２
の偽信号防止フィルターは８ｋＨｚ（ＮＲＥＣＦＩＬク
ロック周波数）から始まるストップバンドを有する。し
かし、この第２の偽信号防止フィルターは、相当のチッ
プ面積を必要とする。本発明の教示は、３０のデシメー
ション係数をＳＣデシメータに与え、これにより広帯域
偽信号防止フィルターを狭帯域受信にも使用できるよう
にして、この問題を解決する。
【００３９】この問題を解決する最も効果のある方法
は、フォン・グルーニゲンらが開示したものに比べて改
善されたＳＣ回路を使うことである。３０のデシメーシ
ョン比で、２４０ｋＨｚの実効入力サンプリング速度が
達成される。その結果、ＡＡＦＩＬ１２を改変を加える
ことなく使用することができる。ＳＣデシメータ回路２
０は、ブロックＮＲＥＣＦＩＬ１４の中に含まれてお
り、これについて以下に詳述する。
は、フォン・グルーニゲンらが開示したものに比べて改
善されたＳＣ回路を使うことである。３０のデシメーシ
ョン比で、２４０ｋＨｚの実効入力サンプリング速度が
達成される。その結果、ＡＡＦＩＬ１２を改変を加える
ことなく使用することができる。ＳＣデシメータ回路２
０は、ブロックＮＲＥＣＦＩＬ１４の中に含まれてお
り、これについて以下に詳述する。
【００４０】図１において、ブロックＤＡＴＡＣＯＭＰ
１６は、検出と、デジタル信号データへの変換とを行
う。この工程において、ＤＡＴＡＣＯＭＰ１６の入力で
の信号のＤＣレベルと、ＤＡＴＡＣＯＭＰ１６のＤＣ比
較レベルとの差が重要になる。ＤＩＮ１０とＤＡＴＡＣ
ＯＭＰ１６とのあいだの経路において信号に加えられた
ＤＣ電圧はすべて、入力データ信号の現実のゼロ交差の
検出を歪める。
１６は、検出と、デジタル信号データへの変換とを行
う。この工程において、ＤＡＴＡＣＯＭＰ１６の入力で
の信号のＤＣレベルと、ＤＡＴＡＣＯＭＰ１６のＤＣ比
較レベルとの差が重要になる。ＤＩＮ１０とＤＡＴＡＣ
ＯＭＰ１６とのあいだの経路において信号に加えられた
ＤＣ電圧はすべて、入力データ信号の現実のゼロ交差の
検出を歪める。
【００４１】ＡＡＦＩＬ１２は、１の利得で内部演算増
幅器のオフセット電圧を増幅し、したがって出力信号に
おいてそのＤＣオフセットが大きくならない。
幅器のオフセット電圧を増幅し、したがって出力信号に
おいてそのＤＣオフセットが大きくならない。
【００４２】図２は本発明のＳＣデシメータ２０の概略
図であり、図３は、ＳＣデシメータ２０を駆動する種々
のクロック信号間の関係を示すタイミング図である。た
とえば、ａ２４０は２４０ｋＨｚ信号であり、その結
果、回路２０のデシメーション比（ｎ）は３０（２４０
ｋＨｚ／８ｋＨｚ）である。図３の信号ａ８は、その入
力をＳＣデシメータ２０の出力（ｄｅｃｏｕｔ）から受
け取るＳＣフィルター２１を刻時する８ｋＨｚ信号を示
す。ＳＣフィルター２１は図２に示されていない。適切
な動作のためには、積分コンデンサ（Ｃｉｎｔ）が放電
される（ａ８ｄｅｃが高レベルになる）直前にＳＣデシ
メータ２０の出力がＳＣフィルター２１によりサンプリ
ングされる（ａ８が低レベルになる）べきであることに
留意しなければならない。
図であり、図３は、ＳＣデシメータ２０を駆動する種々
のクロック信号間の関係を示すタイミング図である。た
とえば、ａ２４０は２４０ｋＨｚ信号であり、その結
果、回路２０のデシメーション比（ｎ）は３０（２４０
ｋＨｚ／８ｋＨｚ）である。図３の信号ａ８は、その入
力をＳＣデシメータ２０の出力（ｄｅｃｏｕｔ）から受
け取るＳＣフィルター２１を刻時する８ｋＨｚ信号を示
す。ＳＣフィルター２１は図２に示されていない。適切
な動作のためには、積分コンデンサ（Ｃｉｎｔ）が放電
される（ａ８ｄｅｃが高レベルになる）直前にＳＣデシ
