JPH0669760A - 選択呼出し受信機のフィルタ回路 - Google Patents
選択呼出し受信機のフィルタ回路Info
- Publication number
- JPH0669760A JPH0669760A JP21951392A JP21951392A JPH0669760A JP H0669760 A JPH0669760 A JP H0669760A JP 21951392 A JP21951392 A JP 21951392A JP 21951392 A JP21951392 A JP 21951392A JP H0669760 A JPH0669760 A JP H0669760A
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- filter
- frequency
- circuit
- signal
- bit
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
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- Noise Elimination (AREA)
- Mobile Radio Communication Systems (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 本発明は、選択呼出し受信機のＩＦ検波した
ベースバンド信号からＲＦノイズを除去するローパスフ
ィルタを極めて簡単で、しかも回路部品交換無しでカッ
トオフ周波数を変更できる選択呼出し受信機の無調整フ
ィルタ回路を提供する。 【構成】 ＩＦ検波回路３で検波したベースバンド信号
を１ビット量子化器５で１ビット量子化する。ディジタ
ルフィルタ６に入力される離散値信号列の振幅が常に
「１」となることによって、ＦＩＲフィルタの乗算器を
省略したフィルタ６でろ波する。そしてこのフィルタ６
出力をディジタルコンパレータ７でＮＲＺ符号に再生す
る。
ベースバンド信号からＲＦノイズを除去するローパスフ
ィルタを極めて簡単で、しかも回路部品交換無しでカッ
トオフ周波数を変更できる選択呼出し受信機の無調整フ
ィルタ回路を提供する。 【構成】 ＩＦ検波回路３で検波したベースバンド信号
を１ビット量子化器５で１ビット量子化する。ディジタ
ルフィルタ６に入力される離散値信号列の振幅が常に
「１」となることによって、ＦＩＲフィルタの乗算器を
省略したフィルタ６でろ波する。そしてこのフィルタ６
出力をディジタルコンパレータ７でＮＲＺ符号に再生す
る。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はディジタル信号方式を用
いた選択呼出し受信機において、受信ベースバンド信号
から高周波雑音を除去するディジタルフィルタ回路に関
し、特にベースバンド信号の伝送速度が異なっても、デ
ィジタルフィルタのカットオフ周波数を簡単に切替え
て、必要な情報信号のみを取り出すことができる選択呼
出し受信機の無調整フィルタ回路に関するものである。
いた選択呼出し受信機において、受信ベースバンド信号
から高周波雑音を除去するディジタルフィルタ回路に関
し、特にベースバンド信号の伝送速度が異なっても、デ
ィジタルフィルタのカットオフ周波数を簡単に切替え
て、必要な情報信号のみを取り出すことができる選択呼
出し受信機の無調整フィルタ回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来の選択呼出し受信機は、図４に示す
ような構成である。ベースバンド信号をＦＭ変調した電
波をアンテナによって受信し、ＲＦ回路で高周波増幅す
る。さらにこの高周波増幅した信号をＩＦ／検波回路に
よって中間周波数に変換すると共に、検波して元ベース
バンド信号に復調される。そして、このベースバンド信
号からアナログフィルタによって高周波雑音成分を除去
して情報信号成分のみを取出し、さらに、アナログコン
パレータによってＮＲＺ符号を得る。このＮＲＺ符号か
ら元ディジタル信号を復号するものである。
ような構成である。ベースバンド信号をＦＭ変調した電
波をアンテナによって受信し、ＲＦ回路で高周波増幅す
る。さらにこの高周波増幅した信号をＩＦ／検波回路に
よって中間周波数に変換すると共に、検波して元ベース
バンド信号に復調される。そして、このベースバンド信
