JPH0667038B2 - 圧伸系を有する補聴器 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は補聴器において、補聴器使用者に修正され増幅
された音をよりコンパクトに経済的にしかも効果的に提
供する回路のうち、信号振幅に依存する回路素子のダイ
ナミツクレンジを大きくするための圧伸系に関する。そ
の最も基本的な形では、補聴器は音響信号を受信して補
聴器の使用者に補正された音響信号を供給することによ
つて補聴器使用者がよく聴き取ることができるようにす
る装置である。

聴覚が損なわれた人々はその聴覚損失の程度とパターン
において相当異なつている。このことは彼らのオーデイ
オグラムに反映されている。

オーデイオグラムは聴力損失（ＨＴＬ）対周波数の図表
である。ＨＴＬは対数（デシベル）目盛によつて測定さ
れ一個人の音検知閾値を正常な聴覚をもつた人たちのそ
れと比較するものである。

オーデイオグラムのレベルは正常に近いもの（０dBＨＴ
Ｌ）から深刻な損失（１００dBＨＴＬ以上）に至るまで
まちまちである。それらのパターンは平坦なオーデイオ
グラム（関連する周波数範囲にわたつてほぼ等しいＨＴ
Ｌ）から鋭く下降するオーデイオグラム（周波数が１オ
クターブ増加するにつき３０dB以上で大きくなるＨＴ
Ｌ）あるいは上昇するオーデイオグラム（周波数と共に
減少するＨＴＬ）に至るまでまちまちである。鋭く下降
するオーデイオグラムの範ちゆう内ではオーデイオグラ
ムが下降し始める時の周波数は個々人について大きく異
なつている。

聴力損失のパターンもまた主観的に経験されるラウドネ
スと入力音圧レベル間の関係において相当異なる。耳が
知覚できる最低レベル（ＨＴＬ）には広範な差異が存在
するだけでなく耳が許容することのできる最高レベル
（ラウドネス不快レベルあるいはＬＤＬ）とこれら両極
端値間のラウドネスの増加率にもまた広範な差異が存在
する。ある場合には正常なＨＴＬよりもずつと高いＨＴ
Ｌが正常なＬＤＬよりも低いＬＤＬと組合わされてずつ
と低いダイナミツクレンジの使用可能音のレベルを与え
ることがある。

聴力損失の程度とパターンの相異が大きいため、聴覚を
損なわれた人たちを最適に補助するために必要とされる
補聴器特性も同様にして広い範囲が存在することにな
る。補聴器の周波数応答は個々人の聴覚損失について選
択しなければならず、周波数帯域幅内の一般的な形と共
にその周波数帯域幅を選択する高次の濾波を必要とする
ことがある。補聴器の利得は聴覚損失の程度に従つて選
択する必要がある。

補聴器の制限レベルはＬＤＬに従つて選択する必要があ
る。出力制限形式の選択はピーククリツプもしくは出力
自動利得制御部（“AGC”）間で行う必要がある。出力
ＡＧＣはその動作が補聴器の出力レベルに関連づけられ
る自動利得制御系である。この関係は使用者によつて操
作される音量制御の設定からはほぼ無関係である。

もし耳がずつと小さなダイナミツクレンジを有するなら
ば、入力ＡＧＣ系が必要とされるかもしれない。入力Ａ
ＧＣはその動作が補聴器に対する入力レベルに関連づけ
られた自動利得制御系である。入力ＡＧＣの動作と入力
レベルとの間の関係も、使用者が操作する音量制御の設
定とはほぼ独立している。入力ＡＧＣのばあいには圧縮
閾値（ＡＧＣ動作が開始される入力レベル）と圧縮比
（入力におけるデシベル変化の出力レベルにおけるデシ
ベル変化に対する比）についての選択を行わなければな
らない。

一つの補聴器がこれら種々の特性の調節可能範囲を有し
ていることが望ましい。このことが重要なのはそれが単
一の補聴器モデルを異なつた張力損失をもつた多数の人
たちについて使用することを可能にするだけでなく、最
初に選択した補聴器特性がたとい不正確であつてもある
いは使用者の聴力損失が時と共に変化しても補聴器を再
調節することができるからである。

補聴器は通常は頭部につけるものであるから、それらは
小さくて通常は小さな１個の電池によつて長期間動作す
るものでなければならない。また優れた性能をもち、高
い信頼性を備え、低コストでなければならない。補聴器
の種々の機能を提供するために使用される電子回路もま
たこれらの特性を備えていなければならない。もちろ
ん、かかる回路は補聴器以外の分野で同様な必要性を備
えている分野においても有益であろう。

従来の補聴器は上記の必要を満たすうえで種種の制約を
もつていた。それらは周波数応答を制御するために提供
される濾波の程度が限られていた。入力ＡＧＣ系を備え
てもそれらは良好に形成された圧縮閾値と圧縮比を与え
ることはなかつた。同様にしてそれらはその周波数応答
特性においてもその出力レベル対入力レベルおよびＡＧ
Ｃ特性においても必要とされる調整度を与えることもな
かつた。

従来の電子回路もまた上記必要を満たす上で諸々の制約
をもつていた。規模が小さく約1.3Ｖの低供給電圧で動
作でき供給電流をほとんど流さない回路は優れた性能を
示さず所望の調整特性を与えることがなかつた。従来性
能を満たす従来の電子回路は高い供給電圧と電流を必要
とし数多くの素子品を必要とし規模が大きいか、あるい
はそれらが単一の制御動作によつて調整できるような形
をしていなかつた。

補聴器の一般的目的を達成するのに役立つ特殊回路はそ
れ自身の特定の目標をもつている。かかる特定の目標は
以下に詳しく論ずることにする。

特殊回路 フイルタ 補聴器の如き多くの電子回路においては入力信号が与え
られる。その後、入力信号を適当なフイルタによつて修
正しなければならない。これらの修正は入力信号の種々
な周波数成分を異なる程度に減衰させることからなる。

そのため、例えば補聴器使用者は低周波数を有する音に
対してよりも高周波数を有する音に対してより深刻な聴
覚の損失を経験するおそれがある。従つて補聴器は低周
波数信号よりも強力に高周波数信号を増幅しなければな
らない。その後、適当なフイルタを用いて高周波信号を
ほぼ不変の状態で通過させ低周波信号を減衰させる。

上記例のばあい、高周波数信号をほぼそのまま通過させ
ることができるため、そのフイルタは高域フイルタと呼
ばれている。更に低域フイルタは低周波信号のみをほぼ
そのまゝ通過させることができる。帯域フイルタとして
知られるその他のフイルタは特定の範囲内の周波数を有
する信号をほぼそのまゝフイルタを通過させることがで
きる。

補聴器を設計するばあいにはより効果的でしかもコンパ
クトな周波数応答フイルタを使用することが望ましい。
従来技術においては周波数応答フイルタが一般に使用さ
れている。高域フイルタもしくは低域フイルタのばあ
い、該フイルタのコーナ周波数もしくは特性周波数とし
て知られる所定周波数がフイルタを通過することを許さ
れる信号と減衰される信号とをほぼ分割する。種々の用
途に使用される周波数フイルタの種類の一つはバツタワ
ースフイルタと呼ばれるものである。例えば低域バツタ
ワースフイルタのばあい、コーナー周波数よりも少ない
周波数をもつた信号は該フイルタをほぼ損なわれること
なく通過することが許される。然しながら、コーナーの
周波数をもつた周波数はほぼ３dBだけ減衰される。コー
ナ周波数以上の周波数をもつた信号は更に３dB以上に減
衰される。

フイルタの性能は更にその極数によつて特徴づけること
ができる。極は伝達関数の分母の複素周波数根である。
極数が大きければ大きいほど、コーナ周波数を超えるバ
ツタワースフイルタの減衰比はそれだけ大きくなろう。
例えば、２極の高域もしくは低域フイルタは１オクター
ブあたり１２dBの減衰比をもつことになり、また４極フ
イルタは１オクターブあたり２４dBの比をもつことにな
ろう。多くの用途においては４極フイルタを有すること
が望ましい。

多くの用途ではフイルタをできる限りコンパクトで効率
的にすることが必要である。例えば補聴器は使用者の耳
の背後もしくは内部に設けるばあいが多い。そのためス
ペースが制限されるために周波数フイルタを含む補聴器
内の回路はすべて小さくする必要がある。従つて、各回
路内の素子の数は小さくしなければならない。

同様にして、多くの用途でフイルタのコーナ周波数を調
整可能にすることが要求される。例えば、補聴器のばあ
い、異なる周波数を増幅する必要のある使用者は単にフ
イルタのコーナ周波数を調整するだけで同じ補聴器を使
用することができる。５００H_Z以上の周波数で信号を増
幅しなければならない使用者と、１０００H_Z以上に信号
を増幅しなければならないもう一人の使用者とは共に補
聴器の周波数応答を決定するフイルタのコーナ周波数を
調整することによつて同じ補聴器を使用することができ
るわけである。にもかかわらず、かかる調整可能なフイ
ルタは更にできるだけコンパクトなものでなければなら
ない。

更に、フイルタのコーナ周波数を変化させるには、でき
るだけ唯一の制御装置を使用すべきである。そのことに
よつて周波数の調整をより容易に行なうことができるだ
けでなく補聴器の製作費を低く、またより信頼度の高い
補聴器を提供することが可能になる。

更に、手動調整式の制御素子はフイルタ回路から離れた
位置に取付けられることが多いから、入力信号がこの制
御素子を通過せずにむしろその制御素子がフイルタのコ
ーナ周波数に間接的に影響を及ぼす制御信号を変化させ
るようにすれば有利である。かかる構成は実際の信号に
影響を及ぼすことになる帰還、容量結合、あるいは不都
合な雑音のピツクアツプの際に遭遇する困難を少なくす
る。更に、制御信号は手動調節式のポテンシヨメータに
よつて供給するか、補聴器自体内の他の処理系統のもと
で発生する信号であつてもよい。制御信号はコーナ周波
数制御の調節範囲を正確に設定する基準信号をつくりだ
す調整器から発生されなければならない。

更に、回路の大きさを更に小さくするために回路の大き
な部分は集積回路上に形成すべきである。多くのばあ
い、必要に応じて相互接続できる多数のほぼ同一の回路
素子を内蔵するセミカスタム集積回路を使用することが
望ましい。従つて、回路の設計においてはかかる同一の
トランジスタをその整数倍だけ多数用いた集積回路を使
用することが有利である。同様に、かかる整数倍のほぼ
同一トランジスタを使用して所期の回路動作の精度を大
きくすることができる。

補聴器内に使用される多くの回路部品は同一の集積回路
チツプの上に形成される。かかるチツプ上にトランジス
タと増幅回路を容易に利用することができ、しかも不相
応なスペース量をとらないのが普通である。しかしなが
ら、抵抗素子はチツプ上に大きなスペースをとることに
なる。更に、チツプ上に形成される抵抗器の絶対値は狭
い許容偏差内に維持するのは困難であるのが普通であ
る。かかる広い許容偏差のために回路動作の精度はおち
ることになろう。チツプと接続される外部デイスクリー
ト抵抗器も使用することができるが、かかるデイスクリ
ート素子もまた補聴器内部に利用可能なスペースの多く
を占め、またチツプに対する接続点数を更に必要とする
ことになる。

コンデンサの如き回路内に使用される他の素子は同一チ
ツプ上に製作することは困難である。もちろん、デイス
クリートなコンデンサが使用されるばあいには、それら
はデイスクリートな抵抗器と同様に補聴器内にスペース
をとるからそれらの数と大きさは最小限にしなければな
らない。同様にしてチツプに対する接続箇所の数は最小
にしなければならない。

使用されるコンデンサがほぼ等しい値をもつていれば同
じく有益である。こうして、メーカーは在庫に少数の品
目を維持していればよい。同様にして、メーカは（異な
つた種類のコンデンサを小量購入するよりも）単一種の
コンデンサを大量購入した方がコンデンサを低価で得る
ことができる。従つて、メーカと消費者の両方にとつて
のコストを小さくすることができる。更に唯一つの種類
のコンデンサを使用すると不適当なコンデンサが補聴器
の製作に誤使用される危険を小さくすることができる。

その他、各コンデンサの一方側に共用のＡＣ接地配線を
有することが望ましいことが多い。かかる構成は回路の
雑音感度を小さくする傾向がある。更に、そのばあいに
は回路はコンデンサと集積回路との間に接続されるパツ
ドを少なくすることができるから回路のコストを少なく
信頼性を大きくすることができる。

もちろん、フイルタは典型的にはほんの１Ｖオーダの補
聴器バツテリにより供給される電圧レベルによつて適当
に動作しなければならない。その他、フイルタはバツテ
リの動作寿命を大きくするように小さな電流によつて動
作しなければならない。

一般に利用可能な多くのフイルタは特定の入力信号に対
して高域出力、低域出力、帯域出力を同時に与えずに高
域か低域か帯域かの伝達機能だけを与えるものである。
同時出力は例えば同一入力信号を高域フイルタと低域フ
イルタの伝送路に分割するために有効である。

入力AGC 補聴器の如き多くの用途では信号増幅もしくは信号伝達
系は高レベルの入力信号に対して低レベルの入力信号に
対してよりも低利得を与えることが望ましい。かかる構
成のばあい、大きな範囲の入力信号レベルはもつと小さ
な範囲の出力信号レベルに変換できるからである。

かかる自動利得制御系は理想的には圧縮閾値と圧縮比に
よつて記述することができる。圧縮閾値以下の入力信号
のばあい信号利得は一定で利得の低下は見られない。圧
縮閾値において利得の低下が開始され圧縮閾値を超えて
信号レベルが大きくなると利得は累進的に小さくなる。
その結果、出力レベルの変化率は入力レベルの変化率よ
りも小さい。圧縮比は圧縮閾値を超える信号レベル群に
関し出力レベルのデシベル変化に対する比である。異な
つた種類の入力信号や出力信号に関する使用者の異なる
要求を充たすように圧縮閾値と圧縮比を独立に調節する
ことができることが望ましいばあいが多い。

自動利得制御系においては偽応答なしに利得がなめらか
に変化することが重要であることが多い。かかる偽応答
は、たとえば増幅利得を調節するために使用される制御
信号が増幅利得が変化されている間に同時に増幅出力動
作電流もしくは電圧のシフトもしくは一時的オフセツト
をつくりだすばあいに生ずる。この種の偽応答は利得が
大きく変化する間に生ずる「サンプ」として聞えるもの
で一般に回避すべきものである。

同様に自動利得制御系において信号レベルを検知するた
めに使用される検波回路は信号の正負の部分の双方に対
して応答することが望ましい。このことによつて信号レ
ベルをより正確に判定できることになり信号のひずみは
少なくなる。

