JPS62219897A - 補聴器 - Google Patents
補聴器Info
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- JPS62219897A JPS62219897A JP62055457A JP5545787A JPS62219897A JP S62219897 A JPS62219897 A JP S62219897A JP 62055457 A JP62055457 A JP 62055457A JP 5545787 A JP5545787 A JP 5545787A JP S62219897 A JPS62219897 A JP S62219897A
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本弗明は補聴器、殊に補聴器便用者に修正され増幅され
た音をよりコンパクトに経済的にしかも効果的に提供す
る回路に関する。その最も基本的な形では、補聴器は音
響信号を受信して補聴器の使用者に修正された音響信号
を供給することによって補聴器便用者がよく聴き成るこ
とができるようにする装置である。
た音をよりコンパクトに経済的にしかも効果的に提供す
る回路に関する。その最も基本的な形では、補聴器は音
響信号を受信して補聴器の使用者に修正された音響信号
を供給することによって補聴器便用者がよく聴き成るこ
とができるようにする装置である。
聴覚が損なわれた人々はその聴覚損失の程度とパターン
において相当異なっている。このことは彼らのオーディ
オダラムに反映されている。
において相当異なっている。このことは彼らのオーディ
オダラムに反映されている。
オーディオダラムは聴力損失（ＨＴＬ ）対周波数の図
表である。ＨＴＬは対数（デシベル）目盛によって測定
され一個人の音検知ｉ絢値を正常な聴覚をもった人たち
のそれと比較するものである。
表である。ＨＴＬは対数（デシベル）目盛によって測定
され一個人の音検知ｉ絢値を正常な聴覚をもった人たち
のそれと比較するものである。
オーディオダラムのレベルは正常に近いもの（ＯｄＢＨ
ＴＬ）から深刻な損失（１００ｄＢ）ＩＴＬ以上）に至
るまでまちまちである。それらのパターンは平坦なオー
ディオダラム（関連する周波数範囲にわたってほぼ等し
いＨＴＬ）から鋭く下降するオーディオダラム（周波数
が１オクターブ増加するにつき３０ ｄＢ以上で大きく
なるＨＴＬ、）あるいは上昇するオーディオダラム（周
波数と共に減少するＨＴＩ、）に至るまでまちまちであ
る。鋭く下降するオーディオダラムの範ちゅう内ではオ
ーディオダラムが下降し始める時の周波数は個々人につ
いて大きく異なっている。
ＴＬ）から深刻な損失（１００ｄＢ）ＩＴＬ以上）に至
るまでまちまちである。それらのパターンは平坦なオー
ディオダラム（関連する周波数範囲にわたってほぼ等し
いＨＴＬ）から鋭く下降するオーディオダラム（周波数
が１オクターブ増加するにつき３０ ｄＢ以上で大きく
なるＨＴＬ、）あるいは上昇するオーディオダラム（周
波数と共に減少するＨＴＩ、）に至るまでまちまちであ
る。鋭く下降するオーディオダラムの範ちゅう内ではオ
ーディオダラムが下降し始める時の周波数は個々人につ
いて大きく異なっている。
聴力損失のパターンもまた主観的に経験されるラウドネ
スと入力音圧レベル間の関係において相当異なる。耳が
知覚できる最低レベル（ＨＴＩ、）には広範な差異が存
在するだけでなく耳が許容することのできる最高レベル
（ラウドネス不快レベルあるいはＬＤＬ）とこれら両極
端値開のラウドネスの増加率にもまた広範な差異が存在
する。ある場合には正常なＨＴＬよυもずっと高いＨＴ
Ｌが正常なＬＤＬよりも低いＬＤＬと組合わされてずつ
と低いダイナミックレンジの使用可能音のレベルを与え
ることがある。
スと入力音圧レベル間の関係において相当異なる。耳が
知覚できる最低レベル（ＨＴＩ、）には広範な差異が存
在するだけでなく耳が許容することのできる最高レベル
（ラウドネス不快レベルあるいはＬＤＬ）とこれら両極
端値開のラウドネスの増加率にもまた広範な差異が存在
する。ある場合には正常なＨＴＬよυもずっと高いＨＴ
Ｌが正常なＬＤＬよりも低いＬＤＬと組合わされてずつ
と低いダイナミックレンジの使用可能音のレベルを与え
ることがある。
聴力損失の程度とパターンの相異が大きいため、聴覚を
損なわれた人たちを最適に補助するために必要とされる
補聴器特性も同様にして広い範囲が存在することになる
。補聴器の周波数応答は個々人の聴覚損失について選択
しなければならず、周波数帯域幅内の一般的な形と共に
その周波数帯域幅を選択する高次のａ蓼波を必要とする
ことがある。補聴器の利得は聴覚損失の程度に従って選
択する必要がある。
損なわれた人たちを最適に補助するために必要とされる
補聴器特性も同様にして広い範囲が存在することになる
。補聴器の周波数応答は個々人の聴覚損失について選択
しなければならず、周波数帯域幅内の一般的な形と共に
その周波数帯域幅を選択する高次のａ蓼波を必要とする
ことがある。補聴器の利得は聴覚損失の程度に従って選
択する必要がある。
補聴器の制限レベルはＬＤＬに従って選択すり
る必要がある。出力制限形式の選択はぎ−ク＼リップも
しくは出力自動利得制御部（”ＡＧＣ”）間で行う必要
がある。出力ＡＧＣはその動作が補聴器の出力レベルに
関連づけられる自動利得制御系である。この関係は使用
者によって操作される音量制御の設定からはほぼ無関係
である。
しくは出力自動利得制御部（”ＡＧＣ”）間で行う必要
がある。出力ＡＧＣはその動作が補聴器の出力レベルに
関連づけられる自動利得制御系である。この関係は使用
者によって操作される音量制御の設定からはほぼ無関係
である。
もし耳がずっと小さなダイナミックレンジを有するなら
ば、入力ＡＣ）Ｃ系が必要とされるかもしれない。入力
Ａ（）Ｃはその動作が補聴器に対する入力レベルに関連
づけられた自動利得制御系である。入力ＡＧＣの動作と
入力レベルとの間の関係も、使用者が操作する音量制御
の設定とはほぼ独立している。入力ＡＧＣのばあいには
圧縮閾値（Ａ Ｇ Ｃ＊ｈ作が開始される入力レベル）
と圧縮比（入力におけるデシベル変化の出力レベルにお
けるデシベル変化に対する比）についての選択を行わな
ければならない。
ば、入力ＡＣ）Ｃ系が必要とされるかもしれない。入力
Ａ（）Ｃはその動作が補聴器に対する入力レベルに関連
づけられた自動利得制御系である。入力ＡＧＣの動作と
入力レベルとの間の関係も、使用者が操作する音量制御
の設定とはほぼ独立している。入力ＡＧＣのばあいには
圧縮閾値（Ａ Ｇ Ｃ＊ｈ作が開始される入力レベル）
と圧縮比（入力におけるデシベル変化の出力レベルにお
けるデシベル変化に対する比）についての選択を行わな
ければならない。
一つの補聴器がこれら種々の特性の調節可能範囲を有し
ていることが望ましい。このことがＮ喪なのはそれが単
一の補聴器モデルを異なった聴力損失をもった多数の人
たちについて使用することを可能にするだけでな（、最
初に選択した補聴器特性がたとい不正確であってもある
いは使用者の聴力損失が時と共に変化しても補聴器を再
調節することができるからである。
ていることが望ましい。このことがＮ喪なのはそれが単
一の補聴器モデルを異なった聴力損失をもった多数の人
たちについて使用することを可能にするだけでな（、最
初に選択した補聴器特性がたとい不正確であってもある
いは使用者の聴力損失が時と共に変化しても補聴器を再
調節することができるからである。
補聴器は通常はｍ部につけるものであるから、それらは
小さくて通常は小さな１個の電池によって長期間動作す
るものでなければならない。
小さくて通常は小さな１個の電池によって長期間動作す
るものでなければならない。
また優れた性能をもち、高い信頼性を備え、像コストで
なければならない。補聴器の種々の機能を提供するため
に使用される電子回路もまたこれらの特性を備えていな
ければならない。もちろん、かかる回路は補聴器以外の
分野で同様な必要性を備えている分野においても有益で
あろう。
なければならない。補聴器の種々の機能を提供するため
に使用される電子回路もまたこれらの特性を備えていな
ければならない。もちろん、かかる回路は補聴器以外の
分野で同様な必要性を備えている分野においても有益で
あろう。
従来の補聴器は上記の必要金満たすうえで種槙の制約を
もっていた。それらは周波数応答を制御するために提供
される濾波の程度が限られていた。入力ＡＧＣ系を備え
てもそれらは良好に形成された圧縮閾値と圧縮比を与え
ることはなかった。同様にしてそれらはその周波数応答
特性においてもその出力レベル対入力レベルおよびＡＧ
Ｃ特性においても必要とされる調整度を与えることもな
かった。
もっていた。それらは周波数応答を制御するために提供
される濾波の程度が限られていた。入力ＡＧＣ系を備え
てもそれらは良好に形成された圧縮閾値と圧縮比を与え
ることはなかった。同様にしてそれらはその周波数応答
特性においてもその出力レベル対入力レベルおよびＡＧ
Ｃ特性においても必要とされる調整度を与えることもな
かった。
従来の電子回路もまた上記必要を満たす上で諸々の制約
をもっていた。規模が小さく約１．３■の低供給電圧で
動作でき供給電流をほとんど流さない回路は優れた性能
を示さす所望の調整特性を与えることがなかった。上記
性能を満たす従来の電子回路は高い供給電圧と電流を必
要とし数多くの素子品を必要とし規模が大きいカベある
いはそれらが単一の制御動作によってｖ４整できるよう
な形をしていなかった。
をもっていた。規模が小さく約１．３■の低供給電圧で
動作でき供給電流をほとんど流さない回路は優れた性能
を示さす所望の調整特性を与えることがなかった。上記
性能を満たす従来の電子回路は高い供給電圧と電流を必
要とし数多くの素子品を必要とし規模が大きいカベある
いはそれらが単一の制御動作によってｖ４整できるよう
な形をしていなかった。
補聴器の一般的目的を達成するのに役立つ特殊回路はそ
れ自身の特定の目標をもっている。
れ自身の特定の目標をもっている。
かかる特定の目標は以下に吐しく論することにする。
特殊回路
フィルタ
補聴器の如き多くの電子回路においては入力信号が与え
られる。その後、入力信号を適当なフィルタによって修
正しなけれはならない。これらの修正は入力信号の種々
な周波数成分を異なる程度に減衰させることからなる。
られる。その後、入力信号を適当なフィルタによって修
正しなけれはならない。これらの修正は入力信号の種々
な周波数成分を異なる程度に減衰させることからなる。
そのため、例えば補聴器使用者は低周波数を有する音に
対してよシも高周波数を有する音に対してより深刻な聴
覚の損失を経験するおそれがめる。従って補聴器は低周
波数信号よりも強力に高周波数信号を増幅しなければな
らない。
対してよシも高周波数を有する音に対してより深刻な聴
覚の損失を経験するおそれがめる。従って補聴器は低周
波数信号よりも強力に高周波数信号を増幅しなければな
らない。
その後、適当なフィルタを用いて高周波信号をほぼ不変
の状態で通過させ低周波信号を減衰させる。
の状態で通過させ低周波信号を減衰させる。
上記例のばあい、高周波数信号をほぼそのまま通過させ
ることができるため、そのフィルタは高域フィルタと呼
ばれている。更に低域フィルタは低周波信号のみをほぼ
そのま＼通過させることができる。帯域フィルタとして
知られるその他のフィルタは特定の範囲内の周波数を有
する信号をほぼそのま＼フィルタを通過させることがで
きる。
ることができるため、そのフィルタは高域フィルタと呼
ばれている。更に低域フィルタは低周波信号のみをほぼ
そのま＼通過させることができる。帯域フィルタとして
知られるその他のフィルタは特定の範囲内の周波数を有
する信号をほぼそのま＼フィルタを通過させることがで
きる。
補聴器を設計するにあいにはより効果的でしかもコンパ
クトな周波数応答フィルタを使用することが望ましい。
クトな周波数応答フィルタを使用することが望ましい。
従来技術においては周波数応答フィルタが一般に使用さ
れている。高域フィルタもしくは低域フィルタのばあい
、該フィルタのコーナ周波数もしくは特性周波数として
知られる所定周波数がフィルタを通過することを許され
る信号と減衰される信号とをｆ”ｉは分割する。種々の
用途に使用される周波数フィルタの′８１類の一つはバ
ッタワースフィルタと呼ばれルモのである。例えは低域
バッタワースフィルタのばあい、コーナー鵬波数よりも
少ない周波数をもった信号は該フィルタ金はぼ損なわれ
ることなく通過することが許される。然しなから、コー
ナーの周波数をもった周波数はほぼ３ ｄＢだけ減衰さ
れる。コーナ周波数以上の周波数をもった信号は更に３
ｄＢ以上に減衰される。
れている。高域フィルタもしくは低域フィルタのばあい
、該フィルタのコーナ周波数もしくは特性周波数として
知られる所定周波数がフィルタを通過することを許され
る信号と減衰される信号とをｆ”ｉは分割する。種々の
用途に使用される周波数フィルタの′８１類の一つはバ
ッタワースフィルタと呼ばれルモのである。例えは低域
バッタワースフィルタのばあい、コーナー鵬波数よりも
少ない周波数をもった信号は該フィルタ金はぼ損なわれ
ることなく通過することが許される。然しなから、コー
ナーの周波数をもった周波数はほぼ３ ｄＢだけ減衰さ
れる。コーナ周波数以上の周波数をもった信号は更に３
ｄＢ以上に減衰される。
フィルタの性能は更にその極数によって特徴づけること
ができる。極は伝達関数の分母の複素周波数種である。
ができる。極は伝達関数の分母の複素周波数種である。
極数が大きければ大きいほど、コーナ周波数を超えるバ
ッタワースフィルタの減衰比はそれだけ大きくなろう。
ッタワースフィルタの減衰比はそれだけ大きくなろう。
例えば、２極の高域もしくは低域フィルタは１オクター
ブあたり１２ｄＢの減衰比をもつことになり、また４極
フイルタは１オクターブあたり２４ｄＢの比をもつこと
になろう。多くの用途においては４極フイルタを有する
ことが望ましい。
ブあたり１２ｄＢの減衰比をもつことになり、また４極
フイルタは１オクターブあたり２４ｄＢの比をもつこと
になろう。多くの用途においては４極フイルタを有する
ことが望ましい。
多くの用途ではフィルタをできる限シコンパクトで効率
的にすることが必要である。例えは補聴器は使用者の耳
の背後もしくは内部に設けるはおいが多い。そのためス
ベースが制限されるために周波数フィルタを含む補聴器
内の回路はすべて小さくする必要がある。従って、各回
路内の素子の数は小さくしなければならない。
的にすることが必要である。例えは補聴器は使用者の耳
の背後もしくは内部に設けるはおいが多い。そのためス
ベースが制限されるために周波数フィルタを含む補聴器
内の回路はすべて小さくする必要がある。従って、各回
路内の素子の数は小さくしなければならない。
同様にして、多くの用途でフィルタのコーナ周波数をｉ
ｇＵ可能にすることが要求される。例えば、補聴器のば
あい、異なる周波数を増幅する必要のある使用者は単に
フィルタのコーナ周波数ｒｍ整するだけで同じ補聴器を
使用することができる。５００ Ｈｚ以上の周波数で信
号を増幅しなけれはならない使用者と、１０００Ｈｚ以
上に信号を増幅しなければならないもう一人の使用者と
は共に補聴器の周波数応答を決定するフィルタのコーナ
周波数全調整することによって同じ補聴器を便用するこ
とができるわけである。にもかかわらす、かかるｉ／４
整可能なフィルタは（にできるだけコンパクトなもので
なければならない。
ｇＵ可能にすることが要求される。例えば、補聴器のば
あい、異なる周波数を増幅する必要のある使用者は単に
フィルタのコーナ周波数ｒｍ整するだけで同じ補聴器を
使用することができる。５００ Ｈｚ以上の周波数で信
号を増幅しなけれはならない使用者と、１０００Ｈｚ以
上に信号を増幅しなければならないもう一人の使用者と
は共に補聴器の周波数応答を決定するフィルタのコーナ
周波数全調整することによって同じ補聴器を便用するこ
とができるわけである。にもかかわらす、かかるｉ／４
整可能なフィルタは（にできるだけコンパクトなもので
なければならない。
更に、フィルタのコーナ周波数を変化させるには、でき
るだけ唯一の制御装置′を便用すべきである。七のこと
によって周波数の調整をよプ容易に行うことができるだ
けでなく補聴器の製作ｑｊｔを低く、またより信頼度の
高い補聴器を提供することが可能になる。
るだけ唯一の制御装置′を便用すべきである。七のこと
によって周波数の調整をよプ容易に行うことができるだ
けでなく補聴器の製作ｑｊｔを低く、またより信頼度の
高い補聴器を提供することが可能になる。
更に、手動調整式の制御素子はフィルタ回路から難れた
位首に取付けられることが多いから、入力信号がこの制
御素子を通過せずにむしろその制御素子がフィルタのコ
ーナ周波数に間接的に影響を及ぼす制御信号を変化させ
るようにすれは有利である。かかる構成は実際の信号に
影ｖを及ばずことになる帰還、容量結合、あるいは不都
合な雑音のピックアップの除に遭遇する困難金少なくす
る。更に、制御信号は手ｗＪ調節式のポテンショメータ
によって供給するか、補聴器自体内の他の処理系統のも
とで発生する信号であってもよい。制御信号はコーナ周
波数制御の調節範囲を正確に設定する基阜信号をつくり
だす調整器から発生されなければならない。
位首に取付けられることが多いから、入力信号がこの制
御素子を通過せずにむしろその制御素子がフィルタのコ
ーナ周波数に間接的に影響を及ぼす制御信号を変化させ
るようにすれは有利である。かかる構成は実際の信号に
影ｖを及ばずことになる帰還、容量結合、あるいは不都
合な雑音のピックアップの除に遭遇する困難金少なくす
る。更に、制御信号は手ｗＪ調節式のポテンショメータ
によって供給するか、補聴器自体内の他の処理系統のも
とで発生する信号であってもよい。制御信号はコーナ周
波数制御の調節範囲を正確に設定する基阜信号をつくり
だす調整器から発生されなければならない。
更に１回路の大きさを更に小さくするために回路の大き
な部分は果槓回路上に形成すべきである。多くのばあい
、必要に応じて相互接続できる多数のほぼ同一の回路素
子を内蔵するセミカスタム集積回路を使用することが望
ましい。
な部分は果槓回路上に形成すべきである。多くのばあい
、必要に応じて相互接続できる多数のほぼ同一の回路素
子を内蔵するセミカスタム集積回路を使用することが望
ましい。
従って、回路の設計においてはかかる同一のトランジス
タをその整数倍たけ多数用いた集積回路を使用すること
が有利である。同様に、かかる整数倍のほぼ同一トラン
ジスタを便用して所期の回路動作の精度を大きくするこ
とができる。
タをその整数倍たけ多数用いた集積回路を使用すること
が有利である。同様に、かかる整数倍のほぼ同一トラン
ジスタを便用して所期の回路動作の精度を大きくするこ
とができる。
補聴器内に使用される多くの回路部品は同一の集積回路
チップの上に形成される。かかるチップ上にトランジス
タと壇輻回路を容易に利用することができ、しかも不相
応なスベース量をとらないのが普通である。しかしなが
ら、抵抗素子はチップ上に大きなスベースをとることに
なる。更に、チップ上に形成される抵抗器の絶対ｆｉＬ
は狭い許容偏差内に維持するのは困難であるのが普通で
ある。かかる広い許容偏歪のために回路動作の精度はお
ちることになろう。チップと接続される外部ディスクリ
ート抵抗器も使用することができるが、かかるディスク
リート素子もまた補聴器内部に利用可能なスベースの多
くを占め、またチップに対する接続点数會更に必要とす
ることになる。
チップの上に形成される。かかるチップ上にトランジス
タと壇輻回路を容易に利用することができ、しかも不相
応なスベース量をとらないのが普通である。しかしなが
ら、抵抗素子はチップ上に大きなスベースをとることに
なる。更に、チップ上に形成される抵抗器の絶対ｆｉＬ
は狭い許容偏差内に維持するのは困難であるのが普通で
ある。かかる広い許容偏歪のために回路動作の精度はお
ちることになろう。チップと接続される外部ディスクリ
ート抵抗器も使用することができるが、かかるディスク
リート素子もまた補聴器内部に利用可能なスベースの多
くを占め、またチップに対する接続点数會更に必要とす
ることになる。
コンデンサの如き回路内に使用される他の素子は同一チ
ップ上に製作することは困難である。
ップ上に製作することは困難である。
もちろん、ディスクリートなコンデンサが使用されるば
あいには、それらはディスクリートな抵抗器と同様に補
聴器内にスベース金とるからそれらの数と大きさは最小
限にしなけれはならない。同様にしてチップに対する接
続箇所の数は最小にしなければならない。
あいには、それらはディスクリートな抵抗器と同様に補
聴器内にスベース金とるからそれらの数と大きさは最小
限にしなけれはならない。同様にしてチップに対する接
続箇所の数は最小にしなければならない。
使用されるコンデンサがほぼ等しい値をもっていれは同
じく有益である。こうして、メーカは在庫に少数の品目
を維持していればよい。同様にして、メーカは（異なっ
た種類のコンデンサを小景賜入するよりも）単一種のコ
ンデンサを大量購入した方がコンデンサを低価で得るこ
とができる。従って、メーカと消費者の両方にとっての
コストヲ小さくすることができる。更に唯一つのｏｂの
コンデンサを使用すると不適当なコンデンサが補聴器の
製作に誤使用される危険を小さくすることができる。
じく有益である。こうして、メーカは在庫に少数の品目
を維持していればよい。同様にして、メーカは（異なっ
た種類のコンデンサを小景賜入するよりも）単一種のコ
ンデンサを大量購入した方がコンデンサを低価で得るこ
とができる。従って、メーカと消費者の両方にとっての
コストヲ小さくすることができる。更に唯一つのｏｂの
コンデンサを使用すると不適当なコンデンサが補聴器の
製作に誤使用される危険を小さくすることができる。
その他、各コンデンサの一方側に共用のＡＣ接地配線を
有することが望ましいことが多い。
有することが望ましいことが多い。
かかる構成は回路の雑音感匹を小さくする傾向がある。
更に、そのばあいには回路はコンデンサと集積回路との
間に接続されるパッドを少なくすることができるから回
路のコストを少なく信頼性を太き（することができる。
間に接続されるパッドを少なくすることができるから回
路のコストを少なく信頼性を太き（することができる。
もちろん、フィルタは典型的にはほんの１ｖオーダの補
聴器バッテリにより供給される電圧レベルによって適当
に動作しなければならない。
聴器バッテリにより供給される電圧レベルによって適当
に動作しなければならない。
らない。
一般に利用可能な多くのフィルタは特定の入力信号に対
して高域出力、低域出力、帯域出力を同時に与えずに高
域か低域か帯域かの伝達機能だけを与えるものである。
して高域出力、低域出力、帯域出力を同時に与えずに高
域か低域か帯域かの伝達機能だけを与えるものである。
同時出力は例えば同一入力信号を高域フィルタと低域フ
ィルタの伝送路に分割するために有効である。
ィルタの伝送路に分割するために有効である。
入力ＡＧＣ
補聴器の如き多くの用途では信号増幅もしくは信号伝達
系は高レベルの入力信号に対して低レベルの入力信号に
対してよりも低利得を与えることが望ましい。かかる構
成のばあい、大きな範囲の入力信号レベルはもつと小さ
な範囲の出力信号レベルに変換できるからである。
系は高レベルの入力信号に対して低レベルの入力信号に
対してよりも低利得を与えることが望ましい。かかる構
成のばあい、大きな範囲の入力信号レベルはもつと小さ
な範囲の出力信号レベルに変換できるからである。
かかる自動利得制御系は理想的には圧縮閾値と圧縮比に
よって記述することができる。圧縮閾値以下の入力１ぎ
号のばあい信号利得は一定で利得の低下は見られない。
よって記述することができる。圧縮閾値以下の入力１ぎ
号のばあい信号利得は一定で利得の低下は見られない。
圧縮閾値において利得の低下が開始され圧縮閾値を超え
て信号レベルが大きくなると利得は累進的に小さくなる
。
て信号レベルが大きくなると利得は累進的に小さくなる
。
その結果、出力レベルの変化率は入力レベルの変化率よ
りも小さい。圧縮比は圧縮閾値を超える信号レベル群に
関し出力レベルのデシベル変化 −に対す
る比であ る。異なった種類の入力信号や出力信号に関する使用者
の異なる要求を充たすように圧縮閾値と圧縮比を独立に
０４節することができることが望ましいばあいが多い。
りも小さい。圧縮比は圧縮閾値を超える信号レベル群に
関し出力レベルのデシベル変化 −に対す
る比であ る。異なった種類の入力信号や出力信号に関する使用者
の異なる要求を充たすように圧縮閾値と圧縮比を独立に
０４節することができることが望ましいばあいが多い。
自動利得制御系においては偽応答なしに利得がなめらか
に変化することが重要であることが多い。かかる偽応答
は、たとえば増幅利得を調節するために使用される制御
信号が増幅利得が変化されている間に同時に増幅出力動
作電流もしくは電圧のシフトもしくは１時的オフセット
をつくりだすばあいに生ずる。この種の偽応答は利得が
大きく変化する間に生ずる「サンプ」として聞えるもの
で一般に回避すべきものである。
に変化することが重要であることが多い。かかる偽応答
は、たとえば増幅利得を調節するために使用される制御
信号が増幅利得が変化されている間に同時に増幅出力動
作電流もしくは電圧のシフトもしくは１時的オフセット
をつくりだすばあいに生ずる。この種の偽応答は利得が
大きく変化する間に生ずる「サンプ」として聞えるもの
で一般に回避すべきものである。
同殊に自動利得制御系において信号レベルを゛検知する
ために使用される検波回路は信号の正負の部分の双方に
対して応答することが望ましい。このことによって信号
レベルをよシ正確に判定できることになシ信号のひずみ
は少なくなる。
ために使用される検波回路は信号の正負の部分の双方に
対して応答することが望ましい。このことによって信号
レベルをよシ正確に判定できることになシ信号のひずみ