号からアナログフィルタによって高周波雑音成分を除去
して情報信号成分のみを取出し、さらに、アナログコン
パレータによってＮＲＺ符号を得る。このＮＲＺ符号か
ら元ディジタル信号を復号するものである。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記の
ような従来の選択呼出し受信機を、ディジタル信号の符
号レートが異なる仕様のシステム管理区域内で使用する
場合、アナログフィルタのカットオフ周波数をその符号
レートに従って変更する必要がある。何故ならば、低い
符号レートに適合した選択呼出し受信機を、高い符号レ
ートのシステム地域で使用した場合、フィルタのカット
オフ周波数が低いために必要な情報信号をもカットして
しまい、伝送エラーを生じるおそれがあるからである。
例えば、５１２ｂｐｓ用に回路設定されたアナログフィ
ルタを備える選択呼出し受信機を、１２００ｂｐｓのデ
ィジタル信号送信区域内で使用する場合、アナログフィ
ルタのカットオフ周波数を決定する回路定数を５１２ｂ
ｐｓ用から１２００ｂｐｓ用に変更しなければ、必要な
情報がこのアナログフィルタによって除去されてしま
う。 また、このアナログフィルタの回路定数の値は、
受信感度を大きく左右するものであり、この回路定数の
選択と管理には十分な注意が必要であるが、ディスクリ
ート部品は温度変化、経年変化を起こしやすくその回路
設定には大きな困難を伴うものである。
ような従来の選択呼出し受信機を、ディジタル信号の符
号レートが異なる仕様のシステム管理区域内で使用する
場合、アナログフィルタのカットオフ周波数をその符号
レートに従って変更する必要がある。何故ならば、低い
符号レートに適合した選択呼出し受信機を、高い符号レ
ートのシステム地域で使用した場合、フィルタのカット
オフ周波数が低いために必要な情報信号をもカットして
しまい、伝送エラーを生じるおそれがあるからである。
例えば、５１２ｂｐｓ用に回路設定されたアナログフィ
ルタを備える選択呼出し受信機を、１２００ｂｐｓのデ
ィジタル信号送信区域内で使用する場合、アナログフィ
ルタのカットオフ周波数を決定する回路定数を５１２ｂ
ｐｓ用から１２００ｂｐｓ用に変更しなければ、必要な
情報がこのアナログフィルタによって除去されてしま
う。 また、このアナログフィルタの回路定数の値は、
受信感度を大きく左右するものであり、この回路定数の
選択と管理には十分な注意が必要であるが、ディスクリ
ート部品は温度変化、経年変化を起こしやすくその回路
設定には大きな困難を伴うものである。
【０００４】そこで、このアナログフィルタの回路定
数、つまりカットオフ周波数を簡単な操作で切り替える
ことができれば、上記のように、符号レートが異なる地
域内で使用されていた選択呼出し受信機を、新たに別の
符号レートの地域で使用する際にも、アナログフィルタ
の部品交換若しくは複雑な回路調整を省略することがで
きるのは明らかである。
数、つまりカットオフ周波数を簡単な操作で切り替える
ことができれば、上記のように、符号レートが異なる地
域内で使用されていた選択呼出し受信機を、新たに別の
符号レートの地域で使用する際にも、アナログフィルタ
の部品交換若しくは複雑な回路調整を省略することがで
きるのは明らかである。
【０００５】そこで本発明の目的は、従来のようなアナ
ログフィルタの代わりに、簡単な回路構成のディジタル
フィルタを用いて、従来の問題点である部品交換等の煩
わしいメンテナンスを省くことができる選択呼出し受信
機の無調整フィルタ回路を提供するものである。
ログフィルタの代わりに、簡単な回路構成のディジタル
フィルタを用いて、従来の問題点である部品交換等の煩
わしいメンテナンスを省くことができる選択呼出し受信
機の無調整フィルタ回路を提供するものである。
【０００６】
【発明の概要】本発明は、受信電波からベースバンド信
号を検波して送信情報を復号する選択呼出し受信機のフ
ィルタ回路において、前記ベースバンド信号を１ビット
量子化する１ビット量子化器と、Ｎ次の１ビット遅延素
子からなる移動平均フィルタとを備え、この１ビット遅
延素子に入力するクロックの周波数を変更することで受
信した前記ベースバンド信号の通過域を変更できること
を特徴とする。
号を検波して送信情報を復号する選択呼出し受信機のフ
ィルタ回路において、前記ベースバンド信号を１ビット
量子化する１ビット量子化器と、Ｎ次の１ビット遅延素
