JPH066967A - 自己消孤型素子の駆動回路 - Google Patents
自己消孤型素子の駆動回路Info
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- JPH066967A JPH066967A JP3215646A JP21564691A JPH066967A JP H066967 A JPH066967 A JP H066967A JP 3215646 A JP3215646 A JP 3215646A JP 21564691 A JP21564691 A JP 21564691A JP H066967 A JPH066967 A JP H066967A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 自己消孤型素子の駆動回路の小型化、低コス
ト化を図るとともに、スイッチ用ＭＯＳＦＥＴの同時オ
ン期間にサージ電流が流れるといった問題を解決する。 【構成】 駆動信号を高周波パルス列で変調する駆動信
号変調回路６と、駆動信号変調回路６の出力を入力と
し、二次巻線側に中間タップを備えた高周波変成器５
と、変成器５の中間タップを基準として正、負の二つの
直流電位を得る電源回路１０と、前記駆動変調信号を駆
動信号に復調する駆動信号復調回路１９と、駆動信号復
調回路１９によって復調された駆動信号を入力とし、変
成器５の中間タップを基準として正電圧、負電圧を出力
し、被駆動デバイス１８を駆動する。
ト化を図るとともに、スイッチ用ＭＯＳＦＥＴの同時オ
ン期間にサージ電流が流れるといった問題を解決する。 【構成】 駆動信号を高周波パルス列で変調する駆動信
号変調回路６と、駆動信号変調回路６の出力を入力と
し、二次巻線側に中間タップを備えた高周波変成器５
と、変成器５の中間タップを基準として正、負の二つの
直流電位を得る電源回路１０と、前記駆動変調信号を駆
動信号に復調する駆動信号復調回路１９と、駆動信号復
調回路１９によって復調された駆動信号を入力とし、変
成器５の中間タップを基準として正電圧、負電圧を出力
し、被駆動デバイス１８を駆動する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、例えば静電誘導サイリ
スタの如き自己消孤型素子の駆動回路に関するものであ
る。
スタの如き自己消孤型素子の駆動回路に関するものであ
る。
【０００２】
【従来の技術】従来のこの種の高周波パルス列による自
己消孤型素子の駆動回路は、例えば、特開平２−８７９
６３号公報に開示されているようなものがあり、図３に
示すような回路構成になっている。なお、図４は同回路
におけるタイミングチャートである。
己消孤型素子の駆動回路は、例えば、特開平２−８７９
６３号公報に開示されているようなものがあり、図３に
示すような回路構成になっている。なお、図４は同回路
におけるタイミングチャートである。
【０００３】図３に示す自己消孤型素子であるＭＯＳＦ
ＥＴ３５の駆動回路において、ゲート回路２１，２２
は、入力信号ＳＧに対応して相補的動作を行う。つま
り、入力信号ＳＧがＨ(High)になり、ゲート回路２１が
高周波パルス列を出力しているとき、ゲート回路２２は
無信号状態であり、入力信号ＳＧがＬ(Low) になり、ゲ
ート回路２１が無信号状態のとき、ゲート回路２２は高
周波パルス列を出力している。
ＥＴ３５の駆動回路において、ゲート回路２１，２２
は、入力信号ＳＧに対応して相補的動作を行う。つま
り、入力信号ＳＧがＨ(High)になり、ゲート回路２１が
高周波パルス列を出力しているとき、ゲート回路２２は
無信号状態であり、入力信号ＳＧがＬ(Low) になり、ゲ
ート回路２１が無信号状態のとき、ゲート回路２２は高
周波パルス列を出力している。
【０００４】ゲート回路２１，２２より出力された高周
波パルス列は、増幅器２３，２４により増幅され、図４
に示すバイポールの方形波パルス列Ｐ1 ，Ｐ2 となり、
それぞれ変成器２５，２６に入力される。
波パルス列は、増幅器２３，２４により増幅され、図４
に示すバイポールの方形波パルス列Ｐ1 ，Ｐ2 となり、
それぞれ変成器２５，２６に入力される。
【０００５】入力信号ＳＧがＨとなり、バイポールの方
形波パルス列Ｐ1 が変成器２５の一次巻線に入力される
時、変成器２５の二次巻線側には対応するバイポールの
方形波パルスが出力され、二次巻線の両端に接続された
ダイオード２７，２８によって全波整流されて図４のｅ
1 に示す整流出力を造出し、抵抗３１を介してＭＯＳＦ