メータ２０の出力がＳＣフィルター２１によりサンプリ
ングされる（ａ８が低レベルになる）べきであることに
留意しなければならない。
【００４３】素子ＳＷ１〜ＳＷ１０は、ＮＭＯＳとＰＭ
ＯＳの両方のトランジスタを内蔵するアナログ・スイッ
チである。したがって、各スイッチはクロック信号の反
転を要求する。ｘａ２４０はａ２４０の反転であり、ｘ
ｂ２４０はｂ２４０の反転である。他も同様である。図
３からわかるように、クロックａ２４０とｂ２４０は重
なっておらず、同時には高レベルにならない（出力され
ない）。反転された制御信号の使用を必要としない他の
種類のスイッチを使用してもよい。
ＯＳの両方のトランジスタを内蔵するアナログ・スイッ
チである。したがって、各スイッチはクロック信号の反
転を要求する。ｘａ２４０はａ２４０の反転であり、ｘ
ｂ２４０はｂ２４０の反転である。他も同様である。図
３からわかるように、クロックａ２４０とｂ２４０は重
なっておらず、同時には高レベルにならない（出力され
ない）。反転された制御信号の使用を必要としない他の
種類のスイッチを使用してもよい。
【００４４】ＳＣデシメータ２０は、ＮＡＭＰＳプロト
コールが受信されているのか、それともＮＴＡＣＳプロ
トコールが受信されているのかを指定する利得選択制御
（ｔｏｘａ）を包含する。その結果、ＮＴＡＣＳプロト
コールを使用するときに最大の指定された信号変化につ
いて信号クリッピング（signal clipping ）が防止され
る。
コールが受信されているのか、それともＮＴＡＣＳプロ
トコールが受信されているのかを指定する利得選択制御
（ｔｏｘａ）を包含する。その結果、ＮＴＡＣＳプロト
コールを使用するときに最大の指定された信号変化につ
いて信号クリッピング（signal clipping ）が防止され
る。
【００４５】本発明によれば、ＳＣデシメータ２０は、
演算増幅器２２のＤＣオフセットを増幅しない。演算増
幅器２２のオフセット電圧は、わずか１の利得で出力
（ｄｅｃｏｕｔ）される。
演算増幅器２２のＤＣオフセットを増幅しない。演算増
幅器２２のオフセット電圧は、わずか１の利得で出力
（ｄｅｃｏｕｔ）される。
【００４６】ＳＣデシメータ２０の利得は、積分コンデ
ンサＣ２１およびＣ２２と、入力キャパシタンスＣ１と
によって決まる。図３に示されるように、信号ａ８ｄｅ
ｃは、ＳＷ７と関連して、Ｃｉｎｔ（コンデンサＣ２１
およびＣ２２）をリセットするために使用されている。
コンデンサＣ３およびＣ４は、オフセットを補償する。
Ｃ５は、エイチ・マツモトらの前記論文に記載されてい
るように、「無スパイク」コンデンサとして機能する。
後述するように、制御信号ｔｏｘａ／ｘｔｏａは、コン
デンサＣ２２をＣ２１と並列に接続し（ＳＷ９閉成、Ｓ
Ｗ１０開成）またはＣ２２を切り離す（ＳＷ９開成、Ｓ
Ｗ１０閉成）ことによって利得を決定する。
ンサＣ２１およびＣ２２と、入力キャパシタンスＣ１と
によって決まる。図３に示されるように、信号ａ８ｄｅ
ｃは、ＳＷ７と関連して、Ｃｉｎｔ（コンデンサＣ２１
およびＣ２２）をリセットするために使用されている。
コンデンサＣ３およびＣ４は、オフセットを補償する。
Ｃ５は、エイチ・マツモトらの前記論文に記載されてい
るように、「無スパイク」コンデンサとして機能する。
後述するように、制御信号ｔｏｘａ／ｘｔｏａは、コン
デンサＣ２２をＣ２１と並列に接続し（ＳＷ９閉成、Ｓ
Ｗ１０開成）またはＣ２２を切り離す（ＳＷ９開成、Ｓ
Ｗ１０閉成）ことによって利得を決定する。
【００４７】本発明のＳＣデシメータ２０の動作と効用
とを説明するために、フォン・グルーニゲンらの論文の