補聴器のばあい、かかるAGC系はマイクロフオンからレ
シーバへ至る信号路中に配置することができる。レベル
検波器はこの信号路内の使用者操作による音量制御装置
の前の点に適当に配置される。この位置で該系は「入力
AGC」と呼ばれる。というのはAGCの動作は音量制御の設
定とは独立に入力信号レベルに依存しているからであ
る。

もし補聴器が広範囲のトーンコントロールもしくは調整
可能なフイルタも備えているならば、AGCレベル検波器
を信号路内のフイルタ後の一点に配置することも望まし
い。このようにするとAGCは現実に使用中の周波数範囲
に対してのみ作用することになる。それは濾波によつて
聴こえなくされた信号に対しては作用することはないで
あろう。他方、もし例えばAGC検波器が４極高域フイル
タ前で信号レベルを検知したならば、AGC系はそうでな
い場合には聞こえない入力信号の低周波数成分に対して
応答することになろう。その結果、系は利得の変化を生
じさせ、そのことによつて同時に生じている入力信号の
高周波数成分に不必要かつ不都合な影響を及ぼすことに
なろう。

かかるAGC系の多数の用途において、それはできる限り
コンパクトで効率的でなければならない。それはモノリ
シツク集積回路上に製作するのに適した形をしていなけ
ればならず、またクリツプ集積回路外部の部品が殆んど
なく相互接続部が殆んどないことが要求される。それは
低供給電圧で動作し供給電流を殆んど不要とするもので
なければならない。

圧伸系 多くの電子装置において高ダイナミツクレンジを有する
信号を制限されたダイナミツクレンジを有する１つの回
路もしくは１つの回路素子を経て伝送することが必要で
ある。ダイナミツクレンジとは通常ノイズレベルによつ
て決定される最低の有効信号レベルから信号自体の特性
もしくは回路もしくは回路素子の制限レベルもしくはひ
ずみ特性の何れかによつて決定される最高有効信号レベ
ルに至る信号レベルの範囲である。

例えば、補聴器のばあい、調整可能なコーナ周波数を有
する能動フイルタには普通小さなダイナミツクレンジを
有する能動回路素子を使用することが必要である。先に
述べた入力AGC系のばあい、能動フイルタは信号路内の
使用者操作による音量コントロールの前の点に配置され
る。それ故、能動フイルタに対する入力信号レベルは使
用者が調節することは不可能である。もし入力信号がフ
イルタを通過するとその結果ダイナミツクレンジは著し
く低下することになろう。

この問題は例えば磁気テープの記録再生におけるばあい
のように信号を小さなダイナミツクレンジの伝法媒体を
経て伝送する問題に類似している。かかる場合には、ド
ルビーシステムの如く記録前に信号を或る種の自動利得
制御系によつて圧縮して再生後に別のAGC系によつて信
号を伸長するものが開発されている。しかしながら、か
かるシステムのばあい、上記二つのAGC系は互いに独立
に動作する結果、動作開始と復旧時の過渡電圧は消去さ
れないことになる。米国特許第４，３７７，７９２号を
参照されたい。

必要とされるのは小さなダイナミツクレンジの回路に印
加される信号を圧縮し当該回路から出る信号を伸張器の
出力で動作開始と復旧時の過渡電圧を出現させずにほぼ
正確な補足的方法で伸張させるような圧縮−伸張（圧
伸）系である。この圧伸系の大きさはコンパクトでしか
も効率的でなければならない。

入力AGC系を有する補聴器の如き電子装置はすでに制御
信号によつて利得を変化させることのできる増幅器を内
蔵しているかもしれない。このばあいには機能を強化す
ることが有利である。各々がそれ自身の制御信号によつ
て制御される二個の可変利得増幅器を備える代りに複合
制御信号によつて制御される単一の可変利得増増幅を使
用する方がよい。このためには複数の制御信号を適当な
方法で結合するためのコンパクトで効率的な回路が必要
になる。

出力制限 補聴器の如き多くの電子装置においては出力信号レベル
は無限に増大せずになんらかの方法で制限する必要があ
る。この目的のためにピーククリツプと出力AGC制限と
いう２つの方法が使用されている。何れのばあいにも調
節可能な制限レベルを有することが有益であることが多
い。

多くのばあい、ピーククリーパが最大出力信号レベルを
出力レベルコントロールを調節することによつて選択さ
れる制限レベルに制限する必要がある。同時に、ピーク
クリツパは制限レベルを下回る信号レベルの出力レベル
コントロールが調節される時にほぼ一定の利得を維持し
なければならない。

クリツパは波形の正負の部分を対称的にクリツプする必
要がある。それはまた容易に調節可能なクリツピングレ
ベルを有するべきである。また、クリツピングレベルを
調節してもクリツピングレベルを下回るもしくはそれを
十分上回る入力信号レベルに対する周波数応答を変化さ
せないことが望ましい。

シングルエントＡ級出力段を有する多くの補聴器のばあ
い、クリツピングレベルはレシーバと直列な可変抵抗器
によつて調整される。この構成は対称的なクリツピング
をしない。同時に、それはクリツピングレベルと共に変
化する補聴器利得とクリツピングレベルと共に変化する
周波数応答を形成する。

プツシユプルＡＢ級出力段を有する多くの補聴器のばあ
い、クリツピングレベルはレシーバのセンタータツプと
直列な可変抵抗器によつて調節される。このことによつ
て対称的なクリツピングが得られるが高入力信号レベル
のばあいには依然としてクリツピングレベルと共に変化
する周波数応答を形成する。この構成のもう一つの問題
点は高可変抵抗器をセツトしたばあいのクリツピングレ
ベルは出力段のバイアス電流に対して非常に敏感である
という点である。このことが起こるのはバイアス電流に
よつて形成される抵抗器内の電圧降下がバイアス電流に
応じて変化する全出力電圧範囲の相当部分を減ずるから
である。

マグネチツクレシーバを駆動する補聴器の出力段の如く
誘導負荷を飽和させる出力段のばあい、出力の電圧は最
低供給電圧以下に変動することがある。コンパクトなサ
イズのばあい、モノリシツク集積回路内には出力段が含
まれていることが多い。かかる集積回路においては基板
は最低供給電圧に接続され、集積回路上の回路素子はこ
れら回路素子と基板との間の逆バイアスダイナードによ
つて互いに隔離されている。もし一つの回路素子にかか
る電圧が基板電圧以下に変動すると、通常状態で逆バイ
アスをうけた絶縁部は順方向にバイアスされ、回路素子
どうし間の絶縁性を危くすることになる。必要とされる
のは電圧が基板電圧を相当下回つて変化することを防止
するコンパクトで効率的な回路である。

多くのばあい、出力AGC系を使用して電子装置の出力信
号レベルを制限することが有益である。もしAGC系が出
力レベルをクリツピングレベル以下に保持すると、制限
するさいに信号ひずみはずつと小さくなる。多くのばあ
い、出力AGC系が出力信号レベルを出力レベルコントロ
ールを調整することによつて選択した制限レベルに制限
する一方で制限レベルを下回る信号レベルについて出力
レベルコントロールが調整されるとき一定の利得を維持
することが望ましい。同様に、唯一つのスイツチを動作
させることによつてピーククリツピング動作もしくは出
力AGC動作の何れかを選択することができることが有利
である。更にピーククリツピングと出力AGCの双方の制
限レベルが唯一つの出力レベルコントロールによつて調
節され、出力AGC制限レベルがピーククリツピングレベ
ルが低歪みを維持するのに丁度十分なだけピーククリツ
ピングレベルを下回つていることが望ましいことが多
い。

出力段がそのインピーダンスが補聴器のレシーバのよう
な周波数と共に相当変化する負荷を駆動することになる
ばあいには、出力段の飽和が利用可能な出力電圧によつ
て惹き起こされる周波数領域と、出力段の飽和が利用可
能な出力電流によつて惹き起こされるその他の周波数領
域が存在するかもしれない。同様にして、補聴器レシー
バの如き負荷を駆動するばあいには、高電流レベルがレ
シーバ自体をしてひずみを発生させる虞れがある。以上
の理由から出力段信号電圧と出力段電流を共に検知して
これら検知された信号を出力AGC系に出力信号を低ひず
みを維持するに丁度十分なだけこれら飽和レベルを下回
る値に制限するように結合する出力AGC系を備えること
が有利である。

発明の要約 本発明は、わずかなダイナミツクレンジを有する回路素
子のダイナミツクレンジを大きくするための圧伸系に関
する。この圧伸系は第１の制御増幅器と、第２の制御増
幅器と、閾値検出器と、反転増幅器とから構成される。

第１増幅器は入力信号リードと制御リードを備える。第
１の制御増幅器は入力信号を受取り、制御リードに加え
られる信号に応じて信号を増幅する。この第１増幅器の
出力と「回路素子」の入力側には閾値検出器が接続され
る。検出器は増幅器の出力側が所定レベルを超えたため
回路素子のダイナミツクレンジを超えたときに検出す
る。こうした事態が生ずると、閾値検出器は第１増幅器
の制御リードに制御信号を供給することによつて第１増
幅器の利得を小さくしその出力における信号レベルのレ
ンジを圧縮する。

第２の制御増幅器は回路素子の出力側に接続される。第
２増幅器は入力リードと共に制御リードも備えている。
第２増幅器はその制御リードに供給される制御信号に従
つてその利得を変化させる。

反転増幅器は閾値検出器の出力リードに接続され、第１
増幅器の利得制御リードによつて受けとられる制御信号
を受けとる。しかしながら、その時、反転増幅器は信号
を反転して、それを第２の制御増幅器の制御リードに加
え、第二の制御増幅器の利得の増加が第１の制御増幅器
の利得の低下とほぼ等しくなるようにする。かくして第
２の制御増幅器はその出力において信号レベルのレンジ
を拡大し、第１の制御増幅器によるレンジの圧縮をほぼ
補償することになる。

目的 本発明の目的は、他の回路素子のダイナミツクレンジを
より有効に大きくし、単一の閾値検出器（もしくはレベ
ル検出器）ならびに検出フイルタをより有効に使用し、
動作開始と復旧中の優れた過渡特性を与え、低供給電圧
と低供給電流を使用し、よりコンパクトな改良された圧
伸系を提供することである。

実施例の詳細な説明 系の概説 第１図〜第３０図についてのべると、全体を参照番号２
０として示した本改良補聴器の実施例が示されている。
重要な点は、ここに図示された回路の多くは種々の異な
る用途に使用できるという点である。しかしながら、本
発明の最も望ましい実施例は補聴器に関するものであ
る。そのため、本発明は補聴器について記述したもので
ある。

第１図により明瞭に図示されているように、補聴器（図
示せず）は信号源もしくはマイクロホン２２と、「圧伸
器」２４、フイルタ即ち「音質調節回路」２６ならびに
それと関連した外部制御部２８と、入力自動利得制御
（AGC）系２７ならびにそれと関連した外部制御部３５
と、主電流制御増幅器３２（以下CCAと云う）ならびに
それと関連した外部制御部３４、出力信号プロセツサ３
６ならびに外部制御部３８と、レシーバもしくは出力ト
ランスジユーサ４０とを備えている。

いくつかの図において、選択された回路部品のまわりに
破線が引かれている。かかる回路部品の区分けは幾分恣
意的にかつ本発明を理解する上で役立つように行つたも
のである。

第１図と第２図に示すように、マイクロホン２２は空気
中の音信号を受信しそれに応じて第１図と第２図に太線
として示した信号路４２に沿つて電気信号を伝達する。
或る回路部品は回路部品の動作に制御することによつて
現実の信号それ自体よりもむしろ電気信号に間接に制御
する。かかる回路部品からの信号は第１図と第２図に示
した細線４４によつて示された制御路を介して送られ
る。

マイクロホン２２により発生させられた電気信号は比較
的小さな振幅をもち、圧伸器２４により受信される。圧
伸器２４は入力電流制御増幅器４６と、「圧伸」検出器
４８と、「圧伸」フイルタ５０と、入力電流制御増幅器
制御部５２を備え、電流制御増幅器４６の利得を変化さ
せる。

電流制御増幅器４６は単に所定の方法でマイクロホン信
号の振幅を大きくするだけで、以後は補聴器回路２０の
残部によつて処理される。

「圧伸」検出器４８は、電流制御増幅器４６の出力がフ
イルタ２６のダイナミツクレンジ外に所定レベルを超え
たときにそれを検出する。

「圧伸」検出器４８が電流制御増幅器４６からのかかる
大きな信号を検出したとき、それは信号を「圧伸」フイ
ルタ５０に送る。「圧伸」フイルタ５０は平滑化された
圧伸検出信号を発し、該信号は電流制御増幅制御部５２
と、主電流制御増幅器制御部６８（以下CCA制御部６８
と称する）と、２次CCA制御部７０６の双方によつて受
信される。その後、入力電流制御増幅器制御部５２は、
それが入力電流制御増幅器４６に供給する制御電流を少
なくし増幅器４６によつて実行される増幅度を小さくす
る。

入力電流制御増幅器制御部５２からの制御電流は、「圧
伸」フイルタ５０から受ける信号の振幅に対して指数関
数的な関係を有する。主CCA部６６が受けとる制御電流
は入力CCA４６に対する制御電流に対して逆比例してい
る。主CCA６６の利得はそのため入力CCA４６の利得に逆
比例する。このようにして系全体の利得は一定であるが
音質制御回路２６内のフイルタはより狭いダイナミツク
レンジの信号レベルに対して動作する。

電流制御増幅器４６の出力は音質制御回路２６に供給さ
れる。音質制御回路２６は、４極高域フイルタ５６に信
号を供給する４極低域フイルタ５４を備える。二つのフ
イルタ５４，５６はそれぞれポテンシヨメータ、もしく
は制御部５８，６０によつて制御される。ポテンシヨメ
ータ５８，６０の設定調整が低域フイルタ５４と高域フ
イルタ５６が受信信号に実物的な影響を与えはじめると
きの周波数を決定する。

低域フイルタと高域フイルタ５４，５６からの信号は可
変スロープフイルタ６２に供給され、該フイルタ６２は
更に信号の周波数スペクトルを成形する。可変スロープ
フイルタ６２は、高周波信号、低周波信号を更に減衰す
るか、あるいは全周波数を等しく通過させるように調節
することの可能な可変スロープ制御部６４に２つの信号
を供給する。

可変スロープ制御部６４は入力AGC回路２７と主増幅器
３２に対して信号を供給する。主増幅器３２は主電流制
御増幅器６６と主電流制御増幅制御部６８を備える。２
つの外部調節部すなわち使用者の操作によるボリユーム
制御部７０と、フル・オン利得制御部７２は主電流制御
増幅制御部６８に相互接続される。制御部６８はまた主
電流制御増幅器６６の利得を制御するために使用される
圧伸器２４と、出力信号プロセツサ３６と、入力AGC系
２７から入力を受取る。