ＥＴ３３のゲート電極に印加され、ＭＯＳＦＥＴ３３は
導通状態となる。この時、変成器２６には信号が入力さ
れないため、ＭＯＳＦＥＴ３４は遮断状態であるから、
第１の回路３７から第２の回路３８に電流が流れ込むこ
とはない。従って、駆動すべきＭＯＳＦＥＴ３５のゲー
ト・ソース間には整流出力ｅ1 が印加され、ＭＯＳＦＥ
Ｔ３５はターンオンする。
形波パルス列Ｐ1 が変成器２５の一次巻線に入力される
時、変成器２５の二次巻線側には対応するバイポールの
方形波パルスが出力され、二次巻線の両端に接続された
ダイオード２７，２８によって全波整流されて図４のｅ
1 に示す整流出力を造出し、抵抗３１を介してＭＯＳＦ
ＥＴ３３のゲート電極に印加され、ＭＯＳＦＥＴ３３は
導通状態となる。この時、変成器２６には信号が入力さ
れないため、ＭＯＳＦＥＴ３４は遮断状態であるから、
第１の回路３７から第２の回路３８に電流が流れ込むこ
とはない。従って、駆動すべきＭＯＳＦＥＴ３５のゲー
ト・ソース間には整流出力ｅ1 が印加され、ＭＯＳＦＥ
Ｔ３５はターンオンする。
【０００６】次に、入力信号ＳＧがＬとなり、バイポー
ルの方形波パルス列Ｐ2 が変成器２６の一次巻線に入力
される時、二次巻線側に誘起された方形波は、ダイオー
ド２９，３０により全波整流され、図４の整流出力ｅ2
が発生し、抵抗３２を介してＭＯＳＦＥＴ３４のゲート
電極に印加され、ＭＯＳＦＥＴ３４は導通状態となる。
この時、第１の回路３７には整流出力ｅ1 は発生してい
ないので、ＭＯＳＦＥＴ３３は遮断状態であり、第２の
回路３８から第１の回路３７に電流が流れ込むことはな
い。従って、駆動すべきＭＯＳＦＥＴ３５のゲート・ソ
ース間は整流出力ｅ2 によって逆バイアスされ、ＭＯＳ
ＦＥＴ３５はターンオフする。
ルの方形波パルス列Ｐ2 が変成器２６の一次巻線に入力
される時、二次巻線側に誘起された方形波は、ダイオー
ド２９，３０により全波整流され、図４の整流出力ｅ2
が発生し、抵抗３２を介してＭＯＳＦＥＴ３４のゲート
電極に印加され、ＭＯＳＦＥＴ３４は導通状態となる。
この時、第１の回路３７には整流出力ｅ1 は発生してい
ないので、ＭＯＳＦＥＴ３３は遮断状態であり、第２の
回路３８から第１の回路３７に電流が流れ込むことはな
い。従って、駆動すべきＭＯＳＦＥＴ３５のゲート・ソ
ース間は整流出力ｅ2 によって逆バイアスされ、ＭＯＳ
ＦＥＴ３５はターンオフする。
【０００７】以上の動作を繰り返すことによって、ＭＯ
ＳＦＥＴ３５のゲート・ソース間の駆動電圧を正負に変
化させることができるため、ＭＯＳＦＥＴ３５を確実に
オン・オフさせることができる。また、高周波パルス列
を利用しているため、変成器２５，２６は小型化が可能
となる。更に、ＰＷＭ信号のようにデューティー比が大
きく変化する信号を入力した場合でも変成器２５，２６
を飽和させることがなく、コンスタントな駆動電力を得
ることができ、ゲート信号によるＭＯＳＦＥＴ３５の長
期の停止も可能である。
ＳＦＥＴ３５のゲート・ソース間の駆動電圧を正負に変
化させることができるため、ＭＯＳＦＥＴ３５を確実に
オン・オフさせることができる。また、高周波パルス列
を利用しているため、変成器２５，２６は小型化が可能
となる。更に、ＰＷＭ信号のようにデューティー比が大
きく変化する信号を入力した場合でも変成器２５，２６
を飽和させることがなく、コンスタントな駆動電力を得
ることができ、ゲート信号によるＭＯＳＦＥＴ３５の長
期の停止も可能である。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、このよ
うな従来の自己消孤型素子の駆動回路では、オン・オフ
信号に対応する駆動電力を別々に作り出す必要があるた
め、１つのＭＯＳＦＥＴの駆動のために、スイッチ用Ｍ
ＯＳＦＥＴ、整流回路、変成器、増幅器、ゲート回路が
それぞれ２つ必要となり、回路も複雑なものとなり、回
路の小型化、低コスト化を阻害する。
うな従来の自己消孤型素子の駆動回路では、オン・オフ
信号に対応する駆動電力を別々に作り出す必要があるた
め、１つのＭＯＳＦＥＴの駆動のために、スイッチ用Ｍ
ＯＳＦＥＴ、整流回路、変成器、増幅器、ゲート回路が
それぞれ２つ必要となり、回路も複雑なものとなり、回
路の小型化、低コスト化を阻害する。
【０００９】また、ターンオン制御側のスイッチ用ＭＯ
ＳＦＥＴ３３とターンオフ制御側のスイッチ用ＭＯＳＦ
ＥＴ３４には、僅かではあるが同時オン期間が存在する
ため、ＭＯＳＦＥＴ３５のオン・オフの状態が遷移する
瞬間に大きなサージ電流が流れ、駆動ロスが大きくなる
上に、大電流容量のＭＯＳＦＥＴ３４を使用する必要が
