JPH0669271B2 - 自動車用充電発電機の電圧調整装置 - Google Patents
自動車用充電発電機の電圧調整装置Info
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- JPH0669271B2 JPH0669271B2 JP61159634A JP15963486A JPH0669271B2 JP H0669271 B2 JPH0669271 B2 JP H0669271B2 JP 61159634 A JP61159634 A JP 61159634A JP 15963486 A JP15963486 A JP 15963486A JP H0669271 B2 JPH0669271 B2 JP H0669271B2
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
- H02J7/00—Circuit arrangements for charging or depolarising batteries or for supplying loads from batteries
- H02J7/14—Circuit arrangements for charging or depolarising batteries or for supplying loads from batteries for charging batteries from dynamo-electric generators driven at varying speed, e.g. on vehicle
- H02J7/16—Regulation of the charging current or voltage by variation of field
- H02J7/24—Regulation of the charging current or voltage by variation of field using discharge tubes or semiconductor devices
- H02J7/243—Regulation of the charging current or voltage by variation of field using discharge tubes or semiconductor devices with on/off action
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は充電発電機の電圧調整装置に係り、特に自動車
用充電発電機の電圧調整装置として用いられるに適した
デイジタルＩＣ形の充電発電機用電圧調整装置に係る。
用充電発電機の電圧調整装置として用いられるに適した
デイジタルＩＣ形の充電発電機用電圧調整装置に係る。
従来、自動車用充電発電機の電圧調整装置としては、発
電機の出力電圧を分圧してこれを基準電圧と比較し、こ
の比較比力によりパワー素子のオン・オフを制御するも
のがあつた。
電機の出力電圧を分圧してこれを基準電圧と比較し、こ
の比較比力によりパワー素子のオン・オフを制御するも
のがあつた。
また、米国特許第4,385,270号明細書により、基準電圧
として一定周波数の三角波を利用し、これによりパワー
素子のオン・オフ周波数を制御して出力電圧を調整する
ことが知られている。
として一定周波数の三角波を利用し、これによりパワー
素子のオン・オフ周波数を制御して出力電圧を調整する
ことが知られている。
上記従来技術においては、しかしながら、上記パワー素
子のオン・オフ周波数は一定であるが、そのオン・オフ
の切換タイミングが、外部負荷等により変化する界磁電
流により定められる。そして、パワー素子のオン・オフ
動作は急激な出力電流の変化を伴い、サージ電圧を発生
し、従つて電波障害等の問題を誘発するものであつた。
子のオン・オフ周波数は一定であるが、そのオン・オフ
の切換タイミングが、外部負荷等により変化する界磁電
流により定められる。そして、パワー素子のオン・オフ
動作は急激な出力電流の変化を伴い、サージ電圧を発生
し、従つて電波障害等の問題を誘発するものであつた。
特に近年、自動車用充電発電機出力は、例えば電動パワ
ーステアリング装置等の電気負荷の増大に伴い、その増
大が要求され、他方、車載等ラジオ受信装置の感度も高
められており、そのため、特に中波帯域におけるラジオ
受信器の電波障害という問題が重要視されつつある。
ーステアリング装置等の電気負荷の増大に伴い、その増
大が要求され、他方、車載等ラジオ受信装置の感度も高
められており、そのため、特に中波帯域におけるラジオ
受信器の電波障害という問題が重要視されつつある。
そこで、本発明の目的は、上記従来技術の問題点に鑑
み、充電発電機の界磁電流制御を行うパワー素子のオン
・オフ動作に伴うサージ電圧発生を抑制し、もつて電波
障害の発生を減少することの可能な自動車用充電発電機
の電圧調整装置を提供することにある。
み、充電発電機の界磁電流制御を行うパワー素子のオン
・オフ動作に伴うサージ電圧発生を抑制し、もつて電波
障害の発生を減少することの可能な自動車用充電発電機
の電圧調整装置を提供することにある。
上記本発明の目的は、自動車用充電発電機の電圧制御装
置において、蓄電池に印加される電圧を検出して、該電
圧があらかじめ設定された設定電圧以下の時に界磁電流
制御用スイッチ素子を導通させ、前記蓄電池に印加され
る電圧が前記設定電圧以上の時に前記スイッチ素子を遮
断させる電圧検出回路で、蓄電池の電圧を第１の参照電
圧と比較するとともに、その比較結果の値に応じ、かつ
その値が整流装置の出力電圧のリップルの谷間に同期し