は少なくなる。
補聴器のばあい、かかるＡＧＣ系はマイクロフォンから
レシーバへ至る信号路中に配置することができる。レベ
ル検波器はこの信号路内の使用者操作による音量制御装
置の前の点に適当に配置される。この位置で該系は［入
力ＡＣ）ＣＪと呼ばれる。というのはＡＧＣの動作は音
量制御の設定とは独立に入力信号レベルに依存している
からである。
レシーバへ至る信号路中に配置することができる。レベ
ル検波器はこの信号路内の使用者操作による音量制御装
置の前の点に適当に配置される。この位置で該系は［入
力ＡＣ）ＣＪと呼ばれる。というのはＡＧＣの動作は音
量制御の設定とは独立に入力信号レベルに依存している
からである。
もし補聴器が広範囲のトーンコントロールもしくは調Ｍ
１可能なフィルタも備えているならば、ＡＧＣレベル検
波器を信号路内のフィルタ後の一点に配置することも望
ましい。このようにするとＡＧＣは現実に使用中の周波
数範囲に対してのみ作用することになる。それは濾波に
よって聴こえなくされた信号に対しては作用することは
ないであろう。他方、もし例えばＡＧＣ検波器が４極高
域フイルタ前で信号レベルを検知したなこ らば、ＡＧＣ系はそうでない場合には聞えない入力信号
の低周波数成分に対して応答することになろう。その結
果、系は利得の変化を生じさせ、そのことによって同時
に生じている入力信号の高周波数成分に不必要かつ不都
合な影響を及ぼすことになろう。
１可能なフィルタも備えているならば、ＡＧＣレベル検
波器を信号路内のフィルタ後の一点に配置することも望
ましい。このようにするとＡＧＣは現実に使用中の周波
数範囲に対してのみ作用することになる。それは濾波に
よって聴こえなくされた信号に対しては作用することは
ないであろう。他方、もし例えばＡＧＣ検波器が４極高
域フイルタ前で信号レベルを検知したなこ らば、ＡＧＣ系はそうでない場合には聞えない入力信号
の低周波数成分に対して応答することになろう。その結
果、系は利得の変化を生じさせ、そのことによって同時
に生じている入力信号の高周波数成分に不必要かつ不都
合な影響を及ぼすことになろう。
かかるＡＧＣ系の多数の用途に、おいて、それはできる
限りコンパクトで効率的でなければならない。それはモ
ノリシック集積回路上に製作するのに適した形をしてい
なければならず、またクリップ集積回路外部の部品が殆
んどなく相互接続部が殆んどないことが要求される。そ
れは低供給電圧で動作し供給１！流を殆んど不要とする
ものでなけれはならない。
限りコンパクトで効率的でなければならない。それはモ
ノリシック集積回路上に製作するのに適した形をしてい
なければならず、またクリップ集積回路外部の部品が殆
んどなく相互接続部が殆んどないことが要求される。そ
れは低供給電圧で動作し供給１！流を殆んど不要とする
ものでなけれはならない。
圧伸系
多くの電子装置において高ダイナミツクレンジを有する
信号を制限されたダイナミックレンジを有する１つの回
路もしくは１つの回路素子を経て伝送することが必要で
ある。ダイナミックレンジとは通常ノイズレベルによっ
て決定される最低の有効信号レベルから信号自体の特性
もしくは回路もしくは回路素子の制限レベルもしくはひ
ずみ特性の何れかによって決定される最高有効信号レベ
ルに至る信号レベルの範囲である。
信号を制限されたダイナミックレンジを有する１つの回
路もしくは１つの回路素子を経て伝送することが必要で
ある。ダイナミックレンジとは通常ノイズレベルによっ
て決定される最低の有効信号レベルから信号自体の特性
もしくは回路もしくは回路素子の制限レベルもしくはひ
ずみ特性の何れかによって決定される最高有効信号レベ
ルに至る信号レベルの範囲である。
例えば、補聴器のばあい、調整可能なコーナ周波数を有
する能動フィルタには普通小さなダイナミックレンジを
有する能動回路素子を使用することが必要である。先に
述べた入力ＡＧＣ系のばあい、能動フィルタは信号路内
の使用者操作による音量コントロールの前の点に配置さ
れる◎それ故、能動フィルタに対する入力信号レベルは
使用者が調節することは不可能である。
する能動フィルタには普通小さなダイナミックレンジを
有する能動回路素子を使用することが必要である。先に
述べた入力ＡＧＣ系のばあい、能動フィルタは信号路内
の使用者操作による音量コントロールの前の点に配置さ
れる◎それ故、能動フィルタに対する入力信号レベルは
使用者が調節することは不可能である。
もし入力信号がフィルタを通過するとその結果ダイナミ
ックレンジは著しく低下することになろう。
ックレンジは著しく低下することになろう。
この問題は例えば磁気テープの記録再生におけるばあい
のように信号を小さなダイナミックレンジの伝送媒体を
経て伝送する問題に類似しテイル。かかる場合には、ド
ルビーシステムの如く記録前に信号を成る橿の自動利得
制御系によって圧縮して再生後に別のＡＧＣ系によって
信号を伸長するものが開発されている。しかしながら、
かかるシステムのばあい、上記二つのＡＣ）Ｃ系は互い
に独立に動作する結果、動作開始と復旧時の過渡電圧は
消去されないことになる。
のように信号を小さなダイナミックレンジの伝送媒体を
経て伝送する問題に類似しテイル。かかる場合には、ド
ルビーシステムの如く記録前に信号を成る橿の自動利得
制御系によって圧縮して再生後に別のＡＧＣ系によって
信号を伸長するものが開発されている。しかしながら、
かかるシステムのばあい、上記二つのＡＣ）Ｃ系は互い
に独立に動作する結果、動作開始と復旧時の過渡電圧は
消去されないことになる。
米国特許第４，３７７，７９２号を参照されたい。
必要とされるのは小さなダイナミックレンジの回路に印
加される信号を圧縮し当該回路から出る信号を伸張器の
出力で動作開始と復旧時の過渡電圧を出現させずにほぼ
正確な補足的方法で伸張させるような圧縮−伸張（「圧
伸」）系である。この圧伸系の大きさはコンパクトでし
かも効率的でなければならない。
加される信号を圧縮し当該回路から出る信号を伸張器の
出力で動作開始と復旧時の過渡電圧を出現させずにほぼ
正確な補足的方法で伸張させるような圧縮−伸張（「圧
伸」）系である。この圧伸系の大きさはコンパクトでし
かも効率的でなければならない。
入力Ａ（）Ｃ系をＭする補聴器の如き電子装置はすでに
制御信号によって利得を変化させることのできる増幅器
を内蔵しているかもしれない。
制御信号によって利得を変化させることのできる増幅器
を内蔵しているかもしれない。
このばあいには機能を強化することが有利である。各々
がそれ内片の制御信号によって制御される二個の可変利
得増幅器を備える代９に複合制御信号によって制御され
る単一の可変利得増１Ｍ器を使用する方がよい。このた
めには４ｉ故の制御信号を適当な方法で結合するための
コンパクトで効率的な回路が必要になる。
がそれ内片の制御信号によって制御される二個の可変利
得増幅器を備える代９に複合制御信号によって制御され
る単一の可変利得増１Ｍ器を使用する方がよい。このた
めには４ｉ故の制御信号を適当な方法で結合するための
コンパクトで効率的な回路が必要になる。
出力制限
補Ｉｍ器の如き多くの電子装置においては出力信号レベ
ルは無限に増大せずになんらかの方法で制限する必要が
ある。この目的のためにピーククリップと出力ＡＧＣ制
限という２つの方法が使用されている。何れのばあいに
も調節可能な制限レベルを有することが有益であること
が多い。
ルは無限に増大せずになんらかの方法で制限する必要が
ある。この目的のためにピーククリップと出力ＡＧＣ制
限という２つの方法が使用されている。何れのばあいに
も調節可能な制限レベルを有することが有益であること
が多い。
多くのばあい、ピーククリッパが最大出力信号レベルを
出力レベルコントロールを調節することによって選択さ
れる制限レベルに制限する必要がある。同時に、ｅ−ク
クリツパは制限レベルを下回ル１Ｗ 号レベルの出力レ
ベルコントロールが調節される時にほぼ一定の利得を維
持しなければならない。
出力レベルコントロールを調節することによって選択さ
れる制限レベルに制限する必要がある。同時に、ｅ−ク
クリツパは制限レベルを下回ル１Ｗ 号レベルの出力レ
ベルコントロールが調節される時にほぼ一定の利得を維
持しなければならない。
クリッパは成形の正負の部分を対称的にクリップする必
要がある。それはまた容易にａ１４節可能なりリッピン
グレベルを有すべきである。また、クリッピングレベル
を調節してもクリッピングレベルを下回るもしくはそれ
を十分上回る入力信号レベルに対する周波数応答を変化
させないことが望ましい。
要がある。それはまた容易にａ１４節可能なりリッピン
グレベルを有すべきである。また、クリッピングレベル
を調節してもクリッピングレベルを下回るもしくはそれ
を十分上回る入力信号レベルに対する周波数応答を変化
させないことが望ましい。
シングルエンドＡ級出力段を有する多くの補。
聴器のばあい、クリッピングレベルはレシーバと直列な
可変抵抗器によって調整される。この構成は対称的なり
リッピングをしない。Ｆｌ 時Ｋ、それはクリッピング
レベルと共に変化する補聴器利得とクリッピングレベル
と共に変化する周波数応答を形成する。
可変抵抗器によって調整される。この構成は対称的なり
リッピングをしない。Ｆｌ 時Ｋ、それはクリッピング
レベルと共に変化する補聴器利得とクリッピングレベル
と共に変化する周波数応答を形成する。
ブツシュゾルＡＢ級出力段を有する多くの補聴器のばあ
い、クリッピングレベルはレシーバのセンタータップと
直列な可変抵抗器によって調節される。このことによっ
て対称的なりリッピングが得られるが高入力信号レベル
のばあいには依然としてクリッピングレベルと共ｉｃ
ｆ 化する周波数応答を形成する。この構成のもう一つ
の問題点は高可変抵抗器をセットしたばあいのクリッピ
ングレベルは出力段のバイアス′藏流に対して非常に敏
感であるという点である。このことが起こるのはバイア
ス電流によって形成される抵抗器内の電圧降下がバイア
ス電流Ｌ流に応じて変化する全出力電圧範囲の相当部分
を減するからである。
い、クリッピングレベルはレシーバのセンタータップと
直列な可変抵抗器によって調節される。このことによっ
て対称的なりリッピングが得られるが高入力信号レベル
のばあいには依然としてクリッピングレベルと共ｉｃ
ｆ 化する周波数応答を形成する。この構成のもう一つ
の問題点は高可変抵抗器をセットしたばあいのクリッピ
ングレベルは出力段のバイアス′藏流に対して非常に敏
感であるという点である。このことが起こるのはバイア
ス電流によって形成される抵抗器内の電圧降下がバイア
ス電流Ｌ流に応じて変化する全出力電圧範囲の相当部分
を減するからである。
マグネチックレシーバを駆動する補聴器の出力段の如く
酵導負荷を飽和させる出力段のばあい、出力の電圧は最
低供給電圧以下に変動することがある。コンパクトなサ
イズのばあい、モノリシック集積回路内には出力段が含
まれていることが多い。かかる集積回路においては基板
は最低供給電圧に接続され、集積回路上の回路素子はこ
れら回路素子と基板との間の逆バイアスダイオードによ
って互いに隔離されている。
酵導負荷を飽和させる出力段のばあい、出力の電圧は最
低供給電圧以下に変動することがある。コンパクトなサ
イズのばあい、モノリシック集積回路内には出力段が含
まれていることが多い。かかる集積回路においては基板
は最低供給電圧に接続され、集積回路上の回路素子はこ
れら回路素子と基板との間の逆バイアスダイオードによ
って互いに隔離されている。
もし一つの回路素子にかがる電圧が基板電圧以下に変動
すると、通常状態で逆バイアスをうけた絶縁部は順方向
にバイアスされ、回路素子どうし間の絶縁性を危くする
ことになる。必要とされるのは電圧が基板電圧を相当下
回って変化することを防止するコンパクトで効率的な回
路である。
すると、通常状態で逆バイアスをうけた絶縁部は順方向
にバイアスされ、回路素子どうし間の絶縁性を危くする
ことになる。必要とされるのは電圧が基板電圧を相当下
回って変化することを防止するコンパクトで効率的な回
路である。
多くのばあい、出力ＡＧＣ系を使用して電子装置の出力
信号レベルを制限することが有益である。もしＡＧＯ系
が出力レベルをクリッピングレベル以下に保持すると、
制限するさいに信号ひずみはずっと小さくなる。多くの
ばあい、出力ＡＧＣ系が出力信号レベルを出力レベルコ
ントロールを調整することによって選択した制限レベル
に制限する一方で制限レベルを下回る信号レベルニラい
て出力レベルコントロールが調整すれるとき一定の利得
を維持することが望ましい。
信号レベルを制限することが有益である。もしＡＧＯ系
が出力レベルをクリッピングレベル以下に保持すると、
制限するさいに信号ひずみはずっと小さくなる。多くの
ばあい、出力ＡＧＣ系が出力信号レベルを出力レベルコ
ントロールを調整することによって選択した制限レベル
に制限する一方で制限レベルを下回る信号レベルニラい
て出力レベルコントロールが調整すれるとき一定の利得
を維持することが望ましい。
同様に、唯一つのスイッチを動作させることによってピ
ーククリッピング動作もしくは出力ＡＧＣ９作の何れか
を選択することができることが有利である。更にピーク
クリッピングと出力ＡＧＣの双方の制限レベルが唯一つ
の出力レベルコントロールによって調節され、出力ＡＧ
ＣＩＩ Ｉ’Ａレベルがピーククリッピングレベルが低
歪みを維持するのに丁度十分なだけピーククリッピング
レベルを下回っていることが望ましいことが多いＯ 出力段がそのインピーダンスが補聴器のレシーバのよう
な周波数と共に相当変化する負荷を駆動することになる
ばあいには、出力段の飽和が利用可能な出力電圧によっ
て惹き起こされる周波数領域と、出力段の飽和が利用可
能な出力電流によって惹き起こされるその他の周波数領
域が存在するかもし、れない。同様にして、補聴器レシ
ーバの如き負荷を駆動するばあいには、高電流レベルが
レシーバ自体をしてひずみを発生させる虚れがある。以
上の理由から出力段信号電圧と出力段′ｄｊＬ流を共に
検知してこれら検知された信号を出力ＡＧＣ系に出力信
号を低ひずみを維持するに丁度十分なだけこれら飽和レ
ベルを下回る値に制限するように結合する出力ＡＧＯ系
を備えることが有利である。
ーククリッピング動作もしくは出力ＡＧＣ９作の何れか
を選択することができることが有利である。更にピーク
クリッピングと出力ＡＧＣの双方の制限レベルが唯一つ
の出力レベルコントロールによって調節され、出力ＡＧ
ＣＩＩ Ｉ’Ａレベルがピーククリッピングレベルが低
歪みを維持するのに丁度十分なだけピーククリッピング
レベルを下回っていることが望ましいことが多いＯ 出力段がそのインピーダンスが補聴器のレシーバのよう
な周波数と共に相当変化する負荷を駆動することになる
ばあいには、出力段の飽和が利用可能な出力電圧によっ
て惹き起こされる周波数領域と、出力段の飽和が利用可
能な出力電流によって惹き起こされるその他の周波数領
域が存在するかもし、れない。同様にして、補聴器レシ
ーバの如き負荷を駆動するばあいには、高電流レベルが
レシーバ自体をしてひずみを発生させる虚れがある。以
上の理由から出力段信号電圧と出力段′ｄｊＬ流を共に
検知してこれら検知された信号を出力ＡＧＣ系に出力信
号を低ひずみを維持するに丁度十分なだけこれら飽和レ
ベルを下回る値に制限するように結合する出力ＡＧＯ系
を備えることが有利である。
発明の要約
本発明を主要な面から考察すると補聴器の改良に関する
ものである。別の面から見ると、それは４極の、調整可
能なコーナ状態変数フィルタを有する補聴器に関するも
のである。その特長の一つは、本発明の補聴器がマイク
ロホンと、フィルタを組合せたレシーバを備えている点
だけである。該フィルタはそれぞれ４極の調整可能なコ
ーナ低域フィルタと、４゛極の調整可能なコーナ高域フ
ィルタと、調整可能なスローｆフィルタとから構成され
る。
ものである。別の面から見ると、それは４極の、調整可
能なコーナ状態変数フィルタを有する補聴器に関するも
のである。その特長の一つは、本発明の補聴器がマイク
ロホンと、フィルタを組合せたレシーバを備えている点
だけである。該フィルタはそれぞれ４極の調整可能なコ
ーナ低域フィルタと、４゛極の調整可能なコーナ高域フ
ィルタと、調整可能なスローｆフィルタとから構成され
る。
別の面から見ると、本発明は固定利得出力段の前に調整
可能なピーククリツぎング回路が配置された補聴器に関
するものである。更にもう一つの面からみると、レベル
検知器が固定利得出力段の入力端における信号レベルを
検知するｖ４！可能な出力自動利得制御回路を有する補
聴器に関するものである。更に別の面から見ると、出力
段の電圧と電流の双方を検知する補助的な自動利得制御
検知回路を有する補聴器に関するものである。
可能なピーククリツぎング回路が配置された補聴器に関
するものである。更にもう一つの面からみると、レベル
検知器が固定利得出力段の入力端における信号レベルを
検知するｖ４！可能な出力自動利得制御回路を有する補
聴器に関するものである。更に別の面から見ると、出力
段の電圧と電流の双方を検知する補助的な自動利得制御
検知回路を有する補聴器に関するものである。
本発明を別の面から見ると、圧縮閾値と圧縮比の両方を
独立にａｌ１４卸することのできる入力自動利得制御回
路を備え九補＠器に関する。更に別の面から見るとその
ダイナミックレンジを大きくするためにフィルタ付近に
圧縮装置を備えた補聴器に関する。
独立にａｌ１４卸することのできる入力自動利得制御回
路を備え九補＠器に関する。更に別の面から見るとその
ダイナミックレンジを大きくするためにフィルタ付近に
圧縮装置を備えた補聴器に関する。
更に別の面から見ると、本発明は増幅器の利得を制御す
るための制御回路を備えた補聴器に関する。制御回路の
出力は以下Ｏ信号源のうちの少なくとも２つから供給さ
れる信号を合成したものにより決定される。即ち、それ
らの信号源とは圧伸系用の検出器と、入力自動利得制御
検出器と、出力自動利得制御検出器と、使用者が操作す
るボリューム制御部とフィルター節穴利得制御部である
。
るための制御回路を備えた補聴器に関する。制御回路の
出力は以下Ｏ信号源のうちの少なくとも２つから供給さ
れる信号を合成したものにより決定される。即ち、それ
らの信号源とは圧伸系用の検出器と、入力自動利得制御
検出器と、出力自動利得制御検出器と、使用者が操作す
るボリューム制御部とフィルター節穴利得制御部である
。
他の主要な面からみると、本発明は抵抗のない可変コー
ナ周波数状態変数フィルタに関する。
ナ周波数状態変数フィルタに関する。
このフィルタは和差増幅回路と、第１および第２の帰還
路と、第１第２の積分回路から構成される。
路と、第１第２の積分回路から構成される。
和差段は第１と第２の帰還路からの信号と共に入力信号
を受は成る。和差段の出力は第１積分回路に接続される
。第１積分回路の出力は第１の帰還線に接続されること
によって入力の１つｔｎ差段に供給する。第１積分回路
の出力は同様にして第２積分回路に接続される。第２積
分回路の出力は第２帰還路に接続されることによって和
差段にもう一つの入力を供給する。
を受は成る。和差段の出力は第１積分回路に接続される
。第１積分回路の出力は第１の帰還線に接続されること
によって入力の１つｔｎ差段に供給する。第１積分回路
の出力は同様にして第２積分回路に接続される。第２積
分回路の出力は第２帰還路に接続されることによって和
差段にもう一つの入力を供給する。
本発明を別の面からみると、状態変数フィルタは制御回
路を内蔵している。制御回路は単一の入力制御信号を受
は取シ、それぞれ２つの制御電流出力を供給する。入力
制御信号が変化するにつれて二つの電流出力間にはほぼ
一定の比が維持される。その結果、フィルタの特性周波
数をフィルタのＱ’を大きく変化させることなく変化さ
せることができる。
路を内蔵している。制御回路は単一の入力制御信号を受
は取シ、それぞれ２つの制御電流出力を供給する。入力
制御信号が変化するにつれて二つの電流出力間にはほぼ
一定の比が維持される。その結果、フィルタの特性周波
数をフィルタのＱ’を大きく変化させることなく変化さ
せることができる。
別の面からみると、本発明は２極の状態変数フィルタが
縦続接続されている。単一の制御回路が１つの入力制御
信号を受けとり、それぞれ４つの１１ｆＩＪ＃電流出力
を適当な比で供給する。入力制御信号が変化するにつれ
て４つの出力電流間にはほぼ一定の比が維持される。そ
の結果、フィルタの形、即ちＱを大きく変化させずとも
フィルタの特性周波数を変化させることができる。
縦続接続されている。単一の制御回路が１つの入力制御
信号を受けとり、それぞれ４つの１１ｆＩＪ＃電流出力
を適当な比で供給する。入力制御信号が変化するにつれ
て４つの出力電流間にはほぼ一定の比が維持される。そ
の結果、フィルタの形、即ちＱを大きく変化させずとも
フィルタの特性周波数を変化させることができる。
本発明を更に別の面から見ると出力端子に一定範囲の基
準電圧を提供するための調整器に関するものである。こ
の電圧範囲は整合相互コンダクタンスの入力端子に印加
されたときに相互コンダクタンスから所定範囲の出力ｔ
ａを発生するものである。この調整器は例えば先に述べ
た制御回路に対する制御電圧入力として使用することが
できる。調整器は５個の相互コンダクタンスと２個の増
幅器から成る。
準電圧を提供するための調整器に関するものである。こ
の電圧範囲は整合相互コンダクタンスの入力端子に印加
されたときに相互コンダクタンスから所定範囲の出力ｔ
ａを発生するものである。この調整器は例えば先に述べ
た制御回路に対する制御電圧入力として使用することが
できる。調整器は５個の相互コンダクタンスと２個の増
幅器から成る。
／ｊ！１と第２の相互コンダクタンスは第１極性の形で
第１と第２の出力電流を供給する。第２相互コンダクタ
ンスの相互コンダクタンス特性は第１相互コンダクタン
スのそれに対してほぼ一定の第１の比を有する。
第１と第２の出力電流を供給する。第２相互コンダクタ
ンスの相互コンダクタンス特性は第１相互コンダクタン
スのそれに対してほぼ一定の第１の比を有する。
第６と第４の相互コンダクタンスは第２の極性の形で第
６と第４の出力電流を供給する。第４の相互コンダクタ
ンスの相互コンダクタンス特性は第６の相互コンダクタ
ンスのそれに対する第２の実質的に一定の比を有する。
６と第４の出力電流を供給する。第４の相互コンダクタ
ンスの相互コンダクタンス特性は第６の相互コンダクタ
ンスのそれに対する第２の実質的に一定の比を有する。
第２と＠６の相互コンダクタンスの出力側は共に接続さ
れ入力を第１増幅器に供給する。この増幅器の出力は第
６と第４の相互コンダクタンスの入力側に接続され、帰
還信号として作用して第６出力′峨流を第２出力電流に
ほぼ等しくする。
れ入力を第１増幅器に供給する。この増幅器の出力は第
６と第４の相互コンダクタンスの入力側に接続され、帰
還信号として作用して第６出力′峨流を第２出力電流に
ほぼ等しくする。
第１と第４の相互コンダクタンスの出力は共に接続され
て第２増幅器に入力を供給する。この増幅器の出力側は
第１の相互コンダクタンスの入力側に接続され、帰還信
号として作用して第１出力電流を第４の出力電流にほぼ
等しくする。
て第２増幅器に入力を供給する。この増幅器の出力側は
第１の相互コンダクタンスの入力側に接続され、帰還信
号として作用して第１出力電流を第４の出力電流にほぼ
等しくする。
第５の相互コンダクタンスは第１極性の形である。その
相互コンダクタンス特性は第１相互コンダクタンスのそ
れに対してほぼ一定の比を有する。第５相互コンダクタ
ンスの入力側は第２増幅器の出力側に接続される。第５
相互コンダクタンスの出力側はポテンションメータの抵
抗を経て第２増幅器の出力側に接続される。
相互コンダクタンス特性は第１相互コンダクタンスのそ
れに対してほぼ一定の比を有する。第５相互コンダクタ
ンスの入力側は第２増幅器の出力側に接続される。第５
相互コンダクタンスの出力側はポテンションメータの抵
抗を経て第２増幅器の出力側に接続される。
第５相互コンダクタンスの出力側はポテンショメータの
抵抗を経て第２増幅器の出力側に接続される。基準電圧
出力はポテンショメータの摺動子から取出される。
抵抗を経て第２増幅器の出力側に接続される。基準電圧
出力はポテンショメータの摺動子から取出される。
本発明をもう一つの面から見ると、入力信号を受取９該
入力信号に関連した出力信号を供給するための可変スロ
ープフィルタに関する。このフィルタは入力端子と、差
動相互コンダクタンスと、コンデンサと、単位利得差動
増幅器と、ポテンショメータと、接地線とからなる。
入力信号に関連した出力信号を供給するための可変スロ
ープフィルタに関する。このフィルタは入力端子と、差
動相互コンダクタンスと、コンデンサと、単位利得差動
増幅器と、ポテンショメータと、接地線とからなる。
差動相互コンダクタンス増幅器はその出力から入力信号
と帰還信号を受取り、出力１流を供給する。コンデンサ
は相互コンダクタンス増幅器出力線と接地線との間に接
続される。単位利得差動増幅器は入力端子と相互コンダ
クタンス増幅器の出力側に接続される。単位利得差動増
幅器は入力信号と相互コンダクタンス増幅器信号との間
の差を検出してそれぞれその出力線で出力信号を供給す
る。
と帰還信号を受取り、出力１流を供給する。コンデンサ
は相互コンダクタンス増幅器出力線と接地線との間に接
続される。単位利得差動増幅器は入力端子と相互コンダ
クタンス増幅器の出力側に接続される。単位利得差動増
幅器は入力信号と相互コンダクタンス増幅器信号との間
の差を検出してそれぞれその出力線で出力信号を供給す
る。
ポテンショメータは相互コンダクタンス増幅器の出力線
と単位利得増幅器の出力線との間に接続される。可変ス
ロープフィルタからの出力信号はポテンショメータの摺
動子から取られるが、その摺動子はフィルタを低域フィ
ルタ、高城フィルタ、もしくは平担応答フィルタの何れ
かにするために調節できる。
と単位利得増幅器の出力線との間に接続される。可変ス
ロープフィルタからの出力信号はポテンショメータの摺