かくして、圧伸器２４が動作している時、それは主電流
制御増幅器制御部６８に一つの信号を送り、主増幅器３
２に対する入力がそれが入力電流制御増幅器４６により
圧縮されたのと同じ程度に伸張されるようにする。

主電流制御増幅器６６が示す利得レベルは、使用者の操
作によるボリユーム制御部７０の設定調整を含めて制御
部６８に対する入力によつて部分的に決定される。使用
者の操作式ボリユーム制御部７０をフル・オンにしたと
きに得られる最大利得は部分的にフル・オン利得制御部
７２の設定調整によつて部分的に確定される。

入力AGC系２７は２次CCA７００と、AGC検出器７０２
と、AGCフイルタ７０４と、２次CCA制御部７０６と、AG
C閾値制御部７１０とAGC CR（圧縮比制御部）７１２と
を含むそれに関連する外部制御部３５を備えている。更
に、主CCA６６と、主CCA制御部６８の一部を含む主増幅
器３２の諸部分が使用されている。

入力AGC系は帰還系を使用して制御信号を形成し、この
制御信号は主CCA６６に順方向に送られる。２次CCA７０
０は可変スロープ制御部６４からの信号を増幅し、この
増幅された信号をAGC検出器７０２に送る。AGC検出器７
０２は、２次CCA７００の出力がAGC検出閾値レベルと呼
ばれる所定レベルを超えたときにそれを検出する。

AGC検出器７０２が閾値レベルに達する、もしくはそれ
を超える入力によつてトリガされると、それはAGCフイ
ルタ７０４に一つの信号を送り、そのフイルタは２次CC
A制御部７０６に供給される平滑化されたAGC検出信号
（V_c1と呼ぶ）を発する。２次CCA制御部７０６は２次CC
A７００に対して制御電流を供給し、その利得を制御す
る。この制御電流は平滑検出信号（V_c1）と、外部制御
部と、AGC閾値制御部７１０によつて制御される。検出
信号（V_c1）は制御電流を小さくし、そのことによつて
２次CCA７００の利得が小さくなつて、その出力信号の
振幅がAGC検出閾値レベルを実質的に超えないようにす
る。

AGC検出器７０２をトリガするのに必要なマイクロホン
からの信号レベルは入力AGC閾値と呼ばれる。同様に、A
GC閾値制御部７１０は入力AGC閾値を変化させるように
２次CCA７００の利得を変化させる。

２次CCA制御部７０６もまた、圧伸フイルタ５０から反
転制御信号を受けとり、可変スロープ制御部６４の出力
側に存在するあらかじめ圧縮された信号を伸張する。こ
のようにすると、圧伸作用は検出信号V_c1に影響を及ぼ
すことはなく、圧縮器は入力AGC系によつては「見」ら
れることはないであろう。

もしこの平滑検出信号（V_c1）が主CCA制御部６８に加え
られると、その結果、AGC系はAGC閾値を上廻る非常に高
い不変圧縮比を有することになろう。可変スロープ圧縮
を可能にするために、AGCフイルタ７０４からの検出信
号（V_c1）は可変制御部すなわちAGC CR制御部７１２を
通過する。AGC CR制御部７１２は調節可能な検出信号部
分を主CCA制御部６８に供給し、該制御部６８は主CCA６
６の利得を制御する。このように、AGC閾値を超える入
力レベルのばあい、入力AGC系が主CCA６６に対して実行
する利得低下値はAGC CR制御部７１２によつて変化する
ため、閾値を上廻る入出力曲線のスロープを変化させる
ことになる。

主電流制御増幅器６６の出力は、出力信号プロセツサ３
６に供給される。出力信号プロセツサ３６はクリツパ７
４と、出力増幅器７６と、出力電流検出器７８と、出力
電圧検出器８０と、AGC検出器８６と、内部自動利得制
御スイツチ８２と、AGCフイルタ８４とを備えている。
外部AGCスイツチ８８とパワーレベル制御部９０とは出
力信号プロセツサ３６に相互接続されている。

クリツパ７４は主電流制御増幅器６６から受取つた信号
がパワーレベル制御部９０により設定された所定の出力
レベルを上廻るのを防止する。クリツパ７４の出力は出
力増幅器７６に送られ、２次出力は自動利得制御検出器
８６によつて検出される。

出力増幅器７６は、それがレシーバ４０に送られる前に
クリツパ７４から受け取つた信号を更に増幅する。電流
ならびに電圧の検出器７８，８０は出力電流と電圧を検
出して、出力電流もしくは出力電圧の何れか一方がそれ
ぞれの所定レベルを超えたときに出力信号をAGCスイツ
チ８２に供給する。

自動利得制御スイツチ８２は外部AGCスイツチ８８と共
にスイツチオンすることができる。電流および（また
は）電圧検出器７８，８０からの信号、もしくは自動利
得制御検出器８６からの信号は回路２０の出力が大きす
ぎることを意味する。かくして、かかる信号は自動利得
制御フイルタ８４に伝送され、該フイルタ８４はこれら
の信号を平滑化し結合しそれらを主電流制御増幅器制御
部６８にフイードバツクさせ、主電流制御増幅器６６が
その時作動中の利得値を小さくする。

出力増幅器７６からの信号はレシーバ４０に加えられ、
該レシーバ４０は電気信号を音に変換する。この音はそ
の後補聴器着用者によつて聞きとられることになる。

系構成 この系の利点の多くは、種々の部品の構成もしくは配置
から生ずるものである。特に、電圧制御フイルタの対向
側に圧縮回路と伸張回路が配置されて系のダイナミツク
レンジを大きくする。更に、固定利得出力段もしくは出
力増幅器７６前には調節可能なピーククリツピング回路
もしくはクリツパ７４が配置される。その結果、非対称
形のクリツピングや出力段バイアス電流に対する感度の
如き、出力段の出力で調節可能なクリツピングを可能に
するという先に述べた設計問題は回避することができ
る。

更に、調節可能な出力自動利得制御回路が固定利得出力
段の前に配置される。その結果、出力自動利得制御部を
クリツパ７４に接続しパワーレベル制御部９０にAGCと
非AGC方式の両方における出力制限レベルを決定させる
ことができる。更に、補助的自動利得制御部は出力段で
出力電圧検出系と出力電流検出系８０，７８の双方を使
用する。

出力段の出力に固定振幅検出系を追加することによつ
て、出力自動利得制御部を使用中出力段からの大きな歪
んでいない最大出力レベルを完全に得られるようにする
ことができる。これは出力段利得と共に出力段の入力に
生ずる検出レベルの許容差のために出力レベル制御部が
最大値に設定されたときに出力段中に生ずるクリツピン
グを防止するために検出レベルを低く設定する必要がな
いからである。その代わり、検出レベルは出力増幅器の
振幅の完全な利用を実質的に保証するに十分な高さに設
定でき、出力段の出力側における固定振幅の検出は出力
レベル制御部が最大値に設定されたとき出力段の入力側
での検出を不要にする。

出力電圧検出は出力段トランジスタのコレクターエミツ
タ間電圧が飽和状態に近づくと出力自動利得制御部を単
にトリガすることによつてクリツピングとその結果生ず
るひずみを防止する。

出力電流検出は受信機に分配される電流を監視すると同
時に、所定の電流制限値を超えたばあいに出力自動利得
制御部をトリガする。このことはハイパワーの補聴器で
ある実施例において大きな利益を有する。受信機の設計
技術の現在の状況はある周波数のもとで平均インピーダ
ンス値に比較して非常に低く低下する広く変動するイン
ピーダンス対周波数を有する受信機を生産している。受
信機が公称インピーダンスを示す最大レベルに受信機を
駆動することのできる増幅器によつて駆動されたとき、
受信機は、受信機インピーダンスがずつと低い周波数帯
域で低ひずみ動作のための受信機自身の電流制限値を超
過するかあるいは、同様にひずみを大きくするおそれの
ある増幅器の線形動作の何れかを超過するような過大電
流を増幅器から引受ける。このため、電流と電圧の検出
部を両方有するばあいには系の周波数領域全体にわたつ
て増幅器−受信機系の最大出力性能を使用することにな
る。

更に、入力自動利得制御回路は圧縮閾値を圧縮比を独立
に調節する方法を使用しており両調節間の相互作用なし
にこれらの要素のそれぞれを正確に調節することができ
る。

更に、入力自動利得制御回路のためのレベル検出部は音
質（もしくは周波数成形）制御部２６の後でしかも利得
制御部前に配置される。出願人はかかる構成はAGC系が
最終的に受信機に供給される信号によつて動作し補聴器
２０の着用者によつて「聴取する」ためにより望ましい
信号を与えるということを発見した。他の構成のばあ
い、AGC系はフイルタもしくは音質制御部によつてまだ
成形されていない信号によつて動作する。

通常のばあい、フイルタを通過しない、従つて補聴器に
よつて増幅されるように意図されていない音信号の選択
された周波数は補聴器の動作に影響を及ぼさないことが
望ましい。本発明のAGC系はかかる信号によつて動作し
ないため、それらがフイルタによつては有効に減衰され
ないため、かかる外生ノイズはAGC系の動作に重要な影
響を及ぼすことはないであろう。

そのため、例えば、重機械により発せられた低周波音の
如き低周波数信号がフイルタによつて実質的に減衰され
るようにフイルタを調節するこができる。

もしAGCレベルの検出がフイルタ前において行われるな
らば、これらの信号はAGC系をして応答させ高い周波数
の所望信号のための利得を小さくするおそれがあろう。
しかしながら、本発明のAGCはフイルタ通過域外にある
ときこれら低周波信号に対して応答させることはないで
あろう。

更に、主電流制御増幅器は諸信号の複合である制御信号
を使用している。複合信号は補聴器の異なる部分からの
複数の入力に由来するものである。信号は圧伸器２４
と、入力AGC系２７と、出力信号プロセツサ３６と、使
用者操作によるボリウム制御部７０と、フル−オン利得
制御部７２からの信号から構成される。かかる複合信号
を使用することによつて、一連の増幅器でなく、単一の
電流制御増幅器６６を使用することができる。このこと
によつて回路をより割安に作ることができるとともに、
発生するノイズと回路の複雑さを減ずることができる。

補聴器回路２０は異なる複数の小回路から構成される。
全体の補聴器回路２０のためのこれら小回路のうちの幾
つかは以下に個別的に詳しく論ずることにする。

調節可能な状態変数フイルタ 第３図ないし第１４図についてみると、全体を参照番号
４１０で示した改良された調節可能な２極状態変数フイ
ルタに関するものである。第３図に示したフイルタは単
位利得和差増幅器４４１と、それぞれがそれぞれコンデ
ンサ４２４，４２６を負荷したコンデンサ負荷相互コン
ダクタンス演算増幅器（OTA）４１６，４１８を備えた
第１と第２の可変積分器４１３，４１５と、第１と第２
の帰還線４２０，４２２と、入力端子４２８と、アース
線４２９と、高域フイルタ帯域通過フイルタおよび低域
フイルタ出力端子４３０，４３２，４３４を備えてい
る。

入力端子からの入力信号は和差増幅器４１１に対する正
入力である。第１の帰還線４２０は第２の正入力であ
り、第２の帰還線４２２は負入力である。和差増幅器４
１１の出力は回路４１０の残余と相俟つて和差増幅器４
１１の出力側に高域通過信号を生じさせる。

増幅器４１１の出力は高域フイルタ出力端子４３０に相
互接続される。該出力側は同時に第１積分器４１３の負
入力側にも相互接続される。第１積分器４１３は高域フ
イルタ信号を受けとり、それに応じてその出力に、帯域
通過信号に対応し帯域フイルタ出力端子４３２に相塩接
続された第１積分信号を供給する。それはまた、この信
号を第１の帰還線４２０に供給し、正入力の一つを和差
増幅器に供給する。

第１積分器４１３の出力は同様にして第２積分器４１５
に入力として供給される。それに応じて第２積分器４１
５は出力低域フイルタ端子４３４と第２帰還線４２２に
供給される出力を供給する。第２帰還線４２２が和差増
幅器４１１に対して負入力を供給するとはいうまでもな
い。

理想OTAの動作は次の式によつて与えられる。

ｇ_ｍ＝ｈ（Ｉ_Ｘ） 但し、g_mはOTAの相互コンダクタンス（あるいは利
得）、ｈは特定のOTAの定数、I_XはOTAに供給される制御
電流。OTAの出力電流は次の式により与えられる。

ｉ_{ｏｕｔｐｕｔ}＝ｇ_ｍ〔（Ｖ^＋）−（Ｖ⁻）〕 但し、i_outputは出力電流、V⁺とV^-とはそれぞれOTAの差
動入力側に印加される正負電圧値である。第２２図には
バイポーラトランジスタを使用した簡単なOTAが示され
ている。電流ミラー負荷と差動対用のエミツタ電流を供
給する電流源I_Xを備えた差動トランジスタ対を含むこの
構成のばあい、g_m＝I_X/2V_Tである。但し、V_Tは温度＝KT
/qeの等価ボルトである。例えばＲ．グレイ＆Ｒ．マイ
ヤー著「アナログ集積回路の解析と設計」（ジヨン ウ
イリー＆サンズ社、１９７７年）を参照されたい。

フイルタの出力信号がフイルタに加えられる任意の入力
信号に対していかなる関係を有するかを示すためのフイ
ルタのための等式が与えられることが多い。かかる等式
は「伝達関数」として知られている。一般的にいつてコ
ーナ周波数を越える信号の減衰対周波数曲線の勾配が急
であればある程、フイルタに対する伝達関数の「極数」
は多くなる。極は理論的伝達関数の分母が与えられた入
力信号周波数のばあいに実質的に零に達する位置を規定
するものである。

第３図に示した回路の出力を示す等式を以下に列挙す
る。

単位利得 和差増幅器：Ｖ_２＝Ｖ_１＋Ｖ_３−Ｖ_４ 可変積分器：Ｖ_３＝−（ｇ_ｍ１／ｊｗｃ_１）Ｖ_２ Ｖ_４＝（ｇ_ｍ２／ｊｗｃ_２）Ｖ_３ 但しｊ＝−１，ｗ＝信号周波数の２倍 但し、 Ｗｏは特定周波数として知られており、Ｑはキユー（も
しくは減衰率の逆数）として知られている。

ｇ_ｍ１＝ｈＩ_Ｘ１ ；およびｇ_ｍ２＝ｈＩ_Ｘ２ 但し、ｈは特定の相互コンダクタンス増幅器の定数であ
る。

もしC₁＝C₂＝Ｃとすると、 また となる。

本発明は抵抗器を用いずに最小限の数の部品を使用して
実施することが可能である。更に、フイルタの特性周波
数とキユーは、第１と第２のOTA、４１６，４１８の相
互コンダクタンスを設定するI_X1とI_X2の大きさとその間
の比を変えることによつて変化させることができる。