た時点で前記スイッチング素子を導通・遮断し、これに
よつて発電機の界磁電流を制御することにより達成され
る。
置において、蓄電池に印加される電圧を検出して、該電
圧があらかじめ設定された設定電圧以下の時に界磁電流
制御用スイッチ素子を導通させ、前記蓄電池に印加され
る電圧が前記設定電圧以上の時に前記スイッチ素子を遮
断させる電圧検出回路で、蓄電池の電圧を第１の参照電
圧と比較するとともに、その比較結果の値に応じ、かつ
その値が整流装置の出力電圧のリップルの谷間に同期し
た時点で前記スイッチング素子を導通・遮断し、これに
よつて発電機の界磁電流を制御することにより達成され
る。
発電機の電機子巻線の一相電圧は、発電機の回転速度に
比例した周波数で、矩形波に近い波形の出力を発生す
る。そして、交流発電機の電機子巻線の転流時にその電
圧が変化することから、この電圧の立上り又は立下りに
同期して励磁電流のオン・オフを制御するパワー素子の
スイツチングを制御する。交流発電機の出力を整流して
直流電圧を得るこの種発電機では、電機子巻線の転流時
にその出力電圧の極小値をとり、これと同期してパワー
素子のスイツチング制御を行うことにより、パワー素子
スイツチング時に発生するサージ電圧を小さくすること
が可能となり、これにより、ラジオノイズの発生を抑制
することが可能となる。
比例した周波数で、矩形波に近い波形の出力を発生す
る。そして、交流発電機の電機子巻線の転流時にその電
圧が変化することから、この電圧の立上り又は立下りに
同期して励磁電流のオン・オフを制御するパワー素子の
スイツチングを制御する。交流発電機の出力を整流して
直流電圧を得るこの種発電機では、電機子巻線の転流時
にその出力電圧の極小値をとり、これと同期してパワー
素子のスイツチング制御を行うことにより、パワー素子
スイツチング時に発生するサージ電圧を小さくすること
が可能となり、これにより、ラジオノイズの発生を抑制
することが可能となる。
以下、本発明の一実施例を第１図により説明する。
第１図中、１は充電発電機であり、機関の回転に同期し
て交流電圧を発生する電機子巻線１１，前記電機子巻線
１１に界磁磁束を供給する界磁巻線１２、前記電機子巻
線１１の交流出力を直流に変換する三相全波整流器１
３、電圧調整装置１４を内蔵する。２は蓄電池であり、
充電発電機１の出力により充電され、また、外部電気負
荷（図示せず）へ電力を供給する。３はキー・スイツチ
であり、充電発電機１１の運転時に投入され、回路の動
作を行なわせる。
て交流電圧を発生する電機子巻線１１，前記電機子巻線
１１に界磁磁束を供給する界磁巻線１２、前記電機子巻
線１１の交流出力を直流に変換する三相全波整流器１
３、電圧調整装置１４を内蔵する。２は蓄電池であり、
充電発電機１の出力により充電され、また、外部電気負
荷（図示せず）へ電力を供給する。３はキー・スイツチ
であり、充電発電機１１の運転時に投入され、回路の動
作を行なわせる。
上記の電圧調整装置１４は、上記充電発電機の界磁巻線
１２と蓄電池２に対して直列に接続されたパワーＭＯＳ
・ＦＥＴ（電界効果トランジスタ）１０１、端子Ｂ−Ｆ
間にそう入されたフライホイル・ダイオード１０２、上
記パワーＭＯＳ．ＦＥＴ１０１のゲート端子にそのＱ端
子が接続されたＤ形フリツプ・フロツプ１０３、ＮＯＴ
ゲート１０４、抵抗１１１とともに平滑回路を構成する
コンデンサ１０５、定電圧源を構成するツエナー・ダイ
オード１０６と、ダイオード１０７、更に、ダイオード
１０８、抵抗１０９、１１０ａ、１１０ｂ、１１２によ
り構成される。
１２と蓄電池２に対して直列に接続されたパワーＭＯＳ
・ＦＥＴ（電界効果トランジスタ）１０１、端子Ｂ−Ｆ
間にそう入されたフライホイル・ダイオード１０２、上
記パワーＭＯＳ．ＦＥＴ１０１のゲート端子にそのＱ端
子が接続されたＤ形フリツプ・フロツプ１０３、ＮＯＴ
ゲート１０４、抵抗１１１とともに平滑回路を構成する
コンデンサ１０５、定電圧源を構成するツエナー・ダイ
オード１０６と、ダイオード１０７、更に、ダイオード
１０８、抵抗１０９、１１０ａ、１１０ｂ、１１２によ
り構成される。
上記構成により、キー・スイツチ３を投入すると、電圧
調整装置１４のＩＧ端子に蓄電池２の電圧が印加され、
抵抗１０９を通つてツエナー・ダイオード１０６及びダ
イオード１０７に電流が供給され、定電圧が発生し、Ｄ
形フリツプ・フロツプ１０３の電源端子（ＶＤＤ，Ｖ
ＳＳ端子）に該定電圧が印加される。このＤ形フリツプ
・フロツプ１０３は、Ｃ−ＭＯＳゲートにより構成さ
れ、例えばモトローラ社のＭＣ14013B等を使用する。ま
た、ＮＯＴゲート１０４にも前記定電源が供給され、回
路の動作が開始する。
調整装置１４のＩＧ端子に蓄電池２の電圧が印加され、
抵抗１０９を通つてツエナー・ダイオード１０６及びダ
イオード１０７に電流が供給され、定電圧が発生し、Ｄ
形フリツプ・フロツプ１０３の電源端子（ＶＤＤ，Ｖ
ＳＳ端子）に該定電圧が印加される。このＤ形フリツプ
・フロツプ１０３は、Ｃ−ＭＯＳゲートにより構成さ
れ、例えばモトローラ社のＭＣ14013B等を使用する。ま
た、ＮＯＴゲート１０４にも前記定電源が供給され、回
路の動作が開始する。
上記Ｄ形フリツプ・フロツプ１０３の動作を説明する。
このフリツプ・フロツプ１０３は、そのクロツク端子
（ＣＬ）に印加されるクロツク信号が「０」から「１」
に立ち上る時、そのデータ端子（Ｄ）の入力信号Ｄとそ
の反転信号をそのＱ及び端子に出力する。例えば、
データ信号Ｄ＝０の場合、クロツク信号の立上りにより
Ｑ＝０、＝１を出力する。また、Ｄ＝１の時には、Ｑ
＝１，＝０となる。このことから明らかなように、デ
ータ端子（Ｄ）の入力信号が、次のクロツク信号（Ｃ
Ｌ）まで保持されることとなる。しかしながら、クロツ