図３に示されているデシメータと、本発明のＳＣデシメ
ータ２０との時差方程式を比較する。
とを説明するために、フォン・グルーニゲンらの論文の
図３に示されているデシメータと、本発明のＳＣデシメ
ータ２０との時差方程式を比較する。
【００４８】フォン・グルーニゲンらのデシメータ：
【００４９】
【数１】
【００５０】 Ｖｏｆｆ＝演算増幅器のオフセット電圧 ｖｏｕｔｘｙ＝クロックサイクルｘの位相ｙにおける出
力電圧 ｖｉｎｘｙ＝クロックサイクルｘの位相ｙにおける入力
電圧 １ｂ（クロックサイクル１の位相ｂ）：ｖｏｕｔ１ｂ＝
Ｖｏｆｆ（Ｃｏ放電、電圧フォロワーとしての演算増幅
器）。
力電圧 ｖｉｎｘｙ＝クロックサイクルｘの位相ｙにおける入力
電圧 １ｂ（クロックサイクル１の位相ｂ）：ｖｏｕｔ１ｂ＝
Ｖｏｆｆ（Ｃｏ放電、電圧フォロワーとしての演算増幅
器）。
【００５１】 １ａ： 演算増幅器の負入力における電荷保存から→ Ｃｉ（−Ｖｏｆｆ−ｖｉｎ１ｂ）＋Ｃｏ（ｖｏｕｔ１ａ−Ｖｏｆｆ）＝０ →ｖｏｕｔ１ａ＝（Ｃｉ／Ｃｏ）（ｖｉｎ１ｂ＋Ｖｏｆｆ）＋Ｖｏｆｆ ２ｂ： ｖｏｕｔ２ｂ＝ｖｏｕｔ１ａ ２ａ： Ｃｉ＝（−Ｖｏｆｆ−ｖｉｎ２ｂ）＋Ｃｏ（ｖｏｕｔ２ａ−Ｖｏｆｆ −ｖｏｕｔ２ｂ＋Ｖｏｆｆ）＝０ →ｖｏｕｔ２ａ＝ｖｏｕｔ２ｂ＋（Ｃｉ／Ｃｏ）（ｖｉｎ２ｂ＋Ｖｏｆｆ） ＝ｖｏｕｔ１ａ＋（Ｃｉ／Ｃｏ）（ｖｉｎ２ｂ＋Ｖｏｆｆ） ＝（Ｃｉ／Ｃｏ）（ｖｉｎ１ｂ＋ｖｉｎ２ｂ）＋２（Ｃｉ／Ｃｏ）Ｖｏｆｆ ＋Ｖｏｆｆ ・ ・ ・ ３０ａ（クロックサイクル３０の位相ａ） ｖｏｕｔ３０ａ＝（Ｃｉ／Ｃｏ）（ｖｉｎ１ｂ＋ｖｉｎ２ｂ＋・・・＋ ｖｉｎ３０ｂ）＋３０（Ｃｉ／Ｃｏ）Ｖｏｆｆ＋Ｖｏｆｆ 位相３０ａにおいて出力電圧は、クロック信号Φe によ
り次の段の入力にサンプリングされる。前記説明から分
かるように、オフセット電圧（Ｖｏｆｆ）は係数ｎ（Ｃ
ｉ／Ｃｏ）＝３０（Ｃｉ／Ｃｏ）により増幅されるが、
これはデシメータのＤＣ利得である。ＤＣオフセット電
圧のこの増幅は、前述の理由から望ましくない。
り次の段の入力にサンプリングされる。前記説明から分
かるように、オフセット電圧（Ｖｏｆｆ）は係数ｎ（Ｃ
ｉ／Ｃｏ）＝３０（Ｃｉ／Ｃｏ）により増幅されるが、
これはデシメータのＤＣ利得である。ＤＣオフセット電
圧のこの増幅は、前述の理由から望ましくない。
【００５２】本発明のＳＣデシメータ２０：ＳＣデシメ
ータ２０の動作について以下に説明する。ＳＣデシメー
タ２０の動作の理解を助けるものとして、図４はａ２４
０が出力されているときの実効回路構成を示し、図５は
ｂ２４０が出力されているときの実効回路構成を示す。
ータ２０の動作について以下に説明する。ＳＣデシメー
タ２０の動作の理解を助けるものとして、図４はａ２４
０が出力されているときの実効回路構成を示し、図５は
ｂ２４０が出力されているときの実効回路構成を示す。
【００５３】積分コンデンサ（ｔｏｘａの状態に応じ
て、ｃ２１または（ｃ２１＋ｃ２２））は、以下におい
てはｃ２と表記される。
て、ｃ２１または（ｃ２１＋ｃ２２））は、以下におい
てはｃ２と表記される。
【００５４】 １ｂ：（クロック・サイクル１の位相ｂ） ｃ１（ｖｉｎ１ｂ−Ｖｏｆｆ＋Ｖｏｆｆ）＋ｃ３（−Ｖｏｆｆ− ｖｉｎ０ａ）＋ｃ４（ｖｏｕｔ１ｂ−Ｖｏｆｆ−ｖｏｕｔ０ａ）＝０ →ｖｏｕｔ１ｂ＝ｖｏｕｔ０ａ＋（ｃ３／ｃ４）ｖｉｎ０ａ− （ｃ１／ｃ４）ｖｉｎ１ｂ＋（ｃ３／ｃ４）Ｖｏｆｆ＋Ｖｏｆｆ １ａ： ｃ１（−Ｖｏｆｆ−ｖｉｎ１ｂ＋Ｖｏｆｆ）＋ｃ２（ｖｏｕｔ１ａ −Ｖｏｆｆ）＝０ →ｖｏｕｔ１ａ＝（ｃ１／ｃ２）ｖｉｎ１ｂ＋Ｖｏｆｆ ２ｂ： ｃ１（ｖｉｎ２ｂ−Ｖｏｆｆ＋Ｖｏｆｆ）＋ｃ３（−Ｖｏｆｆ− ｖｉｎ１ａ）＋ｃ４（ｖｏｕｔ２ｂ−Ｖｏｆｆ−ｖｏｕｔ１ａ）＝０ →ｖｏｕｔ２ｂ＝ｖｏｕｔ１ａ＋（ｃ３／ｃ４）ｖｉｎ１ａ− （ｃ１／ｃ４） ｖｉｎ２ｂ＋（ｃ３／ｃ４）Ｖｏｆｆ＋Ｖｏｆｆ ２ａ： ｃ１（−Ｖｏｆｆ−ｖｉｎ２ｂ＋Ｖｏｆｆ） ＋ｃ２（ｖｏｕｔ２ａ−Ｖｏｆｆ−ｖｏｕｔ１ａ＋Ｖｏｆｆ）＝０ →ｖｏｕｔ２ａ＝ｖｏｕｔ１ａ＋（ｃ１／ｃ２）ｖｉｎ２ｂ ＝（ｃ１／ｃ２）（ｖｉｎ１ｂ＋ｖｉｎ２ｂ）＋Ｖｏｆｆ ３０ａ：（クロック３０の位相） ｖｏｕｔ３０ａ＝（ｃ１／ｃ２）（ｖｉｎ１ｂ＋ｖｉｎ２ｂ＋・・・＋ ｖｉｎ３０ｂ）＋Ｖｏｆｆ 前記従来の回路のばあいと同じく、演算増幅器２２のオ
フセット電圧はＳＣデシメータ２０のＤＣ利得によって
は増幅されないことが理解されよう。
フセット電圧はＳＣデシメータ２０のＤＣ利得によって
は増幅されないことが理解されよう。
【００５５】切替えコンデンサを適用するにおいては、
コンデンサは通常はいわゆるユニットコンデンサから構
成される。ユニットコンデンサの絶対キャパシタンス
は、技術と、所要の精度に関連する。代表的な値は０．
５ｐＦである。ユニットコンデンサの数で表したコンデ
ンサｃ１〜ｃ５の代表的な値は次のとおりである： ｃ１＝１．０ ｃ２１＝１５．０ ｃ２２＝３．０ ｃ３＝１．０ ｃ４＝１．０ ｃ５＝１．０ ＤＣ利得はｃ１、ｃ２１およびｃ２２により決定され、 ｎｃ１／ｃ２１＝３０ｃ１／ｃ２１（ｔｏｘａ＝０） または、 ｎｃ１／（ｃ２１＋ｃ２２）＝３０ｃ１／（ｃ２１＋ｃ２２） （ｔｏｘａ＝１）である。好ましい実施例ではＤＣ利得
（Ｇ）は： Ｇ＝（３０ｘ１．０）／１５．０＝２．０＝６．０ｄＢ
（ｔｏｘａ＝０） または、Ｇ＝（３０ｘ１．０）／（１５．０＋３．０）
＝１．６７＝４．４４ｄＢ（ｔｏｘａ＝１）である。
コンデンサは通常はいわゆるユニットコンデンサから構
成される。ユニットコンデンサの絶対キャパシタンス
は、技術と、所要の精度に関連する。代表的な値は０．
５ｐＦである。ユニットコンデンサの数で表したコンデ
ンサｃ１〜ｃ５の代表的な値は次のとおりである： ｃ１＝１．０ ｃ２１＝１５．０ ｃ２２＝３．０ ｃ３＝１．０ ｃ４＝１．０ ｃ５＝１．０ ＤＣ利得はｃ１、ｃ２１およびｃ２２により決定され、 ｎｃ１／ｃ２１＝３０ｃ１／ｃ２１（ｔｏｘａ＝０） または、 ｎｃ１／（ｃ２１＋ｃ２２）＝３０ｃ１／（ｃ２１＋ｃ２２） （ｔｏｘａ＝１）である。好ましい実施例ではＤＣ利得
（Ｇ）は： Ｇ＝（３０ｘ１．０）／１５．０＝２．０＝６．０ｄＢ
（ｔｏｘａ＝０） または、Ｇ＝（３０ｘ１．０）／（１５．０＋３．０）
＝１．６７＝４．４４ｄＢ（ｔｏｘａ＝１）である。
【００５６】ｃ３、ｃ４およびｃ５の値は伝達関数に影
響を与えず、希望に応じて選択することができる。
響を与えず、希望に応じて選択することができる。
【００５７】可聴範囲下信号プロトコールで狭帯域幅音
声チャネルを使用するセルラー電話のベースバンド信号
回路にＳＣデシメータが用いられるという設定で説明し
たが、本発明の実施は、この一つの重要な適用のみに限
定されるものではない。すなわち、ＳＣデシメータ２０
は、セルラー電話以外に対するいくつかの適用に有利に
採用されうるものである。
声チャネルを使用するセルラー電話のベースバンド信号
回路にＳＣデシメータが用いられるという設定で説明し
たが、本発明の実施は、この一つの重要な適用のみに限
定されるものではない。すなわち、ＳＣデシメータ２０
は、セルラー電話以外に対するいくつかの適用に有利に
採用されうるものである。
【００５８】前記記述は本発明を説明するに過ぎないも
のであることが理解されるべきである。当業者は、本発
明から逸脱せずに種々の代替物および修正形を考案する