本発明は第３図に示した実施例以外のものによつて実施
できることはいうまでもない。そのため他の実施例を第
４図と第５図に示してある。

同様にして、第３図に示した和差増幅器４１１と、積分
器４１３，４１５、および制御回路は種々の実施例のも
のを示すことができる。単位利得和差増幅器の３つの相
異なる、しかし等価的な図が第６図、第７図および第８
図に示されている。第６図は２つの正入力端子と１つの
負入力端子を有する和差機能の記号図である。出力電圧
V_dは入力と以下の如き関係を有する。

V_d＝V_a-V_b+V_cこの図は第３図において４１１の番号を付
けてある。

第７図は制御電流I_XaとI_Xbが相互コンダクタンス値g_ma
とg_mbを設定する演算相互コンダクタンス増幅器４１
２，４１４を用いてこの機能を実現したものである。も
しI_Xa＝I_Xbならばg_ma＝g_mb＝g_mとなる。

もし増幅器４１４の出力側に対する負荷が無視できる
（すなわち、出力電流が非常に小さい）ならば、i_oa＝
−i_obとなり、g_m(V_a-V_b）＝−g_m(V_c-V_d)となり、V_d＝V_a
-V_b+V_cとなる。

第８図は第２２図に示した２つのOTAが簡単な形に組合
わされた第７図のトランジスタ回路である。第８図にお
いて、トランジスタ４７２，４７４のコレクタ電流の差
（i_a-i_b）とトランジスタ４８０，４７８のコレクタ電
流間の差（i_c-i_d）はそれぞれ第７図の電流i_oaとi_obに
対応する。これらの差は第２２図に構成したような差動
NPN対の標準的なPNP電流ミラー負荷によつてつくりだす
ことができる。しかしながら、第７図においてi_oaとi_ob
とは合算される、それ故、i_oa+i_ob＝(i_a-i_b)+(i_c-i_d)と
なり、それはi_oa+i_ob＝(i_a+i_c)-(i_b+i_d)となるように再
構成することが可能であり、それはトランジスタ４７４
と４７８のコレクタ電流が最初に（並列接続することに
よつて）合算され、その入力がトランジスタ４７２と４
８０のコレクタ電流の（並列接続による）和である単一
のPNP電流ミラーの出力電流と結合されるということを
示す。かくして唯一つのPNPミラー（２コレクタトラン
ジスタ４９６）だけしか必要でない。

同様にして、３種の異なる、しかし等価的な可変積分器
が第９図と、第１０図および第１１図に示されている。
例えば第９図に示した差動可変積分器の記号図のばあ
い、出力は次式で与えられる。

時間領域のばあい Ｖ_ｃ＝ＫＩ_Ｘ∫（Ｖ_ａ−Ｖ_ｂ）ｄｔ 但し、I_Xは制御電流でＫは比例定数である。

周波数領域のばあい Ｖ_ｃ＝（ＫＩ_Ｘ／ｊｗ）（Ｖ_ａ−Ｖ_ｂ） 第１０図に示した積分器はコンデンサ負荷を有するOTA
である。OTAの出力電流は次の式で与えられる。

i_o＝g_m(V_a-V_b)；但しg_m＝hI_X コンデンサの電圧はコンデンサを流れる電流の時間積分
に等しい。すなわち周波数領域のばあいV_c＝i_o/jwcとな
る。それ故、他に負荷を有しないコンデンサを有するOT
Aを負荷すると となる。

第１１図に示した積分器のばあい、第２２図に示した等
価トランジスタを有するOTAが実現された。式を以下に
示す。

外部負荷が存在しないと電流i_oはすべてコンデンサ内に
流れる。

最後に、第１２図と第１２ａ図には制御回路の第１と第
２の実施例５０１，５０３が示されている。第１２図に
示した制御回路５０１の実施例はI_Wで示した周波数制御
電流を受けとり、それぞれそれに関連した制御電流I_X1
とI_X2を供給する。制御回路５０１は相互に接続された
ベースとコレクタを有するトランジスタ５０５を備え
る。トランジスタ５０５はトランジスタ５０５のべース
とコレクタに加えられる周波数制御電流に関連したべー
スエミツタ間電圧をつくりだす。

制御回路５０１はまた、第１と第２の制御トランジスタ
５０７，５０９を備える。トランジスタ５０７，５０９
はそれぞれトランジスタ５０５によつてつくりだされた
べース・エミツタ間電圧を受けとり、それぞれI_X1とI_X2
で示したコレクタ電流を供給する。

第１２図に示すように、トランジスタ５０７〜５０９は
それぞれ単一の素子となつている。第１、第２の制御ト
ランジスタ５０７，５０９のコレクタ電流は、それぞ
れ、制御電流I_Wにほぼ等しいトランジスタ５０５のコレ
クタ電流のn₁倍とn₂倍である。このことはセミカスタム
集積回路上に得られるほぼ同一のトランジスタだけを用
いて、第１制御トランジスタ５０７の代わりにn₁個の素
子を並列に接続し、第２制御トランジスタ５０９の代わ
りにn₂個の素子を並列に接続することによつて達成する
ことができる。その代わりに、トランジスタ５０５と第
１、第２の制御トランジスタのエミツタ領域は互いに、
それぞれ１：n₁：n₂の関係をとることができる。

従つて、もしトランジスタ５０５，５０７，５０９がそ
れぞれ高電流増幅特性（“ベータ”）を有するならばI
_X1＝n₁I_W,I_X2＝ｎ_２Ｉ_Ｗとなる。電流I_X1とI_X2はそのと
きフイルタのコーナ周波数が周波数制御電流I_Wに線形の
関係をもち周波数制御電流が変化するときにＱが一定に
とどまるようにフイルタの動作を制御する。

第１２ａ図に示した制御回路５０３の実施例はV_Wで表わ
した周波数制御電圧を受けとり、それぞれそれに関連し
た制御電流I_X1とI_X2を供給する。制御回路５０３は第１
と第２のトランジスタ５１１，５１３を備える。各トラ
ンジスタは周波数制御電圧を受けとるためのべースを備
える。その後、トランジスタ５１１，５１３はそれぞれ
コレクタ電流I_X1とI_X2を供給する。

更に、二つのトランジスタ５１１，５１３のコレクタ電
流は基準電流の倍数とすることができる。第１２ａ図に
n₁とn₂で表わしたかかる倍数は同様のトランジスタを並
列に使用するか、あるいはトランジスタ５１１，５１３
のエミツタ・べース接合領域を制御することによつて実
現することができることはいうまでもない。

コレクタ電流I_X1とI_X2は先に述べたようにフイルタを制
御する。これらの電流は以下の等式により実質上記述す
ることができる。

Ｉ_Ｘ１＝ｎ_１Ｉ_Ｓ ｅｘｐ（Ｖ_Ｗ／Ｖ_Ｔ） Ｉ_Ｘ２＝ｎ_２Ｉ_Ｓ ｅｘｐ（Ｖ_Ｗ／Ｖ_Ｔ） 但し、V_Tは先に定義したように再びトランジスタの熱電
圧であり、I_SはIc工程と温度に依存する定数である。し
かしながら、単一の集積回路上に形成されたトランジス
タどうしが良く整合する点に注意されたい。そのためI
_X2のI_X1に対する比はn₂/n₁となる。

I_Xを十分に制御するために、V_Wは同一チツプ上の調節器
から得るべきである。例えば、第２４図に示した可変基
準出力を有する調節器を参照されたい。

その時、電流I_X1とI_X2はフイルタのコーナ周波数が周波
数制御電圧V_Wと指数関数的な関係を有し、周波数制御電
圧が変化する時にキユーが一定にとどまるようにフイル
タの動作を制御する。２極パツタワースフイルタのばあ
い、Ｑ＝１／２となるC₁＝C₂＝Ｃのばあい、 となる。I_X1＝2I_X2のとき、定義によりＱ＝１／２で、
フイルタは典型的なバツタワース応答を与える。この条
件の下では となる。

第１３図と第１４図により詳しく示されているように、
本発明は２極フイルタ４１０を備える。第１３図にはフ
イルタ４１０、すなわち高次フイルタの基本的構成ブロ
ツクがより詳細な形で示されている。この図では第７図
に示した単位利得和差増幅器の表示が第３図に示した単
位利得和差増幅器４１のより一般的な表示にて示されて
いる。

第１４図にはフイルタ４１０のより詳細な形が示されて
いる。この図では、第８図に示した単位利得和差増幅器
４１１の表示と、第１１図に示したコンデンサを負荷し
た相互コンダクタンス演算増幅器４１３，４１５の表示
が第３図に示したより一般的な表示に示されている。

各コンデンサの一方側が交流アース線に相互接続されて
いる点に注意されたい。全コンデンサの一端は共通の接
続点に接続されている。その結果、パツド接続の数は少
なくなつている。

２極フイルタ４１０は、もちろん、第１５図と第１６図
に示すようにタンデム形に相互接続して、それぞれ４極
高域フイルタもしくは４極低域フイルタを実現するよう
にすることができる。第１７図と第１８図には、かかる
フイルタと共に使用することのできるフイルタ制御回路
が示されているが、それらは第１２図と第１２ａ図の２
極制御回路と同じで制御電流I_X3とI_X4を第２の２極フイ
ルタ部分に供給するためにxn₃とxn₄で表わしたトランジ
スタを追加している。そのため、第１６図の４極低域フ
イルタのばあい、低域フイルタ端子４３４は第３図に示
したフイルタと構造的に類似したもう一つのフイルタの
入力線に相互接続されている。この第２の２極フイルタ
の低域フイルタ出力端子は、その時、４極の低域フイル
タ応答を供給する。

同様に、フイルタ４１０の高域出力端子４３６は第２フ
イルタの入力端子に相互接続することができる。（第２
フイルタが第３図に示したフイルタと構造的に類似して
いることはいうまでもない）そのとき、第２フイルタの
高域フイルタ出力端子は４極の高域応答を与える。第３
図に示したような２個のフイルタもまた、同様にして相
互接続して４極の帯域応答を供給するようにすることが
できるのはいうまでもない。

２個の縦続接続した２極フイルタから構成された４極の
バツタワースフイルタのばあい、 Ｗ_１＝Ｗ_０ Ｑ_１＝０．５４１１ Ｗ_２＝Ｗ_０ Ｑ_２＝１．３０６ 縦続接続の順序は周波数応答には影響を及ぼさない。

もしC₁＝C₂＝C₃＝C₄≡Ｃとすると、電流値はI_X2/I_X1＝Q
₁ ²＝０．２９２８、 I_X4/I_X3＝Q₂ ²＝１．７０６ Ｉ_Ｘ１（０．５４１１）＝Ｉ_Ｘ３（１．３０６） Ｉ_Ｘ１／Ｉ_Ｘ３＝２．４１４ となるように設定できるが、それは電流I_X1,I_X2,I_X2,お
よびI_X4との間の正確な整数比を与えることはできな
い。これらの比は、カスタム集積回路設計において、ト
ランジスタX_n1ないしX_n4のエミツタ・ベース接合領域が
非整数比でつくれないばあい、得ることができる。

４極バツタワースフイルタを整数比に近づけるために とする。

多くのばあい、これはバツタワース応答に対する許容可
能な近似値である。

それは整数のトランジスタを並列に接続することによつ
て標準的な集積回路上に実現できる整数倍の選択電流に
よつて得ることができる。近似値として、I_Wを単一の制
御回路トランジスタによつて供給される制御電流としよ
う。そのばあいには、 低域フイルタと高域フイルタ５４，５６の出力は可変ス
ロープフイルタ６２に供給される。フイルタ５４，５
６，６２は回路２０の周波数応答を修正するから全体と
して音質制御部と呼ぶことにする。

可変スロープフイルタ６２ 補聴器回路２０は、更に低素子カウントと、全体的に可
変スロープフイルタ６２として述べられる連続的に変化
するスロープ応答成形器を備えている。入力信号に対す
るフイルタ６２の応答は高域フイルタから平坦応答を経
て低域フイルタへと連続的に変化する。第２５図に示す
ように、フイルタ６２は入力端子１７８と、アース線１
８０と、第１、第２、第３の相互コンダクタンス増幅器
１８２，１８４，１８６と、低域フイルタ、可変スロー
プならびに高域フイルタ出力端子１８８，１９０，１９
２と、ポテンシヨメータ１９４と、コンデンサ１９６を
備える。ポテンシヨメータ１９４は第２図に示した可変
スロープ制御部６４である。

フイルタ６２は入力端子１７８で入力信号を受けとる。
第１相互コンダクタンス増幅器１８２は第１もしくは正
入力側と第２もしくは負入力側１９８，２００と出力側
２０２を備える。増幅器１８２の正入力側は入力端子１
７８に相互接続され、入力信号を受けとる。それに応じ
て増幅器１８２はその出力側２０２で第１相互コンダク
タンス信号を供給する。

第１相互コンダクタンス増幅器１８２の出力側とアース
線１８０との間にはコンデンサ１９６が接続されてい
る。第１相互コンダクタンス増幅器１８２に対する第２
のすなわち負入力２００はその出力側２０２に接続され
ている。高周波入力信号はコンデンサ１９６を経てアー
スに分路される。そのため、増幅器１８２とコンデンサ
１９６は単極低域フイルタを形成する。

第２相互コンダクタンス増幅器１８４もまた、第１（す
なわち正）入力側２０４と第２（すなわち負）入力側２
０６と出力側２０８を備える。第１入力側もまた入力端
子１７８に接続される。第２入力側２０６は第１相互コ
ンダクタンス増幅器２０２の出力側２０２に接続されて
いる。第２相互コンダクタンス増幅器の出力側２０８は
高域フイルタ端子１９２に接続されている。

第３相互コンダクタンス増幅器１８６は第１（すなわち
正）入力側２１０と第２（すなわち負）入力側２１２と
共に出力側２１４を備える。第１入力側２１０は基準電
圧に接続される。出力側２１４と第２入力側２１２は第
２相互コンダクタンス増幅器１８４の出力側２０８と高
域フイルタ端子１９２とは相互接続されている。

第３増幅器１８６は増幅器１８４の電圧利得がA_V2＝g_m2
/g_m3となるようにほぼ１／g_m3の負荷インピーダンスを
第２増幅器１８４に与える。もしg_m2とg_m3が等しく設定
されると、A_V2＝１となる。この能動負荷法はその非線
形特性が負荷される増幅器の非線形特性をほぼ補完する
負荷を増幅器に設けることによつて高信号振幅に対して
より良い線形特性をつくりだす。