ク信号（ＣＬ）が「１」から「０」に立下がる時には、
そのＱ，出力に変化を生じない。
このフリツプ・フロツプ１０３は、そのクロツク端子
（ＣＬ）に印加されるクロツク信号が「０」から「１」
に立ち上る時、そのデータ端子（Ｄ）の入力信号Ｄとそ
の反転信号をそのＱ及び端子に出力する。例えば、
データ信号Ｄ＝０の場合、クロツク信号の立上りにより
Ｑ＝０、＝１を出力する。また、Ｄ＝１の時には、Ｑ
＝１，＝０となる。このことから明らかなように、デ
ータ端子（Ｄ）の入力信号が、次のクロツク信号（Ｃ
Ｌ）まで保持されることとなる。しかしながら、クロツ
ク信号（ＣＬ）が「１」から「０」に立下がる時には、
そのＱ，出力に変化を生じない。
一方、このＤ形フリツプ・フロツプは、そのリセツト端
子“Ｒ”が「１」となるとリセツトされ、上記のクロツ
ク信号に拘らず、その出力をＱ＝０，＝１とするもの
である。そして、本実施例では、かかるＤ形フリツプ・
フロツプの機能を利用して、バツテリ電圧の比較及び充
電発電機の交流出力電圧の立上りもしくは立下りに同期
して界磁電流を制御するために用いている。
子“Ｒ”が「１」となるとリセツトされ、上記のクロツ
ク信号に拘らず、その出力をＱ＝０，＝１とするもの
である。そして、本実施例では、かかるＤ形フリツプ・
フロツプの機能を利用して、バツテリ電圧の比較及び充
電発電機の交流出力電圧の立上りもしくは立下りに同期
して界磁電流を制御するために用いている。
次に、上記の構成による調整装置の動作を以下に詳細に
説明する。
説明する。
発電機が回転を伴わない場合には、電機子巻線１１に電
圧は発生せず、コンデンサ１０５には電荷がチヤージさ
れないため、ＮＯＴゲート１０４の入力端子はロー・レ
ベル（以下「０」と表わす）であり、その出力端子には
ハイ・レベル以下「１」と表わすを反転出力する。する
と、Ｄ形フリツプ・フロツプ１０３はそのリセツト端子
“Ｒ”を介してリセツトがかかり、“”端子には
「１」を出力する。これにより、パワーＭＯＳ・ＦＥＴ
１０１は、そのゲートに電圧が印加され、導通状態にな
り、蓄電池２から充電発電機１の“Ｂ”端子を通つて、
界磁巻線１２、パワーＭＯＳ・ＦＥＴ１０１に電流が流
れて、励磁が行なわれ発電が可能な状態となる。
圧は発生せず、コンデンサ１０５には電荷がチヤージさ
れないため、ＮＯＴゲート１０４の入力端子はロー・レ
ベル（以下「０」と表わす）であり、その出力端子には
ハイ・レベル以下「１」と表わすを反転出力する。する
と、Ｄ形フリツプ・フロツプ１０３はそのリセツト端子
“Ｒ”を介してリセツトがかかり、“”端子には
「１」を出力する。これにより、パワーＭＯＳ・ＦＥＴ
１０１は、そのゲートに電圧が印加され、導通状態にな
り、蓄電池２から充電発電機１の“Ｂ”端子を通つて、
界磁巻線１２、パワーＭＯＳ・ＦＥＴ１０１に電流が流
れて、励磁が行なわれ発電が可能な状態となる。
次に充電発電機１が機関（図示せず）により回転力を与
えられると、電機子巻線１に回転磁界が与えられ、交流
起電力が発生する。第２図は第１図の実施例による各部
動作波形を示したものである。第２図（ａ）が電機子巻
線１の一相端子“Ｐ”に発生する電圧波形の一例であ
り、この様に電圧が発生している時には、抵抗１１１、
コンデンサ１０５により成る平滑回路で平滑され、コン
デンサ１０５の両端に直流電圧がチヤージされる。する
と、ＮＯＴゲート１０４の入力が「１」になり、出力が
「０」に落ちるので、Ｄ形フリツプ・フロツプ１０３の
リセツトは解除される。また、この電圧波形は、抵抗１
１２を介して上記Ｄ形フリツプ・フロツプ１０３のクロ
ツク端子（ＣＬ）に接続されており、その立上りをクロ
ツク信号として利用している。
えられると、電機子巻線１に回転磁界が与えられ、交流
起電力が発生する。第２図は第１図の実施例による各部
動作波形を示したものである。第２図（ａ）が電機子巻
線１の一相端子“Ｐ”に発生する電圧波形の一例であ
り、この様に電圧が発生している時には、抵抗１１１、
コンデンサ１０５により成る平滑回路で平滑され、コン
デンサ１０５の両端に直流電圧がチヤージされる。する
と、ＮＯＴゲート１０４の入力が「１」になり、出力が
「０」に落ちるので、Ｄ形フリツプ・フロツプ１０３の
リセツトは解除される。また、この電圧波形は、抵抗１
１２を介して上記Ｄ形フリツプ・フロツプ１０３のクロ
ツク端子（ＣＬ）に接続されており、その立上りをクロ
ツク信号として利用している。
一般にＣ−ＭＯＳ論理ゲートの入力回路のスレツシヨル
ド電圧Ｖｔｈは、概略電源電圧の１／２であることが知
られ、今、ツエナー・ダイオード１０６、ダイオード１
０７から成る電源電圧に対してＶｔｈ′というスレツシ
ヨルド電圧を有するとすれば、Ｄ形フリツプ・フロツプ
のデータ入力端子“Ｄ”の入力電圧ＶＤと蓄電池２の電
圧ＶＢの関係は、 となり、ＶＤ＝Ｖｔｈ′となる時のＶＢをＶＢ′とすれ
ば、 となる。
ド電圧Ｖｔｈは、概略電源電圧の１／２であることが知
られ、今、ツエナー・ダイオード１０６、ダイオード１
０７から成る電源電圧に対してＶｔｈ′というスレツシ
ヨルド電圧を有するとすれば、Ｄ形フリツプ・フロツプ
のデータ入力端子“Ｄ”の入力電圧ＶＤと蓄電池２の電
圧ＶＢの関係は、 となり、ＶＤ＝Ｖｔｈ′となる時のＶＢをＶＢ′とすれ
ば、 となる。
ただし、Ｒａ：抵抗１１０ａの抵抗値 Ｒｂ：抵抗１１０ｂの抵抗値である。
すなわち、蓄電池２の電圧ＶＢがＶＢ′を越えれば、Ｄ
形フリツプ・フロツプの“Ｄ”端子に「１」が入力さ
れ、ＶＢ′より低い時には「０」が入力され、これによ
り電圧調整作用が行われることを意味する。
形フリツプ・フロツプの“Ｄ”端子に「１」が入力さ
れ、ＶＢ′より低い時には「０」が入力され、これによ