ことができる。したがって、本発明は、特許請求の範囲
の記載に属する全ての代替物、修正形および別形を包摂
するものである。
のであることが理解されるべきである。当業者は、本発
明から逸脱せずに種々の代替物および修正形を考案する
ことができる。したがって、本発明は、特許請求の範囲
の記載に属する全ての代替物、修正形および別形を包摂
するものである。
【００５９】
【発明の効果】本発明によれば、増幅手段の入力と出力
とのあいだに第１のキャパシタンスＣｉｎｔが接続さ
れ、入力ノードと増幅手段の入力とのあいだに第２のキ
ャパシタンスＣｉｎが接続されているため、ＳＣデシメ
ータの利得はＣｉｎ／Ｃｉｎｔの比に周波数の比（ｎ）
を掛けたものできまり、演算増幅器のオフセット電圧は
増幅しないで出力することができる。その結果ＤＣレベ
ルのシフトが発生せず、狭帯域用のフィルターを設ける
ことなく広帯域フィルタで偽信号を防止することがで
き、デュアルバンド用の集積化された小型のＳＣデシメ
ータがえられる。
とのあいだに第１のキャパシタンスＣｉｎｔが接続さ
れ、入力ノードと増幅手段の入力とのあいだに第２のキ
ャパシタンスＣｉｎが接続されているため、ＳＣデシメ
ータの利得はＣｉｎ／Ｃｉｎｔの比に周波数の比（ｎ）
を掛けたものできまり、演算増幅器のオフセット電圧は
増幅しないで出力することができる。その結果ＤＣレベ
ルのシフトが発生せず、狭帯域用のフィルターを設ける
ことなく広帯域フィルタで偽信号を防止することがで
き、デュアルバンド用の集積化された小型のＳＣデシメ
ータがえられる。
【図１】セルラー電話に用いる信号回路の一部のブロッ
ク図である。
ク図である。
【図２】ＳＣデシメータの好ましい実施例の概略図であ
る。
る。
【図３】図２のＳＣデシメータに加えられるクロックパ
ルス間の関係を示すタイミング図である。
ルス間の関係を示すタイミング図である。
【図４】図３のａ２４０クロックが出力されるときの図
２の回路に対する効果を示す概略図である。
２の回路に対する効果を示す概略図である。
【図５】図３のｂ２４０クロックが出力されるときの図
２の回路に対する効果を示す概略図である。
２の回路に対する効果を示す概略図である。
１０ 入力ノード １２ ローパスフィルタ ２０ コンデンサデシメータ（ＳＣデシメータ） ２１ ＳＣフィルター ２２ 演算増幅器 Ｃｉｎ 第１のキャパシタ（Ｃ１） Ｃｉｎｔ 第２のキャパシタ（Ｃ２１、Ｃ２２）
Claims (8)
- 【請求項１】 入力ノードおよび出力ノードを有する切
替えコンデンサデシメータ回路であって、 入力および出力を有する増幅手段、 前記増幅手段の前記入力と前記出力とのあいだに、第１
の周波数に等しい速度で切替え可能に接続された第１の
キャパシタンス（Ｃｉｎｔ）、 前記入力ノードと前記増幅手段の入力とのあいだに接続
された第２のキャパシタンス（Ｃｉｎ）、および前記増
幅手段のＤＣオフセット電圧が前記出力ノードに利得１
で増幅されて出現するように前記切替えコンデンサデシ
メータ回路を補償するＤＣオフセット手段を備えてお
り、 前記増幅手段の前記出力は前記出力ノードに接続され、
前記増幅手段は特徴的なＤＣオフセット電圧を有してお
り、 ｎを第２の、より低い周波数に対する前記第１の周波数
の比として、前記切替えコンデサデシメータ回路の利得
ＧがｎＣｉｎ／Ｃｉｎｔで与えられるように構成されて
なることを特徴とする切替えコンデンサデシメータ回
路。 - 【請求項２】 Ｃｉｎｔが、第１のキャパシタンス（Ｃ
ｉｎｔ１）と、該Ｃｉｎｔ１に切替え可能に並列接続さ
れた第２のキャパシタンス（Ｃｉｎｔ２）とからなり、
これにより前記切替えコンデンサデシメータの利得が少