ポテンシヨメータ１９４は摺動子２１６を備える。ポテ
ンシヨメータ１９４の端部端子はそれぞれ高域フイルタ
と低域フイルタ端子１８８，１９２に相互接続され、可
変スロープ端子１９０はポテンシヨメータ１９４の摺動
子２１６に相互接続される。ポテンシヨメータ１９４の
一端から他端に摺動子２１６を動かすことによつてフイ
ルタ６２の出力は低域フイルタのそれから高域フイルタ
のそれへ次第に変化する。中央部にあるとき、端子１９
０は程良く平坦な応答出力を供給する。低域フイルタ端
子１８８と入力端子１７８の電圧の比は以下の式によつ
て与えられる。

但し、ｊ＝−１、Ｗは信号周波数の２倍、Ｃはコンデン
サ１９６の値、g_m1は第１相互コンダクタンス増幅器１
８２の相互コンダクタンスである。

低域フイルタは次式に示すコーナ周波数_Cを有する。

但し、g_m1は第１相互コンダクタンス（もしくは増幅
器）１８２の利得で、Ｃはコンデンサ１９６の値であ
る。もし第２、第３の相互コンダクタンス増幅器１８
４，１８６の利得がほぼ等しければ、高域フイルタ端子
電圧は入力端子電圧から低域フイルタ端子電圧を差し引
いたものに等しくなる。

入力電圧で割つた高域フイルタ端子電圧の比は次の式で
与えられる。

このフイルタのコーナ周波数もそのとき の周波数値である。

ポテンシヨメータ１９４は回路上の抵抗器の負荷を小さ
くするために低域フイルタと高域フイルタの出力端子１
８８，１９２において見られる出力インピーダンスと比
較して比較的大きな値を有する。かかる負荷が理想的な
高域フイルタと低域フイルタ応答からの偏差を生じさせ
ることはいうまでもない。摺動子２１６における出力は
高域フイルタ端子電圧と低域フイルタ端子電圧との可変
加重和である。

フイルタ１７６はコンデンサ１９６とポテンシヨメータ
１９４の２個のデイスクリート部品だけを使用するのが
望ましい。そのようにして本願発明の実施例は所要素子
と回路の大きさを小さくするものである。

更に、フイルタ６２は高域フイルタ出力と低域フイルタ
出力の両方を同時に考慮している。更に、ポテンシヨメ
ータ１９４を変化させると、中央点の「平坦な」設定部
における全周波数に若干の減衰が存在するために定ボリ
ユームに近づく。中央点から制御部を回転していくと同
時に周波数スペクトルの一端における出力が小さくなる
一方、周波数スペクトルの反対端における出力が大きく
なる。

差動電圧閾値検出器（例えば「圧伸」検出器４８；AGC
検出器７０２；AGC検出器８６） 「圧伸」検出器４８は入力電流制御増幅器４６により送
出された電圧が「圧伸」回路が動作するに十分に増大し
たことを判定する必要がある。「圧伸」検出器４８は適
切な動作のために数十ミリボルトの範囲の非常に小さな
電圧を正確に検出する必要がある。そのため、感度の高
い電圧閾値検出回路が必要となる。

従来の電圧閾値検出回路は回路が測定電圧を標準的な基
準電圧と比較する方式を用いることが多かつた。例えば
0.6もしくは0.7Ｖのダイオード電圧降下が基準電圧値と
して多く用いられた。しかしながら数１０mVオーダの感
度を実現するために、従来方式は検出に先立つて測定信
号を前置増幅する必要があることが多かつた。この前置
増幅のために系の複雑さと規模が増加することになつ
た。

更に、閾値の検出に先立つて検出すべき信号の差動全波
整流は系の複雑さを著しく増すことになる。そのため、
第１９図に示すように、本発明は第１と第２の端子９
４，９６間の電圧差を検出し、電圧差が所定レベルを越
えたときに出力端子９７で出力信号を供給するために差
動電圧閾値検出器９２を使用している。

第１９図と第２０図に示す如く、検出器９２は１つの差
動相互コンダクタンス段９０と、第１、第２の２個の
「頂部」電流ミラー１０２，１０４と、第１、第２の
「底部」電流ミラー１０６，１０８と、検出器１１０
と、基準電流源１１５とを備えている。差動入力側を有
する差動相互コンダクタンス段は、それぞれベース１１
２，１１４と、コレクタ１１６，１１８と、エミツタ１
２０，１２２を有する一対の差動NPNトランジスタ１１
１，１１３の形をとることができる。エミツタ１２０，
１２２は（第２０図に示されるようなトランジスタ１１
７の如き）単一の基準電流源１１５に接続される。ベー
ス１１２，１１４はその間の電圧差が検出されるべき２
つの入力端子９４，９６に相互接続される。

トランジスタ１１１はそのコレクタ１１６とエミツタ１
２０を経て第１電流（I_aで示す）を流す。トランジスタ
１１３はそのコレクタ１１８とエミツタ１２２を経て第
２電流（I_bで示す）を流す。２個のトランジスタ１１
１，１１３は差動対として相互接続される。そのため、
入力端子９４，９６、従つてトランジスタ１１１，１１
３のベース１１２，１１４間の電圧差が電流I_aとI_bの比
を決定する。

第１の頂部ミラー１０２は第１のトランジスタ１１１の
コレクタ１１６に接続される。第１の１次ミラー１０２
は電流I_aを検出して電流I_aの倍数である２つの電流を送
出する。第１９図において、これらの電流はそれぞれXI
aとYIaとして示されている。

第２の頂部電流ミラー１０４は同様に第２のトランジス
タ１１３のコレクタ１１８に接続されている。第２の１
次ミラー１０４は電流I_bを検出して電流I_bの倍数である
電流を送出する。かかる電流はそれぞれXIbとYIbとして
示されている。

閾値検出器９２は第１と第２の底部電流ミラー１０６，
１０８を備える。第１の底部電流ミラー１０６は、電流
YIbを受取るように、第１９図に示すような頂部電流ミ
ラー１０２，１０４に接続されている。同様にして、第
２の底部電流ミラー１０８は電流YIaを受取るように、
第１９図に示したような第１、第２の頂部電流ミラー１
０２，１０４に接続されている。

電流YIbの供給に応答して第１底部電流ミラー１０６は
第２図にZYIbとして示した電流YIbの倍数の電流を流
す。電流XIaとZYIbを供給するリードは第１接続点１２
４で接続されている。

同様にして、電流YIaが供給される第２の底部電流ミラ
ー１０８は第２図にZYIaとして示した電流YIaの倍数の
電流を流す。電流XIbとZYIaを供給するリードは第２接
続点１２６で接続されている。第１と第２の接続点１２
４，１２６は検出器１１０に接続されている。同様にし
て、検出器１１０は論理NORゲートと類似の作用をす
る。ただし、出力のタイプもしくは出力インピーダンス
が論理NORゲートのそれと異なつていても差し支えない
ことはいうまでもない。

その結果、電流XIaが電流ZYIbよりも大きいかそれと等
しいときに、電圧は接続点１２４と検出器１１０の入力
側で大きく変化する。同様にして、電圧はXIbが電流ZYI
aよりも大きいかそれと等しいばあいには接続点１２６
と、検出器１１０の他方の入力側で大きく変化する。

そのため、差動トランジスタ１１１，１１３のベース１
１２，１１４に加えられる電圧の差が大きな値を超える
と、電圧は接続点１２４，１２６の１つで大きく変化
し、閾値検出器９２はそのためにその出力端子９７で電
流をシンクさせることが可能になる。かかる信号は２つ
の入力端子間の電圧の差が所定レベルを超えたというこ
とを意味する。

検出器９２のトランジスタ回路構成を示すより詳細な回
路図が第２０図に示されている。第２０図において、電
流ミラー１０２，１０４，１０６，１０８はトランジス
タで形成され、電流ミラー比ｘ，ｙ，ｚはそれぞれ、
１，２，１に設定される。頂部ミラー１０２，１０４は
そのコレクタにほぼ等しい電流が供給される２コレクタ
PNP素子（セミカスタムIcで一般的に利用できる）によ
つて構成され、１つのPNP素子に対して必要とされるス
ペース内でベースとエミツタと共に２個のPNP素子の働
きをする。上記ミラー比のばあい、検出はIa 2Ibもしく
はIb 2Iaのときおこなわれる。

閾値検出器９２内の電流IaとIbの比は次の式によつて近
似的に求めることができる。

但し、V_beはトランジスタ１１１，１１３のベース１１
２，１１４間の電圧差である。検出に対してΔV_beV_T1
n(2)あるいはΔV_beV_T1n(1/2)である。それ故、室温の
下で検出はベース・エミツタ電圧間の差がほぼ１８mVを
超えたとき行われることになる。

かくして閾値検出器９２内の検出器１１０は、２個の端
子９４，９６に加えられる電圧の差がほぼ１８mVを超え
たときに出力信号を供給する。

かくして、本発明の閾値検出器９２は差動対のコレクタ
電流の比を比較する動作をする。この構成は他に回路を
必要とせず、固有差動／全波動作を行う。更に、ほぼ１
Ｖ程の電圧源を検出器９２を動作させるために使用する
ことができる。

圧伸系（圧伸器２４）と主増幅器３２の一部を含む） 第２１図と第２２図を参照されたい。圧伸系５１はフイ
ルタ２６に対する入力信号振幅を制限するための圧縮回
路１２８と、フイルタ後方の伸張回路とを備えている。
伸張回路は線形の入出力振幅関係を回復し、過負荷とそ
れに続くフイルタ２６の歪を防止することによつてフイ
ルタのダイナミツクレンジを大きくする。

第２１図に示す如く、圧縮回路１２８は相互コンダクタ
ンス演算増幅器(OTA)１３２と、閾値検出器１３４と、
負荷抵抗器１３６と、帰還バイパスコンデンサ１３８
と、検出器フイルタコンデンサ１４０と、入力リード１
４１と、利得制御端子１５２と、アース線１４２を備え
ている。本発明に使用される典型的なOTAのトランジス
タ回路構成の詳細な回路図が第２２図に示されている。

「伸張」回路は第２のOTA増幅器１４４と、負荷抵抗器
１４６と、反転増幅器１４８と、帰還バイパスコンデン
サ１５０と、利得制御端子１５４を備えている。補聴器
回路においては第１、第２の増幅器１３２，１４４はそ
れぞれ入力電流制御増幅器４６と主増幅器３２内に内蔵
されることが望ましい。電圧閾値検出器は上記の差動電
圧検出器９２により構成される。

本発明の説明をわかりやすくするために、入力電流制御
増幅器４６と主増幅器３２は第２１図の第１と第２の増
幅器１３２，１４４に相当する。同様にして、コンデン
サ１３８，１５０は実際にはそれぞれ第２図に示した入
力CCA４６と主CCA６６の一部を成している。また、圧伸
フイルタ５０は検出器フイルタコンデンサ１４０から構
成される。更に、２つの負荷抵抗１３６，１４６が第２
１図にデイスクリートな負荷抵抗として象徴的に示され
ているが、第２図に示した増幅器４６，３２はこれらの
抵抗を備えている。更に、トランジスタ１４５，１４７
は電圧制御指数関数電流源に相当する。かくして、トラ
ンジスタ１４５は入力CCA制御部５２の機能を実行しト
ランジスタ１４７は、反転増幅器１４８と共に、主CCA
制御部６８の働きの一部を実行する。指数関数電流源は
更に以下の節において説明する。例えば第２３図を参照
されたい。

入力リード１４１に対して入力信号が加えられる。その
後、信号は第１増幅器１３２によつて増幅され、電圧制
御フイルタ１３１に供給される。第１増幅器１３２によ
つて供給される信号が電圧制御フイルタ１３１の適当な
ダイナミツクレンジを超える程大きければ閾値検出器１
３４がそれを検出する。もし事態がその通りであれば、
閾値検出器１３４が第１増幅器１３２の利得制御端子１
５２と伸張回路１３０の双方に対して利得制御信号を送
出する。

利得制御端子１５２を介して供給された信号は第１増幅
器１３２の利得を小さくする。かくして、例えば第１増
幅器１３２の出力が１８mVの如き所定振幅を越えたこと
を検出すると、閾値検出器１３４はトランジスタ１４５
のベース１４９に対して信号を送出する。今度は、トラ
ンジスタ１４５が（ベース１４９に加えられる制御電圧
に対して指数関数的関係を有する）I_X1を第１増幅器１
３２の利得リード１５２に対して供給する。従つて、第
１増幅器１３２の出力は所定振幅を大幅に上まわらない
レベルにまで小さくされる。

第１増幅器１３２は利得制御電流(I_X1)に比例する利得
を供給する可変相互コンダクタンス増幅器（第２２図を
参照されたい）であることが望ましい。第１増幅器の利
得はg_m1と呼ぶことにする。検出器１３４がトリガされ
ないばあい、g_m1はV_cがVREFとほぼ等しくなるように、
抵抗器１４１′を介してベース１４９に加えられる利得
基準電圧(V_REF)１４３によつて決定される。

第１増幅器１３２の出力は音質制御フイルタ２６に供給
され修正された後、伸張回路１３０に供給される。第２
増幅器１４４は、第１増幅器１３２と同様に、その利得
(g_m2)がトランジスタ１４７によつて供給されるI_X2によ
つて制御される利得制御リード１５４を有する相互コン
ダクタンス増幅器であることが望ましい。

反転増幅器１４８はトランジスタ１４５のベース１４９
に加えられると同じ信号を受けとり、この電圧(V_c)とV
_REFとの間の差を反転しV_EX＝V_REF＋(V_REF-V_c)となるよ
うにトランジスタ１４７のベースリード１５１に信号V
_EXを供給する。その後、第２増幅器１４４は第１増幅器
１３２に供給される利得制御信号の反転信号を受けと
る。従つて、第２増幅器１４４(g_m2)の信号によつて与
えられる利得制御「機能」は第１増幅器によつて与えら
れる機能の逆になる。かくして、利得g_m2と、利得g_m1と
を乗じた積は実質上定数に等しくなる。２つの利得のこ
の積は反転増幅器１４８によつて一定に保たれる。

第２増幅器１４４の出力は出力端子１４６′とアース線
１４２間に加えられる。コンデンサ１３８，１５０はそ
れぞれ負荷抵抗器１３６，１４６から取出された帰還信
号を交流バイパスさせ、増幅器１３２，１４４のために
ほぼ開ループのＡＣ特性をもつた直流帰還を形成する。

圧縮回路１２８の検出器フイルタコンデンサ１４０は、
制御電圧(V_c)、従つて利得がなめらかに変化して増幅さ
れる信号の過度のひずみを防止するように閾値検出器１
３４の出力中の鋭いスパイクを平滑化する。同時にこの
コンデンサは作用開始時定数を決定し、抵抗器１４１′
と共に利得変化の復旧時定数を決定する。