り電圧調整作用が行われることを意味する。
第２図の例では、ＶＢ′＝１４．５Ｖとなるように
Ｒａ，Ｒｂの値が調整されている。また第２図におい
て、時刻ｏでは、パワーＭＯＳ・ＦＥＴ１０１はオフ状
態であり、界磁電流はフライホイル・ダイオード１０２
を通つて減衰し、その結果、出力電圧（ｂ）は時間とと
もに低下する。そして、時刻ｔ１において、Ｄ端子入力
が「０」レベルであるので、“Ｐ”端子電圧（ａ）の立
上がりとともに、Ｄ形フリツプ・フロツプ１０３の反転
出力端子が「０」から「１」へ変化する。これは、既
述のように、Ｄ形フリツプ・フロツプ１０３の以前の出
力状態をクロツク信号の立上りまで保持する作用による
ものである。
Ｒａ，Ｒｂの値が調整されている。また第２図におい
て、時刻ｏでは、パワーＭＯＳ・ＦＥＴ１０１はオフ状
態であり、界磁電流はフライホイル・ダイオード１０２
を通つて減衰し、その結果、出力電圧（ｂ）は時間とと
もに低下する。そして、時刻ｔ１において、Ｄ端子入力
が「０」レベルであるので、“Ｐ”端子電圧（ａ）の立
上がりとともに、Ｄ形フリツプ・フロツプ１０３の反転
出力端子が「０」から「１」へ変化する。これは、既
述のように、Ｄ形フリツプ・フロツプ１０３の以前の出
力状態をクロツク信号の立上りまで保持する作用による
ものである。
すると、パワーＭＯＳ・ＦＥＴ１０１がオンになり、界
磁電流が付勢されるので、出力電圧（ｂ）が上昇する。
時刻ｔ２において、ＶＢが１４．５Ｖを越え、Ｄ端子入
力（ｃ）が「０」から「１」になるが、反転出力
（ｄ）は、次のクロツクが来る時刻ｔ３まで状態を保持
する。時刻ｔ３になつて初めて、が反転し、「０」レ
ベルに落ちるので、パワーＭＯＳ、ＦＥＴ１０１がオフ
になり、界磁電流が減衰し、出力電圧（ｂ）が低下す
る。以上の動作をくり返し、発電電圧、すなわち“Ｂ”
端子電圧は一定値ＶＢ′＝１４．５Ｖを中心として上下
するが、その時間平均値はＶＢ′に等しい。本実施例で
は、パワーＭＯＳ・ＦＥＴ１０１のスイツチングが、第
２図の波形で言えば時刻ｔ１，ｔ３の様な、波形（ｂ）
における出力リツプルの谷間で行なわれるため、出力電
圧、ないし、出力電流が最も小さい時に界磁電流の付
勢、遮断が行なわれる。従つて、スイツチング・サージ
の発生が少なく、電波障害の発生も少ない。
磁電流が付勢されるので、出力電圧（ｂ）が上昇する。
時刻ｔ２において、ＶＢが１４．５Ｖを越え、Ｄ端子入
力（ｃ）が「０」から「１」になるが、反転出力
（ｄ）は、次のクロツクが来る時刻ｔ３まで状態を保持
する。時刻ｔ３になつて初めて、が反転し、「０」レ
ベルに落ちるので、パワーＭＯＳ、ＦＥＴ１０１がオフ
になり、界磁電流が減衰し、出力電圧（ｂ）が低下す
る。以上の動作をくり返し、発電電圧、すなわち“Ｂ”
端子電圧は一定値ＶＢ′＝１４．５Ｖを中心として上下
するが、その時間平均値はＶＢ′に等しい。本実施例で
は、パワーＭＯＳ・ＦＥＴ１０１のスイツチングが、第
２図の波形で言えば時刻ｔ１，ｔ３の様な、波形（ｂ）
における出力リツプルの谷間で行なわれるため、出力電
圧、ないし、出力電流が最も小さい時に界磁電流の付
勢、遮断が行なわれる。従つて、スイツチング・サージ
の発生が少なく、電波障害の発生も少ない。
また、以上の本実施例では、Ｄ形フリツプ・フロツプの
使用により、少ない部品点数で発電機の電圧調整装置を
構成できるので、低コストで製品を供給することが可能
である。さらに、Ｃ−ＭＯＳ回路を使用しているため
に、消費電流も少なく、発熱が少ないので、発電機内に
回路を実装するのに適している。また、既述の従来技術
に比べ、クロツク発振回路を必要としないという利点を
も有する。
使用により、少ない部品点数で発電機の電圧調整装置を
構成できるので、低コストで製品を供給することが可能
である。さらに、Ｃ−ＭＯＳ回路を使用しているため
に、消費電流も少なく、発熱が少ないので、発電機内に
回路を実装するのに適している。また、既述の従来技術
に比べ、クロツク発振回路を必要としないという利点を
も有する。
本発明の他の実施例を第３図により説明する。この他の
実施例は、第１図に示した実施例では充電発電機の回転
が停止していて、キー・スイツチ３が連続投入された場
合に、界磁巻線１２に不要な電流が流れ続けて蓄電池２
が過放電になるという問題が有ることから、この点につ
いて解消を図つたものである。
実施例は、第１図に示した実施例では充電発電機の回転
が停止していて、キー・スイツチ３が連続投入された場
合に、界磁巻線１２に不要な電流が流れ続けて蓄電池２
が過放電になるという問題が有ることから、この点につ
いて解消を図つたものである。
第３図において、第１図と共通な部品は同一符号を付
し、説明を省略する。第３図中、１２０は発振回路であ
り、（ｋ），（Ｌ）と２つの出力端子を有し、その詳細
については後述する。１３０は周波数弁別回路であり、
入力（Ｋ），（Ｎ）の周波数を比較し、その大小により
出力（Ｍ）の状態を決定するが、その動作については後
述する。１４１はＮＯＴゲート、１４２，１４３はＡＮ
Ｄゲート、１４４はＯＲゲートである。発振回路１２
０、周波数弁別回路１３０、ＮＯＴゲート１４１、ＡＮ
Ｄゲート１４２，１４３、ＯＲゲート１４４はいずれも
Ｃ−ＭＯＳゲートにより構成され、Ｄ形フリツプ・フロ
ツプ１０３の電源(VDD,VSS)とその電源を共通にしてい
る。
し、説明を省略する。第３図中、１２０は発振回路であ
り、（ｋ），（Ｌ）と２つの出力端子を有し、その詳細
については後述する。１３０は周波数弁別回路であり、
入力（Ｋ），（Ｎ）の周波数を比較し、その大小により
出力（Ｍ）の状態を決定するが、その動作については後
述する。１４１はＮＯＴゲート、１４２，１４３はＡＮ