なくとも２つの値のうちの１つに制御可能に設定される
請求項１記載の切替えコンデンサデシメータ回路。 - 【請求項３】 前記増幅手段の前記出力と前記入力ノー
ドとのあいだに接続されたキャパシタンスをさらに含ん
でおり、前記切替えコンデンサデシメータ回路のスイッ
チング過渡現象を抑圧するように構成されてなる請求項
１記載の切替えコンデンサデシメータ回路。 - 【請求項４】 可聴範囲下信号プロトコールにしたがっ
て動作するセルラー電話に用いられる切替えコンデンサ
デシメータ回路であって、前記切替えコンデンサデシメ
ータは可聴範囲下信号成分と音声成分とを包含する受信
された信号を入力するための入力ノードを有し、前記切
替えコンデンサデシメータ回路は、さらに、増幅された
可聴範囲下信号成分と音声成分とを有する信号を出力す
るための出力ノードを有しており、 入力および出力を有する増幅手段；前記増幅手段の前記
入力と前記出力とのあいだに、第１の周波数に等しい速
度で切替え可能に接続された第１キャパシタンス（Ｃｉ
ｎｔ）；前記増幅手段の前記入力節と前記入力とのあい
だに接続された第２のキャパシタンス（Ｃｉｎ）；およ
び前記増幅手段のＤＣオフセット電圧が前記出力節に利
得１で増幅されて出現するように前記切替えコンデンサ
デシメータ回路を補償するＤＣオフセット手段；を備え
ており、 前記増幅手段の前記出力は前記出力ノードに接続され、
前記増幅手段は特徴的なＤＣオフセット電圧を有してお
り、 ｎを第２の、より低い周波数に対する前記第１の周波数
の比として、前記切替えコンデサデシメータ回路の利得
ＧがｎＣｉｎ／Ｃｉｎｔで与えられ、 Ｃｉｎｔは、第１のキャパシタンス（Ｃｉｎｔ１）と、
該Ｃｉｎｔ１に切替え可能に並列接続された第２のキャ
パシタンス（Ｃｉｎｔ２）とからなり、これにより前記
切替えコンデンサデシメータ回路の利得が、使用される
可聴範囲下信号プロトコールの種類にしたがって少なく
とも２つの値のうちの１つに制御可能に設定されること
を特徴とする切替えコンデンサデシメータ回路。 - 【請求項５】 前記可聴範囲下信号プロトコールがＮＡ
ＭＰＳおよびＮＴＡＣＳから選択される請求項４記載の
切替えコンデンサデシメータ回路。 - 【請求項６】 前記第２周波数が、可聴範囲下信号成分
から音声信号成分を濾波して除去するために前記出力節
に接続された切替えコンデンサフィルターのために選択
された周波数である請求項５記載の切替えコンデンサデ
シメータ回路。 - 【請求項７】 前記第１周波数が約２４０ｋＨｚであ
り、前記第２周波数が８ｋＨｚである請求項６記載の切
替えコンデンサデシメータ回路。 - 【請求項８】 前記増幅手段の前記出力と前記入力ノー
ドとのあいだに接続されたキャパシタンスをさらに含ん
でおり、前記切替えコンデンサデシメータのスイッチン
グ過渡現象を抑圧するように構成されてなる請求項４記
載の切替えコンデンサデシメータ回路。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US07/893,752 US5289059A (en) | 1992-06-05 | 1992-06-05 | Switched capacitor decimator |
| US893,752 | 1992-06-05 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0697778A true JPH0697778A (ja) | 1994-04-08 |
Family
ID=25402025