あり、ここでも回路の小型化、低コスト化を阻害する要
因となる。
ＳＦＥＴ３３とターンオフ制御側のスイッチ用ＭＯＳＦ
ＥＴ３４には、僅かではあるが同時オン期間が存在する
ため、ＭＯＳＦＥＴ３５のオン・オフの状態が遷移する
瞬間に大きなサージ電流が流れ、駆動ロスが大きくなる
上に、大電流容量のＭＯＳＦＥＴ３４を使用する必要が
あり、ここでも回路の小型化、低コスト化を阻害する要
因となる。
【００１０】本発明は、上記問題点に鑑みなされたもの
で、その目的とするところは、回路の小型化、低コスト
化が図れ、しかも、スイッチ用ＭＯＳＦＥＴの同時オン
期間にサージ電流が流れるといった問題のない自己消孤
型素子の駆動回路を提供することにある。
で、その目的とするところは、回路の小型化、低コスト
化が図れ、しかも、スイッチ用ＭＯＳＦＥＴの同時オン
期間にサージ電流が流れるといった問題のない自己消孤
型素子の駆動回路を提供することにある。
【００１１】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するた
め、本発明に係る自己消孤型素子の駆動回路は、駆動信
号を高周波パルス列で変調する駆動信号変調回路と、該
駆動信号変調回路の出力を入力とし、二次巻線側に中間
タップを備えた高周波変成器と、該高周波変成器の中間
タップを基準として正、負の二つの直流電位を得る電源
回路と、前記駆動変調信号を駆動信号に復調する駆動信
号復調回路と、該駆動信号復調回路によって復調された
駆動信号を入力とし、前記高周波変成器の中間タップを
基準として正電圧、負電圧を出力する増幅回路を備えた
ことを特徴とする。
め、本発明に係る自己消孤型素子の駆動回路は、駆動信
号を高周波パルス列で変調する駆動信号変調回路と、該
駆動信号変調回路の出力を入力とし、二次巻線側に中間
タップを備えた高周波変成器と、該高周波変成器の中間
タップを基準として正、負の二つの直流電位を得る電源
回路と、前記駆動変調信号を駆動信号に復調する駆動信
号復調回路と、該駆動信号復調回路によって復調された
駆動信号を入力とし、前記高周波変成器の中間タップを
基準として正電圧、負電圧を出力する増幅回路を備えた
ことを特徴とする。
【００１２】
【作用】図２−Ｂに示す駆動信号は、駆動信号変調回路
により図２−Ａに示す高周波パルス列で変調される。変
調された駆動信号は高周波変成器に入力され、出力端子
の両端には図２−Ｃに示すような駆動変調信号が発生す
る。この駆動変調信号は電源回路によって、高周波変成
器の中間タップを基準として図２−Ｄ，Ｅに示すような
正、負の二つの直流電圧を発生する。また、前記駆動変
調信号は駆動信号復調回路を介して図２−Ｆに示すよう
に駆動信号に復調される。復調された駆動信号は増幅回
路によって前記高周波変成器の中間タップを基準として
図２−Ｇに示すような正電圧、負電圧を出力する。その
出力により被駆動デバイスである自己消孤型素子が駆動
される。
により図２−Ａに示す高周波パルス列で変調される。変
調された駆動信号は高周波変成器に入力され、出力端子
の両端には図２−Ｃに示すような駆動変調信号が発生す
る。この駆動変調信号は電源回路によって、高周波変成
器の中間タップを基準として図２−Ｄ，Ｅに示すような
正、負の二つの直流電圧を発生する。また、前記駆動変
調信号は駆動信号復調回路を介して図２−Ｆに示すよう
に駆動信号に復調される。復調された駆動信号は増幅回
路によって前記高周波変成器の中間タップを基準として
図２−Ｇに示すような正電圧、負電圧を出力する。その
出力により被駆動デバイスである自己消孤型素子が駆動
される。
【００１３】
【実施例】以下、本発明の実施例を図面に基づいて説明
する。図１は本発明の一実施例を示す回路図で、自己消
孤型素子の一つである静電誘導サイリスタ１８の駆動回
路は、駆動信号変調回路６と電源回路１０と駆動信号復
調及び増幅回路１９とから構成されている。
する。図１は本発明の一実施例を示す回路図で、自己消
孤型素子の一つである静電誘導サイリスタ１８の駆動回
路は、駆動信号変調回路６と電源回路１０と駆動信号復
調及び増幅回路１９とから構成されている。
【００１４】駆動信号変調回路６は、最大駆動信号周波
数より高い周波数を発生する高周波パルス列発生源１
と、高周波パルス列発生源１の出力端子と駆動信号入力
端子２に入力端子が接続されたＡＮＤ回路３と、ＡＮＤ
回路３の出力にゲート端子が接続されたｎ−ＭＯＳＦＥ
Ｔ４と、一次側入力端子の一方が電源ＶCCに接続され、
他方が前記ｎ−ＭＯＳＦＥＴ４のドレインに接続された