Ｄゲート、１４４はＯＲゲートである。発振回路１２
０、周波数弁別回路１３０、ＮＯＴゲート１４１、ＡＮ
Ｄゲート１４２，１４３、ＯＲゲート１４４はいずれも
Ｃ−ＭＯＳゲートにより構成され、Ｄ形フリツプ・フロ
ツプ１０３の電源(VDD,VSS)とその電源を共通にしてい
る。
上記構成において、キー・スイツチ３を投入すると、各
回路に電源が供給される。発振回路１２０の詳細回路を
第４図に示し、そのタイム・チヤートを第５図に示す。
第４図中４１，４２はＮＯＴゲートであり、４３は
“Ｔ”端子の入力立上りにより出力端子“Ｑ”が反転す
るＴ形フリツプ・フロツプであり、４４はＡＮＤゲート
である。また、４５，４６は抵抗器、４７はコンデンサ
である。ＮＯＴゲート４１，４２に正帰還をかけると
（Ｋ）端子の出力は、第５図（ｅ）の如くの発振波形が
得られる。Ｔ形フリツプ・フロツプ４３で（ｅ）の周波
数が１／２に分周され、（ｆ）の波形を出力する。ＡＮ
Ｄゲート４４は、（ｅ）と（ｆ）の論理積をとり、
（ｇ）の如く、１／４のデーユーテイー出力波形を出力
する。
回路に電源が供給される。発振回路１２０の詳細回路を
第４図に示し、そのタイム・チヤートを第５図に示す。
第４図中４１，４２はＮＯＴゲートであり、４３は
“Ｔ”端子の入力立上りにより出力端子“Ｑ”が反転す
るＴ形フリツプ・フロツプであり、４４はＡＮＤゲート
である。また、４５，４６は抵抗器、４７はコンデンサ
である。ＮＯＴゲート４１，４２に正帰還をかけると
（Ｋ）端子の出力は、第５図（ｅ）の如くの発振波形が
得られる。Ｔ形フリツプ・フロツプ４３で（ｅ）の周波
数が１／２に分周され、（ｆ）の波形を出力する。ＡＮ
Ｄゲート４４は、（ｅ）と（ｆ）の論理積をとり、
（ｇ）の如く、１／４のデーユーテイー出力波形を出力
する。
一方、周波数弁別回路１３０の回路例を第６図に示し、
第７図の動作波形と共に説明する。第６図は周波数弁別
回路１３０の内部回路であり、６１，６２，６３はリセ
ツト端子を有するＴ形フリツプ・フロツプであり、６４
はＲＳ形フリツプ・フロツプである。周波数弁別回路１
３０の（Ｋ）端子には、発振回路１２０の出力端子
（Ｋ）の発振信号が入力されている。また、（Ｎ）端子
は、電機子巻線１１の一相電圧が入力されるが、発電機
が停止している時には電圧の発生がない。第７図の電圧
波形（ｅ）が（Ｋ）端子に入力されている場合、Ｔ形フ
リツプ・フロツプが直列３段接続された（ｈ）部の波形
は第７図（ｈ）の如く、入力４パルスごとに反転する様
なものになる。また、ＲＳ形フリツプ・フロツプ６４の
出力は、一旦波形（ｈ）が立上がると、その状態を保持
する。このように、発電が停止した状態では、（Ｍ）端
子は「１」出力を出し続ける。第３図において、ＡＮＤ
ゲート１４２，１４３，ＯＲゲート１４４，ＮＯＴゲー
ト１４１による論理選択回路で、パワーＭＯＳ・ＦＥＴ
１０１のゲート（Ｐ）端子へは発振回路１２０の出力
（Ｌ）の出力が伝達される。従つて、第５図（ｇ）の１
／４デユーテイーのＯＮ／ＯＦＦ信号によりパワーＭＯ
Ｓ・ＦＥＴがＯＮ／ＯＦＦを行なう。すると、界磁巻線
１２に流れる界磁電流の平均値は、第１図の実施例によ
る１００％ＯＮの時と比べて約１／４に減少する。特に
自動車等の車両に搭載する発電機においては、運転者が
必ずしも機関及びその充電発電装置の動作に熟知してお
らず、キー・スイツチ３を投入したまま放置することが
あり、蓄電池２からの放電電流が無視できなくなる。１
２Ｖ，６０Ａ程度の発電機では機関の立上りに要する励
磁電流（初期励磁電流）は０．５Ａ程度で十分であり、
界磁巻線１２に流れる電流は上記の回路で、巻線の定格
を３Ａとすれば３Ａ×１／４＝１．２Ａとなり、発電を
立上げるに十分な起磁力を確保することができる。
第７図の動作波形と共に説明する。第６図は周波数弁別
回路１３０の内部回路であり、６１，６２，６３はリセ
ツト端子を有するＴ形フリツプ・フロツプであり、６４
はＲＳ形フリツプ・フロツプである。周波数弁別回路１
３０の（Ｋ）端子には、発振回路１２０の出力端子
（Ｋ）の発振信号が入力されている。また、（Ｎ）端子
は、電機子巻線１１の一相電圧が入力されるが、発電機
が停止している時には電圧の発生がない。第７図の電圧
波形（ｅ）が（Ｋ）端子に入力されている場合、Ｔ形フ
リツプ・フロツプが直列３段接続された（ｈ）部の波形
は第７図（ｈ）の如く、入力４パルスごとに反転する様
なものになる。また、ＲＳ形フリツプ・フロツプ６４の
出力は、一旦波形（ｈ）が立上がると、その状態を保持
する。このように、発電が停止した状態では、（Ｍ）端
子は「１」出力を出し続ける。第３図において、ＡＮＤ
ゲート１４２，１４３，ＯＲゲート１４４，ＮＯＴゲー
ト１４１による論理選択回路で、パワーＭＯＳ・ＦＥＴ
１０１のゲート（Ｐ）端子へは発振回路１２０の出力
（Ｌ）の出力が伝達される。従つて、第５図（ｇ）の１
／４デユーテイーのＯＮ／ＯＦＦ信号によりパワーＭＯ
Ｓ・ＦＥＴがＯＮ／ＯＦＦを行なう。すると、界磁巻線
１２に流れる界磁電流の平均値は、第１図の実施例によ
る１００％ＯＮの時と比べて約１／４に減少する。特に
自動車等の車両に搭載する発電機においては、運転者が
必ずしも機関及びその充電発電装置の動作に熟知してお
らず、キー・スイツチ３を投入したまま放置することが
あり、蓄電池２からの放電電流が無視できなくなる。１
２Ｖ，６０Ａ程度の発電機では機関の立上りに要する励
磁電流（初期励磁電流）は０．５Ａ程度で十分であり、
界磁巻線１２に流れる電流は上記の回路で、巻線の定格
を３Ａとすれば３Ａ×１／４＝１．２Ａとなり、発電を
立上げるに十分な起磁力を確保することができる。
次に発電機が発電を開始すると、電機子巻線１２に電圧
が発生し、Ｐ端子には第２図（ａ）の如くの波形が現わ