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5134794A Pending JPH0697778A (ja) | 1992-06-05 | 1993-06-04 | 切替えコンデンサデシメータ |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5289059A (ja) |
| JP (1) | JPH0697778A (ja) |
| GB (1) | GB2268648B (ja) |
Families Citing this family (13)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| RU2171007C2 (ru) * | 1993-11-09 | 2001-07-20 | Моторола, Инк. | Детектор уровня и способ детектирования уровня входного сигнала |
| FI953433A (fi) * | 1995-07-14 | 1997-01-15 | Nokia Mobile Phones Ltd | Kaksiulotteista hilarakennetta käyttävä kanavatransistori ja sen käyttäminen signaalin prosessointiin |
| GB2308470B (en) * | 1995-12-22 | 2000-02-16 | Nokia Mobile Phones Ltd | Program memory scheme for processors |
| FI112131B (fi) * | 1996-02-08 | 2003-10-31 | Nokia Corp | Menetelmä ja piirijärjestely signaalin erojännitteen pienentämiseksi |
| FI962816A (fi) * | 1996-07-11 | 1998-01-12 | Nokia Mobile Phones Ltd | Mikropiirimodulien kotelorakenne |
| FI101914B (fi) * | 1996-11-08 | 1998-09-15 | Nokia Mobile Phones Ltd | Parannettu menetelmä ja piirijärjestely signaalin käsittelemiseksi |
| GB2323190B (en) * | 1997-03-14 | 2001-09-19 | Nokia Mobile Phones Ltd | Executing nested loops |
| FI103617B (fi) | 1997-09-01 | 1999-07-30 | Nokia Mobile Phones Ltd | Kanavatransistorit |
| US6055168A (en) * | 1998-03-04 | 2000-04-25 | National Semiconductor Corporation | Capacitor DC-DC converter with PFM and gain hopping |
| DE19811853C1 (de) | 1998-03-18 | 1999-09-09 | Nokia Mobile Phones Ltd | Kommunikationseinrichtung und Verfahren zu deren Betriebssteuerung |