動子から取られるが、その摺動子はフィルタを低域フィ
ルタ、高城フィルタ、もしくは平担応答フィルタの何れ
かにするために調節できる。
本発明のもう一つの主要な面は入力信号を受取り圧縮さ
れた出力１５号を供給し調節ｏＴ能な圧縮閾値と調節可
能な圧縮比を与えるための自動利得制御（ＡＧＣ）系に
関するものである。ＡＣ）Ｃ系は１次制御増幅器と、２
次制御増１＠器と、閾値検出器と、制御回路と、圧縮閾
値制御部と、圧縮比制御部とを備えている。
れた出力１５号を供給し調節ｏＴ能な圧縮閾値と調節可
能な圧縮比を与えるための自動利得制御（ＡＧＣ）系に
関するものである。ＡＣ）Ｃ系は１次制御増幅器と、２
次制御増１＠器と、閾値検出器と、制御回路と、圧縮閾
値制御部と、圧縮比制御部とを備えている。
１次制御増幅器と２次制御増幅器の入力側に入力信号が
加えられる。２次制御増幅器の出力は２次制御増幅器か
らの出力１ｄ号が所定レベルを超えた時を検出する閾値
検出器の入力に加えられる。閾値検出器の出力側は制御
回路に接続されている。
加えられる。２次制御増幅器の出力は２次制御増幅器か
らの出力１ｄ号が所定レベルを超えた時を検出する閾値
検出器の入力に加えられる。閾値検出器の出力側は制御
回路に接続されている。
制御回路は閾値検出器の出力９１Ｑ を圧縮比制御部か
らの制御信号と結合し、２次制御増幅器の制御入力側に
加えられる２次制御信号を形成する。このことによって
２次制御増幅器の出力信号レベルが閾値検出器の閾値レ
ベルを超えたときに２次制御増幅器の利得を小さくする
ためほ の帰還系が形成される。このことは、今度圧縮閾値制御
部からの制御信号によって達成される二次楓制御増幅器
に対して入力レベルで生ずる。
らの制御信号と結合し、２次制御増幅器の制御入力側に
加えられる２次制御信号を形成する。このことによって
２次制御増幅器の出力信号レベルが閾値検出器の閾値レ
ベルを超えたときに２次制御増幅器の利得を小さくする
ためほ の帰還系が形成される。このことは、今度圧縮閾値制御
部からの制御信号によって達成される二次楓制御増幅器
に対して入力レベルで生ずる。
同様にして閾値検出器の出力は圧縮比制御部に加えられ
、該制御部はこの出力の調節可能な部分を１次制御増幅
器の制御入力に対して１次制御信号として供給する。こ
の増幅器の出力はＡＧＣ系からの圧縮出力信号である。
、該制御部はこの出力の調節可能な部分を１次制御増幅
器の制御入力に対して１次制御信号として供給する。こ
の増幅器の出力はＡＧＣ系からの圧縮出力信号である。
別の面から見ると、本発明は、第１と第２の入力端子に
加えられた電圧どうしの間の差が所定閾値を超えたとき
を検出するための差動電圧閾値検出器に関するものであ
る。この検出器は、例えば、先に述べたばかりのＡＧＣ
系に使用することができる。その検出器は差動相互コン
ダクタンス段と、第１と第２の１頂部”電流ミラーと、
第１と第２の「底部」電流ミラーと、検出器とから構成
される。
加えられた電圧どうしの間の差が所定閾値を超えたとき
を検出するための差動電圧閾値検出器に関するものであ
る。この検出器は、例えば、先に述べたばかりのＡＧＣ
系に使用することができる。その検出器は差動相互コン
ダクタンス段と、第１と第２の１頂部”電流ミラーと、
第１と第２の「底部」電流ミラーと、検出器とから構成
される。
差動相互コンダクタンス段は第１と第２の端子における
電圧差を検出して第１と第２の出力を流を発生する。第
１と第２の「頂部」′＃Ｌ流ミラーはこれら出力を検出
する。それに応じて各頂ｓａｇｓラーは２つのミラー信
号を発生する。
電圧差を検出して第１と第２の出力を流を発生する。第
１と第２の「頂部」′＃Ｌ流ミラーはこれら出力を検出
する。それに応じて各頂ｓａｇｓラーは２つのミラー信
号を発生する。
各頂部ミラーは頂部電流ミラー信号の１つを検出してそ
れぞれ底部電流ミラー信号を供給する。
れぞれ底部電流ミラー信号を供給する。
検出器は頂部と底部の電流ミラーの双方に接続されてい
る。検出器は第１頂部ミラーからの第２ ’ｇ流ミラー
信号が第２底部ミラーからの信号を相当超過したとき、
あるいは第２頂部ミラーからの第２信号が第１底部ミラ
ーからの信号を相当超過したときを検出する。かかる検
出は２つの入力端子に加えられる電圧が所定値以上変化
するときに行われる。従って、検出器は出力信号を発生
する。
る。検出器は第１頂部ミラーからの第２ ’ｇ流ミラー
信号が第２底部ミラーからの信号を相当超過したとき、
あるいは第２頂部ミラーからの第２信号が第１底部ミラ
ーからの信号を相当超過したときを検出する。かかる検
出は２つの入力端子に加えられる電圧が所定値以上変化
するときに行われる。従って、検出器は出力信号を発生
する。
別の面から見ると、本発明はバイアス′域流補償器に関
する。（米国特許第４．４２５，５５１号を参照）この
バイアス１流補償器は例えば先に述べたＡＧＣ系内に使
用される制御増幅器と共に使用することができる。バイ
アス？を流補償器は制御信号の変化によって生ずるバイ
アス電流の変化が制御増幅器の出力内に現われるのを防
止する。バイアス電流補償器は電流源と、第１、第２お
よび第６のトランジスタと、帰還増幅器から構成される
。
する。（米国特許第４．４２５，５５１号を参照）この
バイアス１流補償器は例えば先に述べたＡＧＣ系内に使
用される制御増幅器と共に使用することができる。バイ
アス？を流補償器は制御信号の変化によって生ずるバイ
アス電流の変化が制御増幅器の出力内に現われるのを防
止する。バイアス電流補償器は電流源と、第１、第２お
よび第６のトランジスタと、帰還増幅器から構成される
。
電流源は基準トランジスタにおける既知の複数の所定コ
レクタ電流を供給する。第１トランジスタのエミッタは
電流源に接続され、′ｇ流を受は成る。第２トランジス
タの出力は第１トランジスタのベースに電流を供給する
。第２トランジスタにはその内部の電流が第３トランジ
スタ内の電流に対して所定の関係をとるように第６トラ
ンジスタが接続される。
レクタ電流を供給する。第１トランジスタのエミッタは
電流源に接続され、′ｇ流を受は成る。第２トランジス
タの出力は第１トランジスタのベースに電流を供給する
。第２トランジスタにはその内部の電流が第３トランジ
スタ内の電流に対して所定の関係をとるように第６トラ
ンジスタが接続される。
帰還増幅器に対する入力側は第１トランジスタのエミッ
タに接続される。帰還増幅器の出力側は第２と第３のト
ランジスタの入力側に接続される。この帰還作用によっ
て第１トランジスタのベース’を流は第１トランゾスタ
のエミッタ電流が入力′Ｆｔ流源のそれとほぼ等しくな
るように制御される。
タに接続される。帰還増幅器の出力側は第２と第３のト
ランジスタの入力側に接続される。この帰還作用によっ
て第１トランジスタのベース’を流は第１トランゾスタ
のエミッタ電流が入力′Ｆｔ流源のそれとほぼ等しくな
るように制御される。
第６トランジスタの出力側は基準トランクスタのベース
に接続される。かくして、基準電流源を制御することに
よって、第６トランジスタによって基準トランジスタの
ベースに供給される電流は正確に制御されることになる
。
に接続される。かくして、基準電流源を制御することに
よって、第６トランジスタによって基準トランジスタの
ベースに供給される電流は正確に制御されることになる
。
本発明は、別の面から見るとわずかなダイナミックレン
ジを有する回路素子のダイナミックレンジを大きくする
ための圧伸系に関するものである。この系は第１の制御
項幅器と、第２の制御増幅器と、閾値検出器と、反転増
幅器とから構成される。
ジを有する回路素子のダイナミックレンジを大きくする
ための圧伸系に関するものである。この系は第１の制御
項幅器と、第２の制御増幅器と、閾値検出器と、反転増
幅器とから構成される。
第１増幅器は入力四号リードと制御リードを備える。第
１の制御増幅器は入力信号を受取シ、制御リードに加え
られる信号に応じて信号を増幅する。この第１増幅器の
出力と「回路素子」の入力側には閾値検出器が接続され
る。検出器は増幅器の出力側が所定レベルを超えたため
回路素子のダイナミックレンジを超えたときに検出する
。こうした事態が生ずると、閾値検出器は第１増幅器の
制御り−げに制御信号を供給することによって第１増幅
器の利得を小さくしその出力における信号レベルのレン
ジを圧縮する。
１の制御増幅器は入力信号を受取シ、制御リードに加え
られる信号に応じて信号を増幅する。この第１増幅器の
出力と「回路素子」の入力側には閾値検出器が接続され
る。検出器は増幅器の出力側が所定レベルを超えたため
回路素子のダイナミックレンジを超えたときに検出する
。こうした事態が生ずると、閾値検出器は第１増幅器の
制御り−げに制御信号を供給することによって第１増幅
器の利得を小さくしその出力における信号レベルのレン
ジを圧縮する。
第２の制御増幅器は回路素子の出力側に接続される。第
２増幅器は入力リードと共に制御リードも備えている。
２増幅器は入力リードと共に制御リードも備えている。
第２増幅器はその制御ＩＪ−ドに供給される制御信号に
従ってその利得を変化させる。
従ってその利得を変化させる。
反転増幅器は閾値検出器の出力リードに接続され、第１
増幅器の利得制御ＩＪ −ｐによって受けとられる制＠
信号を受けとる。しかしながら、その時、反転増幅器は
信号を反転して、それを第２の制御増幅器の制御リーケ
に加え、第二の制御増幅器の利得の増加が第１の制御増
幅器の利得の低下とほぼ等しくなるようにする。かくし
て＠２の制御増幅器はその出力において信号レベルのレ
ンジを拡大し、第１の制御増幅器によるレンジの圧縮を
ほぼ補償することになる。
増幅器の利得制御ＩＪ −ｐによって受けとられる制＠
信号を受けとる。しかしながら、その時、反転増幅器は
信号を反転して、それを第２の制御増幅器の制御リーケ
に加え、第二の制御増幅器の利得の増加が第１の制御増
幅器の利得の低下とほぼ等しくなるようにする。かくし
て＠２の制御増幅器はその出力において信号レベルのレ
ンジを拡大し、第１の制御増幅器によるレンジの圧縮を
ほぼ補償することになる。
本発明は、別の面から見ると、第１と第２の入力端子に
かかる電圧どうしの間の差に実質上指数関数的関係をも
ち第６の入力端子に加えら些る入力′ｌｉｔ流に実質上
１次関数の関係をもった出力゛電流を供給するための制
＃電流源に関する。
かかる電圧どうしの間の差に実質上指数関数的関係をも
ち第６の入力端子に加えら些る入力′ｌｉｔ流に実質上
１次関数の関係をもった出力゛電流を供給するための制
＃電流源に関する。
この制御電流源は第１、第２、第３のトランジスタを備
える。
える。
制御電流源は、例えばＡＧＣ系と上記圧伸系からの制御
信号を結合するために使用される。このようにして２つ
の増幅器の代シに１つの制御増幅器を使用することがで
きる。第１トランジスタは第６の入力端子に相互接続さ
れて入力電流を受取り、また同様にして第１入力端子に
相互接続されてそれに加えられる電圧を受けとる。
信号を結合するために使用される。このようにして２つ
の増幅器の代シに１つの制御増幅器を使用することがで
きる。第１トランジスタは第６の入力端子に相互接続さ
れて入力電流を受取り、また同様にして第１入力端子に
相互接続されてそれに加えられる電圧を受けとる。
第２トランジスタは帰還段として第１トランゾスタに相
互接続され、ｄＸｌと第６のトランジスタのエミッタ電
圧を調節する。
互接続され、ｄＸｌと第６のトランジスタのエミッタ電
圧を調節する。
第３トランゾスタは第１トランジスタにも接続される。
第６トランゾスタは第２入力端子の電圧を検出し、それ
に応じて出力電流全供給する。
に応じて出力電流全供給する。
本発明を別の面から見ると、増幅器の所定最大電流を制
御するためのクリッパ回路に関する。
御するためのクリッパ回路に関する。
それは第１と第２の増幅器を組込んでいる。第１の増幅
器は入力端子に接続された信号入力側と、第２増幅器の
出力側に接続された帰還入力側を有する。それに応じて
該増幅器は第１の増幅出力信号を供給する。
器は入力端子に接続された信号入力側と、第２増幅器の
出力側に接続された帰還入力側を有する。それに応じて
該増幅器は第１の増幅出力信号を供給する。
第２増幅器は第１増幅器に接続され、それに応答して出
力信号を供給する。第２増幅器は制御入力側と可変電流
源を備える。第２増幅器の最大動作は制御入力に供給さ
れる電流によって制御される。
力信号を供給する。第２増幅器は制御入力側と可変電流
源を備える。第２増幅器の最大動作は制御入力に供給さ
れる電流によって制御される。
第２増幅器に対する入力は、その閾値が調節可能なりリ
ッピングレベルに直接関連するＡＧＣ系に使用するため
に閾値検出器に便宜的に接続することができる。
ッピングレベルに直接関連するＡＧＣ系に使用するため
に閾値検出器に便宜的に接続することができる。
更に、別の面からみると、本発明は接続点、殊に業績回
路内における回路点における電圧が基準点、例えば集積
回路基板に対して実質的に負となることによって不都合
な回路動作を惹き起こすことがないように防止するため
の電圧フランジに関するものである。このフランジは基
準電圧源と、電圧センサと、電圧供給源を備えている。
路内における回路点における電圧が基準点、例えば集積
回路基板に対して実質的に負となることによって不都合
な回路動作を惹き起こすことがないように防止するため
の電圧フランジに関するものである。このフランジは基
準電圧源と、電圧センサと、電圧供給源を備えている。
電圧センサは電圧供給入力側と検出入力側間に可変導通
度を与えるために回路点に接続される。基準電圧源は基
準点に対してほぼ一定の基準電圧を供給する。供給電圧
は導通度の変化によって所要電流を検出点に供給する。
度を与えるために回路点に接続される。基準電圧源は基
準点に対してほぼ一定の基準電圧を供給する。供給電圧
は導通度の変化によって所要電流を検出点に供給する。
一般的目的
本発明の全体的な目的は改良補聴器を提供することであ
る。もう一つの目的はその周波数応答に対して広範な制
御範囲をもった補聴器を提供することである。更に別の
目的はその出力レベル対入力レベルの特性に対する広範
な制御範囲を有する補聴器を提供することである。
る。もう一つの目的はその周波数応答に対して広範な制
御範囲をもった補聴器を提供することである。更に別の
目的はその出力レベル対入力レベルの特性に対する広範
な制御範囲を有する補聴器を提供することである。
本発明の目的は、更に、広範なダイナミックレンジと、
低ひずみとぶシー買した動作を有し、低い供給電圧のも
とて有効に動作し、コンパクトで信頼性があり使用上経
済的で製作費が安くつく補聴器を提供することである。
低ひずみとぶシー買した動作を有し、低い供給電圧のも
とて有効に動作し、コンパクトで信頼性があり使用上経
済的で製作費が安くつく補聴器を提供することである。
特殊目的
フィルタ
本発明の目的は、更に、そのコーナ周波数をフィルタの
周波数応答曲線の形（“Ｑつを変化させずに容易に変化
させることのできるフィルタを提供することである。そ
の他の目的は唯一つの制御部、即ち「ポテンショメータ
」を調節することによってそのコーナ周波数を変化させ
ることができる改良フィルタを提供することである。
周波数応答曲線の形（“Ｑつを変化させずに容易に変化
させることのできるフィルタを提供することである。そ
の他の目的は唯一つの制御部、即ち「ポテンショメータ
」を調節することによってそのコーナ周波数を変化させ
ることができる改良フィルタを提供することである。
更にもう一つの目的はそのコーナ周波数を制御信号によ
って容易に変化させることのできるフィルタを提供する
ことである。更にもう一つの目的はほぼ等価のコンデン
サをよシ少なくしかつ使用していないフィルタを提供す
ることである。もう一つの目的は各コンデンサの一端が
共通の交流（” ＡＣつ接地に接続されるコンデンサを
使用した改良フィルタを提供することである。
って容易に変化させることのできるフィルタを提供する
ことである。更にもう一つの目的はほぼ等価のコンデン
サをよシ少なくしかつ使用していないフィルタを提供す
ることである。もう一つの目的は各コンデンサの一端が
共通の交流（” ＡＣつ接地に接続されるコンデンサを
使用した改良フィルタを提供することである。
もう一つの目的は抵抗器を全く必要としないフィルタを
提供することである。
提供することである。
更に別の目的は単一電池のｔｔＳからの低電圧動作全可
能にし低い使用１流のフィルタを提供することである。
能にし低い使用１流のフィルタを提供することである。
更にもう一つの目的はセミカスタム集積回路上に容易に
製作可能なフィルタを提供することである。更にもう一
つの目的はその応答曲線の形が並列に接続された整数の
ほぼ同一のトランジスタ群によって大きく決定されるフ
ィルタを提供することである。もう一つの目的は低域フ
ィルタ出力と、帯域フィルタ出力と、高域フィルタ出力
を同時に、より好適に供給することのできるフィルタを
提供することである。
製作可能なフィルタを提供することである。更にもう一
つの目的はその応答曲線の形が並列に接続された整数の
ほぼ同一のトランジスタ群によって大きく決定されるフ
ィルタを提供することである。もう一つの目的は低域フ
ィルタ出力と、帯域フィルタ出力と、高域フィルタ出力
を同時に、より好適に供給することのできるフィルタを
提供することである。
更に本発明の目的は、例えばフィルタコーナ周波数を制
御するために使用される如き電流源をよシ正確に制御で
き、所定範囲にわたってよシ容易に調節できる出力を供
給し、基準電流が単一の抵抗器を使用してよシ良好、に
設定され、該範囲が整数の、はぼ同一のトランジスタ群
を並列に使用することによって正確に規定でき、トラン
ジスタのベータに対する感度が低く、低供給電圧で動作
し、少ない供給電流しか要せず、よりコンパクトな改良
調整器を提供することである。
御するために使用される如き電流源をよシ正確に制御で
き、所定範囲にわたってよシ容易に調節できる出力を供
給し、基準電流が単一の抵抗器を使用してよシ良好、に
設定され、該範囲が整数の、はぼ同一のトランジスタ群
を並列に使用することによって正確に規定でき、トラン
ジスタのベータに対する感度が低く、低供給電圧で動作
し、少ない供給電流しか要せず、よりコンパクトな改良
調整器を提供することである。
更に別の目的は共通の「交流」アースに接続された１つ
の端子を有する丁度１個のコンデンサしか必要とせず、
中間の平担応答によって単一極の低域フィルタから単一
極の高域フィルタへ１１節することができ、ポテンショ
メータ以外の抵抗器を要せず、よシ正確な周波数制御を
可能にし、低電圧、低″１ｔａで動作し、よりコンパク
トで製作費が割安な改良された可変スロープフィルタを
提供することである。
の端子を有する丁度１個のコンデンサしか必要とせず、
中間の平担応答によって単一極の低域フィルタから単一
極の高域フィルタへ１１節することができ、ポテンショ
メータ以外の抵抗器を要せず、よシ正確な周波数制御を
可能にし、低電圧、低″１ｔａで動作し、よりコンパク
トで製作費が割安な改良された可変スロープフィルタを
提供することである。
入力ＡＧＣ
更に別の目的は圧縮閾値をよシ正確に制御し、圧縮比を
よシ正確に制御し単一の制御によって圧縮閾値を独立に
調節することができ、単一の制御によって圧縮比をより
独立に調節することができ低電圧と低電流によって動作
し、よりコンパクトでよシ割安な入力自動利得制御回路
を提供することである。
よシ正確に制御し単一の制御によって圧縮閾値を独立に
調節することができ、単一の制御によって圧縮比をより
独立に調節することができ低電圧と低電流によって動作
し、よりコンパクトでよシ割安な入力自動利得制御回路
を提供することである。
本発明の更にもう一つの目的は、低電圧閾値をより正確
に決定し、差動入力をよシ有効に使用でき本質的に全波
検出器である改良された閾値検出器を提供することであ
る。
に決定し、差動入力をよシ有効に使用でき本質的に全波
検出器である改良された閾値検出器を提供することであ
る。
更にもう一つの目的は、低供給電圧で動作し、よシ正確
で信頼できる動作を与えるバイアス電流補償回路を提供
することである。
で信頼できる動作を与えるバイアス電流補償回路を提供
することである。
圧伸系
本発明のもう一つの目的は、他の回路素子のダイナミッ
クレンジをより有効に大きくシ、単一の閾値検出器（も
しくはレベル検出器）ならびに検出フィルタをより有効
に使用し、動作開始と復旧中の優れた過渡特性を与え、
低供給電圧と低供給電流を使用し、よりコンパクトな改
良された圧伸系を提供することである。
クレンジをより有効に大きくシ、単一の閾値検出器（も
しくはレベル検出器）ならびに検出フィルタをより有効
に使用し、動作開始と復旧中の優れた過渡特性を与え、
低供給電圧と低供給電流を使用し、よりコンパクトな改
良された圧伸系を提供することである。
本発明の目的は更に、利得制御悟号を単一の複合制御信
号に結合することを可能にし、必要とされる可変利得増
幅器数を少なくシ、一次間数制御入力部と指数関数的制
御入力部を共に有するフレキシブルな制御醸流源を与え
る改良された電圧制御式の指数関数形１！流源を提供す
ることである。
号に結合することを可能にし、必要とされる可変利得増
幅器数を少なくシ、一次間数制御入力部と指数関数的制
御入力部を共に有するフレキシブルな制御醸流源を与え
る改良された電圧制御式の指数関数形１！流源を提供す
ることである。
出力制限
本発明の目的は、更に、以下のものを提供することであ
る。即ち、 正ピークと負ピークをより対称的にクリッピングする改
良された調節可能なピーククリッパと、 クリッピングレベルが調節されるときに′６圧利得がよ
シ一定にとどまることを可能にするクリッパと、 そのクリッピングレベルが供給電圧とほぼ独立したクリ
ッパと、 接合電圧に基づかないクリッピングレベルを与えるクリ
ッパと、 閾値検出器がクリッピングレベルに［スるＡＧＣ制御信
号を与える出力信号を提供するクリッパと、 固定利得出力段前に設定されたクリッピングおよび（も
しくは） ＡＧＣレベルを容易に可能にし、クリッピン
グレベルが調節されるときに一定の周波数応答を与える
回路と、 クリッピングとＡＧＣ系を異なる種類の出力段に使用す
ることを容易に可能にする回路。
る。即ち、 正ピークと負ピークをより対称的にクリッピングする改
良された調節可能なピーククリッパと、 クリッピングレベルが調節されるときに′６圧利得がよ
シ一定にとどまることを可能にするクリッパと、 そのクリッピングレベルが供給電圧とほぼ独立したクリ
ッパと、 接合電圧に基づかないクリッピングレベルを与えるクリ
ッパと、 閾値検出器がクリッピングレベルに［スるＡＧＣ制御信
号を与える出力信号を提供するクリッパと、 固定利得出力段前に設定されたクリッピングおよび（も
しくは） ＡＧＣレベルを容易に可能にし、クリッピン
グレベルが調節されるときに一定の周波数応答を与える
回路と、 クリッピングとＡＧＣ系を異なる種類の出力段に使用す
ることを容易に可能にする回路。
もう一つの目的は、出力電圧と出力電流の双方をよ）正
確に検出することによって最大出力を出力段もしくは負
荷の何れにせよひずみを発生する電圧と電流のレベル以
下にＡＣ）Ｃにょシ制御するようにするためのＡＧＣ検
出器を有する出力段に関する。
確に検出することによって最大出力を出力段もしくは負
荷の何れにせよひずみを発生する電圧と電流のレベル以
下にＡＣ）Ｃにょシ制御するようにするためのＡＧＣ検
出器を有する出力段に関する。
本発明の目的は、更に、電圧変動（誘導負荷のばあい）
が動作を撹乱する集積回路の基板電圧よりも相当低い値
に降下することを妨げる改良された電圧クランプを提供
することである。
が動作を撹乱する集積回路の基板電圧よりも相当低い値
に降下することを妨げる改良された電圧クランプを提供
することである。
本発明の以上の目的ならびＫその他の目的は以下の実施
例に関する詳細な説明を参照することによってよシ十分
に理解されるはずである。
例に関する詳細な説明を参照することによってよシ十分
に理解されるはずである。
第１図〜第６０図についてのべると、全体を参照番号２
０として示した本発明の改良補聴器の実施例が示されて
いる。重要な点は、ここに図示された回路の多くは種々
の異なる用途に使用できるという点である。しかしなが
ら、本発明の最も望ましい実施例は補聴器に関するもの
である。そのため、本発明は補聴器について記述したも
のである。
０として示した本発明の改良補聴器の実施例が示されて
いる。重要な点は、ここに図示された回路の多くは種々
の異なる用途に使用できるという点である。しかしなが
ら、本発明の最も望ましい実施例は補聴器に関するもの
である。そのため、本発明は補聴器について記述したも
のである。
第１図により明瞭に図示されているように、補聴器（図
示せず）は信号源もしくはマイクロホン２２と、「圧伸
器」２４、フィルタ即ち「音質調節回路」２６ならびに
それと関連した外部制御部２８と、入力自動利得制御（
ＡＧＣ）系２７ならびにそれと関連した外部制御部３５
と、主電流制御増幅器３２（以下ＯＣＡと云う）ならび
にそれと関連した外部制御部３４、出力信号プロセッサ
３６ならびに外部制御部３８と、レシーバもしくは出力
トランスジューサ４０とを備えている。
示せず）は信号源もしくはマイクロホン２２と、「圧伸
器」２４、フィルタ即ち「音質調節回路」２６ならびに
それと関連した外部制御部２８と、入力自動利得制御（
ＡＧＣ）系２７ならびにそれと関連した外部制御部３５
と、主電流制御増幅器３２（以下ＯＣＡと云う）ならび
にそれと関連した外部制御部３４、出力信号プロセッサ
３６ならびに外部制御部３８と、レシーバもしくは出力
トランスジューサ４０とを備えている。
いくつかの図において、選択された回路部品のまわりに
破線が引かれている。かかる回路部品の区分けは幾分恣
意的にかつ本発明を理解する上で役立つように行ったも
のである。
破線が引かれている。かかる回路部品の区分けは幾分恣