単一の閾値検出器４８と検出器フイルタコンデンサ１４
０を使用すると、入力増幅器１３２と出力増幅器１４４
の利得がほぼ同時に変化するため、復旧時間中にすこぶ
る良好な入出力過渡特性を得ることができる。系５１は
更に良好な立上り過渡特性を提供する。

差動電圧制御指数関数電流源（例えば入力電流制御増幅
器制御部５２，主CCA制御部６８，およびクリツパ７４
の内部） 第２３図に示した指数関数電流源１４８は電圧を差動的
に結合し指数関数的な関係をもつた出力電流を発生する
ための手段を備えている。この電流は同時に入力電流に
対して線形の関係を有する。電流源１４８は複雑な制御
機能を果たすための構成ブロツクとして使用することが
できる。

例えば、電流制御主増幅器の制御部６８は種々の制御機
能を結合して、単一の利得制御電流を、制御電圧の組合
せに対して指数関数的な関係を有する電流制御主増幅器
６６に対して供給する。

電流源１４８は第１トランジスタ１６１と、出力トラン
ジスタ１６３と、帰還トランジスタ１５６を備えてい
る。

コレクタ１５８とベース１６０とエミツタ１６２を有す
る第１NPNトランジスタ１６１は、第２３図に示すよう
な入力電流I_inを受けとり、該電流はその後帰還トラン
ジスタ１５６に供給される。入力電流を受けとることに
よつて、第１トランジスタ１６１は以下の式によつて与
えられるベース・エミツタ間電圧が加わる。

但し、I_sはトランジスタの飽和電流である。

出力トランジスタ１６３もまた、コレクタ１６４と、ベ
ース１６６と、エミツタ１６８を有するNPNトランジス
タである。第１トランジスタ１６１と出力トランジスタ
１６３のエミツタ１６２，１６８は相互に接続されてい
る。従つて、第１トランジスタ１６１とに力トランジス
タ１６３とは差動対を形成することになる。

帰還トランジスタ１５６はコレクタ１７２とベース１７
４とエミツタ１７６を有するNPNトランジスタである。
帰還トランジスタのベースは第１トランジスタ１６１の
コレクタ１５８に接続されている。帰還トランジスタ１
５６のコレクタ１７２は、第１トランジスタ１６１と出
力トランジスタ１６３のエミツタ１６２，１６８に接続
されている。第１トランジスタ１６１と出力トランジス
タ１６３とのベース１６０，１６６間には制御電圧
(V_in)が加えられる。

第１トランジスタ１６１のコレクタ１５８を流れる入力
電流(I_in)（帰還トランジスタ１５６の負の小さなベー
ス電流）は必然的に帰還トランジスタ１５６のコレクタ
１７２に流れる。帰還トランジスタ１５６は第１トラン
ジスタのコレクタ電流が入力電流とほぼ等しくなるよう
に第１トランジスタ１６１のベース・エミツタ間電圧を
制御する。第１と第２のベース１６０，１６６間の電圧
差の線形変化は出力トランジスタ１６３のコレクタ１６
４(I_OUT)とエミツタ１６８を流れる電流が指数関数的に
変化しなければならないということを必然的に意味す
る。帰還トランジスタのコレクタ１７２はまた出力トラ
ンジスタ１６３のエミツタ１６８からの電流を受取る。

Ｘは出力トランジスタ１６３のエミツタ１６８の面積を
第１トランジスタ１６１のエミツタ１６２の面積によつ
て割つた比である。

電流源１４８は単一の集積回路上に形成されることが望
ましい。従つて、第１トランジスタ１６１と出力トラン
ジスタ１６３は所定比のエミツタ領域を有することがで
きる。かくして、出力電流は次の式によつて与えること
ができる。

但し、Ｖ_BE2は出力トランジスタ１６３のベース１６６
とエミツタ１６８間の電圧、 は第１トランジスタ１６１のベース１６０とエミツタ１
６２間の電圧、Ｘは出力トランジスタ１６３のエミツタ
１６８の面積を第１トランジスタ１６１のエミツタ面積
によつて割つた比である。

電流源１４８は出力トランジスタ１６３のベース１６６
と第１トランジスタ１６１のベース１６０との間の線形
に変化する電圧に対して出力電流を指数関数的変化を供
給するものである。電流源１４８は電流源１４８の如き
付加的な電流源に対して入力電流を供給して２つ以上の
電圧の組合わせに出力電流を指数関数的に制御すること
を可能ならしめるために使用される。それ故、かかる構
成は、電流制御主増幅器６６の利得を制御するために使
用することができる。同様にして、電流源１４８は「知
覚される」「音の大きさ」の線形的な増大が音の振幅に
おいてほぼ指数関数的増加を必要とするために多くの他
の補聴器用途においても使用することができる。そのた
め、本発明のばあい、線形ポテンシヨメータを回転する
ことによつて補聴器の使用者は明白なボリユームの線形
的変化（および振幅の指数関数的変化）を実現すること
ができる。

更に、本実施例はわずかの数の部品しか含まないため、
回路をよりコンパクトにすることができる。更に電流源
１４８は１Ｖ程度のすこぶる低い供給電圧によつて動作
することが可能である。

可変基準電圧出力を有する調整器（例えば高域フイルタ
ならびに低域フイルタコーナ制御部５８，６０内部の） 第２４図に示す調整器２１８は第１と第２の出力端子２
８２，２８４で一対の基準定電圧を供給する。調整器２
１８はまた上述の一対の基準電圧間の所定範囲にわたる
ベース・エミツタ電圧を電流源として使用される一連の
トランジスタに供給するために使用される可変 電圧基準出力端子２３０を備えている。かかる調整器２
１８は例えば第１８図に示された高域フイルタならびに
低域フイルタコーナ制御回路によつて高域フイルタなら
びに低域フイルタ５４，５６に供給された電流をI_X1,I
_X2,I_X3,I_X4を正確に制御するために使用される。

特に、集積回路上では各トランジスタのコレクタ電流が
所望の大きさとなるように一つもしくは一連のトランジ
スタ・ベースにバイアスをかけることがしばしば重要で
ある。このことを実現するために所定の電流を流す基準
トランジスタが設けられる。そのとき、この基準トラン
ジスタを駆動するために必要な同じベース・エミツタ間
電圧を用いて適当なベース・エミツタ間電圧を供給する
ことによつて同様な電流が他の同様なトランジスタを流
れるようにする。

第２４図に示すように、調整器２１８は第１と第２の頂
部トランジスタ２２０，２２２と、第１と第２の非反転
増幅器２２４，２２６と、第１と第２の底部トランジス
タ２２８，２３０と、(R_set)２３２の最大抵抗を有する
ポテンシヨメータと、電流基準トランジスタ２３４を備
える。PNP形の第１と第２の頂部トランジスタ２２０，
２２２は第２４図に示すように相互接続されている。

トランジスタ２２０，２２２はコレクタ２３６，２３８
と、相互に接続されたベース２４０，２４２と、相互に
接続されたエミツタ２４４，２４６を備えている。第１
増幅器２２４は正負の入力側２４８，２５０と、出力側
２５２を有する。出力側２５２は２個のトランジスタ２
２０，２２２のベース２４０，２４２に相互に接続さ
れ、それらを同じように駆動する。

第１と第２の頂部トランジスタ２２０，２２２は単一の
チツプ上に形成されることが最も望ましい。かくして、
それらは緊密に制御される幾何学的形を有し、第２頂部
トランジスタ２２２のエミツタ２４６の面積は第１頂部
トランジスタ２２０のエミツタ２４４の面積よりもＸ倍
大きい。出願人が用いた実施例においてはＸは３であ
る。

第１頂部トランジスタ２２０のコレクタ２３６を流れる
電流をI_pで示す。第２４図に示すように、第２頂部トラ
ンジスタ２２２のコレクタ２３８を流れる電流は(X)
(I_p)に等しい。

第１と第２の底部トランジスタ２２８，２３０はそれぞ
れコレクタ２６０，２６２と、ベース２６４，２６６
と、相互に接続されたエミツタ２６８，２７０を備え
る。第２底部トランジスタ２３０のエミツタ２７０の面
積は第１底部トランジスタ２２８のエミツタ２６８の面
積よりもＹ倍大きい。出願人が使用した実施例ではＹは
２に等しい。第１と第２の底部トランジスタ２２８，２
３０のコレクタ２６０，２６２はそれぞれ第２と第１の
頂部トランジスタのコレクタ２３８，２３６に相互に接
続されている。

第１頂部トランジスタ２２０のコレクタ２３６における
電圧は第１増幅器２２４の正入力側２４８に相互に接続
され、基準電圧が第１増幅器２２４の負入力側２５０を
バイアスする。かくして第１増幅器２２４はトランジス
タ２２０のコレクタ２３６とベース２４０間の帰還ルー
プを形成し、第１頂部トランジスタ２２０のコレクタ２
３６を流れる電流（I_pで表わす）が第２の底部トランジ
スタ２３０（ で表わす）を流れる電流とほぼ等しくなるようにする。

第２増幅器２２６は正負入力側２５４，２５６と、第１
出力端子２８２を駆動する出力側２５８を備えている。
第１底部トランジスタ２２８のコレクタ２６０は正入力
側２５４に接続され、基準電圧が第２増幅器２２６に対
する負入力側にバイアスをかけている。出力側２５８
は、双方とも のベース・エミツタ間電圧を有する第１底部トランジス
タ２２８と基準トランジスタ２３４のベース２６４，２
７４を駆動するように接続されている。かくして、第２
増幅器はトランジスタ２２８のコレクタ２６０とベース
２６４間に帰還ループを形成し、トランジスタ２２８の
コレクタ電流 が第２頂部トランジスタ２２２のコレクタ電流(XI_p)と
ほぼ等しくなるようにする。それ故、 となる。

電流基準トランジスタ２３４はコレクタ２７２と、ベー
ス２７４と、エミツタ２７６を備えている。エミツタ２
７６の面積の第１底部トランジスタ２２８のエミツタ２
６８の面積に対する比はＺである。（すでに示した望ま
しい実施例のばあいＺ＝２である。）それ故、基準トラ
ンジスタ２３４のコレクタ電流はほぼ に等しい。ポテンシヨメータ２３２のための種々の最大
抵抗値をとれるようにＺを選ぶことができるのはいうま
でもない。

端部を第１と第２の出力端子２８２，２８４間に接続し
たポテンシヨメータ２３２は端子２８０(VB_OUT)に接続
された摺動子アーム２７８を有する。

電流源トランジスタ２３４のコレクタ２７２とエミツタ
２７６間の電圧 が第２底部トランジスタ２３０のベース２６６を駆動す
るために設けられ、第２出力端子２８４において得られ
る。

のばあいにのみ成立可能である。但し、 と はそれぞれ第１と第２の底部トランジスタ２２８，２３
０のベース・エミツタ間電圧である。ポテンシヨメータ
２３２の端部はベース２６４とベース２７０との間に接
続されているから、 となり、 従って、 となる。

従つて、ポテンシヨメータ２３２の摺動子上の出力端子
２８０における電圧(V_Bout)は一定範囲の値に調節でき
る。頂部の最大値は第１出力端子２８２における出力電
圧に等しく、また第１底部トランジスタ２２８全体に電
流 を有するようにそれを駆動するに十分な に等しい。この同じ出力電圧はまた、それ故、補聴器回
路２０内の何処の他の同様な（「スレイブ」と称する）
トランジスタ（すなわち、同じエミツタ面積を有する）
にこの電流を流す上でも十分である。

ポテンシヨメータ２３２の摺動子が下部方向に電流基準
トランジスタ２３４の方向にその最低値まで移動する
と、摺動子の電圧は第２底部トランジスタ２３０のベー
ス２６６に供給される、上記スレイブトランジスタに の電流を流すのに十分な第２出力端子２８４の電圧 に等しくなる。

Ｘ＝３，Ｙ＝２の有利な実施例においてポテンシヨメー
タ２３２の摺動子を変化させることによつてベース・エ
ミツタ間電圧をスレイブトランジスタが の間の電流を有するようにそれを駆動するのに十分なも
のとすることが望ましい。

かくして、出力リード(V_Bout)２８０の電圧に対する制
御によつてそのベースが出力リード２８０に接続されそ
のエミツタがアース線２８６に接続された他の任意の同
種トランジスタに流れる電流をほぼ厳格に制御すること
が可能になる。電流調整器２１８は基準電流 をポテンシヨメータ２３２の最大抵抗のみによつて設定
し、使用する必要のあるかさばつたスペースをとる抵抗
器の数を最小限にすることを可能にする。

更に、単にトランジスタの構成のみによつて決定できる
正確に規定された調整範囲が存在する。付加的なトラン
ジスタは付加的な電流源を駆動するためにそのベース・
エミツタ接合部をスレイブトランジスターのそれと並列
に配置することもできることはいうまでもない。スレイ
ブトランジスタはまた、ＹのＸ倍に等しい比にわたる範
囲にわたつて全て調整可能な種々の相異なる電流を提供
するために独立に予め決定されたエミツタ面積比を有す
ることができる。付加的なポテンシヨメータはポテンシ
ヨメータ２３２と並列に配置し（それらの並列抵抗値は
R_setに等しい）先の同じ電圧範囲にわたつて同時的な、
独立に調整可能な出力を供給することができる。

第１と第２の頂部トランジスタ２２０，２２２を駆動す
る第１増幅器２２４を設けることによつて基準電流２１
８を第１と第２の頂部トランジスタ２２０，２２２の電
流利得特性（“ベータ”）に対して殆んど影響を受けな
いようにする。このことは通常の集積回路におけるPNP
トランジスタの典型的に低く許容偏差の大きなベータに
対して有益である。

更に、電流I_pも制御されるから、「スレイブ」PNPトラ
ンジスタは第１頂部トランジスタ２２０のエミツタ２４
４に対してベース２４０からとりだされた電圧によつて
バイアスされ、トランジスタ２２０とスレイブPNPトラ
ンジスタとの間のエミツタ面積比によつてI_pと関連した
電流を供給する。

第１と第２の増幅器２２４，２２６の詳細な実施例をそ
れぞれ第２４ａ図と第２４ｂ図に示す。第２４図に示し
たような差動入力増幅器は適当な動作にとつて本質的な
ものではなく（このばあい、V_REFは「アース」と考える
ことができる。）、詳述した増幅器は非常に低い供給電
圧（ほぼ１Ｖ）で動作することができる点に注目すべき
である。

電流制御クリツパ７４ 第２図と第２６図に示したように、クリツパ７４は入力
信号を受けとり、所定の最大振幅の出力信号を供給す
る。従つて、補聴器はその着用者にとつて不快な騒音信
号を発生することがない。