二次側に中間タップを有する変成器５とから成り、前記
ｎ−ＭＯＳＦＥＴ４のソースがグランドに接続された構
成により駆動入力信号を高周波パルス列で変調する。
数より高い周波数を発生する高周波パルス列発生源１
と、高周波パルス列発生源１の出力端子と駆動信号入力
端子２に入力端子が接続されたＡＮＤ回路３と、ＡＮＤ
回路３の出力にゲート端子が接続されたｎ−ＭＯＳＦＥ
Ｔ４と、一次側入力端子の一方が電源ＶCCに接続され、
他方が前記ｎ−ＭＯＳＦＥＴ４のドレインに接続された
二次側に中間タップを有する変成器５とから成り、前記
ｎ−ＭＯＳＦＥＴ４のソースがグランドに接続された構
成により駆動入力信号を高周波パルス列で変調する。
【００１５】電源回路１０は、前記変成器５の二次側出
力の両端端子に接続されたダイオードブリッジ７と、ダ
イオードブリッジ７の正極出力端子に一方の端子が接続
された第１のコンデンサ８と、ダイオードブリッジ７の
負極出力端子に一方の端子が接続された第２のコンデン
サ９とから成り、前記両コンデンサ８，９の他方の端子
がいずれも前記変成器５の二次側中間タップ端子に接続
された構成により、入力変調信号から直流電力を抽出
し、中間タップを基準として正、負の二つの電位を得
る。
力の両端端子に接続されたダイオードブリッジ７と、ダ
イオードブリッジ７の正極出力端子に一方の端子が接続
された第１のコンデンサ８と、ダイオードブリッジ７の
負極出力端子に一方の端子が接続された第２のコンデン
サ９とから成り、前記両コンデンサ８，９の他方の端子
がいずれも前記変成器５の二次側中間タップ端子に接続
された構成により、入力変調信号から直流電力を抽出
し、中間タップを基準として正、負の二つの電位を得
る。
【００１６】駆動信号復調及び増幅回路１９は、前記ダ
イオードブリッジ７の一入力端子にアノード端子が接続
されたダイオード１１と、該ダイオード１１のカソード
端子に一方の端子が接続され、他方の端子がダイオード
ブリッジ７の負極出力端子に接続された第３のコンデン
サ１２と、該コンデンサ１２に並列に接続された抵抗１
３と、前記ダイオード１１のカソード端子にゲート端子
が接続され、ドレイン端子が抵抗１５を介してダイオー
ドブリッジ７の正極出力端子に接続され、ソース端子が
ダイオードブリッジ７の負極出力端子に接続されたｎ−
ＭＯＳＦＥＴ１４と、該ｎ−ＭＯＳＦＥＴ１４のドレイ
ン端子にベース端子が接続され、ダイオードブリッジ７
の正極出力端子にコレクタ端子が接続されたｎｐｎ−ト
ランジスタ１６と、該ｎｐｎ−トランジスタ１６のエミ
ッタ端子にエミッタ端子が接続され、ｎ−ＭＯＳＦＥＴ
１４のドレイン端子にベース端子が接続され、ダイオー
ドブリッジ７の負極出力端子にコレクタ端子が接続され
たｐｎｐ−トランジスタ１７とで構成され、前記変調信
号を駆動信号に復調し、増幅する。
イオードブリッジ７の一入力端子にアノード端子が接続
されたダイオード１１と、該ダイオード１１のカソード
端子に一方の端子が接続され、他方の端子がダイオード
ブリッジ７の負極出力端子に接続された第３のコンデン
サ１２と、該コンデンサ１２に並列に接続された抵抗１
３と、前記ダイオード１１のカソード端子にゲート端子
が接続され、ドレイン端子が抵抗１５を介してダイオー
ドブリッジ７の正極出力端子に接続され、ソース端子が
ダイオードブリッジ７の負極出力端子に接続されたｎ−
ＭＯＳＦＥＴ１４と、該ｎ−ＭＯＳＦＥＴ１４のドレイ
ン端子にベース端子が接続され、ダイオードブリッジ７
の正極出力端子にコレクタ端子が接続されたｎｐｎ−ト
ランジスタ１６と、該ｎｐｎ−トランジスタ１６のエミ
ッタ端子にエミッタ端子が接続され、ｎ−ＭＯＳＦＥＴ
１４のドレイン端子にベース端子が接続され、ダイオー
ドブリッジ７の負極出力端子にコレクタ端子が接続され
たｐｎｐ−トランジスタ１７とで構成され、前記変調信
号を駆動信号に復調し、増幅する。
【００１７】上記駆動回路によって駆動される静電誘導
サイリスタ１８は、そのカソード端子が変成器５の二次
側中間タップ端子に接続され、ゲート端子がｎｐｎ−ト
ランジスタ１６のエミッタ端子に接続されている。
サイリスタ１８は、そのカソード端子が変成器５の二次
側中間タップ端子に接続され、ゲート端子がｎｐｎ−ト
ランジスタ１６のエミッタ端子に接続されている。
【００１８】次に、上記実施例回路の動作を図２に示す
タイミングチャートを参照して説明する。なお、図２は
図１に示す実施例回路における各部の電圧波形図であ
り、Ａは高周波パルス列発生源１の出力波形、Ｂは駆動
入力信号波形、Ｃは変成器５の二次側出力端子の両端電