意的にかつ本発明を理解する上で役立つように行ったも
のである。
第１図と第２図に示すように、マイクロホン２２は空気
中の音信号を受信しそれに応じて第１図と第２図に太線
として示した信号路４２に沿ってｎｔ電気信号伝達する
。成る回路部品は回路部品の動作に制御することによっ
て現実の信号それ自体よ−りもむしろ電気信号に間接に
制御する。かかる回路部品からの信号は第１図と第２図
に示した細線４４によって示された制御路を介して送ら
れる。
中の音信号を受信しそれに応じて第１図と第２図に太線
として示した信号路４２に沿ってｎｔ電気信号伝達する
。成る回路部品は回路部品の動作に制御することによっ
て現実の信号それ自体よ−りもむしろ電気信号に間接に
制御する。かかる回路部品からの信号は第１図と第２図
に示した細線４４によって示された制御路を介して送ら
れる。
マイクロホン２２により発生させられた電気信号は比較
的小さな振幅をもち、圧伸器２４により受信される。圧
伸器２４は入力電流制御増幅器４６と、「圧伸」検出器
４８と、「圧伸」フィルタ５０と、入力電流制御増幅器
制御部５２を備え、’！Ｉ！流制御増幅器４６の利得を
変化させる。
的小さな振幅をもち、圧伸器２４により受信される。圧
伸器２４は入力電流制御増幅器４６と、「圧伸」検出器
４８と、「圧伸」フィルタ５０と、入力電流制御増幅器
制御部５２を備え、’！Ｉ！流制御増幅器４６の利得を
変化させる。
電流＋ＩＪＩＪ （ｉｌｌ増幅器４６は単に所定の方法
でマイクロホン信号の振幅を大きくするだけで、以後は
補聴器回路２０の残部によって処理される。
でマイクロホン信号の振幅を大きくするだけで、以後は
補聴器回路２０の残部によって処理される。
「圧伸」検出器４８は、電流制御増幅器４６の出力がフ
ィルタ２６のダイナミックレンジ外に所定レベルを超え
たときにそれを検出する。
ィルタ２６のダイナミックレンジ外に所定レベルを超え
たときにそれを検出する。
「圧伸」検出器４８が電流制御増幅器４６からのかかる
大きな信号を検出したとき、それは信号を「圧伸」フィ
ルタ５０に送る。「圧伸」フィルタ５０は平滑化された
圧伸検出信号を発し、該信号は電流制御増幅制御部５２
と、主１迂流補制御増幅器制御部６Ｂ（以下ＣＣＡ制御
部６８と称する）と、２次ＯＣＡ制御部７０６の双方に
よって受信される。その後、入力電流制御増幅器制御部
５２は、それが入力電流制御増幅器４６に供給する制御
電流を少なくし増幅器４６によって実行される増幅度を
小さくする。
大きな信号を検出したとき、それは信号を「圧伸」フィ
ルタ５０に送る。「圧伸」フィルタ５０は平滑化された
圧伸検出信号を発し、該信号は電流制御増幅制御部５２
と、主１迂流補制御増幅器制御部６Ｂ（以下ＣＣＡ制御
部６８と称する）と、２次ＯＣＡ制御部７０６の双方に
よって受信される。その後、入力電流制御増幅器制御部
５２は、それが入力電流制御増幅器４６に供給する制御
電流を少なくし増幅器４６によって実行される増幅度を
小さくする。
入力゛４流制御増幅器制御部５２からの制御・（流は、
「圧伸」フィルタ５０から受ける信号の振幅に対して指
数関数的な関係を有する。主ＣＣＡ部６６が受けとる制
御′ｄＬ流は入力ＣＣＡ ４６に対する制御電流に対し
て逆比例している。主ＣＣＡ Ｓ ６の利得はそのため
入力ＣＣＡ ４６の利得に逆比例する。このようにして
系全体の利得は一定であるが音質制御回路２６内のフィ
ルタはよシ狭いダイナミックレンジの信号レベルに対し
て動作する。
「圧伸」フィルタ５０から受ける信号の振幅に対して指
数関数的な関係を有する。主ＣＣＡ部６６が受けとる制
御′ｄＬ流は入力ＣＣＡ ４６に対する制御電流に対し
て逆比例している。主ＣＣＡ Ｓ ６の利得はそのため
入力ＣＣＡ ４６の利得に逆比例する。このようにして
系全体の利得は一定であるが音質制御回路２６内のフィ
ルタはよシ狭いダイナミックレンジの信号レベルに対し
て動作する。
を流制御増幅器４６の出力は音質制御回路２６に供給さ
れる。音質制御回路２６は、４極高域フイルタ５６に信
号を供給する４極低域フイルタ５４を備える。二つのフ
ィルタ５４゜５６はそれぞれポテンショメータ、もしく
は制御部５８．６０によって制御される。ポテンショメ
ータ５８，６０の設定調整が低域フィルタ５４と高域フ
ィルタ５６が受信信号に実質的な影響を与えはじめると
きの周波数を決定する。
れる。音質制御回路２６は、４極高域フイルタ５６に信
号を供給する４極低域フイルタ５４を備える。二つのフ
ィルタ５４゜５６はそれぞれポテンショメータ、もしく
は制御部５８．６０によって制御される。ポテンショメ
ータ５８，６０の設定調整が低域フィルタ５４と高域フ
ィルタ５６が受信信号に実質的な影響を与えはじめると
きの周波数を決定する。
低域フィルタと高域フィルタ５４．５６からの信号は可
変スロープフィルタ６２に供給さ粗該フィルタ６２は更
に信号の周波数スペクトルを成形する。可変スロープフ
ィルタ６２は、高周波信号、低周波信号を更に減衰する
か、あるいは全周波数を等しく通過させるように調節す
ることの可能な可変スロープ制御部６４に２つの信号を
供給する。
変スロープフィルタ６２に供給さ粗該フィルタ６２は更
に信号の周波数スペクトルを成形する。可変スロープフ
ィルタ６２は、高周波信号、低周波信号を更に減衰する
か、あるいは全周波数を等しく通過させるように調節す
ることの可能な可変スロープ制御部６４に２つの信号を
供給する。
可変スロープ制御部６４は入力ＡＧＣ回路２７と主増幅
器３２に対して信号を供給する。主増幅器３２は主ｌＩ
Ｌ流制御増幅器６６と主電流制御増幅制御部６８を備え
る。２つの外部調節部すなわち使用者の操作による＄
＋７ユ一ム制御部７０−と、フル・オン利得制御部７２
は主電流制御増幅制御部６８に相互接続される。制御部
６８はまた主電流制御増幅器６６の利得を制御するため
に使用される圧伸器２４と、出力信号プロセッサ３６と
、入力ＡＧＣ系２７から入力を受成る。
器３２に対して信号を供給する。主増幅器３２は主ｌＩ
Ｌ流制御増幅器６６と主電流制御増幅制御部６８を備え
る。２つの外部調節部すなわち使用者の操作による＄
＋７ユ一ム制御部７０−と、フル・オン利得制御部７２
は主電流制御増幅制御部６８に相互接続される。制御部
６８はまた主電流制御増幅器６６の利得を制御するため
に使用される圧伸器２４と、出力信号プロセッサ３６と
、入力ＡＧＣ系２７から入力を受成る。
かくして、圧伸器２４が動作している時、それは主電流
制御増幅器制御部６８に一つの信号を送シ、主増幅器３
２に対する入力がそれが入力′４流制御増幅器４６によ
り圧縮されたのと同じ程度に伸張されるようにする。
制御増幅器制御部６８に一つの信号を送シ、主増幅器３
２に対する入力がそれが入力′４流制御増幅器４６によ
り圧縮されたのと同じ程度に伸張されるようにする。
主電流制御増幅器６６が示す利得レベルは、使用者の操
作によるメリューム制御部７０の設定調整を含めて制御
部６Ｂに対する入力によって部分的に決定される。使用
者の操作式ｄｅ ＩＪユ−ム制御部１０をフル・オンに
したときに得られる最大利得は部分的にフル・オン利得
制御部７２の設定調整によって部分的に確定される。
作によるメリューム制御部７０の設定調整を含めて制御
部６Ｂに対する入力によって部分的に決定される。使用
者の操作式ｄｅ ＩＪユ−ム制御部１０をフル・オンに
したときに得られる最大利得は部分的にフル・オン利得
制御部７２の設定調整によって部分的に確定される。
入力ＡＧＣ系２７は２次ＣＣＡ ７００と、ＡＧＣ検出
器７０２と、ＡＧＣフィルタ７０４と、２次ＯＣＡ制御
部７０６と、ＡＧＯ閾値制御部７１０とＡＧＣＯＲ・（
圧縮比制御部）７１２とを含むそれに関連する外部制御
部３５を備えている。更に、主ＣＣＡ ６６と、主ＣＣ
Ａ制御部６８の一部を含む主増幅器３２の諸部分が使用
されている。
器７０２と、ＡＧＣフィルタ７０４と、２次ＯＣＡ制御
部７０６と、ＡＧＯ閾値制御部７１０とＡＧＣＯＲ・（
圧縮比制御部）７１２とを含むそれに関連する外部制御
部３５を備えている。更に、主ＣＣＡ ６６と、主ＣＣ
Ａ制御部６８の一部を含む主増幅器３２の諸部分が使用
されている。
入力ＡＧＣ系は帰還系を使用して制御信号を形成し、こ
の制御信号は主ｃｃＡＢ ６に順方向に送られる。２次
ＯＣＡ ７０ Ｇは可変スロープ制御部６４からの信号
を増幅し、この増幅された信号をＡＧＣ検出器７０２に
送る。ＡＧＣｇ！、出器７０２は、２次ＣＣＡ ７００
の出力がＡＧＣ検出閾値レベルと呼ばれる所定レベルを
超えたときにそれを検出する。
の制御信号は主ｃｃＡＢ ６に順方向に送られる。２次
ＯＣＡ ７０ Ｇは可変スロープ制御部６４からの信号
を増幅し、この増幅された信号をＡＧＣ検出器７０２に
送る。ＡＧＣｇ！、出器７０２は、２次ＣＣＡ ７００
の出力がＡＧＣ検出閾値レベルと呼ばれる所定レベルを
超えたときにそれを検出する。
ＡＧＣ検出器７０２が閾値レベルに達する、もしくはそ
れを超える入力によってトリガされると、それはＡＧＣ
フィルタ７０４に一つの信号を送り、そのフィルタは２
次ＣＣＡ１ｆｆ１Ｊ御部７０６に供給される平滑化され
たＡＧＣ検出信号（Ｖｃｌと呼ぶ）を発する。２次ＯＣ
Ａ制御部７０６は２次ｃｃＡ７００に対して制御電流を
供給し、その利得を制御する。この制御′Ｉｔ流は平滑
検出信号（Ｖｃｌ ）と、外部制御部と、ＡＣ）Ｃ閾値
制御部７１０によって制御される。検出信号（Ｖｃｌ
）は制御１狐流を小さくシ、そのことによって２次ＣＣ
Ａ ７００の利得が小さくなって、その出力１Ｍ号の振
幅がＡＣ）Ｃ検出閾値レベルを実質的に超えないように
する。
れを超える入力によってトリガされると、それはＡＧＣ
フィルタ７０４に一つの信号を送り、そのフィルタは２
次ＣＣＡ１ｆｆ１Ｊ御部７０６に供給される平滑化され
たＡＧＣ検出信号（Ｖｃｌと呼ぶ）を発する。２次ＯＣ
Ａ制御部７０６は２次ｃｃＡ７００に対して制御電流を
供給し、その利得を制御する。この制御′Ｉｔ流は平滑
検出信号（Ｖｃｌ ）と、外部制御部と、ＡＣ）Ｃ閾値
制御部７１０によって制御される。検出信号（Ｖｃｌ
）は制御１狐流を小さくシ、そのことによって２次ＣＣ
Ａ ７００の利得が小さくなって、その出力１Ｍ号の振
幅がＡＣ）Ｃ検出閾値レベルを実質的に超えないように
する。
ＡＧＣ検出器γ０２をトリガするのに必要なマイクロホ
ンからの信号レベルは入力ＡＣ）Ｃ閾値と呼ばれる。同
様に、ＡＧＣ閾値制御部７１０は入力ＡＧＣ閾値を変化
させるように２次ＣＣＡ ７００の利得を変化させる。
ンからの信号レベルは入力ＡＣ）Ｃ閾値と呼ばれる。同
様に、ＡＧＣ閾値制御部７１０は入力ＡＧＣ閾値を変化
させるように２次ＣＣＡ ７００の利得を変化させる。
２欠ＣＣＡ制御ｔｆｌｓ７０６もまた、圧伸フィルタ５
０から反転制御信号を受けとり、可変スロープ制御部６
４の出力側に存在するあらかじめ圧縮された信号を伸張
する。このようにすると、圧伸作用は検出信号Ｖｃｌに
影響を及ぼすことはなく、圧伸器は入力ＡＧＣ系によっ
ては「見」られることはないであろう。
０から反転制御信号を受けとり、可変スロープ制御部６
４の出力側に存在するあらかじめ圧縮された信号を伸張
する。このようにすると、圧伸作用は検出信号Ｖｃｌに
影響を及ぼすことはなく、圧伸器は入力ＡＧＣ系によっ
ては「見」られることはないであろう。
もしこの平滑検出信号（’／ｃｌ ）が主ＣＣＡ制御部
６８に加えられると、その結果、ＡＧＣ系はＡＧＣ閾値
金上廻上履常に高い不変圧縮比を有することになろう。
６８に加えられると、その結果、ＡＧＣ系はＡＧＣ閾値
金上廻上履常に高い不変圧縮比を有することになろう。
可変スロープ圧縮を可能にするために、ＡＧＣフィルタ
７０４からの検出信号（Ｖｃｌ ）は可変制御部すなわ
ちＡＧＣＣＲ制御部７１２を通過する。ＡＧＣＣＲ制御
部７１２は調節可能な検出信号部分を主ＣＣＡ制御部６
８に供給し、該制御部６Ｂは主ＣＣＡ ６６の利得を制
御する。このように、ＡＧＣ閾値を超える入力レベルの
ばあい、入力ＡＧＣ系が主ＣＣＡ ６６に対して実行す
る利得低下値はＡＣ）ＯＣＲ？１ｆｌＪ １ＩｌＩ部７
１２によって変化するため、閾値金上履る入出力曲線の
スロー７°′ｌｒ、変化させることになる。
７０４からの検出信号（Ｖｃｌ ）は可変制御部すなわ
ちＡＧＣＣＲ制御部７１２を通過する。ＡＧＣＣＲ制御
部７１２は調節可能な検出信号部分を主ＣＣＡ制御部６
８に供給し、該制御部６Ｂは主ＣＣＡ ６６の利得を制
御する。このように、ＡＧＣ閾値を超える入力レベルの
ばあい、入力ＡＧＣ系が主ＣＣＡ ６６に対して実行す
る利得低下値はＡＣ）ＯＣＲ？１ｆｌＪ １ＩｌＩ部７
１２によって変化するため、閾値金上履る入出力曲線の
スロー７°′ｌｒ、変化させることになる。
主電流制御増幅器６６の出力は、出力信号プロセッサ３
６に供給される。出力信号プロセッサ３６はクリッパ７
４と、出力増幅器７６と、出力電流検出器７８と、出力
電圧検出器８０と、ＡＧＣ検出器８６と、内部自動利得
制御スイッチ８２と、ＡＧＣフィルタ８４とを備えてい
る。外部ＡＧＣスイッチ８８とパワーレベル制御部９０
とは出力信号プロセッサ３６に相互接続されている。
６に供給される。出力信号プロセッサ３６はクリッパ７
４と、出力増幅器７６と、出力電流検出器７８と、出力
電圧検出器８０と、ＡＧＣ検出器８６と、内部自動利得
制御スイッチ８２と、ＡＧＣフィルタ８４とを備えてい
る。外部ＡＧＣスイッチ８８とパワーレベル制御部９０
とは出力信号プロセッサ３６に相互接続されている。
クリッパ７４は主電流制御増幅器６６から受取った信号
がパワーレベル制御部９０により＆定された所定の出力
レベルを上履るのを防止する。クリッパＴ４の出力は出
力増幅器７６に送られ、２次出力は自動利得制御検出器
８６によって検出される。
がパワーレベル制御部９０により＆定された所定の出力
レベルを上履るのを防止する。クリッパＴ４の出力は出
力増幅器７６に送られ、２次出力は自動利得制御検出器
８６によって検出される。
出力増幅器７６は、それがレシーバ４ｏに送られる前に
クリッパＴ４から受は取った信号を更に増幅する。電流
ならびに電圧の検出器７８゜８０は出力電流と゛電圧を
検出して、出カ′屯流もしくは出力′１圧の何れか一方
がそれぞれの所定レベルを超えたときに出力信号をＡＧ
Ｃスイッチ８２に供給する。
クリッパＴ４から受は取った信号を更に増幅する。電流
ならびに電圧の検出器７８゜８０は出力電流と゛電圧を
検出して、出カ′屯流もしくは出力′１圧の何れか一方
がそれぞれの所定レベルを超えたときに出力信号をＡＧ
Ｃスイッチ８２に供給する。
自動利得制御スイッチ８２は外部ＡＧＣスイッチ８８と
共にスイッチオンすることができる。
共にスイッチオンすることができる。
電流および（または）亀圧恢出器７８，８０からの信号
、もしくは自動利得制御検出器８６からの信号は回路２
０の出力が大きすぎることを意味する。かくして、かか
る信号は自動利得制御フィルタ８４に伝送され、該フィ
ルタ８４はこれらの信号を平滑化し結合しそれらを主′
屯流制御増幅器制御部６８にフィードバックさせ、主［
Ａ制御増幅器６６がその時作動中の利得値を小さくする
。
、もしくは自動利得制御検出器８６からの信号は回路２
０の出力が大きすぎることを意味する。かくして、かか
る信号は自動利得制御フィルタ８４に伝送され、該フィ
ルタ８４はこれらの信号を平滑化し結合しそれらを主′
屯流制御増幅器制御部６８にフィードバックさせ、主［
Ａ制御増幅器６６がその時作動中の利得値を小さくする
。
出力増幅器７６からの信号はレシーバ４０に加えられ、
該レシーバ４０は電気信号を音に変換する。この音はそ
の後補聴器着用者によって聞きとられることになる。
該レシーバ４０は電気信号を音に変換する。この音はそ
の後補聴器着用者によって聞きとられることになる。
系構成
本発明の系の利点の多くは、種々の部品の構成もしくは
配置から生ずるものである。特に、電圧制御フィルタの
対向側に圧縮回路と伸張回路が配置されて系のダイナミ
ックレンジを太きくする。更に、固定利得出力段もしく
は出力増幅器７６前には調節可能なピーククリツぎング
回路もしくはクリッパ７４が配置される。その結果、非
対称形のクリッピングや出力段バイアス電流に対する感
度の如き、出力段の出力で調節可能なりリツぎングを可
能にするという先に述べた設計問題は回避することがで
きる。
配置から生ずるものである。特に、電圧制御フィルタの
対向側に圧縮回路と伸張回路が配置されて系のダイナミ
ックレンジを太きくする。更に、固定利得出力段もしく
は出力増幅器７６前には調節可能なピーククリツぎング
回路もしくはクリッパ７４が配置される。その結果、非
対称形のクリッピングや出力段バイアス電流に対する感
度の如き、出力段の出力で調節可能なりリツぎングを可
能にするという先に述べた設計問題は回避することがで
きる。
更に、調節可能な出力自動利得制御回路が固定利得出力
段の前に配置される。その結果、出力自動利得制御部を
クリッパ７４に接続しパワーレベル制御部９０にＡＧＣ
と非ＡＧＣ方式の両方における出力制限レベルを決定さ
せることができる。更に、補助的自動利得制御部は出力
段で出力電流演出系と出力電流演出系８０．７８の双方
を使用する。
段の前に配置される。その結果、出力自動利得制御部を
クリッパ７４に接続しパワーレベル制御部９０にＡＧＣ
と非ＡＧＣ方式の両方における出力制限レベルを決定さ
せることができる。更に、補助的自動利得制御部は出力
段で出力電流演出系と出力電流演出系８０．７８の双方
を使用する。
出力段の出力に固定振幅検出系を追加することによって
、出力自動利得制御部を使用中出力段からの大きな歪ん
でいない最大出力レベルを安全に得られるようにするこ
とができる。これは出力段利得と共に出力段の入力に生
ずる検出レベルの許容差のために出力レベル制御部が最
大値に設定され九ときに出力段中に生ずるクリッピング
を防止するために検出ノベルを低く設定する必要がない
からである。その代わり、検出レベルは出力増幅器の振
幅の完全な利用を実質的に保証するに十分な高さに設定
でき、出力段の出力側における固定振幅の検出は出力レ
ベル制御部が最大値に設定されたとき出力段の入力側で
の検出を不要にする。
、出力自動利得制御部を使用中出力段からの大きな歪ん
でいない最大出力レベルを安全に得られるようにするこ
とができる。これは出力段利得と共に出力段の入力に生
ずる検出レベルの許容差のために出力レベル制御部が最
大値に設定され九ときに出力段中に生ずるクリッピング
を防止するために検出ノベルを低く設定する必要がない
からである。その代わり、検出レベルは出力増幅器の振
幅の完全な利用を実質的に保証するに十分な高さに設定
でき、出力段の出力側における固定振幅の検出は出力レ
ベル制御部が最大値に設定されたとき出力段の入力側で
の検出を不要にする。
出力′（圧慣出は出力段トランジスタのコレクターエミ
ッタ間電圧が飽和状態に近づくと出力自動利得制ａＳを
単にトリガすることによってクリッピングとその結果生
ずるひずみを防止する。
ッタ間電圧が飽和状態に近づくと出力自動利得制ａＳを
単にトリガすることによってクリッピングとその結果生
ずるひずみを防止する。
出力電流検出は受信機に分配される電流を監視すると同
時に、所定の電流制限値を超えたばあいに出力自動利得
制御部をトリガする。このことはハイパワーの補聴器で
ある実施例において大きな利益を有する。受信機の設計
技術の現在の状況はある周波数のもとて平均インをダン
ス値に比較して非常に低、く低下する広く変動するイン
ピーダンス対周波数を有する受信機を生産している。受
信機が公称インピーダンスを示す最大レベルに受信機を
駆動することのできる増幅器によって駆動されたとき、
受信機は、受信機インピーダンスがずっと低い周波数帯
域で低ひずみ動作のための受信機自牙の電流制限値を超
過するかあるいは、同様にひずみを大きくするおそれの
ある増幅器の線形動作の何れかを超過するような過大′
１流を増幅器から引受ける。このため、電流と電圧の検
出部を両方有するばあいには系の周波数領域全体にわた
って増幅器−受信機系の最大出力性能を使用することに
なる。
時に、所定の電流制限値を超えたばあいに出力自動利得
制御部をトリガする。このことはハイパワーの補聴器で
ある実施例において大きな利益を有する。受信機の設計
技術の現在の状況はある周波数のもとて平均インをダン
ス値に比較して非常に低、く低下する広く変動するイン
ピーダンス対周波数を有する受信機を生産している。受
信機が公称インピーダンスを示す最大レベルに受信機を
駆動することのできる増幅器によって駆動されたとき、
受信機は、受信機インピーダンスがずっと低い周波数帯
域で低ひずみ動作のための受信機自牙の電流制限値を超
過するかあるいは、同様にひずみを大きくするおそれの
ある増幅器の線形動作の何れかを超過するような過大′
１流を増幅器から引受ける。このため、電流と電圧の検
出部を両方有するばあいには系の周波数領域全体にわた
って増幅器−受信機系の最大出力性能を使用することに
なる。
更に、入力自動利得制御回路は圧縮閾値を圧縮比を独立
に調節する方法を使用してお９画調節間の相互作用なし
にこれらの要素のそれぞれを正確に調節することができ
る。
に調節する方法を使用してお９画調節間の相互作用なし
にこれらの要素のそれぞれを正確に調節することができ
る。
更に、入力自動利得ｉ１１Ｊｉｇ１回路のためのレベル
検出部は音質（もしくは周波数成形）制御部２６の後で
しかも利得制御部前に配置される。
検出部は音質（もしくは周波数成形）制御部２６の後で
しかも利得制御部前に配置される。
出願人はかかる構成はＡＧＣ系が＊Ｐ：的に受信機に供
給される信号によって動作し補聴器２０の着用者によっ
て「＠取する」ためにより望ましい信号を与えるという
ことを発見した。他の構成のばあい、ＡＧＣ系はフィル
タもしくは音質制制部によってまだ成形されていない信
号によって動作する。
給される信号によって動作し補聴器２０の着用者によっ
て「＠取する」ためにより望ましい信号を与えるという
ことを発見した。他の構成のばあい、ＡＧＣ系はフィル
タもしくは音質制制部によってまだ成形されていない信
号によって動作する。
通常のばあい、フィルタを通過しない、従って補聴器に
よって増幅されるように意図されていない音信号の選択
された周波数は補聴器の動作に影響を及ばさないことが
望ましい。本発明のＡＧＣ系はかかる信号によって動作
しないため、それらがフィルタによっては有効に減衰さ
れないため、かかる外生ノイズはＡＧＣ系の動作に重要
な影＃を及ぼすことはないであろう。
よって増幅されるように意図されていない音信号の選択
された周波数は補聴器の動作に影響を及ばさないことが
望ましい。本発明のＡＧＣ系はかかる信号によって動作
しないため、それらがフィルタによっては有効に減衰さ
れないため、かかる外生ノイズはＡＧＣ系の動作に重要
な影＃を及ぼすことはないであろう。
そのため、例えば、重機械により発せられた低周数音の
如き低周波数信号がフィルタによって実質的に減衰され
るようにフィルタを調節することができる。
如き低周波数信号がフィルタによって実質的に減衰され
るようにフィルタを調節することができる。
もしＡＧＣレベルの検出がフィルタ前において行われる
ならば、これらの信号はＡＧＣ系をして応答させ高い周
波数の所望信号のための利得を小さくするおそれがあろ
う。しかしながら、本発明のＡＧＣはフィルタ通過域外
にあるときこれら低周波信号に対して応答させることは
ないであろう。
ならば、これらの信号はＡＧＣ系をして応答させ高い周
波数の所望信号のための利得を小さくするおそれがあろ
う。しかしながら、本発明のＡＧＣはフィルタ通過域外
にあるときこれら低周波信号に対して応答させることは
ないであろう。
更に、主電流制御増幅器は諸倍号の複合である制御信号
を使用している。複合信号は補聴器の異なる部分からの
複数の入力に由来するものである。信号は圧伸器２４と
、入力ＡＧＣ系２７と、出力信号プロセッサ３６と、使
用者操作によるボリウム制御部７０と、フルーオン利得
制御部７２からの信号から構成される。かかる複合信号
を使用することによって、一連の増幅器でなく、単一の
電流制御増幅器６６を使用することができる。このこと
によって回路をより割安に作ることができるとともに、
発生するノイズと回路の複雑さを減することができる。
を使用している。複合信号は補聴器の異なる部分からの
複数の入力に由来するものである。信号は圧伸器２４と
、入力ＡＧＣ系２７と、出力信号プロセッサ３６と、使
用者操作によるボリウム制御部７０と、フルーオン利得
制御部７２からの信号から構成される。かかる複合信号
を使用することによって、一連の増幅器でなく、単一の
電流制御増幅器６６を使用することができる。このこと
によって回路をより割安に作ることができるとともに、
発生するノイズと回路の複雑さを減することができる。
補聴器回路２０は異なる複数の小回路から構成される。
全体の補聴器回路２０のためのこれら小回路のうちの幾
つかは以下〜個別的に詳しく論することにする。
つかは以下〜個別的に詳しく論することにする。
調節可能な状態変数フィルタ
第３図ないし第１４図についてみると、本発明の一面は
全体を参照番号４１０で示した改良された調節可能な２
極状態変数フイルタに関するものである。第６図に示し
たフィルタは単位利得和差増幅器４１１と、それぞれが
それぞれコンデンサ４２４．４２６’に負荷したコンデ
ンサ負荷相互コンダクタンス演算増幅器（ＯＴＡ ）４
１６．４１８を備えた第１と第２の可変積分器４１３．
４１５と、第１と第２の帰還１１３１４２Ｇ、４２２と
、入力端子４２Ｂと、アース＆４２９と、高域フィルタ
帯域通過フィルタおよび低域フィルタ出力端子４３０，
４３２．４３４′ｔ″備えている。
全体を参照番号４１０で示した改良された調節可能な２
極状態変数フイルタに関するものである。第６図に示し
たフィルタは単位利得和差増幅器４１１と、それぞれが
それぞれコンデンサ４２４．４２６’に負荷したコンデ
ンサ負荷相互コンダクタンス演算増幅器（ＯＴＡ ）４
１６．４１８を備えた第１と第２の可変積分器４１３．
４１５と、第１と第２の帰還１１３１４２Ｇ、４２２と