クリツパ７４は第１と第２の相互コンダクタンス差動演
算増幅器２８２，２８４と、入力端子２８８と、電圧基
準線２９０（図示された実施例のばあい、ほぼ0.8Ｖ）
と、出力端子２９２と、負荷抵抗２９３と、補助出力端
子２９５と、調整可能な電流源２９７を備えている。

第１と第２の相互コンダクタンス増幅器２８２，２８４
はそれぞれ第１の正入力側２９４，２９６と、第２の負
入力側３００，３０２と、出力側３０６，３０８を備え
ている。第１相互コンダクタンス増幅器２８２の正入力
側２９４は入力端子２８８に接続され、電流制御主増幅
器６６から入力信号を受けとる。負入力側３００は出力
端子２９２と第２相互コンダクタンス増幅器２８４の出
力側３０８に接続されている。第１相互コンダクタンス
増幅器２８２の出力側３０６は第２相互コンダクタンス
増幅器２８４の正入力側２９６に接続されている。負入
力側３０２は基準線２９０に接続されている。

第２相互コンダクタンス増幅器２８４は第２２図に示す
ように標準的な相互コンダクタンス演算増幅器であつ
て、調整可能な電流源２９７が接続されていて相互コン
ダクタンス(g_m2)を制御するようになつている。電流源
２９７によつて供給される電流の大きさが、第２相互コ
ンダクタンス増幅器２８４が負荷抵抗器２９３に供給で
きる電流(I_L)のピーク値を設定する。従つてクリツパ７
４の出力側２９２の電圧クリツピングレベルを設定す
る。電流源２９７は第１図に示した出力制御部９０の一
部として含まれている。ループ利得が相当高いと、（す
なわち帰還値が大きいと）、クリツパ７４の電圧利得の
全体の変化は電流制御部が変化するにつれ相当小さくな
る。

第２増幅器２８４の実施例は一対のバイポーラ差動トラ
ンジスタを備えている。回路の開ループ利得は第２増幅
器２８４の利得端子に供給される制御電流が変化すると
きにかなり一定にとどまる傾向がある。このことが生ず
るのは第２増幅器２８４の入力インピーダンスが制御電
流とほぼ逆に変化するためである。

このインピーダンスは第１増幅器２８２で最も優勢な負
荷であるから、第１増幅器の電圧利得はこのインピーダ
ンスにほぼ比例して、かつ第２増幅器２８４の電圧利得
と逆に変化することになる。その結果、回路７４はかな
り一定の開ループ電圧利得を与えることになる。かくし
て、本回路は対称的で調節可能な電圧制限（クリツピン
グ）を可能にする一方、（供給電圧からほぼ独立した）
ほぼ一定の電圧利得を維持する。

装置により設定されたクリツピングレベルはクリツパ７
４内のトランジスタの飽和電圧降下もしくは電源電圧に
はほぼ関係がないかほとんど影響を受けることはない。
更に、クリツパ７４は１Ｖ程度の低供給電圧レベルで動
作する。

第２増幅器２８４の入力端子２９６，３０２の電圧は本
節においては以下V_BEと称することにする。所与のV_BEは
第２増幅器２８４のために選択した増幅率（g_m2）から
独立な一対のバイポーラ差動トランジスタ内の２つのコ
レクタ電流間に常に一定の比を形成する。従つて、負荷
抵抗器２９３を流れる電流のピーク有効負荷電流（ある
いはクリツピングレベル）に対する比はほぼV_BEに依存
する。

この電圧(V_BE)はまた他の用途において有益であつて補
助出力端子２９５において得ることができる。負荷抵抗
器２９３に流れる電流(I_L)のピーク有効負荷電流
(I_PEAK)に対する比はV_BEに関して次の通りである。

本発明のばあい、V_BEは出力圧縮系のAGC検出器８６を駆
動するために用いられる。検出器８６は第２０図に示し
た閾値検出器の形をしており、ほぼ１８mVの電圧検出閾
値を有する。それ故、出力AGC系は次の条件のばあいに
作動する。

以上の値は（デシベルで表現したとき）ほぼ−9.6dBと
なる。このことはクリツピングが開始される信号レベル
に対して約−9.6dBである信号レベルは、外部AGCスイツ
チ８８がオンになつたときに出力圧縮作用を開始させる
ということを意味する。（第２図を参照されたい。） かかる用途において出力圧縮レベルは一定比によつて上
述の電圧クリツピングレベル以下をとる。このようにし
て自動利得制御動作開始中の「オーバーシユート」と圧
縮中の定常状態出力に対して一定比に制限され、出力制
御部９０も出力AGC動作が選択されるときに動作する。

（例えば出力増幅器７６内の）電圧クランプ 集積回路上のトランジスタのコレクタの電圧が最低チツ
プポテンシヤル（基板の電化）以下の接合部降下(0.6
Ｖ）に近い値だけでも降下すると、周囲のチツプ構成部
品に対する絶縁性が失なわれて不確定な動作条件をつく
りだすことになるためにチツプ全体にとつて好ましくな
い動作結果を来たす虞れがある。電圧クランプ３１４は
集積回路内の接続点の電圧変化が基板に対して実質的に
負となつて不都合な動作を生じさせる事態を防止する。
第２７図を参照されたい。

かくして、例えば本発明のレシーバ４０は磁界を加えて
ダイヤフラムを動かして補聴器使用者に音響出力を発生
するセンタタツプインダクタ３１６を備える。かくして
レシーバ４０はそれを駆動する出力増幅器７６に対して
誘導負荷となる。

センタタツプインダクタ３１６の両半分間の相互インダ
クタンスはレシーバ４０を駆動する出力トランジスタ３
１８，３２０の一方もしくは他方に対して交互に負のコ
レクタ・エミツタ間電圧スパイクを生じさせる。そして
今度は、これはコレクタを基板３２２に対して順方向に
バイアスして周囲素子に対して寄生ラテラルトランジス
タ作用をひきおこすおそれがある。

周囲素子においてかかる予期しえない動作が生ずるのを
避けるために、補聴器回路２０は出力増幅器３６内にク
ランプ３１４を備える。クランプ３１４はNPN形の第１
と第２の電圧検出トランジスタ３２４，３２６と、バイ
アスダイオード接続のNPNトランジスタ３２９を含む基
準電圧源３２８と、増幅電流ミラー３３０とを備えてい
る。

第２７図に示した実施例にはセンタタツプ３１６がそれ
ぞれコレクタ３３６，３３８を有する第１と第２の出力
トランジスタ３１８，３２０に接続されたレシーバ４０
が示されている。コレクタ３３６，３３８はそれぞれの
接続点３４０，３４２でインダクタ３１６に接続されて
いる。クランプ３１４は接続点３４０，３４２の電圧が
０Ｖ以下に大きく降下することを妨げる。

第１と第２の出力トランジスタ３１８，３２０はチツプ
の基板３２２に直接接続されたエミツタを有する。基準
電圧源３２８はコレクタ３４４とエミツタ３４６に接続
されたベース３４５を有するNPNダイオード接続のトラ
ンジスタ３２９を備えている。エミツタ３４６は基板３
２２に接続されている。コレクタ３４４は第１と第２の
電圧検出トランジスタ３２４，３２６のベースに接続さ
れている。

第１と第２の出力トランジスタ３１８，３２０のコレク
タ３３６，３３８はそれぞれトランジスタ３２４，３２
６のエミツタ３２５，３２７に接続されている。両方の
コレクタ３３６，３３８がほぼ０Ｖ以上の電圧を有する
ばあいには、トランジスタ３２４，３２６のベース・エ
ミツタ接合は逆バイアスされるか、あるいは、せいぜい
ごく僅かに順方向にバイアスされることになる。従つ
て、基準電圧源３２８は第１と第２の電圧検出トランジ
スタ３２４，３２６をほぼ電流を流さない、非導通状態
に保持することになる。

接続点３４０，３４２の一つにおける電圧が０Ｖ付近に
降下すると、第１もしくは第２トランジスタ３２４，３
２６のベース・エミツタ間電圧 はそれぞれ約0.6Ｖに増大し、その第１もしくは第２ト
ランジスタ３２４，３２６を導通状態に変化させること
によつてトランジスタ３２４もしくは３２６の（相互接
続された）コレクタ３３１もしくは３３３に電流(I
_SENSE)を流すことになる。I_SENSEは以下の式で与えられ
る。

増幅電流ミラーはトランジスタ３４８，３５０，３５２
から成る。２コレクタPNPトランジスタ３４８は従来の
電流ミラーを同様に接続されI_SENSEを受取り、この電流
をI_SENSEを増幅することができる第１と第２の高電流ト
ランジスタ３５０，３５２の相互接続されたベースへ供
給する。

第１もしくは第２の電圧検出トランジスタ３２４，３２
６におけるコレクタ・エミツタ間電圧が０Ｖ附近に降下
したことを検出するや否や、２コレクタPNPトランジス
タ３４８はオンとなり２つの高電流トランジスタ３５
０，３５２のベースに電流を供給する。その後、高電流
トランジスタ３５０，３５２は接続点３４０，３４２に
直接、電流 を供給する。

クランプ３１４内には２つの負帰還ループが形成され
る。第１のループはトランジスタ３２４，３４８，３５
０によつて形成され、エミツタ３２５が入力側となり、
高電流トランジスタ３５０のエミツタが出力側となつて
いる。第２のループはトランジスタ３２６，３４８，３
５２によつて形成され、エミツタ３２７が入力側とな
り、高電流トランジスタ３５２のエミツタが出力側とな
つている。両接続点が０Ｖ附近に下がる場合でも両ルー
プがPNPトランジスタ３４８を共有しており、たとい両
ループが同時に動作することがあつても、本実施例の用
途では、出力トランジスタの導通状態が交互に切換わる
ために一度に唯一つの接続点をクランプすることしか必
要でない。トランジスタ３５０，３５２のベースは相互
に接続されている。従つて、これらトランジスタのエミ
ツタによつて接続点３４０，３４２に流れる電流の比は
次のようにこれら２つの接続点(V_DIFF)間の電圧差に依
存することになる。

V_DIFFは、１つの接続点がクランプされている時、２Ｖ
より大きいのが普通であるから、他の接続点に接続され
た高電流トランジスタ３５０もしくは３５２は効果的に
オフ状態になる。

クランプされる接続点は接続点が基板に対してほぼ負と
なるのを妨げるために要するほどの大きさの電流（以下
に述べる限界I_maxまでの値）を受けとる。電流源トラン
ジスタ３５０，３５２の電流定格を超えない限り、接続
点３４０，３４２に供給される最大電流(I_max)は（β）
²(I_REF)にほぼ等しい。但し、β（ベータ）はトランジ
スタ３２４，３５０，３５２の電流利得で、I_REFは（ク
ランプ３１４のスタンバイ電流でもある）抵抗器３５４
を流れる電流である。

典型的なβ値は１００もしくはそれより大きいはずだか
ら、上述のクランプ３１４はクランプ３１４の最大電流
発生能力に対して非常に低いスタンバイ電流ドレーンを
使用する。更に、クランプ作用は回路に供給される最も
低いポテンシヤルに非常に近接したところで生ずる。そ
の他に、クランプ３１４は１Ｖ程度の低い供給電圧で動
作することができる。

クランプ３１４は、増幅電流ミラー３３０と共にあるい
はそれなしでも単にI_SENSEが検出信号となるような最も
低い（もしくは回路極性が反転したばあいには最高の）
供給ポテンシヤルに近接した電圧レベルを検出するため
にも使用することができる。かかる用途の１つにおいて
は、増幅電流ミラー３３０は回路から除去され、基準電
圧源３２８は0.9Ｖの電圧源に変化する。かくして変形
された回路は出力電圧を検出して第２図の「出力増幅
器、クリツパおよび出力AGC」内に内蔵された出力自動
利得制御回路のための第２図に示した“V_out検出器”８
０の機能を実行するために使用することができる。

（例えば入力電流制御増幅器４６と電流制御主増幅器６
６内の）ベースバイアス電流補償回路 トランジスタのベースバイアス電流がトランジスタのベ
ースを駆動する回路に対して有する負荷効果を小さくす
る必要があることが多い。第２８図に示したように、ベ
ースバイアス電流補償器３５８はさもなくば基準トラン
ジスタのベースと関連した他の回路によつて供給されな
ければならない基準トランジスタ３６２の基準ベースバ
イアス電流をほぼ供給する。基準トランジスタはそのコ
レクタを経てほぼ既知の基準電流(I_c)を流し、もう１つ
のトランジスタと良く整合することができるベータ（も
しくは電流ゲイン）を有する。これは普通、与えられた
集積回路のばあいにあてはまる。

第２８図に示すように、補償器３５８は、サンプリング
トランジスタ３６４、第１、第２のミラートランジスタ
３６８，３６６、帰還トランジスタ３７０と共に電流源
３６０と基準トランジスタ３６２を備える。実施例では
ダイオード接続トランジスタ３７２と、付加的なミラー
トランジスタ３７４と、付加の基準トランジスタ３７６
を備えている。

トランジスタを全て同一の集積回路チツプ上に集積する
ことが望ましい。そのため、NPNトランジスタのエミツ
タ面積と、電流利得特性と、相互コンダクタンス特性と
はそれらが互いに所定の関係を有するように制御するこ
とができる。同じことはPNPトランジスタについてもあ
てはまる。

基準トランジスタ３６２は第２８図にI_cとして表示した
ほぼ公知のコレクタ・エミツタ間基準電流を処理する。
I_c/B_REFに等しいベース電流I_B（但し、B_REFはトランジ
スタ３６２の電流利得である）は、さもなくばトランジ
スタ３６２のベースと共働する他の回路によつて供給さ
れるバイアス電流をほぼ打消すように基準トランジスタ
３６２に供給する必要がある。

電流源３６０は基準電流に対してほぼ既知の比でXI_cと
して示した電流を供給する。電流源３６０はその電流の
大半を（ほぼB_REFに等しいベータを有する）サンプリン
グトランジスタ３６４へ供給する。サンプリングトラン
ジスタ３６４のベースに供給された電流は（トランジス
タ３６２，３６４がほぼ等しい電流利得を有するものと
仮定する）ほぼXI_Bに等しい。サンプリングトランジス
タ３６４のベースに供給される電流は第１トランジスタ
３６８のコレクタから供給される。

（第２８図に示すように相互接続された）帰還トランジ
スタ３７０はサンプリングトランジスタ３６４と共に一
対の差動トランジスタを形成して、サンプリングトラン
ジスタ３６４のコレクタ電流がXI_cから帰還トランジス
タ３７０のコレクタ電流(I_FB)を差し引いたものにほぼ
等しくなるように第１ミラートランジスタ３６８のコレ
クタ電流を調節する働きをする。トランジスタ３７０の
ベースは第２８図に示すように基準電圧V_REFによつてバ
イアスを加えられる。