れる。第６図の周波数弁別回路１３０はＰ端子電圧の立
上りによりリセツトがかかり、出力（Ｍ）は「０」レベ
ルに落ちる。本回路によれば、発振回路１２０の基本発
振周期をＴｋとして、Ｐ端子電圧の周期をＴｐとする
と、（Ｍ）端子出力が「１」に連続的に保持されるため
の条件は、 Ｔｐ＞４・Ｔｋ …
（３） である。ここで、Ｔｐは以下の式で表わされる。
が発生し、Ｐ端子には第２図（ａ）の如くの波形が現わ
れる。第６図の周波数弁別回路１３０はＰ端子電圧の立
上りによりリセツトがかかり、出力（Ｍ）は「０」レベ
ルに落ちる。本回路によれば、発振回路１２０の基本発
振周期をＴｋとして、Ｐ端子電圧の周期をＴｐとする
と、（Ｍ）端子出力が「１」に連続的に保持されるため
の条件は、 Ｔｐ＞４・Ｔｋ …
（３） である。ここで、Ｔｐは以下の式で表わされる。
ただし、Ｎ：発電機の回転速度(r.p.m) Ｒｌ：発電機の極数とする。
（４）式を（３）式へ代入すると、 という関係が得られ、自動車用の充電発電機として一般
的なＰ＝１２（極）を代入し、Ｔｋ＝１０msec、を代入
すると、 Ｎ＜２５０(r.p.m)が得られ、発電機の回転速度が２５
０r.p.m以上では、（Ｍ）端子に出力が現れないため、
第３図のＮＯＴゲート１４１の出力が「１」レベルとな
るため、Ｄ形フリツプ・フロツプ１０３の出力の信号
が、パワーＭＯＳ・ＦＥＴ１０１のゲートへ伝達され
る。すると、第１図による実施例と同一の動作により発
電機の出力電圧が一定値に調整される。
的なＰ＝１２（極）を代入し、Ｔｋ＝１０msec、を代入
すると、 Ｎ＜２５０(r.p.m)が得られ、発電機の回転速度が２５
０r.p.m以上では、（Ｍ）端子に出力が現れないため、
第３図のＮＯＴゲート１４１の出力が「１」レベルとな
るため、Ｄ形フリツプ・フロツプ１０３の出力の信号
が、パワーＭＯＳ・ＦＥＴ１０１のゲートへ伝達され
る。すると、第１図による実施例と同一の動作により発
電機の出力電圧が一定値に調整される。
本実施例によれば、発電機の停止時に蓄電池２から界磁
巻線２を通つて放電する初期励磁電流を適切な値に制限
する事が可能であるので、無意なエネルギー損失を抑制
する効果がある。なお、本実施例では初期励磁のＯＮデ
ユーテイーを２５％としたが、発電機の磁気回路等によ
り、２０％、１０％等の低い値に設定しても良い。ま
た、本実施例では、発電の有無の検出のために、周波数
弁別回路１３０を用いたが、第１図の実施例で用いた、
抵抗１１１、コンデンサ１０５による平滑回路で、発電
電圧の有無を検出する方法を用いても構成可能である。
巻線２を通つて放電する初期励磁電流を適切な値に制限
する事が可能であるので、無意なエネルギー損失を抑制
する効果がある。なお、本実施例では初期励磁のＯＮデ
ユーテイーを２５％としたが、発電機の磁気回路等によ
り、２０％、１０％等の低い値に設定しても良い。ま
た、本実施例では、発電の有無の検出のために、周波数
弁別回路１３０を用いたが、第１図の実施例で用いた、
抵抗１１１、コンデンサ１０５による平滑回路で、発電
電圧の有無を検出する方法を用いても構成可能である。
以上より明らかなように、本発明によれば、発電機の界
磁電流の制御を行うパワー素子のスイツチングを発電出
力電圧を整流した出力電圧のリップルの谷間において行
なわれるため、スイツチング、サージの発生量が抑制さ
れる。即ち、一般にインダクタンスＬに発生する逆起電
力は、 Ｖ＝−Ｌ・ｄＩ／ｄｔ で表わされ、本発明はこの電流遮断量（ｄＩ／ｄｔ）を
最小限に抑えるものであり、これにより、ラジオノイズ
等のサージ電圧発生に伴う電波障害を低減できる。
磁電流の制御を行うパワー素子のスイツチングを発電出
力電圧を整流した出力電圧のリップルの谷間において行
なわれるため、スイツチング、サージの発生量が抑制さ
れる。即ち、一般にインダクタンスＬに発生する逆起電
力は、 Ｖ＝−Ｌ・ｄＩ／ｄｔ で表わされ、本発明はこの電流遮断量（ｄＩ／ｄｔ）を
最小限に抑えるものであり、これにより、ラジオノイズ
等のサージ電圧発生に伴う電波障害を低減できる。
第１図は本発明の一実施例による充電発電機の回路図、
第２図は第１図による実施例の動作を説明する波形図、
第３図は本発明の他の実施例による充電発電機の回路
図、第４図は第３図の発振回路１２０の詳細回路図、第
５図は第４図の回路の動作を説明する波形図、第６図は
第３図の周波数弁別回路１３０の詳細回路図、第７図は
第６図の回路の動作を説明する波形図である。 １４…電圧調整装置、１０１…パワーＭＯＳ・ＦＥＴ、
１０３…Ｄ形フリツプ・フロツプ、１２０…発振回路、
１３０…周波数弁別回路。
第２図は第１図による実施例の動作を説明する波形図、
第３図は本発明の他の実施例による充電発電機の回路
図、第４図は第３図の発振回路１２０の詳細回路図、第
５図は第４図の回路の動作を説明する波形図、第６図は
第３図の周波数弁別回路１３０の詳細回路図、第７図は
第６図の回路の動作を説明する波形図である。 １４…電圧調整装置、１０１…パワーＭＯＳ・ＦＥＴ、
１０３…Ｄ形フリツプ・フロツプ、１２０…発振回路、
１３０…周波数弁別回路。
Claims (4)
- 【請求項１】発電機の電機子巻線と、前記電機子巻線に
磁束を供給する界磁巻線と、前記電機子巻線の交流出力
電圧を直流に変換する整流装置と、前記界磁巻線と直列
に接続され、界磁電流を導通または遮断するスイッチ素
子と、前記整流装置の出力により充電される蓄電池と、
前記蓄電池に印加される電圧を検出して、該電圧があら
かじめ設定された設定電圧以下の時に前記スイッチ素子
を導通させ、前記蓄電池に印加される電圧が前記設定電
圧以上の時に前記スイッチ素子を遮断させる電圧検出回
路より成る充電発電装置において、前記電圧検出回路は