、入力端子４２Ｂと、アース＆４２９と、高域フィルタ
帯域通過フィルタおよび低域フィルタ出力端子４３０，
４３２．４３４′ｔ″備えている。
入力端子からの入力信号は和差増幅器４１１に対する正
入力である。第１の帰還線４２０は第２の正入力であり
、第２の帰還線４２２は負入力である。和差増幅器４１
１の出力は回路４１０の残余と相俟って和差増幅器４１
１の出力側に部域通過信号を生じさせる。
入力である。第１の帰還線４２０は第２の正入力であり
、第２の帰還線４２２は負入力である。和差増幅器４１
１の出力は回路４１０の残余と相俟って和差増幅器４１
１の出力側に部域通過信号を生じさせる。
増幅器４１１の出力は高域フィルタ出力端子４３０に相
互接続される。該出力側は同時に第１積分器４１３の負
入力側にも相互接続される。
互接続される。該出力側は同時に第１積分器４１３の負
入力側にも相互接続される。
第１積分器４１３は部域フィルタ信号金堂けと９、それ
に応じてその出力に、帯域通過信号に対応し帯域フィル
タ出力端子４３２に相塩接続された第１積分信号を供給
する。それはまた、この信号を第１の帰還線４２０に供
給し、正入力の一つを和差増幅器に供給する。
に応じてその出力に、帯域通過信号に対応し帯域フィル
タ出力端子４３２に相塩接続された第１積分信号を供給
する。それはまた、この信号を第１の帰還線４２０に供
給し、正入力の一つを和差増幅器に供給する。
第１積分器４１３の出力は同様にして第２積分器４１５
に入力として供給される。それに応じて第２槓分益４１
５は出力低域フィルタ端子４３４と第２帰Ｒ線４２２に
供給される出力全供給する。第２帰還線４２２が和差増
幅器４１１に対して負入力全供給するとはいうまでもな
い。
に入力として供給される。それに応じて第２槓分益４１
５は出力低域フィルタ端子４３４と第２帰Ｒ線４２２に
供給される出力全供給する。第２帰還線４２２が和差増
幅器４１１に対して負入力全供給するとはいうまでもな
い。
理想ＯＴＡの動作は次の式によって与えられる。
ｇｍ −ｈ（Ｉｘ）
但し、ｇｍはＯＴＡの相互コンダクタンス（あるいは利
得）、ｈは特定のＯＴＡの定数、エエはＯＴＡに供給さ
れる割側ＨＩＥ流。ＯＴＡの出力電流は次の式により与
えられる。
得）、ｈは特定のＯＴＡの定数、エエはＯＴＡに供給さ
れる割側ＨＩＥ流。ＯＴＡの出力電流は次の式により与
えられる。
１゜Ｕゆｕｔ −ｇｍ（（””）−（Ｖ勺〕但し、１゜
ｕｔｐｕｔは出力電流、■“とＶ−とはそれぞれＯＴＡ
の差動入力側に印加される正負電圧値である。第２２図
にはバイポーラトランジスタを使用した簡単なＯＴＡが
示されている。電、流ミラー負荷と差動対用のエミッタ
電流を供紹する電流源工ｘを備えた差動トランジスタ対
を含むこの構成のばあい、ｇｍ−Ｉｚ／２ＶＴである。
ｕｔｐｕｔは出力電流、■“とＶ−とはそれぞれＯＴＡ
の差動入力側に印加される正負電圧値である。第２２図
にはバイポーラトランジスタを使用した簡単なＯＴＡが
示されている。電、流ミラー負荷と差動対用のエミッタ
電流を供紹する電流源工ｘを備えた差動トランジスタ対
を含むこの構成のばあい、ｇｍ−Ｉｚ／２ＶＴである。
但し、ＶＴは＠度−ＫＴ／ｑ ６の等価ボルトである。
例えはＲ，グレイ＆ Ｒ，マイヤー著「アナログ集積回
路の解析と設計」（ジョン ウィリー＆サンズ社、１９
７７年）′に参照されたい。
路の解析と設計」（ジョン ウィリー＆サンズ社、１９
７７年）′に参照されたい。
フィルタの出力信号がフィルタに加えられる任意の入力
信号に対していかなる関係を有するかｔ示すためのフィ
ルタのための等式が与えられることが多い。かかる等式
は「伝達関数」として知られている。一般的にいってコ
ーナ周数数を越える信号の減衰対周波数曲線の勾配が急
であればある程、フィルタに対する伝達関数の「極数」
は多くなる。極は理崗的伝達関数の分母が与えられた入
力信号周波数のはらいに実質的に零に達する位に’に規
定するものである。
信号に対していかなる関係を有するかｔ示すためのフィ
ルタのための等式が与えられることが多い。かかる等式
は「伝達関数」として知られている。一般的にいってコ
ーナ周数数を越える信号の減衰対周波数曲線の勾配が急
であればある程、フィルタに対する伝達関数の「極数」
は多くなる。極は理崗的伝達関数の分母が与えられた入
力信号周波数のはらいに実質的に零に達する位に’に規
定するものである。
第３図に示した回路の出力を示す等式を以下に列挙する
。
。
単位利得
和差増幅器：ｖ２郷Ｖ１＋Ｖ３−Ｖ４
可変槓分器” ｖ３（ｇｍｘ／ｊｗｃ１）ｖ２Ｖａ−（
ｇｍｓ＋／ｊ ＷＯ２）Ｖ５ 但しｊ−−１”、Ｗ−信号周波数の２倍ＷＯは特定周波
数として知られており、Ｑはキュー（もしくは減衰率の
逆数）として知られている。
ｇｍｓ＋／ｊ ＷＯ２）Ｖ５ 但しｊ−−１”、Ｗ−信号周波数の２倍ＷＯは特定周波
数として知られており、Ｑはキュー（もしくは減衰率の
逆数）として知られている。
ｇｍｘ＝ｈＩｘｘ ；およびｇｍＪ−ｈＩＸ２但し、
ｈは特定の相互コンダクタンス増幅器の定数である。
ｈは特定の相互コンダクタンス増幅器の定数である。
もしＣ１＝”Ｃ２−Ｃとすると、ＷＯ−（ｈ／’Ｃ）
５、またｏ、−梧；万■となる。
５、またｏ、−梧；万■となる。
本発明は抵抗器を用いずに最小限の数の部品を使用して
実施することが可能である。更に、フィルタの特性周波
数とキューは、第１と第２ｏｏ′ｒＡ、４１６．４１８
の相互コンダクタンスを設定するエエｌとＩＸ２の大き
さとその間の比を変えることによって変化させることが
できる。
実施することが可能である。更に、フィルタの特性周波
数とキューは、第１と第２ｏｏ′ｒＡ、４１６．４１８
の相互コンダクタンスを設定するエエｌとＩＸ２の大き
さとその間の比を変えることによって変化させることが
できる。
本発明は第３図に示した実施例以外のものによって実施
できることにいうまでもない。そのため他の実施例金弟
４図と第５図に示しである。
できることにいうまでもない。そのため他の実施例金弟
４図と第５図に示しである。
同様にして、第６図に示した和差増幅器４１１と、積分
器４１３．４１５、および制御回路は種々の実施例のも
のを示すことができる。単位利得和差増幅器の６つの相
異なる、しかし等測的な図が第６図、第７図および第８
図に示されている。第６図は２つの正入力端子と１つの
負入力端子を有する和差機能の記号図である。出力電圧
Ｖｄは入力と以下の如き関係？有する。
器４１３．４１５、および制御回路は種々の実施例のも
のを示すことができる。単位利得和差増幅器の６つの相
異なる、しかし等測的な図が第６図、第７図および第８
図に示されている。第６図は２つの正入力端子と１つの
負入力端子を有する和差機能の記号図である。出力電圧
Ｖｄは入力と以下の如き関係？有する。
Ｖｄ−Ｖａ−Ｖｂ＋Ｖｃこの図は第６図において４１１
の香号を付けである。
の香号を付けである。
第７図は制御電流工ｘａと工よりが相互コンダクタンス
値ｇｍａとｇｍｂ ’に設定する演算相互コンダクタン
ス増幅器４１２，４１４に用いてこの機能を実現したも
のである。もしＩｘａ−Ｉよりならはｇｍａ −ｇｍｂ
＝ ｇｍとなる。
値ｇｍａとｇｍｂ ’に設定する演算相互コンダクタン
ス増幅器４１２，４１４に用いてこの機能を実現したも
のである。もしＩｘａ−Ｉよりならはｇｍａ −ｇｍｂ
＝ ｇｍとなる。
もし増幅器４１４の出力側に対する負荷が無視できる（
すなわち、出力Ｋｍが非常に小さい）ならば、１ｏａ
”−１ｏｂとなり、ｇｍ（”ａ−”ｂ） −ｇｍ（Ｖｃ
−”ｄ） （！： ’ｌす、Ｖｄ −Ｖａ−Ｖｌ）＋Ｖ
０となる。
すなわち、出力Ｋｍが非常に小さい）ならば、１ｏａ
”−１ｏｂとなり、ｇｍ（”ａ−”ｂ） −ｇｍ（Ｖｃ
−”ｄ） （！： ’ｌす、Ｖｄ −Ｖａ−Ｖｌ）＋Ｖ
０となる。
第８図は第２２図に示した２つのＯＴＡが簡単な形に組
甘わされた第７図のトランジスタ回路でるる。第８図に
おいて、トランジスタ４７２゜４７４のコレクタ電流の
差（Ｌａ−１ｂ）とトランジスｌ ４８０ 、４７８（
Ｄ：＋ ｖクタ’！ｆｉｆｉＪ］ｃ７）差（ｉｃ−１ｄ
）はそれぞれ第７図の霜５流１゜０と１０１）に対応す
る。これらの差は第２２図に構成したよりな差動ＮＰＮ
灼の標準的なＰＮＰ を流ミラー負荷によってつくりだ
すことができる。しかしながら、第７図において１０５
Ｌとｌｏｂとは合算される、それ故、ｉｃａ＋ｉｏｂ
−（ｉａ−１ｂ）＋（ｉｃ−ｉｄＪとな９、それはｉｏ
ａ十ｉｏｂ −（ｉａ＋１ｃ）−（ｉｂ−）−１ｄ）と
なるように再構成することが可能であり、それはトラン
ジスタ４７４と４７８のコレクタを流が最初に（並列接
続することによって９合算され、その入力がトランジス
タ４７２と４８０のコレクタ電流の（並列接続による〕
和である単一のＰＮＰ’ｔｌＬ流ミラーの出力電流と結
合されるということを示す。かくして堆一つのＰＮＰ
ミラー（２コレクタトランジスタ４９６）だけしか必要
でない。
甘わされた第７図のトランジスタ回路でるる。第８図に
おいて、トランジスタ４７２゜４７４のコレクタ電流の
差（Ｌａ−１ｂ）とトランジスｌ ４８０ 、４７８（
Ｄ：＋ ｖクタ’！ｆｉｆｉＪ］ｃ７）差（ｉｃ−１ｄ
）はそれぞれ第７図の霜５流１゜０と１０１）に対応す
る。これらの差は第２２図に構成したよりな差動ＮＰＮ
灼の標準的なＰＮＰ を流ミラー負荷によってつくりだ
すことができる。しかしながら、第７図において１０５
Ｌとｌｏｂとは合算される、それ故、ｉｃａ＋ｉｏｂ
−（ｉａ−１ｂ）＋（ｉｃ−ｉｄＪとな９、それはｉｏ
ａ十ｉｏｂ −（ｉａ＋１ｃ）−（ｉｂ−）−１ｄ）と
なるように再構成することが可能であり、それはトラン
ジスタ４７４と４７８のコレクタを流が最初に（並列接
続することによって９合算され、その入力がトランジス
タ４７２と４８０のコレクタ電流の（並列接続による〕
和である単一のＰＮＰ’ｔｌＬ流ミラーの出力電流と結
合されるということを示す。かくして堆一つのＰＮＰ
ミラー（２コレクタトランジスタ４９６）だけしか必要
でない。
同様にして、３ｆ＊の異なる、しかし等測的な可変、ｔ
Ｉｌｔ分器が第９図と、第１０図および第１１図に示さ
れている。例えば第９図に示した差動可変積分器の記号
図のはあい、出力は次式で与見られる。
Ｉｌｔ分器が第９図と、第１０図および第１１図に示さ
れている。例えば第９図に示した差動可変積分器の記号
図のはあい、出力は次式で与見られる。
時間領域のはあい
但し、ｒｘは制御電流でＫは比例定数である。
周波数領域のはあい
ＶＣ−（Ｋｌｚ／ｊｗ）（Ｖａ−Ｖｂ）第１０図に示し
た積分器はコンデンサ負荷を有するＯＴＡである。ＯＴ
Ａの出力電流は次の式で与えられる。
た積分器はコンデンサ負荷を有するＯＴＡである。ＯＴ
Ａの出力電流は次の式で与えられる。
ｉｏ ”” ｇｍ（’Ｖａ−Ｖｂ） ；但しｇｍ −ｈ
ｌｘコンデンサの電圧はコンデンサを流れる電流の時間
積分に等しい。すなわち周波数領域のはあいＶｃ −ｍ
ｉ□／ｊＷｃとなる。それ故、他に負荷を有しないコ
ンデンサを有するＯＴＡ を負荷すると第１１図に示し
た積分器のばあい、第２２図に示した等価トランジスタ
を有するＯＴＡが夷視された。式を以下に示す。
ｌｘコンデンサの電圧はコンデンサを流れる電流の時間
積分に等しい。すなわち周波数領域のはあいＶｃ −ｍ
ｉ□／ｊＷｃとなる。それ故、他に負荷を有しないコ
ンデンサを有するＯＴＡ を負荷すると第１１図に示し
た積分器のばあい、第２２図に示した等価トランジスタ
を有するＯＴＡが夷視された。式を以下に示す。
外部負荷が存在しないと電流ｉｏはすべてコンデンサ内
に流れる。
に流れる。
最後に、集１２図と第１２ａ図には制御回路の第１と第
２の実施例５０１，５０３が示されている。第１２図に
示した制御回路５０１の実施例は１．で示した周波数制
御電流上受けとり、それぞれそれに関連した制御１に流
ＩＸＩとＩＸ２を供給する。制御回路５０１は相互に接
続されたベースとコレクタを有するトランジスタ５０５
全備える。トランジスタ５０５はトランジスタ５０５０
ベースとコレクタに加えられる周波数制御電流に関連し
たベースエミッタ間電圧上つくシだす。
２の実施例５０１，５０３が示されている。第１２図に
示した制御回路５０１の実施例は１．で示した周波数制
御電流上受けとり、それぞれそれに関連した制御１に流
ＩＸＩとＩＸ２を供給する。制御回路５０１は相互に接
続されたベースとコレクタを有するトランジスタ５０５
全備える。トランジスタ５０５はトランジスタ５０５０
ベースとコレクタに加えられる周波数制御電流に関連し
たベースエミッタ間電圧上つくシだす。
制御回路５０１はまた、第１と第２の制御トランジスタ
５０７．５０９ｆｔ備える。トランジスタ５０７．５０
９はそれぞれトランジスタ５０５によってつくりだされ
たベース・エミッタ間電圧上受けとり、それぞれＩＸＩ
とｈｃｚで示したコレクタＩＩ流全供給する。
５０７．５０９ｆｔ備える。トランジスタ５０７．５０
９はそれぞれトランジスタ５０５によってつくりだされ
たベース・エミッタ間電圧上受けとり、それぞれＩＸＩ
とｈｃｚで示したコレクタＩＩ流全供給する。
第１２図に示すように、トランジスタ５０７〜５０９は
それぞれ単一の素子となっている。
それぞれ単一の素子となっている。
第１、第２の制御トランジスタ５０７．５０９のコレク
タ電流は、それぞれ、制御電流Ｉｗにほぼ等シいトラン
ジスタ５０５のコレクタ電流のｎ１倍とｎ２倍である。
タ電流は、それぞれ、制御電流Ｉｗにほぼ等シいトラン
ジスタ５０５のコレクタ電流のｎ１倍とｎ２倍である。
このことはセミカスタム集積回路上に得られるほぼ同一
のトランジスタだけを用いて、第１制御トランジスタ５
０７の代わりにｎ１個の素子金並列に接続し、第２制御
トランジスタ５０９の代わりにｎ２個の素子を並列に接
続することによって達成することができる。その代わり
に、トランジスタ５０５と第１、第２の制御トランジス
タのエミッタ領域は互いに、それぞれｌ ： ｎｌ ：
ｎ２の関係ｔとることができる。
のトランジスタだけを用いて、第１制御トランジスタ５
０７の代わりにｎ１個の素子金並列に接続し、第２制御
トランジスタ５０９の代わりにｎ２個の素子を並列に接
続することによって達成することができる。その代わり
に、トランジスタ５０５と第１、第２の制御トランジス
タのエミッタ領域は互いに、それぞれｌ ： ｎｌ ：
ｎ２の関係ｔとることができる。
従って、もしトランジスタ５０５，５０７゜５０９がそ
れぞれ尚電流増ＩＩ＠特ａ（“ベータ“）を有するなら
ばＩ ｚ ｚ＝ｎ ＩＩｙ 、 ＩＸ ２−ｎ２工ｗと
なる。
れぞれ尚電流増ＩＩ＠特ａ（“ベータ“）を有するなら
ばＩ ｚ ｚ＝ｎ ＩＩｙ 、 ＩＸ ２−ｎ２工ｗと
なる。
電流ＩＸ１とｒｘｚはそのときフィルタのコーナ周波数
が胸波数制御篭流１ｗＶＣ線形の関係全もち周波数制御
電流が変化するときにＱが一定にとどまるようにフィル
タの動作全制御する。
が胸波数制御篭流１ｗＶＣ線形の関係全もち周波数制御
電流が変化するときにＱが一定にとどまるようにフィル
タの動作全制御する。
第１２ａ図に示した制御回路５０３の実施例はｖｗで表
わした周波数制御電圧全受けとり、それぞれそれに関連
した制御′＃ｉ流工ｘｌとＩＸ２’を供給する。制御回
路５０３は第１と第２のトランジスタ５１１．５１３を
備える。各トランジスタは周波数制御電圧を受けとるた
めのベースを備える。その後、トランジスタ５１１．５
１３鉱それぞれコレクタ電流ＩＸｌとエエ２を供給する
。
わした周波数制御電圧全受けとり、それぞれそれに関連
した制御′＃ｉ流工ｘｌとＩＸ２’を供給する。制御回
路５０３は第１と第２のトランジスタ５１１．５１３を
備える。各トランジスタは周波数制御電圧を受けとるた
めのベースを備える。その後、トランジスタ５１１．５
１３鉱それぞれコレクタ電流ＩＸｌとエエ２を供給する
。
更に、二つのトランジスタ５１１，５１３のコレクタ電
θｔは基準電流の倍数とすることができる。第１２ａ図
にｎｌとｎ２で表わしたかかる倍数は同様のトランジス
タ金並列に使用するカへあるいはトランジスタ５１１
、５１３のエミッタ・ベース接合領域を制御することに
よって実塊することができることはいうまでもない。
θｔは基準電流の倍数とすることができる。第１２ａ図
にｎｌとｎ２で表わしたかかる倍数は同様のトランジス
タ金並列に使用するカへあるいはトランジスタ５１１
、５１３のエミッタ・ベース接合領域を制御することに
よって実塊することができることはいうまでもない。
コレクタ寛流工ｘ】とＩＸ２は先に述べたようにフィル
タを制御する。これらの電流は以下の等式により実買上
記述することができる。
タを制御する。これらの電流は以下の等式により実買上
記述することができる。
ｌＸ１＝ ｎ１Ｉ８ ｅＸｐ（ＶＷ／′ｔ／Ｔ）ＩＸ２
＝ ｎ２工５ｅＸｐ （ＶＷ／ＶＴ）但し、ｖＴは先
に定義したように再びトランジスタの熱電圧であり、工
ｓはＩＣ工程と温度に依存する定数である。しかしなが
ら、単一の集槓回路上に形成されたトランジスタどうし
が良く整合する点に注意されたい。そのためＩＸ２のＩ
ｘｌに対する比はｎ２／ｎ１となる。
＝ ｎ２工５ｅＸｐ （ＶＷ／ＶＴ）但し、ｖＴは先
に定義したように再びトランジスタの熱電圧であり、工
ｓはＩＣ工程と温度に依存する定数である。しかしなが
ら、単一の集槓回路上に形成されたトランジスタどうし
が良く整合する点に注意されたい。そのためＩＸ２のＩ
ｘｌに対する比はｎ２／ｎ１となる。
Ｉｘｋ十分に制御するために、ｖｗは同一チップ上の調
節器から得るべきである。例えば、第２４図に示した可
変基準出力を有する１４ｔＩｔＪ器を参照されたい。
節器から得るべきである。例えば、第２４図に示した可
変基準出力を有する１４ｔＩｔＪ器を参照されたい。
その時、電流ＩｃｘとＩＸ２はフィルタのコーナ周波数
が周波数制御電圧ｖｗと指数関数的な関係含有し、周波
数制御電圧が変化する時にキューが一定にとどまるよう
にフィルタの動作を制御する。２極バツタワースフイル
タのばあい、Ｑ−１／２となるＣ１−０２鱈Ｃのばあい
、Ｑ−一ゾＩＸ、シ丁＝となる。ＩＸＬ−２工Ｘ２のと
き、定義によりＱ−１／２で、フィルタは典型的なバッ
タワース応答を与える。この条件の下ではＷｏ ” （
ｈ／Ｃ） ＩＸ２１ となる。
が周波数制御電圧ｖｗと指数関数的な関係含有し、周波
数制御電圧が変化する時にキューが一定にとどまるよう
にフィルタの動作を制御する。２極バツタワースフイル
タのばあい、Ｑ−１／２となるＣ１−０２鱈Ｃのばあい
、Ｑ−一ゾＩＸ、シ丁＝となる。ＩＸＬ−２工Ｘ２のと
き、定義によりＱ−１／２で、フィルタは典型的なバッ
タワース応答を与える。この条件の下ではＷｏ ” （
ｈ／Ｃ） ＩＸ２１ となる。
第１６図と第１４図により詳しく示されているように、
本発明は２他フィルタ４１０を備える。第１３図にはフ
ィルタ４１０、すなわち高次フィルタの基本的構成ブロ
ックがより詳細な形で示されている。この図では第７図
に示した単位利得和差増幅器の表示が第６図に示しｆｃ
単位利得和差増幅器４１のより一般的な表示にて示され
ている。
本発明は２他フィルタ４１０を備える。第１３図にはフ
ィルタ４１０、すなわち高次フィルタの基本的構成ブロ
ックがより詳細な形で示されている。この図では第７図
に示した単位利得和差増幅器の表示が第６図に示しｆｃ
単位利得和差増幅器４１のより一般的な表示にて示され
ている。
ｊｉｌｉＬ１４図にはフィルタ４１０のより評細な形が
示されている。この図では、第８図に示した単位利得和
差増幅器４１１の表示と、第１１図に示したコンデンサ
金負荷しｔ相互コンダクタンス演算増幅器４１３．４１
５の表示が第３図に示したより一般的な表示に示されて
いる。
示されている。この図では、第８図に示した単位利得和
差増幅器４１１の表示と、第１１図に示したコンデンサ
金負荷しｔ相互コンダクタンス演算増幅器４１３．４１
５の表示が第３図に示したより一般的な表示に示されて
いる。
各コンデンサの一方側が電流アース線に相互接続されて
いる点に注意されたい。全コンデンサの一端は共通の接
続点に接続されている。その結果、パッド接続の数は少
なくなっている。
いる点に注意されたい。全コンデンサの一端は共通の接
続点に接続されている。その結果、パッド接続の数は少
なくなっている。
２極フイルタ４１０は、もちろん、第１５囚と第１６図
に示すようにタンデム形に相互接続して、それぞれ４極
高域フイルタもしくは４極低域フイルタ全実机するよう
にすることができる。第１７図と第１８図には、かかる
フィルタと共に使用することのできるフィルタ制御回路
が示されているが、それらは第１２図と第１２ａ図の２
種制御回路と同じで制御電流ＩＸ３とＥｘ４に第２の２
億フイルタ部分に供給するためにＸｎ３とｘｎ４で衷わ
したトランジスタ全追加している。そのため、第１６図
の４極低域フイルタのはあい、低域フィルタ端子４３４
は第６図に示したフィルタと構造的に類似したもう一つ
のフィルタの入力線に相互接続されている。この第２の
２億フイルタの低域フィルタ出力端子は、その時、４極
の低域フィルタ応答を供給する。
に示すようにタンデム形に相互接続して、それぞれ４極
高域フイルタもしくは４極低域フイルタ全実机するよう
にすることができる。第１７図と第１８図には、かかる
フィルタと共に使用することのできるフィルタ制御回路
が示されているが、それらは第１２図と第１２ａ図の２
種制御回路と同じで制御電流ＩＸ３とＥｘ４に第２の２
億フイルタ部分に供給するためにＸｎ３とｘｎ４で衷わ
したトランジスタ全追加している。そのため、第１６図
の４極低域フイルタのはあい、低域フィルタ端子４３４
は第６図に示したフィルタと構造的に類似したもう一つ
のフィルタの入力線に相互接続されている。この第２の
２億フイルタの低域フィルタ出力端子は、その時、４極
の低域フィルタ応答を供給する。
同様に、フィルタ４１０の高域出力端子４３６は第２フ
イルタの入力端子に相互接続することができる。（第２
フイルクが第６図に示したフィルタと梅迫的に類似して
いることはいうまでもない）そのとき、第２フイルタの
高域フィルタ出力端子は４極の高域応答を与える。第６
図に示したような２個のフィルタもまた、筒様にして相
互接続して４極の蛍域応答を供給するようにすることが
できるのはいうまでもない。
イルタの入力端子に相互接続することができる。（第２
フイルクが第６図に示したフィルタと梅迫的に類似して
いることはいうまでもない）そのとき、第２フイルタの
高域フィルタ出力端子は４極の高域応答を与える。第６
図に示したような２個のフィルタもまた、筒様にして相
互接続して４極の蛍域応答を供給するようにすることが
できるのはいうまでもない。
２個の縦続接続した２極フイルタから構成された４＠Ｉ
！のバッタワースフィルタのばおい、Ｗ】−ＩＷ。
（ｈ −０，５４１１Ｗ２− Ｗ□ Ｑ２−１．３
０６ 縦続接続の順序は周波数応答には影＊を及はさない。
！のバッタワースフィルタのばおい、Ｗ】−ＩＷ。
（ｈ −０，５４１１Ｗ２− Ｗ□ Ｑ２−１．３
０６ 縦続接続の順序は周波数応答には影＊を及はさない。
もしＣ１”−Ｃ３ｍｃ３”Ｃ，ｇｃとすると、電流値は
工、２／Ｉｘｌ−Ｑｌ”−［１，２９２８、 ＩＸ４／Ｉｘ３”Ｑ２”ｍｌ 、７０６ｗ１−ｗ２−（
ｈ／ｃ、） ＆ −（ｈ／Ｃ） ＆Ｉｘｘ（０，５４１
１）−Ｅｘ３（１，３０６）ＩＸ、１／ＩＸ３−２．４
１４ となるように設定できるが、それは電流ＩＸ１ｅＩｘ２
ｍ工ｚ２．およびＩＸ＆との間の正確な整数比を与える
ことはできない。とれらの比は、カスタム集積回路設計
において、トランジスタＸｎ１ないしＸｎ、のエミッタ
・ベース接合領域が非整数比でつくれないはあい、得る
ことができる。
工、２／Ｉｘｌ−Ｑｌ”−［１，２９２８、 ＩＸ４／Ｉｘ３”Ｑ２”ｍｌ 、７０６ｗ１−ｗ２−（
ｈ／ｃ、） ＆ −（ｈ／Ｃ） ＆Ｉｘｘ（０，５４１
１）−Ｅｘ３（１，３０６）ＩＸ、１／ＩＸ３−２．４
１４ となるように設定できるが、それは電流ＩＸ１ｅＩｘ２
ｍ工ｚ２．およびＩＸ＆との間の正確な整数比を与える
ことはできない。とれらの比は、カスタム集積回路設計
において、トランジスタＸｎ１ないしＸｎ、のエミッタ
・ベース接合領域が非整数比でつくれないはあい、得る
ことができる。
４極バツタワースフイルタを整数比に近づけるために
Ｅｘ、−５工ｘ２Ｑ、−ｉ−”０．５７７２ＩＸ３−Ｉ
Ｘ４ ｃｉ２−■万一 １．４１４とする。
Ｘ４ ｃｉ２−■万一 １．４１４とする。
多くのばあい、これはパンタヮース応答に対する許容可
能な近似値である。
能な近似値である。
それは整数のトランジスタを並列に接続することによっ
て標準的な集積回路上に実境できる整数倍の選択電流に
よって得ることができる。
て標準的な集積回路上に実境できる整数倍の選択電流に
よって得ることができる。
近似値として、Ｉｗ？ｒ単一の制御回路トランジスタに
よって供給される制御電流としよう。そのばあいには、 ＩＸＩ−（７）（Ｉｆ） 、Ｉｘｚ−＜２）（Ｉｖｔ）
。
よって供給される制御電流としよう。そのばあいには、 ＩＸＩ−（７）（Ｉｆ） 、Ｉｘｚ−＜２）（Ｉｖｔ）
。
Ｑ、−グー０．５３４５
Ｅｘ３−（３）（ＩＷＪ 、 Ｉｘ４＝（５ＸＩｗ）
。
。
Ｑ２−■耳−１，２９１
低域フィルタと高域フィルタ５４．５６の出力は可変ス
ロープフィルタ６２に供給される。
ロープフィルタ６２に供給される。
フィルタ５４．５６．６２は回路２０の周波数応答を修
正するから全体として音質制御部と呼ぶことにする。
正するから全体として音質制御部と呼ぶことにする。
可変スロープフィルタ６２
補聴器回路２０は、更に低素子カウントと、全体的に可
変スロープフィルタ６２として述べられる連続的に変化
するスロープ応答成形器金備えている。入力信号に対す
るフィルタ６２の応答は高域フィルタから平坦応答を経
て低域フイルタへと連続的に変化する。第２５図に示す
ように、フィルタ６２は入力端子１７８と、アース！１
８０と、第１、第２、第３の相互コンダクタンス増幅器
１８２，１８４．１８６と、低域フィルタ、可変スロー
プならびに高域フィルタ出力端子１８８，１９０．１９
２と、ポテンショメータ１９４と、コンデンサ１９６ｅ
備える。ポテンショメータ１９４は第２図に示した可変