子からなる移動平均フィルタとを備え、この１ビット遅
延素子に入力するクロックの周波数を変更することで受
信した前記ベースバンド信号の通過域を変更できること
を特徴とする。
【０００７】上記構成により、受信検波したベースバン
ド信号を１ビット量子化器で量子化することによって、
ディジタルフィルタを構成する各遅延素子は１ビットの
シフトレジスタとなる。また量子化した信号の振幅が
「１」であることにより、フィルタの乗算器の係数は
「１」になる。このディジタルフィルタのカットオフ周
波数は、各遅延素子に入力するクロック信号の周波数を
変更することで簡単に変更できる。
ド信号を１ビット量子化器で量子化することによって、
ディジタルフィルタを構成する各遅延素子は１ビットの
シフトレジスタとなる。また量子化した信号の振幅が
「１」であることにより、フィルタの乗算器の係数は
「１」になる。このディジタルフィルタのカットオフ周
波数は、各遅延素子に入力するクロック信号の周波数を
変更することで簡単に変更できる。
【０００８】
【実施例】次に本発明の一実施例を図面を参照しつつ以
下に説明する。図１は、本発明の一実施例の機能ブロッ
ク図であり、図２は、本発明に用いるディジタルフィル
タのシグナルフローチャート図である。
下に説明する。図１は、本発明の一実施例の機能ブロッ
ク図であり、図２は、本発明に用いるディジタルフィル
タのシグナルフローチャート図である。
【０００９】この図１において、到来電波はアンテナ１
によって受信され、ＲＦ増幅回路２で高周波増幅され
る。さらにＩＦ検波回路３で、このＲＦ増幅信号を中間
周波数帯信号に周波数変換された後、搬送波をＦＭ変調
しているベースバンド信号が検波される。この検波され
たベースバンド信号は、アンチエイリアスフィルタ４に
入力され、以下で述べるディジタルフィルタ６のサンプ
リング周波数ｆS の１／２以上の高周波成分が除去され
る。そして、アンチエイリアスフィルタ４で高周波成分
が除去されたベースバンド信号は、１ビット量子化器５
に入力され、「０」と「１」に量子化される。さらにこ
の量子化データは、ディジタルフィルタ６に入力され、
高周波成分が除去される。このフィルタ６でろ波された
信号はディジタルコンパレータ７で１／符号レート［時
間］におけるパルス数が所定値以下か否かを判別されて
ＮＲＺ信号に再生される。
によって受信され、ＲＦ増幅回路２で高周波増幅され
る。さらにＩＦ検波回路３で、このＲＦ増幅信号を中間
周波数帯信号に周波数変換された後、搬送波をＦＭ変調
しているベースバンド信号が検波される。この検波され
たベースバンド信号は、アンチエイリアスフィルタ４に
入力され、以下で述べるディジタルフィルタ６のサンプ
リング周波数ｆS の１／２以上の高周波成分が除去され
る。そして、アンチエイリアスフィルタ４で高周波成分
が除去されたベースバンド信号は、１ビット量子化器５
に入力され、「０」と「１」に量子化される。さらにこ
の量子化データは、ディジタルフィルタ６に入力され、
高周波成分が除去される。このフィルタ６でろ波された
信号はディジタルコンパレータ７で１／符号レート［時
間］におけるパルス数が所定値以下か否かを判別されて
ＮＲＺ信号に再生される。
【００１０】また、上記ディジタルフィルタ６は、入力
信号振幅が「１」の固定振幅信号であるため、非巡回型
フィルタ（以下ＦＩＲ）フィルタのフィルタ係数を１と
することができ、Ｎ次のＦＩＲフィルタの直観的構成は
図２のようになる。つまり、各遅延素子１０1 〜１０
n-1 の出力和がディジタルフィルタ６の出力ｙ（ｎ）と
なる。また、量子化データが１ビットデータであるた
め、各遅延素子１０1 〜１０n-1 は単純な１ビットシフ
トレジスタで構成でき、各遅延素子１０1 〜１０n-1 の
出力和は、簡単な加算器で求められる。また、各遅延素
子１０1 〜１０n-1には、図示しないクロック発生器よ
りクロック信号が入力されていて、遅延時間が調整され
る。
信号振幅が「１」の固定振幅信号であるため、非巡回型
フィルタ（以下ＦＩＲ）フィルタのフィルタ係数を１と
することができ、Ｎ次のＦＩＲフィルタの直観的構成は
図２のようになる。つまり、各遅延素子１０1 〜１０
n-1 の出力和がディジタルフィルタ６の出力ｙ（ｎ）と
なる。また、量子化データが１ビットデータであるた
め、各遅延素子１０1 〜１０n-1 は単純な１ビットシフ
トレジスタで構成でき、各遅延素子１０1 〜１０n-1 の