圧波形、Ｄは正極電圧発生側コンデンサ８の両端電圧波
形、Ｅは負極電圧発生側コンデンサ９の両端電圧波形、
Ｆは駆動信号復調側コンデンサ１２の両端電圧波形、Ｇ
は静電誘導サイリスタ１８のゲート・カソード端子間電
圧波形である。
タイミングチャートを参照して説明する。なお、図２は
図１に示す実施例回路における各部の電圧波形図であ
り、Ａは高周波パルス列発生源１の出力波形、Ｂは駆動
入力信号波形、Ｃは変成器５の二次側出力端子の両端電
圧波形、Ｄは正極電圧発生側コンデンサ８の両端電圧波
形、Ｅは負極電圧発生側コンデンサ９の両端電圧波形、
Ｆは駆動信号復調側コンデンサ１２の両端電圧波形、Ｇ
は静電誘導サイリスタ１８のゲート・カソード端子間電
圧波形である。
【００１９】まず、駆動信号入力端子２に制御回路（図
示せず）によって入力される図２−Ｂに示す駆動入力信
号と、高周波パルス列発生源１が発生する図２−Ａに示
す高周波パルス列との論理積がＡＮＤ回路３でとられ、
その結果がＡＮＤ回路３の出力端子からｎ−ＭＯＳＦＥ
Ｔ４のゲートに入力される。そして、このゲート入力信
号でｎ−ＭＯＳＦＥＴ４はスイッチ動作をし、駆動変調
信号を作り出し、変成器５に入力する。
示せず）によって入力される図２−Ｂに示す駆動入力信
号と、高周波パルス列発生源１が発生する図２−Ａに示
す高周波パルス列との論理積がＡＮＤ回路３でとられ、
その結果がＡＮＤ回路３の出力端子からｎ−ＭＯＳＦＥ
Ｔ４のゲートに入力される。そして、このゲート入力信
号でｎ−ＭＯＳＦＥＴ４はスイッチ動作をし、駆動変調
信号を作り出し、変成器５に入力する。
【００２０】変成器５の出力端子の両端には、図２−Ｃ
に示すような駆動変調信号が発生する。この駆動変調信
号はダイオードブリッジ７によって全波整流され、コン
デンサ８，９によって平滑され、その結果、変成器５の
二次側中間タップに対してダイオードブリッジ７の正極
出力端子側がプラス（＋）、同じく負極出力端子側がマ
イナス（−）のそれぞれの直流電圧が得られる。ただ
し、駆動変調信号は高周波のパルス列部分と無信号部分
が交互に出現する信号であり、無信号部分では電力の供
給が行われないため、コンデンサ８，９の両端の直流電
圧は図２−Ｄ，Ｅに示すように脈動する。
に示すような駆動変調信号が発生する。この駆動変調信
号はダイオードブリッジ７によって全波整流され、コン
デンサ８，９によって平滑され、その結果、変成器５の
二次側中間タップに対してダイオードブリッジ７の正極
出力端子側がプラス（＋）、同じく負極出力端子側がマ
イナス（−）のそれぞれの直流電圧が得られる。ただ
し、駆動変調信号は高周波のパルス列部分と無信号部分
が交互に出現する信号であり、無信号部分では電力の供
給が行われないため、コンデンサ８，９の両端の直流電
圧は図２−Ｄ，Ｅに示すように脈動する。
【００２１】この場合、静電誘導サイリスタ１８に十分
な駆動電力を与え、確実にオン・オフさせるために、タ
ーンオフ時に高周波パルス電力を供給するように駆動信
号を変調している。これは、静電誘導サイリスタ１８の
運転中は残留キャリアを引き抜くために、ターンオフ時
の方にターンオン時よりパワーが要求されることと、静
電誘導サイリスタ１８の停止中はノイズ等による誤点孤
を防ぐため、長期間ゲート逆バイアスを与える必要があ
ることと、オン期間は一般的に言ってオフ期間より短
く、オン時のゲート電流の注入はオフ期間中の充電電荷
で十分供給できることとによる。
な駆動電力を与え、確実にオン・オフさせるために、タ
ーンオフ時に高周波パルス電力を供給するように駆動信
号を変調している。これは、静電誘導サイリスタ１８の
運転中は残留キャリアを引き抜くために、ターンオフ時
の方にターンオン時よりパワーが要求されることと、静
電誘導サイリスタ１８の停止中はノイズ等による誤点孤
を防ぐため、長期間ゲート逆バイアスを与える必要があ
ることと、オン期間は一般的に言ってオフ期間より短
く、オン時のゲート電流の注入はオフ期間中の充電電荷
で十分供給できることとによる。
【００２２】前記駆動変調信号は、上述のように直流電
力に変換される他に、ダイオード１１によって整流さ
れ、第３のコンデンサ１２によって平滑されて、図２−
Ｆに示すように駆動信号に復調される。
力に変換される他に、ダイオード１１によって整流さ
れ、第３のコンデンサ１２によって平滑されて、図２−
Ｆに示すように駆動信号に復調される。
【００２３】復調された駆動信号は、ソース接地のｎ−
ＭＯＳＦＥＴ１４とトランジスタ１６，１７のプッシュ
プル回路で構成される反転増幅回路に入力され、その出
力が静電誘導サイリスタ１８のゲートに入力され、静電