前記蓄電池の電圧を第１の参照電圧と比較するととも
に、上記比較結果の値に応じ、かつその値が上記整流装
置の出力電圧のリップルの谷間に同期した時点で上記ス
イッチング素子の導通・遮断を行うことを特徴とする自
動車用充電発電機の電圧調整装置。 - 【請求項２】特許請求の範囲第１項記載において、前記
電圧検出回路は、前記電機子巻線の出力電圧または前記
蓄電池の充電々圧が一定電圧以下の時に前記スイッチン
グ素子を導通状態とする初期設定回路を設けたことを特
徴とする自動車用充電発電機の電圧調整装置。 - 【請求項３】特許請求の範囲第１項記載において、前記
電圧検出回路は、前記整流装置の出力電圧のリップルの
谷間に同期した信号の周波数が一定値以下の時に前記ス
イッチング素子を導通する初期設定回路を設けたことを
特徴とする自動車用充電発電機の電圧調整装置。 - 【請求項４】特許請求の範囲第１項から第３項記載の何
れかにおいて、前記電圧検出回路は、Ｃ−ＭＯＳ素子群
により構成され、前記Ｃ−ＭＯＳ素子群の電源端子に定
電圧を印加する定電圧回路を有し、前記定電圧回路の約
半分の電圧となる前記Ｃ−ＭＯＳ素子のスレッシヨルド
電圧Ｖｔｈを前記参照電圧として用いることを特徴とす
る自動車用充電発電機の電圧調整装置。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61159634A JPH0669271B2 (ja) | 1986-07-09 | 1986-07-09 | 自動車用充電発電機の電圧調整装置 |
| FR8709647A FR2606561A1 (fr) | 1986-07-09 | 1987-07-07 | Systeme de regulation de tension pour un generateur de charge d'automobile |
| US07/071,177 US4754212A (en) | 1986-07-09 | 1987-07-08 | Voltage regulation system for automotive charging generator |
| GB8716205A GB2193822B (en) | 1986-07-09 | 1987-07-09 | Voltage regulation system for automotive charging generator |
| DE19873722762 DE3722762A1 (de) | 1986-07-09 | 1987-07-09 | Spannungsregeleinrichtung fuer kraftfahrzeug-ladegeneratoren |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61159634A JPH0669271B2 (ja) | 1986-07-09 | 1986-07-09 | 自動車用充電発電機の電圧調整装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6318933A JPS6318933A (ja) | 1988-01-26 |
| JPH0669271B2 true JPH0669271B2 (ja) | 1994-08-31 |
Family
ID=15697998
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61159634A Expired - Lifetime JPH0669271B2 (ja) | 1986-07-09 | 1986-07-09 | 自動車用充電発電機の電圧調整装置 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4754212A (ja) |
| JP (1) | JPH0669271B2 (ja) |
| DE (1) | DE3722762A1 (ja) |
| FR (1) | FR2606561A1 (ja) |
| GB (1) | GB2193822B (ja) |
Families Citing this family (12)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH02184300A (ja) * | 1989-01-09 | 1990-07-18 | Mitsubishi Electric Corp | 車両用交流発電機の制御装置 |
| US5144220A (en) * | 1989-11-30 | 1992-09-01 | Mitsubishi Denki K.K. | Vehicle ac generator control system |
| JPH0412639A (ja) * | 1990-04-27 | 1992-01-17 | Hitachi Ltd | 車両用充電発電機 |
| IT1245477B (it) * | 1991-04-22 | 1994-09-20 | Marelli Autronica | Circuito di controllo per un impianto di ricarica della batteria di unautoveicolo |
| US5294879A (en) * | 1991-11-01 | 1994-03-15 | Basler Electric Company | Microprocessor-controlled regulator |
| US5448154A (en) * | 1992-07-03 | 1995-09-05 | Hitachi, Ltd. | Control device for battery charging AC generator used in motor vehicle |