スロープ制御部ら４である。
変スロープフィルタ６２として述べられる連続的に変化
するスロープ応答成形器金備えている。入力信号に対す
るフィルタ６２の応答は高域フィルタから平坦応答を経
て低域フイルタへと連続的に変化する。第２５図に示す
ように、フィルタ６２は入力端子１７８と、アース！１
８０と、第１、第２、第３の相互コンダクタンス増幅器
１８２，１８４．１８６と、低域フィルタ、可変スロー
プならびに高域フィルタ出力端子１８８，１９０．１９
２と、ポテンショメータ１９４と、コンデンサ１９６ｅ
備える。ポテンショメータ１９４は第２図に示した可変
スロープ制御部ら４である。
フィルタ６２は入力端子１７８で入力信号金堂けとる。
第１相互コンダクタンス増幅器１８２は第１もしくは正
入力側と第２もしくは負入力側１９８．２００と出力側
２０２を備える。増幅器１８２の正入力側は入力端子１
７８に相互接続され、入力信号を受けとる。それに応じ
て増１嘔器１８２はその出力側２０２で第１相互コンダ
クタンス信号會供給する。
入力側と第２もしくは負入力側１９８．２００と出力側
２０２を備える。増幅器１８２の正入力側は入力端子１
７８に相互接続され、入力信号を受けとる。それに応じ
て増１嘔器１８２はその出力側２０２で第１相互コンダ
クタンス信号會供給する。
ｘｉ相互コンダクタンス増幅器１８２の出力側とアース
線１８０との間にはコンデンサ１９６が接続されている
。第１相互コンダクタンス増幅器１８２に対する第２の
すなわち負入力２００はその出力側２０２に接続されて
いる。高周波入力信号はコンデンサ１９６を経てアース
に分路さ１Ｌる。そのため、増幅器１８２とコンデンサ
１９６は単極低域フィルタ全形成する。
線１８０との間にはコンデンサ１９６が接続されている
。第１相互コンダクタンス増幅器１８２に対する第２の
すなわち負入力２００はその出力側２０２に接続されて
いる。高周波入力信号はコンデンサ１９６を経てアース
に分路さ１Ｌる。そのため、増幅器１８２とコンデンサ
１９６は単極低域フィルタ全形成する。
第２→釡相互コンダクタンス増幅器１８４もまた、第１
（すなわち正）入力側２０４と第２（すなわち負）入力
側２０６と出力側２０８を備える。第１入力端もま次入
力端子１７８に接続される。第２入力端２０６は第１相
互コンダクタンス増幅器２０２の出力側２０２に接続さ
れている６第２相互コンダクタンス増幅器の出力側２０
８は高域フィルタ端子１９２に接続されている。
（すなわち正）入力側２０４と第２（すなわち負）入力
側２０６と出力側２０８を備える。第１入力端もま次入
力端子１７８に接続される。第２入力端２０６は第１相
互コンダクタンス増幅器２０２の出力側２０２に接続さ
れている６第２相互コンダクタンス増幅器の出力側２０
８は高域フィルタ端子１９２に接続されている。
第３相互コンダクタンス増幅器１８６は第１（すなわち
正）入力側２１０と第２（すなわち負ン入力側２１２と
共に出力側２１４全備える。
正）入力側２１０と第２（すなわち負ン入力側２１２と
共に出力側２１４全備える。
第１入力端２１０は基準電圧に接続される。出力側２１
４と第２入力端２１２は２４２相互コンダクタンス増幅
器１８４の出力側２０８と高域フィルタ端子１９２とは
相互接続されている。
４と第２入力端２１２は２４２相互コンダクタンス増幅
器１８４の出力側２０８と高域フィルタ端子１９２とは
相互接続されている。
第６増幅器１８６は増幅器１８４の電圧利得がＡｖ＋ｚ
−ｇｍｓ／ｇｍｓとなるようにはぼ１ ／ ８ｍ３の負
荷インピーダンスを第２増幅器１８４に与える。
−ｇｍｓ／ｇｍｓとなるようにはぼ１ ／ ８ｍ３の負
荷インピーダンスを第２増幅器１８４に与える。
もしｇｍ２と８ｍ３が等しく設定されると、Ａｖ２−１
となる。この能動負荷法はその非線形特性が負荷される
増幅器の非線形特性をけは補完する負荷を増幅器に設け
ることによって漏信号振幅に対してよシ艮い線形特性を
つくりだす。
となる。この能動負荷法はその非線形特性が負荷される
増幅器の非線形特性をけは補完する負荷を増幅器に設け
ることによって漏信号振幅に対してよシ艮い線形特性を
つくりだす。
ポテンショメータ１９４は摺動子２１６を備える。ポテ
ンショメータ１９４の端部端子はそれぞれ高域フィルタ
と低域フィルタ端子１８８゜１９２に相互接続され、可
変スロープ端子１９０はポテンショメータ１９４の摺動
子２１６に相互接続される。ポテンショメータ１９４０
−ｍから他端に摺動子２１６を動かすことによってフィ
ルタ６２の出力は低域フィルタのそれから高域フイノシ
タのそれへ次第に変化する。中央部にあるとき、端子１
９０は程良く平坦な応答出力全供給する。低域フィルタ
端子１８Ｂと入力端子１７８の電圧の比は以下の式によ
って与えられる。
ンショメータ１９４の端部端子はそれぞれ高域フィルタ
と低域フィルタ端子１８８゜１９２に相互接続され、可
変スロープ端子１９０はポテンショメータ１９４の摺動
子２１６に相互接続される。ポテンショメータ１９４０
−ｍから他端に摺動子２１６を動かすことによってフィ
ルタ６２の出力は低域フィルタのそれから高域フイノシ
タのそれへ次第に変化する。中央部にあるとき、端子１
９０は程良く平坦な応答出力全供給する。低域フィルタ
端子１８Ｂと入力端子１７８の電圧の比は以下の式によ
って与えられる。
但し、：Ｊ−ｊ、”Ｎは信号周波数の２倍、Ｃはコンデ
ンサ１９６の値、ｇｍｉは第１相互コンダクタンス増ｍ
器１８２の相互コンダクタンスである。
ンサ１９６の値、ｇｍｉは第１相互コンダクタンス増ｍ
器１８２の相互コンダクタンスである。
低域フィルタは次式に示すコーナ周波数ｆｃ會有する。
但し、ｇｍｌは第１相互コンダクタンス（もしくは増幅
器９１８２の利得で、Ｃはコンデンサ１９６の値である
。もし第２、第３の相互コンダクタンス増幅器１８４．
１８６の利得がほぼ等しけれは、高域フィルタ端子電圧
は入力端子電圧から低域フィルタ端子電圧を差し引いた
ものに等しくなる。
器９１８２の利得で、Ｃはコンデンサ１９６の値である
。もし第２、第３の相互コンダクタンス増幅器１８４．
１８６の利得がほぼ等しけれは、高域フィルタ端子電圧
は入力端子電圧から低域フィルタ端子電圧を差し引いた
ものに等しくなる。
入力電圧で割った高域フィルタ端子電圧の比は次の式で
与えられる。
与えられる。
（、、ｊ Ｗ）に
のフィルタのコーナ周波数もそのときｆｃａ＝−２πＣ
ポテンショメータ１９４は回路上の抵抗器の負荷を小さ
くする九めに低域フィルタと高域フィルタの出力端子１
８８，１９２において見られる出力インピーダンスと比
較して比較的大きな値を有する。かかる負荷が理想的な
高域フィルタと低域フィルタ応答からの偏差を生じさせ
ることはい′）までもない。摺動子２１６における出力
は烏城フィルタ端子電圧と低域フィルタ端子電圧との可
変加ム和である。
くする九めに低域フィルタと高域フィルタの出力端子１
８８，１９２において見られる出力インピーダンスと比
較して比較的大きな値を有する。かかる負荷が理想的な
高域フィルタと低域フィルタ応答からの偏差を生じさせ
ることはい′）までもない。摺動子２１６における出力
は烏城フィルタ端子電圧と低域フィルタ端子電圧との可
変加ム和である。
フィルタ１７６はコンデンサ１９６とポテンショメータ
１９４０２個のディスクリート部品だけ全使用するのが
望ましい。そのようにして本願発明の実施例は所要素子
と回路の大きさを小さくするものである。
１９４０２個のディスクリート部品だけ全使用するのが
望ましい。そのようにして本願発明の実施例は所要素子
と回路の大きさを小さくするものである。
丈に、フィルタ６２は高域フィルタ出力と低域フィルタ
出力の両方全同時に考慮している。
出力の両方全同時に考慮している。
更に、ポテンショメータ１９４を変化させると、中央点
の「平坦な」設定部における全周波数に若干の減衰が存
在するため固定ボリュームに近づく。中央点から制御部
上回転していくと同時に周改数スペクトルの一端におけ
る出力が小さくなる一方、周改数ス（クトルの反対端に
おける出力が大きくなる。
の「平坦な」設定部における全周波数に若干の減衰が存
在するため固定ボリュームに近づく。中央点から制御部
上回転していくと同時に周改数スペクトルの一端におけ
る出力が小さくなる一方、周改数ス（クトルの反対端に
おける出力が大きくなる。
「圧伸」検出器４８は入力電流制御増幅器４６により送
出され九電圧が「圧伸」回路が動作するに十分に増大し
たことを判定する必要がある。「圧伸」検出器４８は適
切な動作のために数十ミリボルトの範囲の非常にホブな
電圧を正確に検出する必要がある。そのため、感度の高
い電圧閾値検出回路が必要となる。
出され九電圧が「圧伸」回路が動作するに十分に増大し
たことを判定する必要がある。「圧伸」検出器４８は適
切な動作のために数十ミリボルトの範囲の非常にホブな
電圧を正確に検出する必要がある。そのため、感度の高
い電圧閾値検出回路が必要となる。
従来の電圧閾値検出回路は回路が測定電圧を標準的な基
準電圧と比較する方式を用いることが多かった。例えば
０．６もしくは０．７ｖのダイオード電圧降下が基準電
圧値として多く用いられた。しかしながら数１０ｍＶオ
ーダの感度を実親するために、従来方式は検出に先立っ
て測定信号を＠置増幅する必要があることが多かった。
準電圧と比較する方式を用いることが多かった。例えば
０．６もしくは０．７ｖのダイオード電圧降下が基準電
圧値として多く用いられた。しかしながら数１０ｍＶオ
ーダの感度を実親するために、従来方式は検出に先立っ
て測定信号を＠置増幅する必要があることが多かった。
この前置増幅のために糸の複雑さと規模が増加すること
になった。
になった。
東に、閾値の検出に先立って検出すべき信号の差動全波
整流は糸の複雑さを著しく増すことになる。そのため、
第１９図に示すように、本発明は第１と第２の端子９４
．９６間の電圧差上検出し、電圧差が所定レベル音速え
たときに出力端子９７で出力信号を供給するために差動
電圧閾値検出器９２を使用している。
整流は糸の複雑さを著しく増すことになる。そのため、
第１９図に示すように、本発明は第１と第２の端子９４
．９６間の電圧差上検出し、電圧差が所定レベル音速え
たときに出力端子９７で出力信号を供給するために差動
電圧閾値検出器９２を使用している。
第１９図と第２０図に示す如く、検出器９２は１つの差
動相互コンダクタンス段９０と、第１、第２の２個の「
頂部」１１流ミラー１０２゜１０４と、第１、＄２の「
底部」電流ミラー１０６．１０８と、検出器１１０と、
基準電流源１１５とを備えている。差動入力側を有する
差動相互コンダクタンス段は、それぞれベース１１２．
１１４と、コレクタ１１６．１１８と、エミッタ１２０
．１２２１−有する一対の差動ＮＰＮ トランジスタ１
１１．１１３の形をとることができる。エミッタ１２０
．１２２は（第２０図に示されるようなトランジスタ１
１７の如き）単一の基準電流源１１５に接続される。
動相互コンダクタンス段９０と、第１、第２の２個の「
頂部」１１流ミラー１０２゜１０４と、第１、＄２の「
底部」電流ミラー１０６．１０８と、検出器１１０と、
基準電流源１１５とを備えている。差動入力側を有する
差動相互コンダクタンス段は、それぞれベース１１２．
１１４と、コレクタ１１６．１１８と、エミッタ１２０
．１２２１−有する一対の差動ＮＰＮ トランジスタ１
１１．１１３の形をとることができる。エミッタ１２０
．１２２は（第２０図に示されるようなトランジスタ１
１７の如き）単一の基準電流源１１５に接続される。
ベース１１２．１１４はその間の電圧差が検出されるべ
き２つの入力端子９４．９６に相互接続される。
き２つの入力端子９４．９６に相互接続される。
トランジスタ１１１はそのコレクタ１１６とエミッタ１
２０を経て第１電流（工。で示す）を流す。トランジス
タ１１３はそのコレクタ１１８とエミッタ１２２會経て
第２宵、流（、Ｉｂで示す）を流す。２個のトランジス
タ１１１゜１１３は差動対として相互接続される。その
九め、入力端子９４，９６、従ってトランジスタ１１１
．１１３のベース１１２．１１４間の電。
２０を経て第１電流（工。で示す）を流す。トランジス
タ１１３はそのコレクタ１１８とエミッタ１２２會経て
第２宵、流（、Ｉｂで示す）を流す。２個のトランジス
タ１１１゜１１３は差動対として相互接続される。その
九め、入力端子９４，９６、従ってトランジスタ１１１
．１１３のベース１１２．１１４間の電。
１１１のコレクタ１１６に接続される。第１の１次ミラ
ー１０２は’７１：＆Ｉａを検出して電流Ｉａの倍数で
おる２つの電流を送出する。第１９図において、これら
の電流はそれぞれＸＩａとＹＩａとして示されている。
ー１０２は’７１：＆Ｉａを検出して電流Ｉａの倍数で
おる２つの電流を送出する。第１９図において、これら
の電流はそれぞれＸＩａとＹＩａとして示されている。
第２の頂部電流ミラー１０４は同様に第２のトランジス
タ１１３のコレクタ１１８に接続されている。第２の１
次ミラー１０４ｉ１Ｃ電４ｒｂ紮検出して電流ｒｂの倍
数である電流を送出する。かかる電流はそれぞれＸＩｔ
）とＹＩＩ）として示されている。
タ１１３のコレクタ１１８に接続されている。第２の１
次ミラー１０４ｉ１Ｃ電４ｒｂ紮検出して電流ｒｂの倍
数である電流を送出する。かかる電流はそれぞれＸＩｔ
）とＹＩＩ）として示されている。
閾値検出器９２は第１と第２の底部ｔｃ流ミラー１０６
．１０８全備える。第１の紙部′ＦＪＬ流ミラー１０６
は、電流ＹＩｂ’（５受成るように、笛１９図に示すよ
うな頂部電流ミラー１０２゜１０４に接続されている。
．１０８全備える。第１の紙部′ＦＪＬ流ミラー１０６
は、電流ＹＩｂ’（５受成るように、笛１９図に示すよ
うな頂部電流ミラー１０２゜１０４に接続されている。
同様にして、第２の底部電匹ミラー１０８は電びｉ、
ＹＩａを受成るように、第１９図に示したような第１、
第２の頂部電流ミラー１０２．１０４に接続されている
。
ＹＩａを受成るように、第１９図に示したような第１、
第２の頂部電流ミラー１０２．１０４に接続されている
。
電流ＹＩｂの供給に応答して第１底部を流ミラー１０６
は第２図にＺＹよりとして示した電流Ｙよりの倍数の電
流を流す。１；流Ｘ工ａとＺＹ工１）全供給するリード
は第１接続点１２４で接続されている。
は第２図にＺＹよりとして示した電流Ｙよりの倍数の電
流を流す。１；流Ｘ工ａとＺＹ工１）全供給するリード
は第１接続点１２４で接続されている。
同様にして、電流ＹＩａが供給される第２の底部電流ミ
ラー１０８は第２脂にＺＹＩａとして示した電流ＹＩａ
の倍数の電流を流す。電流ＸよりとＺＹＩａ１ｆｔ供給
するリードは第２に読点１２６で掻上されている。第１
と第２の接続点１２４゜１２６は検出器１１０に接続さ
れている。同様にして、検出器１１０は病理Ｎ０Ｒｆ−
）と類似の作用をする。ただし、出力のタイプもしくは
出力インピーダンスが崗Ｊ１１ＮＯＲ’Ｆ”−）のそれ
と異なっていても差し支えないことはいうまでもない。
ラー１０８は第２脂にＺＹＩａとして示した電流ＹＩａ
の倍数の電流を流す。電流ＸよりとＺＹＩａ１ｆｔ供給
するリードは第２に読点１２６で掻上されている。第１
と第２の接続点１２４゜１２６は検出器１１０に接続さ
れている。同様にして、検出器１１０は病理Ｎ０Ｒｆ−
）と類似の作用をする。ただし、出力のタイプもしくは
出力インピーダンスが崗Ｊ１１ＮＯＲ’Ｆ”−）のそれ
と異なっていても差し支えないことはいうまでもない。
その結果、を流ＸＩａが電流ＺＹＩｂよりも大きいかそ
れと等しいときに、電圧は接続点１２４と検出器１１０
０入力側で大きく変化する。同様にして、電圧はＸＩＩ
）が電流ＺＹＩａよシも大きいかそれと等しいはあいに
は接続点１２６と、検出器１１０の他方の入力端で大き
く、変化する。
れと等しいときに、電圧は接続点１２４と検出器１１０
０入力側で大きく変化する。同様にして、電圧はＸＩＩ
）が電流ＺＹＩａよシも大きいかそれと等しいはあいに
は接続点１２６と、検出器１１０の他方の入力端で大き
く、変化する。
そのため、差動トランジスタ１１１，１１３ノヘース１
１２．１１４に加えられる電圧の差が大きな値を超える
と、電圧は接続点１２４゜１２６の１つで大きく変化し
、閾値検出器９２はその次めにその出力端子９７で電流
ｔタンクさせることが可能になる。かかる信号は２つの
入力端子間の電圧の差が所定レベルを超えたということ
？意味する。
１２．１１４に加えられる電圧の差が大きな値を超える
と、電圧は接続点１２４゜１２６の１つで大きく変化し
、閾値検出器９２はその次めにその出力端子９７で電流
ｔタンクさせることが可能になる。かかる信号は２つの
入力端子間の電圧の差が所定レベルを超えたということ
？意味する。
検出器９２のトランジスタ回路構成を示すより詳細な回
路図が第２０図に示されている。第２０図において、を
流ミラー１０２．１０４゜１０６．１０８はトランジス
タで形成され、電流ミラー比” ＊ Ｙ ｅ ｚはそれ
ぞれ、１．２．１に設定される。頂部ミラー１０２，１
０４はそのコレクタにほぼ等しい＊ｆｊ’Ｌが供給され
る２コレクタＰＮＰ 素子（セミカスタムＩｃで一般的
に利用できる〕によって構成され、１つのＰＮＰ素子に
対して必要とされるスベース内でベースとエミッタと共
に２個のＰＮＰ素子の働きをする。
路図が第２０図に示されている。第２０図において、を
流ミラー１０２．１０４゜１０６．１０８はトランジス
タで形成され、電流ミラー比” ＊ Ｙ ｅ ｚはそれ
ぞれ、１．２．１に設定される。頂部ミラー１０２，１
０４はそのコレクタにほぼ等しい＊ｆｊ’Ｌが供給され
る２コレクタＰＮＰ 素子（セミカスタムＩｃで一般的
に利用できる〕によって構成され、１つのＰＮＰ素子に
対して必要とされるスベース内でベースとエミッタと共
に２個のＰＮＰ素子の働きをする。
上記ミラー比のはあい、検出はＩａ ２１１）もしく
はＩｂ ２Ｉａのときおこなわれる。
はＩｂ ２Ｉａのときおこなわれる。
閾値検出器９２内の亀充Ｉａとよりの比は次の式によっ
て近似的に求めることができる。
て近似的に求めることができる。
但し、ｖｂｅはトランジスタ１１１．１１３のベース１
１２．１１４間の電圧差である。検出に対しテΔｖ１ｒ
ｅ ＞ ＶＴｌ ｎ（２）あるいはΔｖｂμｖＴ１ｎ（
１／２）である。それ故、室温の下で検出はベース・エ
ミッタ電圧間の差がほぼ１８ｙｎＶを超えたとき行われ
ることになる。
１２．１１４間の電圧差である。検出に対しテΔｖ１ｒ
ｅ ＞ ＶＴｌ ｎ（２）あるいはΔｖｂμｖＴ１ｎ（
１／２）である。それ故、室温の下で検出はベース・エ
ミッタ電圧間の差がほぼ１８ｙｎＶを超えたとき行われ
ることになる。
かくして閾値検出器９２内の検出器１１０は、２個の端
子９４．９６に加えられる電圧の差がほぼ１８ｍｖｉ超
えたときに出力信号全供給する。
子９４．９６に加えられる電圧の差がほぼ１８ｍｖｉ超
えたときに出力信号全供給する。
かくして、本発明の閾値検出器９２は差動対のコレクタ
電流の比を比較する動作をする。この構成は他に回路全
必賛とせず、固有走動／全阪動作を行う。更に、はぼ１
ｖ程の電圧源を検出器９２を動作させるために使用する
ことができる。
電流の比を比較する動作をする。この構成は他に回路全
必賛とせず、固有走動／全阪動作を行う。更に、はぼ１
ｖ程の電圧源を検出器９２を動作させるために使用する
ことができる。
む〕
第２１図と第２２図を参照されたい。圧伸系５１はフィ
ルタ２６に対する入力信号振鴨１’ ？！ＩＩ限するた
めの圧縮回路１２８と、フィルタ後方の伸張回路とを−
備えている。伸張回路は線形の入出力振＃Ａ＠＠係を回
復し、過負荷とそれに続くフィルタ２６の全全防止する
ことによってフィルタのダイナミックレンジを大きくす
る。
ルタ２６に対する入力信号振鴨１’ ？！ＩＩ限するた
めの圧縮回路１２８と、フィルタ後方の伸張回路とを−
備えている。伸張回路は線形の入出力振＃Ａ＠＠係を回
復し、過負荷とそれに続くフィルタ２６の全全防止する
ことによってフィルタのダイナミックレンジを大きくす
る。
第２１図に示す如く、圧縮回路１２８は相互コンダクタ
ンス演算増＋１１益（ＯＴＡ ） １３２と、閾値検出
器１３４と、負荷抵抗器１３６と、帰還バイパスコンデ
ンサ１３８と、検出器フィルタコンデンサ１４０と、入
力リード１４１と、利得制御端子１５２と、アース線１
４２全備えている。本発明に使用される典型的なＯＴＡ
のトランジスタ回ｗｌｒ構成の詳細な回路図が第２２図
に示されている。
ンス演算増＋１１益（ＯＴＡ ） １３２と、閾値検出
器１３４と、負荷抵抗器１３６と、帰還バイパスコンデ
ンサ１３８と、検出器フィルタコンデンサ１４０と、入
力リード１４１と、利得制御端子１５２と、アース線１
４２全備えている。本発明に使用される典型的なＯＴＡ
のトランジスタ回ｗｌｒ構成の詳細な回路図が第２２図
に示されている。
「伸張」回路は第２のＯ’Ｉ’Ａ増幅缶１４４と、負荷
抵抗器１４６と、反転増幅器１４８と、帰還バイパスコ
ンデンサ１５０と、利得制御端子１５４を備えている。
抵抗器１４６と、反転増幅器１４８と、帰還バイパスコ
ンデンサ１５０と、利得制御端子１５４を備えている。
補聴器回路においては第１、第２の増幅器１３２．１４
４はそれぞれ入力１１．流制御増幅器４６と主増幅器３
２内に内蔵されることが望ましい。電圧閾値検出器は上
記の差動電圧検出器９２により構成される。
４はそれぞれ入力１１．流制御増幅器４６と主増幅器３
２内に内蔵されることが望ましい。電圧閾値検出器は上
記の差動電圧検出器９２により構成される。
本発明の説明をわかりやすくするために、入力電流制御
増幅器４６と主増幅器３２は第２１図の第１と第２の増
幅器１３２．１４４に相当する。Ｉｎ２様にして、コン
デンサ１３８．１５０は実際にはそれぞれ＄２図に示し
た入力ＣＣＡ４６と主ＣＣＡ ６６の一部ｔｒｉしてい
る。また、圧伸フィルタ５０は検出器フィルタコンデン
サ１４０から構成される。更に、２つの負荷抵抗１３６
．１４６が第２１図にディスクリートな負荷抵抗として
象徴的に示されているが、第２図に示した増幅器４６．
３２はこれらの抵抗を備えている。更に、トランジスタ
１４５ 、１４７は電圧制御指数関数１！流源に相当す
る。かくして、トランジスタ１４５は入力ＣＣＡ制御部
５２の機能全実行しトランジスタ１４７は、反転増幅器
１４８と共に、主ＣＣＡ制御部６Ｂの働きの一部を実行
する。指数関数電流源は更に以下の節において説明する
。例えば第２６図を参照されたい。
増幅器４６と主増幅器３２は第２１図の第１と第２の増
幅器１３２．１４４に相当する。Ｉｎ２様にして、コン
デンサ１３８．１５０は実際にはそれぞれ＄２図に示し
た入力ＣＣＡ４６と主ＣＣＡ ６６の一部ｔｒｉしてい
る。また、圧伸フィルタ５０は検出器フィルタコンデン
サ１４０から構成される。更に、２つの負荷抵抗１３６
．１４６が第２１図にディスクリートな負荷抵抗として
象徴的に示されているが、第２図に示した増幅器４６．
３２はこれらの抵抗を備えている。更に、トランジスタ
１４５ 、１４７は電圧制御指数関数１！流源に相当す
る。かくして、トランジスタ１４５は入力ＣＣＡ制御部
５２の機能全実行しトランジスタ１４７は、反転増幅器
１４８と共に、主ＣＣＡ制御部６Ｂの働きの一部を実行
する。指数関数電流源は更に以下の節において説明する
。例えば第２６図を参照されたい。
入力リード１４１に対して入力信号が加えられる。その
後、信号は第１増幅器１３２によって増幅され、電圧制
御フィルタ１３１に供給される。第１増幅６１３２によ
って供給される信号が電圧制御フィルタ１３１の適当な
ダイナミックレンジを超える程大きければ閾値検出器１
３４がそれｔ検出する。もし事態がその通りでめれば、
閾値検出器１３４が第１増幅器１３２の利得制御端子１
５２と伸張回路１３０の双方に対して利得制御信号を送
出する。
後、信号は第１増幅器１３２によって増幅され、電圧制
御フィルタ１３１に供給される。第１増幅６１３２によ
って供給される信号が電圧制御フィルタ１３１の適当な
ダイナミックレンジを超える程大きければ閾値検出器１
３４がそれｔ検出する。もし事態がその通りでめれば、
閾値検出器１３４が第１増幅器１３２の利得制御端子１
５２と伸張回路１３０の双方に対して利得制御信号を送
出する。
利得制御端子１５２を介して供給された信号は第１増幅
器１３２の利得を小さくする。かくして、例えば第１増
幅器１３２の出力が１８２７！Ｖの如き所定振幅を越え
たことを検出すると、閾値検出器１３４はトランジスタ
１４５のベース１４９に対して信号を送出する。今度は
、トランジスタ１４５が（ベース１４９に加えられる制
御電圧に対して指数関数的関係を有する〕Ｉｘｘ ｋ第
１増幅器１３２の利得リード１５２に対して供給する。
器１３２の利得を小さくする。かくして、例えば第１増
幅器１３２の出力が１８２７！Ｖの如き所定振幅を越え
たことを検出すると、閾値検出器１３４はトランジスタ
１４５のベース１４９に対して信号を送出する。今度は
、トランジスタ１４５が（ベース１４９に加えられる制
御電圧に対して指数関数的関係を有する〕Ｉｘｘ ｋ第
１増幅器１３２の利得リード１５２に対して供給する。
従って、第１増幅器１３２の出力は所定振幅を大幅に上
まわらないレベルにまで小さくされる。
まわらないレベルにまで小さくされる。
第１増幅器１３２は利得制御電ｆｉ（Ｉ工、）に比例す
る利得を供給する可変相互コンダクタンス増１隔器（第
２２図１−参照され丸い）であることが望ｌしい。第１
増ＩＩＱ！器の利得はｇｍユと呼ぶことにする。検出器
１３４がトリガされないはあい、ｇｍｌはｖｃがＶＲＥ
Ｆとほぼ等しくなるように、抵抗器１４１’ を介して
ベース１４９に加えられる利得基準電圧（ＶＲＥＦ）
１４３によって決定される。
る利得を供給する可変相互コンダクタンス増１隔器（第
２２図１−参照され丸い）であることが望ｌしい。第１
増ＩＩＱ！器の利得はｇｍユと呼ぶことにする。検出器
１３４がトリガされないはあい、ｇｍｌはｖｃがＶＲＥ
Ｆとほぼ等しくなるように、抵抗器１４１’ を介して
ベース１４９に加えられる利得基準電圧（ＶＲＥＦ）
１４３によって決定される。
第１増幅器１３２の出力は音質制御フィルタ２６に供給