誘導サイリスタ１８を駆動する。
ＭＯＳＦＥＴ１４とトランジスタ１６，１７のプッシュ
プル回路で構成される反転増幅回路に入力され、その出
力が静電誘導サイリスタ１８のゲートに入力され、静電
誘導サイリスタ１８を駆動する。
【００２４】ここで、静電誘導サイリスタ１８をターン
オフするためには、駆動入力信号ＢをＨとすることによ
って、変成器５に高周波パルス列Ａを入力する。変成器
５の二次側出力端子に現れる高周波パルス列Ｃは電源回
路１０で整流、平滑され、第１のコンデンサ８にオン駆
動電力用の正電圧、第２のコンデンサ９にオフ駆動電力
用の負電圧をそれぞれ発生する。また、高周波パルス列
Ｃはダイオード１１と第３のコンデンサ１２で整流、平
滑されて、ｎ−ＭＯＳＦＥＴ１４のゲートに正電圧を入
力し、ｎ−ＭＯＳＦＥＴ１４をターンオンさせる。そし
て、ｎ−ＭＯＳＦＥＴ１４のドレイン電位は下がり、ｎ
ｐｎ−トランジスタ１６がオフ、ｐｎｐ−トランジスタ
１７がオンとなり、第２のコンデンサ９→静電誘導サイ
リスタ１８のカソード→同ゲート→ｐｎｐ−トランジス
タ１７→第２のコンデンサ９の経路がつながり、静電誘
導サイリスタ１８のゲート・カソード間は逆バイアスさ
れて、静電誘導サイリスタ１８はターンオフする。この
時、ターンオフ用の駆動電力は継続的に変成器５の一次
側から供給されるため、長期のオフ時にも駆動電圧が減
少することはなく、ノイズ等による誤点孤を防止でき
る。
オフするためには、駆動入力信号ＢをＨとすることによ
って、変成器５に高周波パルス列Ａを入力する。変成器
５の二次側出力端子に現れる高周波パルス列Ｃは電源回
路１０で整流、平滑され、第１のコンデンサ８にオン駆
動電力用の正電圧、第２のコンデンサ９にオフ駆動電力
用の負電圧をそれぞれ発生する。また、高周波パルス列
Ｃはダイオード１１と第３のコンデンサ１２で整流、平
滑されて、ｎ−ＭＯＳＦＥＴ１４のゲートに正電圧を入
力し、ｎ−ＭＯＳＦＥＴ１４をターンオンさせる。そし
て、ｎ−ＭＯＳＦＥＴ１４のドレイン電位は下がり、ｎ
ｐｎ−トランジスタ１６がオフ、ｐｎｐ−トランジスタ
１７がオンとなり、第２のコンデンサ９→静電誘導サイ
リスタ１８のカソード→同ゲート→ｐｎｐ−トランジス
タ１７→第２のコンデンサ９の経路がつながり、静電誘
導サイリスタ１８のゲート・カソード間は逆バイアスさ
れて、静電誘導サイリスタ１８はターンオフする。この
時、ターンオフ用の駆動電力は継続的に変成器５の一次
側から供給されるため、長期のオフ時にも駆動電圧が減
少することはなく、ノイズ等による誤点孤を防止でき
る。
【００２５】次に、静電誘導サイリスタ１８をターンオ
ンさせるためには、駆動入力信号ＢをＬにすることによ
って、変成器５には信号を入力しない。この時、前述の
第３のコンデンサ１２に蓄えられていた電荷は、抵抗１
３を通して急速に放電され、ｎ−ＭＯＳＦＥＴ１４のゲ
ート電位は０となる。その結果、ｎ−ＭＯＳＦＥＴ１４
はターンオフし、ｎ−ＭＯＳＦＥＴ１４のドレイン電位
は上昇し、ｎｐｎ−トランジスタ１６がオン、ｐｎｐ−
トランジスタ１７がオフとなり、第１のコンデンサ８→
ｎｐｎ−トランジスタ１６→静電誘導サイリスタ１８の
ゲート→同カソード→第１のコンデンサ８の経路がつな
がり、静電誘導サイリスタ１８のゲート・カソード間は
順バイアスされて、静電誘導サイリスタ１８はターンオ
ンする。この時、ターンオン用の駆動電力は、ターンオ
フ時に第１のコンデンサ８に蓄えられた電荷で賄ってい
る。従って、アプリケーションに従ってコンデンサ８の
容量を適当に選べば静電誘導サイリスタ１８のオン期間
中確実に駆動できる。
ンさせるためには、駆動入力信号ＢをＬにすることによ
って、変成器５には信号を入力しない。この時、前述の
第３のコンデンサ１２に蓄えられていた電荷は、抵抗１
３を通して急速に放電され、ｎ−ＭＯＳＦＥＴ１４のゲ
ート電位は０となる。その結果、ｎ−ＭＯＳＦＥＴ１４
はターンオフし、ｎ−ＭＯＳＦＥＴ１４のドレイン電位
は上昇し、ｎｐｎ−トランジスタ１６がオン、ｐｎｐ−
トランジスタ１７がオフとなり、第１のコンデンサ８→
ｎｐｎ−トランジスタ１６→静電誘導サイリスタ１８の
ゲート→同カソード→第１のコンデンサ８の経路がつな
がり、静電誘導サイリスタ１８のゲート・カソード間は
順バイアスされて、静電誘導サイリスタ１８はターンオ
ンする。この時、ターンオン用の駆動電力は、ターンオ
フ時に第１のコンデンサ８に蓄えられた電荷で賄ってい
る。従って、アプリケーションに従ってコンデンサ８の
容量を適当に選べば静電誘導サイリスタ１８のオン期間