| US7565393B2 (en) | 2005-06-29 | 2009-07-21 | Intel Corporation | Discrete time filter having gain for digital sampling receivers |
| US7212141B2 (en) * | 2005-07-11 | 2007-05-01 | Intel Corporation | Filter with gain |
| US9577608B2 (en) * | 2009-08-14 | 2017-02-21 | Qualcomm Incorporated | Discrete time lowpass filter |
Family Cites Families (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4331894A (en) * | 1980-05-29 | 1982-05-25 | American Microsystems, Inc. | Switched-capacitor interolation filter |
| US4754226A (en) * | 1983-11-02 | 1988-06-28 | Stanford University | Switched capacitor function generator |
| JPS62180603A (ja) * | 1986-02-03 | 1987-08-07 | Nec Corp | Ｓｃｆ用オフセツト補償回路 |
| FR2619975B1 (fr) * | 1987-08-28 | 1989-11-17 | France Etat | Cellule biquadratique a capacites commutees sans boucle continue de contre-reaction et a faible sensibilite par rapport au gain des amplificateurs operationnels et au ratio des capacites |
| WO1989006069A1 (en) * | 1987-12-24 | 1989-06-29 | The University Of Melbourne | Switched capacitor circuits |
| US4894620A (en) * | 1988-04-11 | 1990-01-16 | At&T Bell Laboratories | Switched-capacitor circuit with large time constant |
-
1992
- 1992-06-05 US US07/893,752 patent/US5289059A/en not_active Expired - Lifetime
-
1993
- 1993-06-04 GB GB9311553A patent/GB2268648B/en not_active Expired - Fee Related
- 1993-06-04 JP JP5134794A patent/JPH0697778A/ja active Pending
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| GB9311553D0 (en) | 1993-07-21 |
| GB2268648A (en) | 1994-01-12 |
| US5289059A (en) | 1994-02-22 |
| GB2268648B (en) | 1995-11-22 |
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