出力和は、簡単な加算器で求められる。また、各遅延素
子１０1 〜１０n-1には、図示しないクロック発生器よ
りクロック信号が入力されていて、遅延時間が調整され
る。
【００１１】以上の構成におけるその動作を簡単に説明
する。上述したＲＦ増幅回路２、ＩＦ検波回路３は従来
例と同様の回路動作をする。このＩＦ検波回路３で検波
されたベースバンド信号にはＲＦノイズが重畳された信
号となっている。アンチエイリアスフィルタ４は、上述
したように、ＩＦ検波回路３で検波されたベースバンド
信号からサンプリング周波数ｆS の１／２以上の周波数
成分を除去するが、これは、サンプリング周波数ｆS ／
２以上の周波数成分が含まれたまま量子化し、復号する
と、標本化定理により折返し歪が生じるからである。こ
のアンチエイリアスフィルタ４でろ波された信号は１ビ
ット量子化器５で量子化される。その様子を図３に示
す。この図３において、（ａ）はアンチエイリアスフィ
ルタ４でろ波されたベースバンド信号１１を示し、図中
に示す間隔Ｔはサンプリング間隔である。そして、図３
（ｂ）に１ビット量子化器５で量子化された離散値デー
タｘ（ｎ）を示す。このデータｘ（ｎ）をディジタルフ
ィルタ６でフィルタリングする。
する。上述したＲＦ増幅回路２、ＩＦ検波回路３は従来
例と同様の回路動作をする。このＩＦ検波回路３で検波
されたベースバンド信号にはＲＦノイズが重畳された信
号となっている。アンチエイリアスフィルタ４は、上述
したように、ＩＦ検波回路３で検波されたベースバンド
信号からサンプリング周波数ｆS の１／２以上の周波数
成分を除去するが、これは、サンプリング周波数ｆS ／
２以上の周波数成分が含まれたまま量子化し、復号する
と、標本化定理により折返し歪が生じるからである。こ
のアンチエイリアスフィルタ４でろ波された信号は１ビ
ット量子化器５で量子化される。その様子を図３に示
す。この図３において、（ａ）はアンチエイリアスフィ
ルタ４でろ波されたベースバンド信号１１を示し、図中
に示す間隔Ｔはサンプリング間隔である。そして、図３
（ｂ）に１ビット量子化器５で量子化された離散値デー
タｘ（ｎ）を示す。このデータｘ（ｎ）をディジタルフ
ィルタ６でフィルタリングする。
【００１２】ここで、時間軸上の離散的な入出力の信号
系列をそれぞれ｛ｘn ｝，｛ｙn ｝とするとき、入出力
の差分方程式は次のようになる。
系列をそれぞれ｛ｘn ｝，｛ｙn ｝とするとき、入出力
の差分方程式は次のようになる。
【００１３】
【数１】
【００１４】ａi ，ｂj は実定数とし、ｎ＜０ではｘn
＝ｙn ＝０とし、さらに非巡回型ディジタルフィルタ
は、全てのｊに対し、ｂj ＝０であり、上記式のｚ変換
は、
＝ｙn ＝０とし、さらに非巡回型ディジタルフィルタ
は、全てのｊに対し、ｂj ＝０であり、上記式のｚ変換
は、
【００１５】
【数２】
【００１６】となる。
【００１７】そこで、この数２から入力信号振幅は
「１」で、出力信号振幅が同じく「１」の場合の移動平
均フィルタを直観的に構成すると図２のようになる。こ
の図２によりＮ点の移動平均を表わす伝達関数は、数２
からも解るように、次式のようになる。
「１」で、出力信号振幅が同じく「１」の場合の移動平
均フィルタを直観的に構成すると図２のようになる。こ
の図２によりＮ点の移動平均を表わす伝達関数は、数２
からも解るように、次式のようになる。
【００１８】
【数３】
【００１９】この数３に、
【００２０】
【数４】
【００２１】を代入して整理すると、
【００２２】
【数５】
【００２３】となる。
【００２４】この数５は周波数特性を表している。さら
にこの数５にオイラーの公式を適用して、
にこの数５にオイラーの公式を適用して、
【００２５】
【数６】
【００２６】を代入し整理すると、
【００２７】
【数７】
【００２８】となる。この数７において、
【００２９】
【数８】
【００３０】は周波数振幅特性を表わす。この数８より
ω＝２πｆ，Ｔ＝１／ｆS （ｆS はサンプリング周波
数）を代入し、カットオフ周波数ｆC を求めると、
ω＝２πｆ，Ｔ＝１／ｆS （ｆS はサンプリング周波
数）を代入し、カットオフ周波数ｆC を求めると、
【００３１】
【数９】
【００３２】ここで、
【００３３】
【数１０】
【００３４】とおくと、
【００３５】
【数１１】
【００３６】さらに、ここでｓｉｎＮαとｓｉｎαを無
限級数展開して整理すると、
限級数展開して整理すると、
【００３７】