第１ミラートランジスタ３６８のベース・エミツタ接合
と並列なダイオード接続トランジスタ３７２を組込んで
PNPベータ（電流利得）がI_FBに対して及ぼす影響を小さ
くすることが望ましい。以上示した実施例のばあい、I
_FBはほぼXI_Bに等しい。それ故、XI_c/XI_Bはほぼサンプリ
ングトランジスタ３６４の電流利得に等しいから、電流
源３６０は もしくはXI_c(1-1/B)をサンプリングトランジスタ３６４
に供給することになる。典型的なベータのばあい、(1-1
/B)は１に非常に近くなる。

第２のミラートランジスタ３６６はそれぞれ第１のミラ
ートランジスタ３６８のベースとエミツタに相互接続さ
れたベースとエミツタを有する。第１と第２のミラート
ランジスタ３６８，３６６のエミツタ面積を決めること
によつて、第２ミラートランジスタ３６６を流れる電流
は第１ミラートランジスタ３６８のコレクタを流れる電
流に対して所定の比をとるように設定することができ
る。この所定比は1/Xに等しく設定することができる。
第１ミラートランジスタ３６８のコレクタを流れる電流
はほぼXI_Bに等しいから、第２ミラートランジスタ３６
６のコレクタを流れる電流は基準トランジスタ３６２に
とつて望ましいほぼベース電流であるＸもしくはI_Bによ
つて割つた(X)(I_B)にほぼ等しい。

１つもしくはそれ以上のミラートランジスタ（トランジ
スタ３７４のような）は第１と第２のミラートランジス
タ３６８，３６６のベース・エミツタ接合と並列に配置
されたベース・エミツタ接合を有する。そのため、トラ
ンジスタ３７６のような付加の基準トランジスタも同様
に供給されたそれらのベース電流を必要とする。

比Ｘとミラートランジスタのエミツタ面積の比を変化さ
せることによつて任意の比をもつたベース補償電流が可
能となる。この実施例はベース電流をほぼ打消したりあ
るいはそれを補償することが必要なばあいの如く非常に
広範な種類の用途を提供するものである。更に、補償器
は１Ｖ程度の非常に低い供給電圧で動作する。

入力自動利得制御系６００ 第２９図にはより詳細な入力自動利得制御(AGC)系６０
０が示されている。理解しやすいように第２図の一定の
回路素子は第２９図においても同一番号が付けてある。

１次信号路は１次電流制御増幅器(CCA)６０２を通る。
１次CCA６０２は抵抗器R_LP６３０で負荷されており、R
_LP６３０とコンデンサ６３４との接続点から取出された
DC帰還を有する。コンデンサ６３４は効果的にAC帰還を
バイパスし、ほぼ開ループのAC動作を提供する。

第２図の主CCA６６として素子６０２，６３０，６３４
が含まれている。破線６０４で示した回路のバランスは
１次CCA６０２のための１次制御電流(I_pc)をつくりだ
す。第２３図には第２９図にE_xpとして示した差動電圧
制御指数関数形電流源６１２，６２４，６２６が示され
ており、先に述べたように次の式に従つて入力電流
(I_in)と制御電圧(V_c)に関係する出力電流(I_out)を供給
する。

但し、Ｘは先に述べたエミツタ面積比であり、 である。

第２２図に示されているように、電流制御増幅器６０
２，６０６は相互コンダクタンス演算増幅器(OTA)であ
る。

２次CCA６０６は抵抗器R_LS６３２によつて負荷され、R
_LS６３２とコンデンサ６３６との接続点から取出された
DC帰還を有する。コンデンサ６３６はAC帰還を効果的に
バイパスし、ほぼ開ループAC動作をさせる。素子６０
６，６３２，６３６が第２図に２次CCA７００として示
されている。

（第２図において可変スロープ制御部６４から到来す
る）入力信号(V_in)は、２次CCA６０６によつて増幅され
る。この２次CCA６０６のR_LS６３２間で取出された出力
電圧は第２０図に示す検出回路から成る閾値検出器７０
２に加えられる。検出器７０２の出力はAGCフイルタコ
ンデンサ７０４によつて平滑化され制御信号Ｖ_C1をつく
りだす。

測定された制御信号は基準電圧V_refに関連して２次CCA
６０６のための２次制御電流(I_sc)として、指数関数形
電流源６１２を介して帰還する。もし、入力信号レベル
が非常に低ければ、たとい２次CCA６０６によつて増幅
されてもその信号レベルは閾値検出器６０８の閾値以下
で、制御信号 は零となる。

この状況の下では、AGCフイルタコンデンサ７０４間の
電圧は検出器７０２の出力側とV_REFとの間に接続された
R_LIMIT６２２と圧縮比制御部(CR)６２０から構成される
一連の抵抗器によつてほぼV_REFに保たれることになる。

２次CCA６０６の利得A_sはその利得制御入力側６４２に
加えられる電流(I_sc)によつて決定される。

のときの利得A_sはA_soと規定される。

（E_xp2に対する入力電流である）E_xp1６２４(I_TH)の電
流出力は次の通りである。

但し、 はその端子がV_REFとI_THRESH値を有する固定電流源６１
８に接続された抵抗R_THRESHを有するポテンシヨメータ
６１６の摺動子６３８における電圧である。それ故、 はポテンシヨメータ６１６によつて０Ｖから （K₂は０から１まで変化するから）まで変化することが
できる。X₁は電流源E_xp1６２４のエミツタ面積比定数で
あり、IS_REFは固定電流源６２８によつて供給される。

（２次CCA６０６の制御電流である）E_xp2６１２(I_sc)か
らの電流は次のとおりである。

但し、X₂は電流源E_xp2６１２のエミツタ面積比である。
それ故、 かくして が０Ｖ（AGC閾値以下の信号レベル）のばあい、 また、閾値制御部６１６の設定値を変化させると２次CC
Aの利得A_soが変化し、従つて閾値検出器をトリガするの
に必要なV_inの振幅が変化する。

閾値検出器７０２の閾値V_THはA_soV_in＝V_THのときに達せ
られる。このことは以下の条件のばあいに生ずる。

従つて、閾値はK₂、即ち閾値制御部６１６の設定値によ
つて指数関数的に調節される。

閾値を超えると、閾値検出器７０２はフイルタコンデン
サ７０４を放電し、 はゼロから減少して２次CCA６０６の利得(A_s)を小さく
する。このことによつて帰還系が形成され、ループ利得
が高いと、系は２次CCA６０６の出力を検出閾値V_THに非
常に近いところに維持することになる。そのとき、閾値
点を上廻る入力レベルのばあい、 となる。

圧縮比制御部（ポテンシヨメータ）６２０の摺動子アー
ム６４０から取つた制御信号 の調節可能な部分 はフイードフオワード信号として使用され１次CCA６０
２の利得を調節する。K₁は制御部６０を調節することに
よつて０から１まで（あるいはR_LIMIT６２２によつて決
定された１より小さな他の予め選択された限界値まで）
変化する。

は電流源E_xp3６２６の電圧入力側へ加えられ、固定電流
源６１４からのI_prefはE_xp3への電力入力である。（１
次CCA６０２の利得制御端子６４４に附与される）I_pcで
表わしたE_xp3からの出力電流は次の式で与えられる。

但し、X₃は電流源E_xp3６２６のエミツタ面積比定数であ
る。

１次CCA６０２の利得A_pは次の式によつて与えられる。

閾値以下では となり、CCA６０２は固定利得A_poを有する。閾値以上で
は利得は次の式によつて与えられる。

出力信号はV_OUT＝(A_po)(V_in)である。デシベル単位であ
らわすとＬが振幅（dB表示）、Ｇが利得（dB表示）のば
あい、L_in＝20log(V_in) L_OUT＝20log(V_OUT)、およびG_po
＝20log(A_po)となる。閾値以下だとL_OUT＝L_in+G_poとな
る。閾値以上だと L_OUT＝G_po+L_inth＋(1-K₁)(L_in-L_inth) 但し、L_inthは閾値に対応する入力レベルであり、次の
式によつて与えられる。

これらの特性は第２０図に示した入出力関係に示されて
いる。

同様にして、第２８図の先に論じたベースバイアス補償
回路は１次と２次のCCA６０２，６０６の正負入力側に
相互に接続され、ほぼそれらの基準入力ベース電流を供
給することが望ましい。このためCCAの信号路内への利
得制御電流I_pc,I_scのフイードスルー(feed thru)が減少
する。かかるフイードスルーはAGO動作の動作開始と減
衰時中に過渡的な信号の振幅の変調をひきおこすと共
に、信号中に不都合なクリツクとサンプを生じさせる。

更に、V_REFの代わりにE_xp2(612)の負入力側には圧伸制
御電圧（第２１図においてはV_c）が印加され圧伸系を形
成しマイクロホン出力側２２と検出器７０２の入力側と
の間に直線的な入出力関係を与えることが望ましい。

本文中において本発明の実施例を説明したが、特許請求
の範囲の精神を逸脱することなく種々変形実施できるの
はいうまでもない。

【図面の簡単な説明】

第１図は補聴器の実施例のブロツク線図、 第２図は第１図の補聴器のより詳細なブロツク線図、 第３図は第１図に示した実施例のための調整可能な状態
変数フイルタのブロツク線図、 第４図は第３図のフイルタの別の実施例の調節可能な状
態変数フイルタのブロツク線図、 第５図は第３図のフイルタのもう一つの別の実施例の調
節可能な状態変数フイルタのブロツク線図、 第６図は第３図のフイルタの実施例に使用される単位利
得和差増幅器の記号図、 第７図は第３図の実施例に使用される単位利得和差増幅
器の略線図、 第８図は第３図の実施例に使用される単位利得和差増幅
器のより詳細な略線図、 第９図は第３図の実施例に使用される積分器の記号図、 第１０図は第３図の実施例に使用される積分器の略線
図、 第１１図は第３図の実施例に使用される積分器のより詳
細な略線図、 第１２図は第３図の実施例に使用される制御回路の略線
図、 第１２ａ図は第１２図の制御回路の変形実施例の略線
図、 第１３図は第３図のフイルタの略線図、 第１４図は第３図のフイルタのより詳細な略線図、 第１５図は第３図の実施例の２極フイルタをどのように
して４極の高域フイルタを作るために使用するかを示す
ブロツク線図、 第１６図は第３図の２極フイルタをいかにして４極低域
フイルタを作るために使用するかを示すブロツク線図、 第１７図は第１５図の実施例に使用される制御回路の略
線図、 第１８図は第１７図の回路の別の実施例を示す制御回路
の略線図、 第１９図は第１図の実施例用の差動閾値検知器の略線
図、 第２０図は第１９図の差動閾値検知器のより詳細な略線
図、 第２１図は第１図の実施例のための本発明のダイナミツ
クレンジを大きくするための圧伸系の略線図、 第２２図は第１図の実施例にて使用される相互コンダク
タンス演算増幅器の略線図、 第２３図は第１図の実施例に使用される制御電流源の略
線図、 第２４図は第１図の実施例用の調整器の略線図、 第２４ａ図は第２４図の調整器に使用される第１増幅器
の略線図、 第２４ｂ図は第２４図の調整器に使用される第２増幅器
の略線図、 第２５図は第１図の実施例の可変スロープフイルタの略
線図、 第２６図は第１図の実施例用のクリツパ回路の略線図、 第２７図は第１図の実施例用の電圧クランプの略線図、 第２８図は第１図の実施例用のバイアス電流補償回路の
略線図、 第２９図は第１図の実施例用の入力自動利得制御系のブ
ロツク線図、 第３０図は第２９図の自動利得制御系の効果を示す線
図。 ２２……マイクロホン、２４……圧伸器、２６……音質
制御回路、２７……入力自動利得制御系、３６……出力
信号プロセツサ、４０……レシーバ、４６……入力電流
制御増幅器、５２……入力電流制御増幅器制御部、５
４，５６……フイルタ、６２……可変スローフイルタ。

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】信号振幅に依存する回路素子のダイナミツ
   クレンジを大きくするための圧伸系を有する補聴器であ
   つて、該回路素子が圧縮入力信号を受けとるための入力
   リードと素子出力信号を供給するための出力リードを備
   える圧伸系において、 入力信号リードと、利得制御リードと、該回路素子入力
   リードに接続された出力リードとを有し、入力信号の振
   幅を第１の設定された関数によつて圧縮し素子入力リー
   ドにおいて圧縮入力信号を供給される、入力信号を受け
   とるための第１増幅手段と、 該素子入力リードに接続された入力リードと、第１増幅
   手段の利得制御リードに接続された出力リードを有し圧
   縮入力信号がほぼ所定の振幅レベルを超えたときにそれ
   を検出して閾値信号を第１増幅手段の利得制御リードへ
   供給することによつて該第１増幅手段に第１係数だけ該
   振幅を減ずることを可能ならしめる閾値検出器と、 入力信号リードと、利得制御リードと、出力リードとを
   備え該素子の出力リードから信号を受けとり第２の設定
   された関数によつて該信号を伸張し該出力リードに伸張
   信号を供給するための第２増幅手段と、 閾値検出器の出力リードと第２増幅手段の利得制御リー
   ドとの間に接続され、閾値信号を受けとり第２増幅手段
   の利得制御リードにほぼ反転した閾値信号を供給するこ
   とによつて出力信号の振幅が該第１係数の逆数にほぼ等
   しい第２係数だけ第２増幅手段によつて大きくするため
   の反転増幅器とからなることを特徴とする圧伸系を有す
   る補聴器。
2. 【請求項２】第１と第２の増幅手段がそれぞれ抵抗負荷
   と利得制御リードを有する可変相互コンダクタンス段か
   ら構成されるようにした特許請求の範囲第１項に記載の
   回路素子のダイナミツクレンジを大きくするための圧伸
   系を有する補聴器。
3. 【請求項３】第１と第２の増幅手段が利得制御リードに
   印加される電圧とほぼ指数関数的な関係を有する利得を
   有するようにした特許請求の範囲第２項に記載のダイナ
   ミツクレンジを大きくするための圧伸系を有する補聴
   器。
4. 【請求項４】指数関数関係が、その印加されるべース・
   エミツタ間電圧が利得制御リードに印加される電圧とほ
   ぼ等しくそのコレクタがそれに応じて利得制御電流を可
   変相互コンダクタンス段が利得制御電流に対してほぼ線
   形の関係を有するような可変相互コンダクタンス段に供
   給するトランジスタから成る系によつて発生させられる
   ようにした特許請求の範囲第３項に記載のダイナミツク
   レンジを大きくするための圧伸系を有する補聴器。
5. 【請求項５】回路素子が電圧制御フイルタであるように
   した特許請求の範囲第１項に記載の回路素子のダイナミ
   ツクレンジを大きくするための圧伸系を有する補聴器。