中確実に駆動できる。
【００２６】上記の動作を繰り返すことによって、静電
誘導サイリスタ１８のゲート・カソード間には、図２−
Ｇに示すような電圧波形が現れ、静電誘導サイリスタ１
８を確実にスイッチングさせることができる。
誘導サイリスタ１８のゲート・カソード間には、図２−
Ｇに示すような電圧波形が現れ、静電誘導サイリスタ１
８を確実にスイッチングさせることができる。
【００２７】なお、本発明における被駆動デバイスは静
電誘導サイリスタに限定されるものではなく、例えばＭ
ＯＳＦＥＴ、ＢＪＴ、ＩＧＢＴ等のように自己消孤型素
子であればどのようなものにも適用できることは言うま
でもない。
電誘導サイリスタに限定されるものではなく、例えばＭ
ＯＳＦＥＴ、ＢＪＴ、ＩＧＢＴ等のように自己消孤型素
子であればどのようなものにも適用できることは言うま
でもない。
【００２８】
【発明の効果】本発明に係る自己消孤型素子の駆動回路
では、駆動入力信号を高周波パルス列の有無に変調する
駆動信号変調回路を備え、二次側に中間タップを備えた
１つの高周波変成器を通して、高周波パルス列で変調さ
れた駆動信号を二次側に送り、二次側で、前記駆動変調
信号から正負の２電源と駆動信号を抽出する回路構成と
することにより、従来のこの種の高周波パルス列を利用
した自己消孤型素子の駆動回路では、１つの自己消孤型
素子のスイッチングのためにスイッチ用ＭＯＳＦＥＴ、
整流回路、変成器、増幅器、ゲート回路がそれぞれ２つ
必要であったのに対して、それぞれ１つで構成できるた
め、回路が簡単になり、小型化、低コスト化が可能とな
る。また、スイッチ用ＭＯＳＦＥＴの同時オン期間にサ
ージ電流が流れるといった問題もなくなり、駆動電流も
小さくできる。
では、駆動入力信号を高周波パルス列の有無に変調する
駆動信号変調回路を備え、二次側に中間タップを備えた
１つの高周波変成器を通して、高周波パルス列で変調さ
れた駆動信号を二次側に送り、二次側で、前記駆動変調
信号から正負の２電源と駆動信号を抽出する回路構成と
することにより、従来のこの種の高周波パルス列を利用
した自己消孤型素子の駆動回路では、１つの自己消孤型
素子のスイッチングのためにスイッチ用ＭＯＳＦＥＴ、
整流回路、変成器、増幅器、ゲート回路がそれぞれ２つ
必要であったのに対して、それぞれ１つで構成できるた
め、回路が簡単になり、小型化、低コスト化が可能とな
る。また、スイッチ用ＭＯＳＦＥＴの同時オン期間にサ
ージ電流が流れるといった問題もなくなり、駆動電流も
小さくできる。
【図１】本発明の一実施例を示す回路図である。
【図２】上記実施例回路の動作を示すタイミングチャー
トである。
トである。
【図３】従来例を示す回路図である。
【図４】上記従来例回路の動作を示すタイミングチャー
トである。
トである。
１ 高周波パルス列発生源 ２ 駆動信号入力端子 ３ ＡＮＤ回路 ４ ｎ−ＭＯＳＦＥＴ ５ 変成器 ６ 駆動信号変調回路 ７ ダイオードブリッジ ８ 第１のコンデンサ ９ 第２のコンデンサ １０ 電源回路 １１ ダイオード １２ 第３のコンデンサ １３ 抵抗 １４ ｎ−ＭＯＳＦＥＴ １５ 抵抗 １６ ｎｐｎ−トランジスタ １７ ｐｎｐ−トランジスタ １８ 静電誘導サイリスタ １９ 駆動信号復調及び増幅回路
─────────────────────────────────────────────────────
【手続補正書】
【提出日】平成３年９月２７日
【手続補正１】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図１
【補正方法】変更
【補正内容】
【図１】
【手続補正２】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図３
【補正方法】変更
【補正内容】
【図３】
【手続補正３】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図４
【補正方法】変更
【補正内容】
【図４】
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.5 識別記号 庁内整理番号 ＦＩ 技術表示箇所 8221−5Ｊ Ｈ０３Ｋ 17/687 Ｄ
Claims (1)
- 【請求項１】 駆動信号を高周波パルス列で変調する駆
動信号変調回路と、該駆動信号変調回路の出力を入力と
し、二次巻線側に中間タップを備えた高周波変成器と、
該高周波変成器の中間タップを基準として正、負の二つ
の直流電位を得る電源回路と、前記駆動変調信号を駆動
信号に復調する駆動信号復調回路と、該駆動信号復調回