【数１２】
【００３８】となる。この数１２の根をｋと置くと、ｆ
C ／ｆS ＝ｋ／Ｎπとなり、カットオフ周波数ｆC はサ
ンプリング周波数ｆS に比例することが解る。つまり、
図２の各遅延素子に入力するクロック信号（サンプリン
グ周波数）を変えることによって、ディジタルフィルタ
６のカットオフ周波数を簡単に変更することができる。
C ／ｆS ＝ｋ／Ｎπとなり、カットオフ周波数ｆC はサ
ンプリング周波数ｆS に比例することが解る。つまり、
図２の各遅延素子に入力するクロック信号（サンプリン
グ周波数）を変えることによって、ディジタルフィルタ
６のカットオフ周波数を簡単に変更することができる。
【００３９】そして、このフィルタ６出力信号の単位時
間１２（図３（ｃ）参照）当りのパルス数をカウント
し、そのカウンタ値が所定値以上なら正極電圧信号に、
所定値以下ならば負極電圧信号のＮＲＺ符号にディジタ
ルコンパレータ７で判断して、置換する。またこのコン
パレータ７における所定値比較には、ヒステリシス特性
を持たせている。例えば、上記判定用の所定値を二つの
閾値β1 ，β2 （β1 ＜β2 ）とし、ディジタルコンパ
レータ７でフィルタ６出力が一旦情報「１」（正極電圧
信号）に判定された後は、比較閾値をβ1 として続くパ
ルス数比較を行う。そしてパルス数が、新たに閾値β1
以下になったとき、閾値をβ2 と変更して引き続きパル
ス数比較を行う。これはディジタルフィルタ６で高周波
成分を除去し、低周波のノイズを除去した効果を維持す
るためである。
間１２（図３（ｃ）参照）当りのパルス数をカウント
し、そのカウンタ値が所定値以上なら正極電圧信号に、
所定値以下ならば負極電圧信号のＮＲＺ符号にディジタ
ルコンパレータ７で判断して、置換する。またこのコン
パレータ７における所定値比較には、ヒステリシス特性
を持たせている。例えば、上記判定用の所定値を二つの
閾値β1 ，β2 （β1 ＜β2 ）とし、ディジタルコンパ
レータ７でフィルタ６出力が一旦情報「１」（正極電圧
信号）に判定された後は、比較閾値をβ1 として続くパ
ルス数比較を行う。そしてパルス数が、新たに閾値β1
以下になったとき、閾値をβ2 と変更して引き続きパル
ス数比較を行う。これはディジタルフィルタ６で高周波
成分を除去し、低周波のノイズを除去した効果を維持す
るためである。
【００４０】このようにディジタルコンパレータ７で識
別されたＮＲＺ符号は図示しない復号器で元情報に復号
される。
別されたＮＲＺ符号は図示しない復号器で元情報に復号
される。
【００４１】以上、説明したように検波されたベースバ
ンド信号を１ビット量子化したことによって、簡単なデ
ィジタルフィルタでローパスフィルタを構成することが
でき、しかもカットオフ周波数を簡単に変更できる。例
えば、異なる発信周波数をそれぞれに持つ発振器の出力
を、ＣＰＵ等の制御によって、スイッチで切替えてフィ
ルタ６の各遅延素子１０1 〜１０n-1 に入力すれば、カ
ットオフ周波数を変更することができる。また、１ビッ
ト量子化器５のサンプリング信号とディジタルフィルタ
６の各遅延素子１０1 〜１０n-1 に入力するクロック信
号とを同一のクロック周波数にすることもできる。
ンド信号を１ビット量子化したことによって、簡単なデ
ィジタルフィルタでローパスフィルタを構成することが
でき、しかもカットオフ周波数を簡単に変更できる。例
えば、異なる発信周波数をそれぞれに持つ発振器の出力
を、ＣＰＵ等の制御によって、スイッチで切替えてフィ
ルタ６の各遅延素子１０1 〜１０n-1 に入力すれば、カ
ットオフ周波数を変更することができる。また、１ビッ
ト量子化器５のサンプリング信号とディジタルフィルタ
６の各遅延素子１０1 〜１０n-1 に入力するクロック信
号とを同一のクロック周波数にすることもできる。
【００４２】なお、上記実施例においてディジタルフィ
ルタ６はＦＩＲフィルタとしたが、ＩＩＲフィルタであ
ってもよく、本発明では、その構成を特に限定するもの
ではない。また、ディジタルフィルタ６を蓄積プログラ
ムを備えるＣＰＵとＲＡＭ等を用いてソフトウェアでも
構成できる。
ルタ６はＦＩＲフィルタとしたが、ＩＩＲフィルタであ
ってもよく、本発明では、その構成を特に限定するもの
ではない。また、ディジタルフィルタ６を蓄積プログラ
ムを備えるＣＰＵとＲＡＭ等を用いてソフトウェアでも
構成できる。
【００４３】
【発明の効果】以上説明したように、本発明では、検波