され修正された後、伸張回路１３０に供給される。第２
増幅器１４４は、第１増幅器１３２と同様に、その利得
（ｇｍｓ ）がトランジスタ１４７によって供給される
ＩＸ２によって制御される利得制御リード１５４を有す
る相互コンダクタンス増幅器であることが望ましい。
され修正された後、伸張回路１３０に供給される。第２
増幅器１４４は、第１増幅器１３２と同様に、その利得
（ｇｍｓ ）がトランジスタ１４７によって供給される
ＩＸ２によって制御される利得制御リード１５４を有す
る相互コンダクタンス増幅器であることが望ましい。
反転増幅器１４８はトランジスタ１４５のベース１４９
に加えられると同じ信号を受けとり、この電圧（ｖｃ）
と”ＲＥＦとの間の差金反転しｖＥＸ−ＶＲＥＦ ＋
（”ＲｇＦ−ｖｃ）となるようにトランジスタ１４７の
ベースリード１５１に信号ｖＥＸ ｋ供給する。その後
、第２増幅器１４４は第１増幅器１３２に供給される利
得制御信号の反転信号を受けとる。従って、第２増幅器
１４４ （ｇｍ＋）の信号によって与えられる利得制御
「機能」は第１増幅器によって与えられる機能の逆にな
る。
に加えられると同じ信号を受けとり、この電圧（ｖｃ）
と”ＲＥＦとの間の差金反転しｖＥＸ−ＶＲＥＦ ＋
（”ＲｇＦ−ｖｃ）となるようにトランジスタ１４７の
ベースリード１５１に信号ｖＥＸ ｋ供給する。その後
、第２増幅器１４４は第１増幅器１３２に供給される利
得制御信号の反転信号を受けとる。従って、第２増幅器
１４４ （ｇｍ＋）の信号によって与えられる利得制御
「機能」は第１増幅器によって与えられる機能の逆にな
る。
かくして、利得ｇｍ２と、利得ｇｍｘとを乗じた積は実
質上定数に等しくなる。２つの利得のこの積は反転増幅
器１４８によって一定に保たれる。
質上定数に等しくなる。２つの利得のこの積は反転増幅
器１４８によって一定に保たれる。
第２増幅器１４４の出力は出力端子１４６′とアース線
１４２間に加えられる。コンデンサ１３８．１５０はそ
れぞれ負荷抵抗器１３６゜１４６から取出された帰還信
号を又訛バイパスさせ、増幅器１３２．１４４のために
ほぼ開ループのＡＣ特性ｔもった直流帰還を形成する。
１４２間に加えられる。コンデンサ１３８．１５０はそ
れぞれ負荷抵抗器１３６゜１４６から取出された帰還信
号を又訛バイパスさせ、増幅器１３２．１４４のために
ほぼ開ループのＡＣ特性ｔもった直流帰還を形成する。
圧縮回路１２８の検出器フィルタコンデンザ１４０は、
制御電圧（ｖｃ〕、従って利得がなめらかに変化して増
幅される信号の過度のひずみを防止するように閾値検出
器１３４の出力中の鋭いスパイクを平滑化する。同時に
このコンデンサは作用開始時定数を決定し、抵抗器１４
１′と共に利得変化の復旧時定数全決定する。
制御電圧（ｖｃ〕、従って利得がなめらかに変化して増
幅される信号の過度のひずみを防止するように閾値検出
器１３４の出力中の鋭いスパイクを平滑化する。同時に
このコンデンサは作用開始時定数を決定し、抵抗器１４
１′と共に利得変化の復旧時定数全決定する。
単一の閾値検出器４８と検出器フィルタコンデンサ１４
０１に使用すると、入力増幅器１３２と出力増幅器１４
４の利得がほぼ同時に変化するため、復旧時間中にすこ
ぶる艮好な入出力過渡特性を得ることができる。糸５１
は更に良好な立上９過渡特性を提供する。
０１に使用すると、入力増幅器１３２と出力増幅器１４
４の利得がほぼ同時に変化するため、復旧時間中にすこ
ぶる艮好な入出力過渡特性を得ることができる。糸５１
は更に良好な立上９過渡特性を提供する。
第２６図に示した指数関数電流源１４Ｂは電圧を差動的
に結合し指数関数的な関係をもった出力′ａｔ流を発生
するための手段を飼えている。
に結合し指数関数的な関係をもった出力′ａｔ流を発生
するための手段を飼えている。
この電流は同時に入力電流に対して線形の関係を有する
。電流源１４８は複雑な制御機能全果たすための構成ブ
ロックとして使用することができる。
。電流源１４８は複雑な制御機能全果たすための構成ブ
ロックとして使用することができる。
例えは、電流制御主増幅器の制御部６８は種々の制御機
能を結合して、単一の利得制御電流を、制御電圧の組合
せに対して指数関数的な関係を有する電流制御主増幅器
６６に対して供給する。
能を結合して、単一の利得制御電流を、制御電圧の組合
せに対して指数関数的な関係を有する電流制御主増幅器
６６に対して供給する。
１流源１４８は第１トランジスタ１６１と、出力トラン
ジスタ１６３と、＃還トランゾスタ１５６を備えている
。
ジスタ１６３と、＃還トランゾスタ１５６を備えている
。
コレクタ１５８とベース１６０とエミッタ１６２を有す
る第１ ＮＰＮ トランジスタ１６１は、第２３図に示
すような入力電流１１ｎｔ”受けとり、該電流はその後
Ｎ！還トランジスタ１５６に供給される。入力電流を受
けとることによって、第１トランジスタ１６１は以下の
式によって与えられるベース・エミッタ間電圧が加わる
。
る第１ ＮＰＮ トランジスタ１６１は、第２３図に示
すような入力電流１１ｎｔ”受けとり、該電流はその後
Ｎ！還トランジスタ１５６に供給される。入力電流を受
けとることによって、第１トランジスタ１６１は以下の
式によって与えられるベース・エミッタ間電圧が加わる
。
但し、工、はトランジスタの飽和電流である。
出力トランジスタ１６３もまた、コレクタ１６４と、ベ
ース１６６と、エミッタ１６Ｂ金有するＮＰＮトランジ
スタである。第１トランジスタ１６１と出力トランジス
タ１６３のエミッタ１６２．１６８は相互に接続されて
いる。従って、第１トランジスタ１６１と出力トランジ
スタ１６３とは差動対全形成することになる。
ース１６６と、エミッタ１６Ｂ金有するＮＰＮトランジ
スタである。第１トランジスタ１６１と出力トランジス
タ１６３のエミッタ１６２．１６８は相互に接続されて
いる。従って、第１トランジスタ１６１と出力トランジ
スタ１６３とは差動対全形成することになる。
帰還トランジスタ１５６はコレクタ１７２とベース１７
４とエミッタ１７６を有するＮＰＮトランジスタである
。帰還トランジスタのベースは第１トランジスタ１６１
のコレクタ１５Ｂに接続されている。帰還トランジスタ
１５６のコレクタ１７２は、第１トランジスタ１６１と
出力トランジスタ１６３のエミッタ１６２ 、１６８に
接続されている。第１トランジスタ１６１と出力トラン
ジスタ１６３とのベース１６０゜１６６間には制御電圧
（ｖｉｎ）が加えられる。
４とエミッタ１７６を有するＮＰＮトランジスタである
。帰還トランジスタのベースは第１トランジスタ１６１
のコレクタ１５Ｂに接続されている。帰還トランジスタ
１５６のコレクタ１７２は、第１トランジスタ１６１と
出力トランジスタ１６３のエミッタ１６２ 、１６８に
接続されている。第１トランジスタ１６１と出力トラン
ジスタ１６３とのベース１６０゜１６６間には制御電圧
（ｖｉｎ）が加えられる。
第１トランジスタ１６１のコレクタ１５８を流れる入力
電流Ｃｌ１ｎ） （＃還トランジスタ１５６の負の小さ
なベース電流）は必然的に帰還トランジスタ１５６のコ
レクタ１７２に流れる。帰還トランジスタ１５６は第１
トランジスタのコレクタ１！流が入力電流とほぼ等しく
なるように第１トランジスタ１６１のベース管エミッタ
間電圧を制御する。第１と第２のベース１６０゜１６６
間の電圧差の線形変化は出力トランジスタ１６３のコレ
クタ１６４ （ＩＯ，？）とエミッタ１６８を流れる電
流が指数−数的に変化しなければならないということを
必然的に意味する。
電流Ｃｌ１ｎ） （＃還トランジスタ１５６の負の小さ
なベース電流）は必然的に帰還トランジスタ１５６のコ
レクタ１７２に流れる。帰還トランジスタ１５６は第１
トランジスタのコレクタ１！流が入力電流とほぼ等しく
なるように第１トランジスタ１６１のベース管エミッタ
間電圧を制御する。第１と第２のベース１６０゜１６６
間の電圧差の線形変化は出力トランジスタ１６３のコレ
クタ１６４ （ＩＯ，？）とエミッタ１６８を流れる電
流が指数−数的に変化しなければならないということを
必然的に意味する。
＃還トランジスタのコレクタ１７２はまた出力トランジ
スタ１６３のエミッタ１６８からの電流を受成る。
スタ１６３のエミッタ１６８からの電流を受成る。
Ｘは出力トランジスタ１６３のエミッタ１６８の面′＆
ヲ第１トランジスタ１６１のエミッタ１６２の面積によ
って割った比である。
ヲ第１トランジスタ１６１のエミッタ１６２の面積によ
って割った比である。
電流源１４８は単一の集積回路上に形成されることが望
ましい。従って、第１トランジスタ１６１と出力トラン
ジスタ１６３は所定比のエミッタ領域を有することがで
きる。かくして、出力電流は次の式によって与えること
ができる。
ましい。従って、第１トランジスタ１６１と出力トラン
ジスタ１６３は所定比のエミッタ領域を有することがで
きる。かくして、出力電流は次の式によって与えること
ができる。
但し、ＶＢＥ２は出カド２ンゾスタ１６３のベース１６
６とエミッタ１６８間の電圧、”ＢＥＩは第１トランジ
スタ１６１のベース１６０とエミッタ１６２間の盲、圧
、Ｘは出力トランジスタ１６３のエミッタ１６Ｂの面積
を第１トランジスタ１６１のエミッタ面積によって割っ
た比である。
６とエミッタ１６８間の電圧、”ＢＥＩは第１トランジ
スタ１６１のベース１６０とエミッタ１６２間の盲、圧
、Ｘは出力トランジスタ１６３のエミッタ１６Ｂの面積
を第１トランジスタ１６１のエミッタ面積によって割っ
た比である。
電流源１４８は出力トランジスタ１６３のベース１６６
と第１トランジスタ１６１のベース１６０との間の線形
に変化する電圧に対して出力電流上指数関数的変化を供
給するものである。
と第１トランジスタ１６１のベース１６０との間の線形
に変化する電圧に対して出力電流上指数関数的変化を供
給するものである。
電流源１４８は電流源１４Ｂの如き付加的な電流源に対
して入力電流を供給して２つ以上の電圧の組付わせに出
力電流を指数関数的に制御することを可能ならしめるた
めに使用される。それ故、かかる構成は、電流制御主増
幅器６６の利得を制偶１するために使用することができ
る。
して入力電流を供給して２つ以上の電圧の組付わせに出
力電流を指数関数的に制御することを可能ならしめるた
めに使用される。それ故、かかる構成は、電流制御主増
幅器６６の利得を制偶１するために使用することができ
る。
同様にして、電流源１４８は「知覚される」「音の大き
さ」の線形的な増大が音の振幅においてほぼ指数関数的
増加を必要とするために多くの他の補聴器用途において
も使用することができる。そのため、本発明のばあい、
線形ポテンショメータ七回転することによって補聴器の
使用者は明白なボリュームの線形的変化（および振偏の
指数開数的変化）を実親することができる。
さ」の線形的な増大が音の振幅においてほぼ指数関数的
増加を必要とするために多くの他の補聴器用途において
も使用することができる。そのため、本発明のばあい、
線形ポテンショメータ七回転することによって補聴器の
使用者は明白なボリュームの線形的変化（および振偏の
指数開数的変化）を実親することができる。
更に、出願人の発明の本実施例はわずかの数の部品しか
含まないため、回路ｔよりコンパクトにすることができ
る。更に電流源１４８は１Ｖ程度のすこぶる低い供給電
圧によって動作することが可能である。
含まないため、回路ｔよりコンパクトにすることができ
る。更に電流源１４８は１Ｖ程度のすこぶる低い供給電
圧によって動作することが可能である。
第２４図に示す調整器２１８はｍｌと第２の出力端子２
８２．２８４で一対の基準定電圧全供給する。調整器２
１８はまた上述の一対の基準電圧間の所定範囲にわたる
ベース・エミッタ電圧を電流源として使用される一連の
トランジスタに供給するために使用される可変ｖＢＯｕ
、１１Ｌ圧基準出力端子２８０を伽えている。かかる調
整器２１８は例えば第１８図に示された高域フィルタな
らひに低域フィルタコーナ制御回路によって高域フィル
タならひに低域フィルタ５４゜５６に供給された電流を
工ｘ１゜工ＸＳＩ ｅ ＩＸ３＋ 工Ｘ４全正確に制御
するために使用される。
８２．２８４で一対の基準定電圧全供給する。調整器２
１８はまた上述の一対の基準電圧間の所定範囲にわたる
ベース・エミッタ電圧を電流源として使用される一連の
トランジスタに供給するために使用される可変ｖＢＯｕ
、１１Ｌ圧基準出力端子２８０を伽えている。かかる調
整器２１８は例えば第１８図に示された高域フィルタな
らひに低域フィルタコーナ制御回路によって高域フィル
タならひに低域フィルタ５４゜５６に供給された電流を
工ｘ１゜工ＸＳＩ ｅ ＩＸ３＋ 工Ｘ４全正確に制御
するために使用される。
特に、集積回路上では各トランジスタのコレクタ電流が
所望の大きさとなるように一つもしくは一連のトランジ
スタ・ベースにバイアスをかけることがしばしば賞賛で
ある。このことを実親するために所定の電流を流す基準
トランジスタが設けられる。そのとき、この基準トラン
ジスタを駆動するために必要な同じベース・エミッタ間
電圧を用いて適当なベース・エミッタ間電圧を供給する
ことによって同様な電流が他の同様なトランジスタを流
れるようにする。
所望の大きさとなるように一つもしくは一連のトランジ
スタ・ベースにバイアスをかけることがしばしば賞賛で
ある。このことを実親するために所定の電流を流す基準
トランジスタが設けられる。そのとき、この基準トラン
ジスタを駆動するために必要な同じベース・エミッタ間
電圧を用いて適当なベース・エミッタ間電圧を供給する
ことによって同様な電流が他の同様なトランジスタを流
れるようにする。
第２４図に示すように、調整器２１８は第１と第２の頂
部トランジスタ２２０．２２２と、第１と第２の非反転
増幅器２２４．２２６と、第１と第２の紙部トランジス
タ２２８．２３０と％ （”５ｅｔ） ２３２の最大
抵抗を有するポテンショメータと、電ａ基準トランゾス
タ２３４を俯χる。ＰＮＰ形の第１とをＪＪ２の頂部ト
ランジスタ２２０．２２２は第２４図に示すように相互
接続されている。
部トランジスタ２２０．２２２と、第１と第２の非反転
増幅器２２４．２２６と、第１と第２の紙部トランジス
タ２２８．２３０と％ （”５ｅｔ） ２３２の最大
抵抗を有するポテンショメータと、電ａ基準トランゾス
タ２３４を俯χる。ＰＮＰ形の第１とをＪＪ２の頂部ト
ランジスタ２２０．２２２は第２４図に示すように相互
接続されている。
トランジスタ２２０．２２２はコレクタ２３６゜２３８
と、相互に接続されたベース２４０゜２４２と、相互に
接続されたエミッタ２４４゜２４６全備えている。第１
増禍器２２４は正負の入力側＋２４８．２５０と、出力
側２５２ｒ有する。出力１１１１」２５２は２個のトラ
ンジスタ２２０゜２２２のベース２４０．２４２に相互
に接続され、それら七同じよりに駆動する。
と、相互に接続されたベース２４０゜２４２と、相互に
接続されたエミッタ２４４゜２４６全備えている。第１
増禍器２２４は正負の入力側＋２４８．２５０と、出力
側２５２ｒ有する。出力１１１１」２５２は２個のトラ
ンジスタ２２０゜２２２のベース２４０．２４２に相互
に接続され、それら七同じよりに駆動する。
第１と第２の頂部トランジスタ２２０，２２２は単一の
チップ上に形成されることが最も望ましい。かくして、
それらは緊密に制御される煙例字的形を有し、第２ ］
３１１部トランジスタ２２のエミッタ２４６の面積は第
１頂部トランジスタ２２０のエミッタ２４４の面積より
もＸ倍大きい。出願人が用いた有利な実施例においては
Ｘは６である。
チップ上に形成されることが最も望ましい。かくして、
それらは緊密に制御される煙例字的形を有し、第２ ］
３１１部トランジスタ２２のエミッタ２４６の面積は第
１頂部トランジスタ２２０のエミッタ２４４の面積より
もＸ倍大きい。出願人が用いた有利な実施例においては
Ｘは６である。
第１頂部トランジスタ２２０のコレクタ２３６を流れる
電流を卯で示す。第２４図に示すように、ｌ３１４２頂
部トランジスタ２２２のコレクタ２３８會流れる電流は
（Ｘ）（Ｉｐ）に等しい８第１と第２の底部トランジス
タ２２８．２３０はそれぞれコレクタ２６０．２６２と
、ベース２６４．２６６と、相互に接続されたエミッタ
２６８．２７０を備える。第２底部トランジスタ２３０
のエミッタ２７０の面積は第１底部トランジスタ２２８
のエミッタ２６８の面積よりもＹ倍大きい。出願人が使
用した有利な実施例ではＹは２に等しい。第１と第２の
底部トランジスタ２２８．２３０のコレクタ２６０ 、
２６２はそれぞれ第２と第１の頂部トランジスタのコレ
クタ２３８．２３６に相互に接続されている。
電流を卯で示す。第２４図に示すように、ｌ３１４２頂
部トランジスタ２２２のコレクタ２３８會流れる電流は
（Ｘ）（Ｉｐ）に等しい８第１と第２の底部トランジス
タ２２８．２３０はそれぞれコレクタ２６０．２６２と
、ベース２６４．２６６と、相互に接続されたエミッタ
２６８．２７０を備える。第２底部トランジスタ２３０
のエミッタ２７０の面積は第１底部トランジスタ２２８
のエミッタ２６８の面積よりもＹ倍大きい。出願人が使
用した有利な実施例ではＹは２に等しい。第１と第２の
底部トランジスタ２２８．２３０のコレクタ２６０ 、
２６２はそれぞれ第２と第１の頂部トランジスタのコレ
クタ２３８．２３６に相互に接続されている。
第１］）１部トランジスタ２２０のコレクタ２３６にお
ける電圧は第１増１ｌｔｉＩ器２２４の正入力端２４８
に相互に接続され、基準電圧が第１増幅器２２４の負入
力側２５０をバイアスする。かくして第１増幅器２２４
はトランジスタ２２０のコレクタ２３６とベース２４０
間の帰還ルーｆ全形成し、第１頂部トランジスタ２２０
のコｌ／クタ２３６を流れる電流（Ｉ、で表わす）が第
２の底部トランジスタ２３０ （工Ｎａで衣わす）′に
流れる電流とほぼ等しくなるようにする。
ける電圧は第１増１ｌｔｉＩ器２２４の正入力端２４８
に相互に接続され、基準電圧が第１増幅器２２４の負入
力側２５０をバイアスする。かくして第１増幅器２２４
はトランジスタ２２０のコレクタ２３６とベース２４０
間の帰還ルーｆ全形成し、第１頂部トランジスタ２２０
のコｌ／クタ２３６を流れる電流（Ｉ、で表わす）が第
２の底部トランジスタ２３０ （工Ｎａで衣わす）′に
流れる電流とほぼ等しくなるようにする。
第２増幅器２２６は正負入力側２５４ 、２５６と、第
１出力端子２８２を駆動する出力側２５８全備えている
。第１底部トランジスタ２２８のコレクタ２６０は正入
力側２５４に接続され、基準電圧が第２増幅器２２６に
対する負入力側にバイアスｔかけている。出力側２５
Ｂは、双方ともｖＢＥ】のベース・エミッタ間電圧を有
する第１底部トランジスタ２２８と基準トランジスタ２
３４のベース２６４．２７４を駆動するように接続され
ている。かくして、第２増幅器はトランジスタ２２８の
コレクタ２６０とベース２６４間に帰還ルーｆを形成し
、トランジスタ２２８のコレクタ電流（ＩＮｌ）が第２
頂部トランジスタ２２２のコレクタ電流（ｘ都）とほぼ
等しくなるようにする。それ故、工Ｎ工／ｌＮ２−ＸＩ
ｐ／Ｉ、 −Ｘとなる。
１出力端子２８２を駆動する出力側２５８全備えている
。第１底部トランジスタ２２８のコレクタ２６０は正入
力側２５４に接続され、基準電圧が第２増幅器２２６に
対する負入力側にバイアスｔかけている。出力側２５
Ｂは、双方ともｖＢＥ】のベース・エミッタ間電圧を有
する第１底部トランジスタ２２８と基準トランジスタ２
３４のベース２６４．２７４を駆動するように接続され
ている。かくして、第２増幅器はトランジスタ２２８の
コレクタ２６０とベース２６４間に帰還ルーｆを形成し
、トランジスタ２２８のコレクタ電流（ＩＮｌ）が第２
頂部トランジスタ２２２のコレクタ電流（ｘ都）とほぼ
等しくなるようにする。それ故、工Ｎ工／ｌＮ２−ＸＩ
ｐ／Ｉ、 −Ｘとなる。
電流赫準トランジスタ２３４はコレクタ２７２と、ベー
ス２７４と、エミッタ２７６全備えている。エミッタ２
７６０面積の第１底部トランジスタ２２８のエミッタ２
６８の面積に対する比はＺである。（すでに示した望ま
しい実施例のはあいｚ−２である。）それ故、基準トラ
ンジスタ２３４のコレクタ電流ほぼホｚ工Ｎニー２工旧
に等しい。ポテンショメータ２３２のための種々の最大
抵抗値をとれるようにｚを選ぶことができるのはいうま
でもない。
ス２７４と、エミッタ２７６全備えている。エミッタ２
７６０面積の第１底部トランジスタ２２８のエミッタ２
６８の面積に対する比はＺである。（すでに示した望ま
しい実施例のはあいｚ−２である。）それ故、基準トラ
ンジスタ２３４のコレクタ電流ほぼホｚ工Ｎニー２工旧
に等しい。ポテンショメータ２３２のための種々の最大
抵抗値をとれるようにｚを選ぶことができるのはいうま
でもない。
端部を第１と第２の出力端子２８２．２８４間に接続し
たポテンショメータ２３２は端子２８０ （、ＶＢＯ，
、）に接続された摺動子アーム２７ｆｌ−有する。
たポテンショメータ２３２は端子２８０ （、ＶＢＯ，
、）に接続された摺動子アーム２７ｆｌ−有する。
′ｒｌＬ流源トランジスタ２３４のコレクタ２７２とエ
ミッタ２７６間の電圧（ＶＢＥ２）が第２底部トランゾ
スタ２３０のベース２６６を駆動するために設けられ、
第２出力端子２８４において得られる。
ミッタ２７６間の電圧（ＶＢＥ２）が第２底部トランゾ
スタ２３０のベース２６６を駆動するために設けられ、
第２出力端子２８４において得られる。
ＩＮｘ／ｌＮ２− Ｘ Ｉｒｘ ＶＢＥＩ ”ｌｚ
−ＶＴｌｎ（ＸＹ） Ｏはあいにのみ成立可能である。
−ＶＴｌｎ（ＸＹ） Ｏはあいにのみ成立可能である。
但し、ＶＢＥｌとＶＢＥ ２はそれぞれ第１と第２の底
部トランジスタ２２８，２３０のベース・エミッタ間電
圧である。ポテンショメータ２３２の端部ハベース２６
４とベース２７０との間に接続されているから、 ＶＢＥＩ−ＶＢＥ２− Ｒｓｅｔ （ＺＩＮｘ）となり
一従って、ポテンショメータ２３２の摺動子上の出力端
子２８０における電圧（ｖＢｏｕｔ）は一定範囲の値に
調節できる。頂部の最大値は第１出力端子２８２におけ
る出力電圧に等しく、また第１底部トランジスタ２２８
全体に電流ＩＮＩ ’に有するようにそれ全駆動するに
十分なりＢＥｌに等しい。この同じ出力電圧はまた、そ
れ故、補聴器回路２０内の何処の他の同様な（「スレイ
ブ」と称するノトランジスタ（すなわち、同じエミッタ
面積を有する）にこの電流上流す上でも十分である。
部トランジスタ２２８，２３０のベース・エミッタ間電
圧である。ポテンショメータ２３２の端部ハベース２６
４とベース２７０との間に接続されているから、 ＶＢＥＩ−ＶＢＥ２− Ｒｓｅｔ （ＺＩＮｘ）となり
一従って、ポテンショメータ２３２の摺動子上の出力端
子２８０における電圧（ｖＢｏｕｔ）は一定範囲の値に
調節できる。頂部の最大値は第１出力端子２８２におけ
る出力電圧に等しく、また第１底部トランジスタ２２８
全体に電流ＩＮＩ ’に有するようにそれ全駆動するに
十分なりＢＥｌに等しい。この同じ出力電圧はまた、そ
れ故、補聴器回路２０内の何処の他の同様な（「スレイ
ブ」と称するノトランジスタ（すなわち、同じエミッタ
面積を有する）にこの電流上流す上でも十分である。
ポテンショメータ２３２の摺動子が下部方向に＊流基準
トランジスタ２３４の方向にその最低値まで移動すると
、摺動子の電圧は第２底部トランジスタ２３０のベース
２６６に供給され流を流すのに十分な第２出力端子２８
４の電圧Ｃ”ＢＥ２）に等しくなる。
トランジスタ２３４の方向にその最低値まで移動すると
、摺動子の電圧は第２底部トランジスタ２３０のベース
２６６に供給され流を流すのに十分な第２出力端子２８
４の電圧Ｃ”ＢＥ２）に等しくなる。
Ｘ−３，Ｙ−２の有利な実施例においてポテンショメー
タ２３２の摺動子ｋＷ化させることによってベース・エ
ミッタ間電圧全スレイブトランジスタがＩＮＩとＩＮ１
／６の間のＩＩｔ流を有するようにそれｔｌＫ動するの
に十分なものとすることが望ましい。
タ２３２の摺動子ｋＷ化させることによってベース・エ
ミッタ間電圧全スレイブトランジスタがＩＮＩとＩＮ１
／６の間のＩＩｔ流を有するようにそれｔｌＫ動するの
に十分なものとすることが望ましい。
かくして、出力リード（ｖＢｏｕｔ） ２８０の電圧に
対するＩＩ御によってそのベースが出力リード２８０に
接続されそのエミッタがアース腺２８６に接続された他
の任意の同種トランジスタに流れるｉＩｒ、＃、をけは
厳格に制御することが可能になる。電流調整器２１８は
基ｍ電流（ＩＮｚ） ｌ：ポテンショメータ２３２の最
大抵抗のみによって設定し、使用する必要のあるかさは
ったスベースをとる抵抗器の数を最小限にすることを可
能にする。
対するＩＩ御によってそのベースが出力リード２８０に
接続されそのエミッタがアース腺２８６に接続された他
の任意の同種トランジスタに流れるｉＩｒ、＃、をけは
厳格に制御することが可能になる。電流調整器２１８は
基ｍ電流（ＩＮｚ） ｌ：ポテンショメータ２３２の最
大抵抗のみによって設定し、使用する必要のあるかさは
ったスベースをとる抵抗器の数を最小限にすることを可
能にする。
更に、単にトランジスタの構成のみによって決定できる
正確に規定された調整範囲が存在する。付加的なトラン
ジスタは付加的な電流源全駆動するためにそのベース・
エミッタ接合部ヲスレイブトランジスターのそれと並列
に配置することもできることはいうｌでもない。スレイ
ブトランジスタはまた、ＹのＸ倍に等しい比にわたる範
囲にわたって全て調整可能な種々の相異なる電流を提供
するために独立に予め決定されたエミツタ面横比を有す
ることができる。付加的なポテンショメータはポテンシ
ョメータ２３２と並列に配置しくそれらの並列抵抗値は
Ｒｓｅｔ、 ＶＣ＃ Ｉ、い）先の同じｔａ：範囲にわ
たって同時的な、独立に調整可能な出力を供給すること
ができる。
正確に規定された調整範囲が存在する。付加的なトラン
ジスタは付加的な電流源全駆動するためにそのベース・
エミッタ接合部ヲスレイブトランジスターのそれと並列
に配置することもできることはいうｌでもない。スレイ
ブトランジスタはまた、ＹのＸ倍に等しい比にわたる範