路によって復調された駆動信号を入力とし、前記高周波
変成器の中間タップを基準として正電圧、負電圧を出力
する増幅回路とからなる自己消孤型素子の駆動回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3215646A JPH066967A (ja) | 1991-08-28 | 1991-08-28 | 自己消孤型素子の駆動回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3215646A JPH066967A (ja) | 1991-08-28 | 1991-08-28 | 自己消孤型素子の駆動回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH066967A true JPH066967A (ja) | 1994-01-14 |
Family
ID=16675854
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3215646A Pending JPH066967A (ja) | 1991-08-28 | 1991-08-28 | 自己消孤型素子の駆動回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH066967A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006020473A (ja) * | 2004-07-05 | 2006-01-19 | Toshiba Mitsubishi-Electric Industrial System Corp | 電力半導体モジュールのゲートドライブ回路 |
| JP2009219294A (ja) * | 2008-03-12 | 2009-09-24 | Hitachi Ltd | 電力変換装置 |
| WO2013114818A1 (ja) * | 2012-01-30 | 2013-08-08 | パナソニック株式会社 | ゲート駆動回路 |
| CN113691240A (zh) * | 2021-07-16 | 2021-11-23 | 北京无线电测量研究所 | 一种隔离50kV高压的SiC MOSFET驱动电路 |
-
1991
- 1991-08-28 JP JP3215646A patent/JPH066967A/ja active Pending
Cited By (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006020473A (ja) * | 2004-07-05 | 2006-01-19 | Toshiba Mitsubishi-Electric Industrial System Corp | 電力半導体モジュールのゲートドライブ回路 |
| JP4498036B2 (ja) * | 2004-07-05 | 2010-07-07 | 東芝三菱電機産業システム株式会社 | 電力半導体モジュールのゲートドライブ回路 |
| JP2009219294A (ja) * | 2008-03-12 | 2009-09-24 | Hitachi Ltd | 電力変換装置 |
| JP4528841B2 (ja) * | 2008-03-12 | 2010-08-25 | 日立オートモティブシステムズ株式会社 | 電力変換装置 |
| WO2013114818A1 (ja) * | 2012-01-30 | 2013-08-08 | パナソニック株式会社 | ゲート駆動回路 |
| JP5367922B1 (ja) * | 2012-01-30 | 2013-12-11 | パナソニック株式会社 | ゲート駆動回路 |
| US8847663B2 (en) | 2012-01-30 | 2014-09-30 | Panasonic Corporation | Gate drive circuit |
| CN113691240A (zh) * | 2021-07-16 | 2021-11-23 | 北京无线电测量研究所 | 一种隔离50kV高压的SiC MOSFET驱动电路 |
| CN113691240B (zh) * | 2021-07-16 | 2024-02-20 | 北京无线电测量研究所 | 一种隔离50kV高压的SiC MOSFET驱动电路 |
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