したベースバンド信号を１ビット量子化したことによっ
て、ディジタルフィルタの乗算ビット数を１ビットにす
ることができ、フィルタの回路構成を極めて簡単にでき
る。従って、専用ＩＣ（ＡＳＩＣ：Application specif
ic integrated circuit ）化が容易にでき、さらに、従
来より用いられているＣＰＵや、ＮＲＺ符号の復号ＩＣ
と組み合わせてＡＳＩＣ化すれば、より選択呼出し受信
機全体のサイズをより小さくすることができる。また、
符号レートが比較的低いため、ディジタルフィルタをオ
ーバサンプリングで処理できるので、アンチエイリアス
フィルタをコンデンサ、抵抗による１次程度の簡単なロ
ーパスフィルタで構成することができ、このアンチエイ
リアスフィルタの回路定数のバラツキに対する許容度も
大きくするとができる。
したベースバンド信号を１ビット量子化したことによっ
て、ディジタルフィルタの乗算ビット数を１ビットにす
ることができ、フィルタの回路構成を極めて簡単にでき
る。従って、専用ＩＣ（ＡＳＩＣ：Application specif
ic integrated circuit ）化が容易にでき、さらに、従
来より用いられているＣＰＵや、ＮＲＺ符号の復号ＩＣ
と組み合わせてＡＳＩＣ化すれば、より選択呼出し受信
機全体のサイズをより小さくすることができる。また、
符号レートが比較的低いため、ディジタルフィルタをオ
ーバサンプリングで処理できるので、アンチエイリアス
フィルタをコンデンサ、抵抗による１次程度の簡単なロ
ーパスフィルタで構成することができ、このアンチエイ
リアスフィルタの回路定数のバラツキに対する許容度も
大きくするとができる。
【００４４】さらにまた、フィルタのカットオフ周波数
も遅延素子に入力するサンプリング周波数を変更するこ
とで直ちに変更でき、従来のように回路部品の交換作業
を省くことができ、符号レートの異なる送信地域で、本
発明を用いた選択呼出し受信機を使用する場合、受信機
本体に設けた切替え手段等によって簡単にフィルタのカ
ットオフ周波数を切り替えられるので、良好な電波受信
状態を保つことができる。
も遅延素子に入力するサンプリング周波数を変更するこ
とで直ちに変更でき、従来のように回路部品の交換作業
を省くことができ、符号レートの異なる送信地域で、本
発明を用いた選択呼出し受信機を使用する場合、受信機
本体に設けた切替え手段等によって簡単にフィルタのカ
ットオフ周波数を切り替えられるので、良好な電波受信
状態を保つことができる。
【図１】本発明の一実施例に関するものであり、その機
能ブロック構成図である。
能ブロック構成図である。
【図２】本発明に用いるディジタルフィルタのシグナル
・フローチャート図である。
・フローチャート図である。
【図３】本発明の動作説明図である。
【図４】従来例図である。
１ アンテナ ２ ＲＦ増幅回路 ３ ＩＦ検波回路 ４ アンチエイリアスフィルタ ５ １ビット量子化器 ６ ディジタルフィルタ ７ ディジタルコンパレータ １０1 〜１０n-1 遅延素子
Claims (1)
- 【請求項１】受信電波からベースバンド信号を検波して
送信情報を復号する選択呼出し受信機のフィルタ回路に
おいて、 前記ベースバンド信号を１ビット量子化する１ビット量
子化器と、 Ｎ次の１ビット遅延素子からなる移動平均フィルタとを
備え、 この１ビット遅延素子に入力するクロックの周波数を変
更することで受信した前記ベースバンド信号の通過域を
変更できることを特徴とする選択呼出し受信機のフィル
タ回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP21951392A JP2795585B2 (ja) | 1992-08-19 | 1992-08-19 | 選択呼出し受信機のフィルタ回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP21951392A JP2795585B2 (ja) | 1992-08-19 | 1992-08-19 | 選択呼出し受信機のフィルタ回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0669760A true JPH0669760A (ja) | 1994-03-11 |
| JP2795585B2 JP2795585B2 (ja) | 1998-09-10 |