| JP3140270B2 (ja) * | 1993-08-30 | 2001-03-05 | 株式会社日立製作所 | 自動車用発電電圧調整装置 |
| JP2004056881A (ja) * | 2002-07-18 | 2004-02-19 | Denso Corp | 車両用発電機の制御装置および車両用電源システム |
| JP4103608B2 (ja) * | 2003-01-29 | 2008-06-18 | 株式会社デンソー | 車両用発電機のトルク演算装置 |
| JP4450613B2 (ja) * | 2003-12-17 | 2010-04-14 | 三菱電機株式会社 | 車両用交流発電機の制御装置 |
| JP2013055719A (ja) * | 2011-09-01 | 2013-03-21 | Omron Automotive Electronics Co Ltd | 組電池の充電制御装置および充電制御方法 |
| CN103199601B (zh) * | 2013-04-09 | 2016-02-24 | 江苏工程职业技术学院 | 一种提高小型风力发电机输出功率的方法 |
Family Cites Families (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR2285743A1 (fr) * | 1974-09-19 | 1976-04-16 | Texas Instruments France | Regulateur de tension en commutation, notamment pour alternateur |
| US3984755A (en) * | 1975-12-02 | 1976-10-05 | General Motors Corporation | Voltage regulator |
| US4219769A (en) * | 1978-12-08 | 1980-08-26 | Contrology Techniques Limited | Automatic voltage regulator |
| US4386310A (en) * | 1980-04-04 | 1983-05-31 | Motorola Inc. | Constant frequency automotive alternator battery charging system |
| DE3019144A1 (de) * | 1980-05-20 | 1981-11-26 | Robert Bosch Gmbh, 7000 Stuttgart | Batterieladesystem |
| US4385270A (en) * | 1982-05-12 | 1983-05-24 | Motorola Inc. | Temperature limited voltage regulator circuit |
| JPS6022500A (ja) * | 1983-07-15 | 1985-02-04 | Mitsubishi Electric Corp | 充電発電機の制御装置 |
| US4629964A (en) * | 1983-09-28 | 1986-12-16 | Ball Newton E | Battery power source |
| US4533863A (en) * | 1983-10-26 | 1985-08-06 | Mcgraw-Edison Company | Voltage regulator |
| JPS60121932A (ja) * | 1983-12-05 | 1985-06-29 | 株式会社デンソー | 車両充電発電機用制御装置 |
| JPS60131037A (ja) * | 1983-12-20 | 1985-07-12 | 株式会社デンソー | 車両充電発電機用制御装置 |
-
1986
- 1986-07-09 JP JP61159634A patent/JPH0669271B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1987
- 1987-07-07 FR FR8709647A patent/FR2606561A1/fr active Pending
- 1987-07-08 US US07/071,177 patent/US4754212A/en not_active Expired - Lifetime
- 1987-07-09 DE DE19873722762 patent/DE3722762A1/de active Granted
- 1987-07-09 GB GB8716205A patent/GB2193822B/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE3722762A1 (de) | 1988-01-28 |
| FR2606561A1 (fr) | 1988-05-13 |
| DE3722762C2 (ja) | 1990-07-05 |
| US4754212A (en) | 1988-06-28 |
| GB8716205D0 (en) | 1987-08-12 |
| GB2193822B (en) | 1990-08-15 |
| JPS6318933A (ja) | 1988-01-26 |
| GB2193822A (en) | 1988-02-17 |
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