Family
ID=16736647
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP21951392A Expired - Fee Related JP2795585B2 (ja) | 1992-08-19 | 1992-08-19 | 選択呼出し受信機のフィルタ回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2795585B2 (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5708596A (en) * | 1996-01-30 | 1998-01-13 | Uniden Corporation | Filter circuit |
| US5789683A (en) * | 1994-02-25 | 1998-08-04 | Yazaki Corporation | Construction in which sensing elements for sensing a load on a vehicle are mounted |
| US6116096A (en) * | 1979-04-06 | 2000-09-12 | Yazaki Corporation | Mounting structure for a vehicle load measuring sensing element |
| US8125258B2 (en) | 2008-02-04 | 2012-02-28 | Nec Corporation | Phase synchronization device and phase synchronization method |
| WO2013094172A1 (ja) * | 2011-12-23 | 2013-06-27 | 国立大学法人北海道大学 | 信号再生装置及び信号再生方法 |
-
1992
- 1992-08-19 JP JP21951392A patent/JP2795585B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6116096A (en) * | 1979-04-06 | 2000-09-12 | Yazaki Corporation | Mounting structure for a vehicle load measuring sensing element |
| US5789683A (en) * | 1994-02-25 | 1998-08-04 | Yazaki Corporation | Construction in which sensing elements for sensing a load on a vehicle are mounted |
| US5708596A (en) * | 1996-01-30 | 1998-01-13 | Uniden Corporation | Filter circuit |
| US8125258B2 (en) | 2008-02-04 | 2012-02-28 | Nec Corporation | Phase synchronization device and phase synchronization method |
| WO2013094172A1 (ja) * | 2011-12-23 | 2013-06-27 | 国立大学法人北海道大学 | 信号再生装置及び信号再生方法 |
| JP2013135244A (ja) * | 2011-12-23 | 2013-07-08 | Toyota Central R&D Labs Inc | 信号再生装置及び信号再生方法 |
| US9287962B2 (en) | 2011-12-23 | 2016-03-15 | National University Corporation Hokkaido University | Signal reproduction apparatus and signal reproduction method |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2795585B2 (ja) | 1998-09-10 |
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