囲にわたって全て調整可能な種々の相異なる電流を提供
するために独立に予め決定されたエミツタ面横比を有す
ることができる。付加的なポテンショメータはポテンシ
ョメータ２３２と並列に配置しくそれらの並列抵抗値は
Ｒｓｅｔ、 ＶＣ＃ Ｉ、い）先の同じｔａ：範囲にわ
たって同時的な、独立に調整可能な出力を供給すること
ができる。
第１と第２の頂部トランジスタ２２０ 、２２２′に駆
動する第１増幅器２２４を設けることによって基準電流
２１８會第１と第２の頂部トランジスタ２２０．２２２
の’！［利得特性（“ベータ“）に対して殆んど影響ヲ
受けないようにする。このことは通常の集積回路におけ
るＰＮＰ トランジスタの典型的に低く許容偏差の大き
なベータに対して有益でらる。
動する第１増幅器２２４を設けることによって基準電流
２１８會第１と第２の頂部トランジスタ２２０．２２２
の’！［利得特性（“ベータ“）に対して殆んど影響ヲ
受けないようにする。このことは通常の集積回路におけ
るＰＮＰ トランジスタの典型的に低く許容偏差の大き
なベータに対して有益でらる。
丈に、電流工ｐも制御されるから、［スレイブｊ ＰＮ
Ｐ ）ランジスタは第１頂部トランジスタ２２０のエミ
ッタ２４４に対してベース２４０からとジだされた電圧
によってバイアスされ、トランジスタ２２０とスレイブ
ＰＮＰ ）ランジスタとの間のエミツタ面積比によって
卯と関連した電Ｒｋ供給する。
Ｐ ）ランジスタは第１頂部トランジスタ２２０のエミ
ッタ２４４に対してベース２４０からとジだされた電圧
によってバイアスされ、トランジスタ２２０とスレイブ
ＰＮＰ ）ランジスタとの間のエミツタ面積比によって
卯と関連した電Ｒｋ供給する。
第１とｗ１２の増幅器２２４．２２６の評細な実施例を
それぞれ第２４ａ図と第２４ｂ図に示す。第２４図に示
したような差動入力増幅器は適当な動作にとって不買的
なものではなく（このはめい、ｖＲＥＦは「γ−ス」と
考えることができる。）、詳述した増幅器は非常に低い
供給電圧（はぼＩＶ）で動作することができる点に注目
すべきである。
それぞれ第２４ａ図と第２４ｂ図に示す。第２４図に示
したような差動入力増幅器は適当な動作にとって不買的
なものではなく（このはめい、ｖＲＥＦは「γ−ス」と
考えることができる。）、詳述した増幅器は非常に低い
供給電圧（はぼＩＶ）で動作することができる点に注目
すべきである。
第２図と第２６図に示したように、クリッパ７４は入力
信号を受けとり、所定の最大振１隔の出力信号を供給す
る。従って、補聴器はその危用者にとって不快な制置信
号を発生することがない。
信号を受けとり、所定の最大振１隔の出力信号を供給す
る。従って、補聴器はその危用者にとって不快な制置信
号を発生することがない。
クリッパ７４は第１と第２の相互コンダクタンス差動演
算増幅器２８２．２８４と、入力端子２８８と、電圧か
準線２９０（図示された実施例のはあい、はぼ０．８
Ｖ ）と、出力端子２９２と、負荷抵抗２９３と、補助
出力端子２９５と、調整可能な電流源２９７を備えてい
る。
算増幅器２８２．２８４と、入力端子２８８と、電圧か
準線２９０（図示された実施例のはあい、はぼ０．８
Ｖ ）と、出力端子２９２と、負荷抵抗２９３と、補助
出力端子２９５と、調整可能な電流源２９７を備えてい
る。
第１と第２の相互コンダクタンス増幅器２８２゜２８４
はそれぞれ第１の正入力＃Ｊ２９４ 、２９６と、第２
の負入力１４１１３００ 、３０２と、出力側３０６．
３０８に軸えている。第１相互コンダクタンス増＋ｉｌ
器２８２の正入力ＩＩＩ ２９４は入力端子２８８に接
続され、電流制御主増幅器６６から入力信号を受けとる
。負入力側３００は出力端子２９２と第２相互コンダク
タンス増幅器２８４の出力側３０８に接続されている。
はそれぞれ第１の正入力＃Ｊ２９４ 、２９６と、第２
の負入力１４１１３００ 、３０２と、出力側３０６．
３０８に軸えている。第１相互コンダクタンス増＋ｉｌ
器２８２の正入力ＩＩＩ ２９４は入力端子２８８に接
続され、電流制御主増幅器６６から入力信号を受けとる
。負入力側３００は出力端子２９２と第２相互コンダク
タンス増幅器２８４の出力側３０８に接続されている。
第１相互コンダクタンス増幅器２８２の出力側３０６は
第２相互コンダクタンス増幅、器２８４の正入力側２９
６に接続されている。負入力端３０２は基準線２９０に
接続されている。
第２相互コンダクタンス増幅、器２８４の正入力側２９
６に接続されている。負入力端３０２は基準線２９０に
接続されている。
第２相互コンダクタンス増幅器２８４は第２２図に示す
ように標準的な相互コンダクタンス演算増＃Ａ器であっ
て、調整可能な電流源２９７が接続されていて相互コン
ダクタンス（８ｍ２） を制御するようになっている。
ように標準的な相互コンダクタンス演算増＃Ａ器であっ
て、調整可能な電流源２９７が接続されていて相互コン
ダクタンス（８ｍ２） を制御するようになっている。
電流源２９７によって供給される電流の大きさが、第２
相互コンダクタンス増幅器２８４が負荷抵抗器２９３に
供給できる電流（ＩＬ）のピーク値を設定する。
相互コンダクタンス増幅器２８４が負荷抵抗器２９３に
供給できる電流（ＩＬ）のピーク値を設定する。
従ってクリッパ７４の出力側２９２の電圧クリッピング
レベルを設定する。電流源２９７は第１図に示した出力
制御部９０の一部として含まれている。ループ利得が相
当高いと、（すなわち帰還値が太きいと）、クリッパ７
４の電圧利得の全体の変化は電流制御部が変化するにつ
れ相当小さくなる。
レベルを設定する。電流源２９７は第１図に示した出力
制御部９０の一部として含まれている。ループ利得が相
当高いと、（すなわち帰還値が太きいと）、クリッパ７
４の電圧利得の全体の変化は電流制御部が変化するにつ
れ相当小さくなる。
第２増幅益２８４の実施例は一対のバイポーラ差動トラ
ンジスタを備えている。回路の開ルーツ利得は第２増幅
器２８４の利得端子に供給される制御電流が変化すると
きにかなシ一定にとどまる傾向がある。このことが生ず
るのは第２増−器２８４の入力インピーダンスが制御電
流とほぼ逆に変化するためでおる。
ンジスタを備えている。回路の開ルーツ利得は第２増幅
器２８４の利得端子に供給される制御電流が変化すると
きにかなシ一定にとどまる傾向がある。このことが生ず
るのは第２増−器２８４の入力インピーダンスが制御電
流とほぼ逆に変化するためでおる。
このインピーダンスは第１増１１Ｑｆｉｇ２８２で最も
優勢な負荷であるから、第１増幅器の電圧利得はこのイ
ンピーダンスにはぼ比例して、かつ第２増幅器２８４の
電圧利得と逆に変化することになる。その結果、１ｇＪ
Ｗ！ｒ７４はかなり一定の開ループ電圧利得を与えるこ
とになる。かくして、不同ｗ１は対称的で調節可能な電
圧制限（クリッピング）を可能にする一方、（供給電圧
からほぼ独立した）はぼ一定の電圧利得を維持する。
優勢な負荷であるから、第１増幅器の電圧利得はこのイ
ンピーダンスにはぼ比例して、かつ第２増幅器２８４の
電圧利得と逆に変化することになる。その結果、１ｇＪ
Ｗ！ｒ７４はかなり一定の開ループ電圧利得を与えるこ
とになる。かくして、不同ｗ１は対称的で調節可能な電
圧制限（クリッピング）を可能にする一方、（供給電圧
からほぼ独立した）はぼ一定の電圧利得を維持する。
装置により設定されたクリツビンダレベルはクリッパＴ
４内のトランジスタの飽和電圧降下もしくは［源電圧に
はほぼ胸係がないかほとんど影響を受けることはない。
４内のトランジスタの飽和電圧降下もしくは［源電圧に
はほぼ胸係がないかほとんど影響を受けることはない。
丈に、クリッパ７４は１ｖ程度の低供給電圧レベルで動
作する。
作する。
第２増幅器２８４の入力端子２９６．３０２の電圧は本
節においては以下ＶＢＥと称することにする。所与のＶ
ＢＥは第２増幅器２８４のために選択した増幅率（ｇｍ
２）から独立な一対のバイポーラ差動トランジスタ円の
２つのコレクタ電流間に常に一定の地金形成する。従っ
て、負荷抵抗４２９３に流れる電流のピーク有効負荷電
流（あるいはクリッピングレベル）に対する比はほぼＶ
ＢＥに依をする。
節においては以下ＶＢＥと称することにする。所与のＶ
ＢＥは第２増幅器２８４のために選択した増幅率（ｇｍ
２）から独立な一対のバイポーラ差動トランジスタ円の
２つのコレクタ電流間に常に一定の地金形成する。従っ
て、負荷抵抗４２９３に流れる電流のピーク有効負荷電
流（あるいはクリッピングレベル）に対する比はほぼＶ
ＢＥに依をする。
この′電圧（ＶＢｗ）はまた他の用途において有益であ
って補助出力端子２９５において得ることができる。負
荷抵抗器２９３に流れる電流（ＩＬ）のピーク有効狛荷
′＃Ｍ流（ＩＰＥＡＫ）に対する比はｖＢＥに関して次
の通りである。
って補助出力端子２９５において得ることができる。負
荷抵抗器２９３に流れる電流（ＩＬ）のピーク有効狛荷
′＃Ｍ流（ＩＰＥＡＫ）に対する比はｖＢＥに関して次
の通りである。
本発明のはあい、ＶＢＥは出力圧縮系のＡＧＣ検出器８
６ｋＢＡ動するために用いられる。検出器８６は第２０
図に示した閾値検出器の形をしており、はぼ１８ｍＶ（
７）ｍｌ：圧検出閾値を有する。
６ｋＢＡ動するために用いられる。検出器８６は第２０
図に示した閾値検出器の形をしており、はぼ１８ｍＶ（
７）ｍｌ：圧検出閾値を有する。
それ故、出力ＡＧＣ系は次の条件のばあいに作動する。
以上の値は（デシベルで表埃したとき）はぼ−９，６ｄ
Ｂとなる。このことはクリッピングが開始される信号レ
ベルに対して約−９，６ｄＢでるる信号レベルは、外部
ＡＧＣスイッチ８Ｂがオンになったときに出力圧縮作用
全開始させるということ１に：意味する。（第２図を参
照されたヘフかかる用途において出力圧縮レベルは一定
比によって上述の電圧クリッピングレベル以下をとる。
Ｂとなる。このことはクリッピングが開始される信号レ
ベルに対して約−９，６ｄＢでるる信号レベルは、外部
ＡＧＣスイッチ８Ｂがオンになったときに出力圧縮作用
全開始させるということ１に：意味する。（第２図を参
照されたヘフかかる用途において出力圧縮レベルは一定
比によって上述の電圧クリッピングレベル以下をとる。
このようにして自動利得制御動作開始中の「オーバーシ
ュート」は圧縮中の定常状態出力に対して一定比に制限
され、出力制御部９０も出力ＡＧＣ動作が選択されると
きに動作する。
ュート」は圧縮中の定常状態出力に対して一定比に制限
され、出力制御部９０も出力ＡＧＣ動作が選択されると
きに動作する。
（例えは出力増幅器１６内の）電圧クランプ集積回路上
のトランジスタのコレクタの電圧が最低チップポテンシ
ャル（基板の電化）以下の接合部降下（０，６Ｖ ）に
近い値だけでも降下すると、周囲のチツｆ構成部品に対
する絶縁性が失なわれて不確定な動作条件をつくりだす
ことになるためにチップ全体にとって好ましくない動作
結果を来たす虞れがある。電圧クランプ３１４は集積回
路内の接続点の電圧変化が基板に対して実質的に負とな
って不都合な動作音生じさせる事態を防止する。第２７
図を参照されたい。
のトランジスタのコレクタの電圧が最低チップポテンシ
ャル（基板の電化）以下の接合部降下（０，６Ｖ ）に
近い値だけでも降下すると、周囲のチツｆ構成部品に対
する絶縁性が失なわれて不確定な動作条件をつくりだす
ことになるためにチップ全体にとって好ましくない動作
結果を来たす虞れがある。電圧クランプ３１４は集積回
路内の接続点の電圧変化が基板に対して実質的に負とな
って不都合な動作音生じさせる事態を防止する。第２７
図を参照されたい。
かくして、例えは本発明のレシーバ４０は磁界を加えて
ダイヤフラムを動かして補聴器使用者に音響出力を発生
するセンタタップインダクタ３１６を備える。かくして
レシーバ４０はそれを駆動する出力増幅器７６に対して
肪導負荷となる。
ダイヤフラムを動かして補聴器使用者に音響出力を発生
するセンタタップインダクタ３１６を備える。かくして
レシーバ４０はそれを駆動する出力増幅器７６に対して
肪導負荷となる。
センタタップインダクタ３１６の両生分間の相互インダ
クタンスはレシーバ４０を駆動する出力トランジスタ３
１８．３２０の一方もしくは他方に対して父互に負のコ
レクタ・エミッタ間電圧スパイクを生じさせる。そして
今度は、これはコレクタをｉ板３２２に対して順方向に
バイアスして周囲素子に対して寄生ラテラ＼トランジス
タ作用をひきおこすおそれがある。
クタンスはレシーバ４０を駆動する出力トランジスタ３
１８．３２０の一方もしくは他方に対して父互に負のコ
レクタ・エミッタ間電圧スパイクを生じさせる。そして
今度は、これはコレクタをｉ板３２２に対して順方向に
バイアスして周囲素子に対して寄生ラテラ＼トランジス
タ作用をひきおこすおそれがある。
周囲素子においてかかる予期しえない動作が生するのｔ
遊けるために、本発明の補聴器回路２０は出力増幅器３
６内にクランプ３１４を備える。クランｆ３１４はＮＰ
Ｎ形の第１と第２の電圧検出トランジスタ３２４．３２
６と、バイアスダイオード接続のＮＰＮ トランジスタ
３２９を含む基準電圧源３２８と、増幅電流ミラー３６
０とを備えている。
遊けるために、本発明の補聴器回路２０は出力増幅器３
６内にクランプ３１４を備える。クランｆ３１４はＮＰ
Ｎ形の第１と第２の電圧検出トランジスタ３２４．３２
６と、バイアスダイオード接続のＮＰＮ トランジスタ
３２９を含む基準電圧源３２８と、増幅電流ミラー３６
０とを備えている。
第２７図に示した実施例にはセンタタップ３１６がそれ
ぞれコレクタ３６６．３６８を有する第１と第２の出力
トランジスタ３１８゜３２０に接続されたレシーバ４０
が示されている。コレクタ３６６．３６８はそれぞれの
接続点３４０．３４２でインダクタ３１６に接続されて
いる。クランプ３１４は接続点３４０゜３４２の電圧が
Ｏｖ以下に大きく降下すること上動げる。
ぞれコレクタ３６６．３６８を有する第１と第２の出力
トランジスタ３１８゜３２０に接続されたレシーバ４０
が示されている。コレクタ３６６．３６８はそれぞれの
接続点３４０．３４２でインダクタ３１６に接続されて
いる。クランプ３１４は接続点３４０゜３４２の電圧が
Ｏｖ以下に大きく降下すること上動げる。
第１と第２の出力トランジスタ３１８ 、３２０はチッ
プの基板３２２に直接接続されたエミッタを有する。基
準電圧源３２８はコレクタ３４４とエミッタ３４６に接
続されたベース３４５を有するＮＰＮダイオード接続の
トランジスタ３２９を備えている。エミッタ３４６は基
板３２２に接続されている。コレクタ３４４は第１と第
２の電圧検出トランジスタ３２４．３２６のベースに接
続されている。
プの基板３２２に直接接続されたエミッタを有する。基
準電圧源３２８はコレクタ３４４とエミッタ３４６に接
続されたベース３４５を有するＮＰＮダイオード接続の
トランジスタ３２９を備えている。エミッタ３４６は基
板３２２に接続されている。コレクタ３４４は第１と第
２の電圧検出トランジスタ３２４．３２６のベースに接
続されている。
第１と第２の出力トランジスタ３１８ 、３２０のコレ
クタ３６６．３６８はそれぞれトランジスタ３２４．３
２６のエミッタ３２５．３２７に接続されている。両方
のコレクタ３６６゜３６８がｔ’ｔは０７以上の電圧を
有するばあいにハ、トランジスタ３２４．３２６のベー
ス・エミッタ接置は逆バイアスされるか、あるいは、せ
いぜいごく備かに順方向にバイアスされることになる。
クタ３６６．３６８はそれぞれトランジスタ３２４．３
２６のエミッタ３２５．３２７に接続されている。両方
のコレクタ３６６゜３６８がｔ’ｔは０７以上の電圧を
有するばあいにハ、トランジスタ３２４．３２６のベー
ス・エミッタ接置は逆バイアスされるか、あるいは、せ
いぜいごく備かに順方向にバイアスされることになる。
従って、基準電圧源３２８は第１と第２の電圧検出トラ
ンジスタ３２４．３２６をはぼ％ｆ流を流さない、非導
通状態に保持することになる。
ンジスタ３２４．３２６をはぼ％ｆ流を流さない、非導
通状態に保持することになる。
接続点３４０．３４２の一つにおける電圧がＯｖ付近に
降下すると、第１もしくは第２トランジスタ３２４．３
２６のベース・エミッタ間電圧（ｖＢＥｌ、”ＢＦ２）
Ｉｌ’ｌ’ｃレソレ約Ｇ−６Ｖ Ｋ１１ｔ太Ｌ、その
第１もしくは第２トランゾスタ３２４゜３２６を導通状
態に変化させることによってトランジスタ３２４もしく
は３２６の（相互接続された）コレクタ３６１もしくは
３６３に電流＜ＩＢＥＮＳＥ） ？流すことになる。”
８ＥＮＳｇは以下の式で与えられる。
降下すると、第１もしくは第２トランジスタ３２４．３
２６のベース・エミッタ間電圧（ｖＢＥｌ、”ＢＦ２）
Ｉｌ’ｌ’ｃレソレ約Ｇ−６Ｖ Ｋ１１ｔ太Ｌ、その
第１もしくは第２トランゾスタ３２４゜３２６を導通状
態に変化させることによってトランジスタ３２４もしく
は３２６の（相互接続された）コレクタ３６１もしくは
３６３に電流＜ＩＢＥＮＳＥ） ？流すことになる。”
８ＥＮＳｇは以下の式で与えられる。
ｌ５ＥＮＳＥ＝ＩＯｅｘｐ （ＶＢｇｘ／ｖＴ）＋ ｅ
ｘｐ （ＶＢｇ２／’ｔ７ｒ）増幅電流ミラーはトラン
ジスタ３４８ 、３５０゜３５２から成る。２コレクタ
ＰＮＰ Ｉ’ランジスタ３４８は従来の電流ミラー全同
様に接続されｒｓｇＮｓＥを受取り１この電流をＩＢＥ
ＮＳＥ ′ｔ″増幅することができる第１と第２の高電
流トランジスタ３５０．３５２の相互接続されたベース
へ供給する。
ｘｐ （ＶＢｇ２／’ｔ７ｒ）増幅電流ミラーはトラン
ジスタ３４８ 、３５０゜３５２から成る。２コレクタ
ＰＮＰ Ｉ’ランジスタ３４８は従来の電流ミラー全同
様に接続されｒｓｇＮｓＥを受取り１この電流をＩＢＥ
ＮＳＥ ′ｔ″増幅することができる第１と第２の高電
流トランジスタ３５０．３５２の相互接続されたベース
へ供給する。
第１もしくは第２の電圧検出トランジスタ３２４．３２
６におけるコレクタ・エミッタ間電圧がＯｖ附近に降下
したこと全検出するや否や、２コレクタＰＮＰ トラン
ジスタ３４８はオンとなり２つの高を流トランジスタ３
５０、−３５２のベースに電流を供給する。その後、高
電流トランジスタ３５０．３５２は接続点３４０゜３４
２に直接、電流（Ｉ ＣＬＡＭＰ Ｘと工ＣＬＡＭＰ２
） ’ｆｃ供給する。
６におけるコレクタ・エミッタ間電圧がＯｖ附近に降下
したこと全検出するや否や、２コレクタＰＮＰ トラン
ジスタ３４８はオンとなり２つの高を流トランジスタ３
５０、−３５２のベースに電流を供給する。その後、高
電流トランジスタ３５０．３５２は接続点３４０゜３４
２に直接、電流（Ｉ ＣＬＡＭＰ Ｘと工ＣＬＡＭＰ２
） ’ｆｃ供給する。
クランプ３１４ｈには２つの負帰還ループが形成される
。第１のループはトランジスタ３２４゜３４８．３５０
によって形成され、エミッタ３２５が入力側となり、高
を流トランジスタ３５０のエミッタが出力側となってい
る。第２のループはトランジスタ３２６ 、３４８ 、
３５２によって形成され、エミッタ３２７が入力側とな
り、高ＩｗＬ流トランジスタ３５２のエミッタが出力側
となっている。両級読点がＯｖ附近に下がる場合でも両
ループがＰＮＰ トランジスタ３４８を共有しており、
たとい両ループが同時に動作することがあっても、本実
施例の用途では、出力トランジスタの導通状態が父互に
切換わるために一度に唯一つの接続点をクランプするこ
としか必要でない。トランジスタ３５０．３５２のベー
スは相互に接続されている。従って、これらトランジス
タのエミッタによって接続点３４０．３４２に流れる電
流の比は次のようにこれら２つの接続点（ｖＤＩＦＦ）
間の電圧差に依存することになる。
。第１のループはトランジスタ３２４゜３４８．３５０
によって形成され、エミッタ３２５が入力側となり、高
を流トランジスタ３５０のエミッタが出力側となってい
る。第２のループはトランジスタ３２６ 、３４８ 、
３５２によって形成され、エミッタ３２７が入力側とな
り、高ＩｗＬ流トランジスタ３５２のエミッタが出力側
となっている。両級読点がＯｖ附近に下がる場合でも両
ループがＰＮＰ トランジスタ３４８を共有しており、
たとい両ループが同時に動作することがあっても、本実
施例の用途では、出力トランジスタの導通状態が父互に
切換わるために一度に唯一つの接続点をクランプするこ
としか必要でない。トランジスタ３５０．３５２のベー
スは相互に接続されている。従って、これらトランジス
タのエミッタによって接続点３４０．３４２に流れる電
流の比は次のようにこれら２つの接続点（ｖＤＩＦＦ）
間の電圧差に依存することになる。
工ＣＬＡＭＰｘ／工ＣＬＡＭＰｚ ” ｅｌＸｐ（ＶＤ
ＩＦＦ／ｖＴ）ｖＤＩＦＦは、１つの接続点がクランプ
されている時、２ｖより大きいのが普通であるから、他
の接続点に接続された筒電流トランジスタ３５０もしく
は３５２は効果的にオフ状態になる。
ＩＦＦ／ｖＴ）ｖＤＩＦＦは、１つの接続点がクランプ
されている時、２ｖより大きいのが普通であるから、他
の接続点に接続された筒電流トランジスタ３５０もしく
は３５２は効果的にオフ状態になる。
クランプされる接続点は接続点が基板に対してほぼ負と
なるのｔ妨げるために景するほどの大きさの電流（以下
に述べる限界ＩｍａＸ ２での値）を受けとる。電流源
トランジスタ３５０゜３５２の電流定格を超えない限シ
、接続点３４０゜３４２に供給される最大電流（工ｍａ
ｘ）は（β）２（ＩＲＥＦ）にほぼ等しい。但し、β（
ベータ）はトランジスタ３２４，３５０．３５２の電流
利得で、工ＲＥＦは（クランプ３１４のスタンバイ電流
でもある〕抵抗器３５４會流れる電流である。
なるのｔ妨げるために景するほどの大きさの電流（以下
に述べる限界ＩｍａＸ ２での値）を受けとる。電流源
トランジスタ３５０゜３５２の電流定格を超えない限シ
、接続点３４０゜３４２に供給される最大電流（工ｍａ
ｘ）は（β）２（ＩＲＥＦ）にほぼ等しい。但し、β（
ベータ）はトランジスタ３２４，３５０．３５２の電流
利得で、工ＲＥＦは（クランプ３１４のスタンバイ電流
でもある〕抵抗器３５４會流れる電流である。
典型的なβ値は１００もしくはそれより大きいは丁だか
ら、上述のクランｆ３１４はクランプ３１４の最大電流
発生能力に対して非常に低いスタンバイ電流ドレーンを
使用する。東に、クランプ作用は回路に供給される最も
低いポテンシャルに非常に近接したところで生ずる。そ
の他に、クランプ３１４は１ｖ程度の低い供給電圧で動
作することができる。
ら、上述のクランｆ３１４はクランプ３１４の最大電流
発生能力に対して非常に低いスタンバイ電流ドレーンを
使用する。東に、クランプ作用は回路に供給される最も
低いポテンシャルに非常に近接したところで生ずる。そ
の他に、クランプ３１４は１ｖ程度の低い供給電圧で動
作することができる。
クランプ３１４は、増幅電流ミラー３６０と共にあるい
はそれなしでも単にＩＳＥＮ８ｇが検出信号となるよう
な最も低い（もしくは回路極性が反転したぼろいには最
高の）供給ポテンシャルに近接した電圧レベルを検出す
るためにも使用することができる。かかる用途の１つに
おいては、増幅電流ミラー３６０は回路から除去され、
基準電圧源３２８は０．９ｖの電圧源に変化する。かく
して変形された回路は出力電圧を検出して第２図の［出
力増幅器、クリッパおよび出力ＡＧＣＪ内に内蔵された
出力自動利得制御回路のための第２図に示した″”ｏｕ
ｔ検出器″８０の機能を実行するために使用することが
できる。
はそれなしでも単にＩＳＥＮ８ｇが検出信号となるよう
な最も低い（もしくは回路極性が反転したぼろいには最
高の）供給ポテンシャルに近接した電圧レベルを検出す
るためにも使用することができる。かかる用途の１つに
おいては、増幅電流ミラー３６０は回路から除去され、
基準電圧源３２８は０．９ｖの電圧源に変化する。かく
して変形された回路は出力電圧を検出して第２図の［出
力増幅器、クリッパおよび出力ＡＧＣＪ内に内蔵された
出力自動利得制御回路のための第２図に示した″”ｏｕ
ｔ検出器″８０の機能を実行するために使用することが
できる。
トランジスタのベースバイアス電流がトランジスタのベ
ースをｍ動する回路に対して有する負荷効果金小さくす
る必要があることが多い。
ースをｍ動する回路に対して有する負荷効果金小さくす
る必要があることが多い。
第２８図に示したように、ベースバイアス電流補償器３
５８はさもなくば基準トランジスタのベースと関連した
他の回路によって供給されなけれはならない基準トラン
ジスタ３６２の基準ベースバイアス電流上はぼ供給する
。基準トランジスタはそのコレクタを経てほぼ既知の基
準電流（工。）を流し、もう１つのトランジスタと良く
整合することができるベータ（もしくは電流ｒイン）を
有する。これは普通、与えられた集積回路のはあいにあ
てはまる。
５８はさもなくば基準トランジスタのベースと関連した
他の回路によって供給されなけれはならない基準トラン
ジスタ３６２の基準ベースバイアス電流上はぼ供給する
。基準トランジスタはそのコレクタを経てほぼ既知の基
準電流（工。）を流し、もう１つのトランジスタと良く
整合することができるベータ（もしくは電流ｒイン）を
有する。これは普通、与えられた集積回路のはあいにあ
てはまる。
第２８図に示すように、補償器３５Ｂは、サンプリング
トランジスタ３６４、第１、第２のミラートランジスタ
３６８．３６６、帰還トランジスタ３７０と共に電流源
３６０と基準トランジスタ３６２を備える。有利な実施
例ではダイオード接続トランジスタ３７２と、付加的な
ミラートランジスタ３７４と、付加の基準トランジスタ
３７６を備えている。
トランジスタ３６４、第１、第２のミラートランジスタ
３６８．３６６、帰還トランジスタ３７０と共に電流源
３６０と基準トランジスタ３６２を備える。有利な実施
例ではダイオード接続トランジスタ３７２と、付加的な
ミラートランジスタ３７４と、付加の基準トランジスタ
３７６を備えている。
トランジスタを全て同一の集積回路チップ上に集積する
ことが望ましい。そのため、ＮＰＮトランジスタのエミ
ッタ面積と、電流利得特性と、相互コンダクタンス特性
とはそれらが互いに所定の関係【有するように制御する
ことができる。
ことが望ましい。そのため、ＮＰＮトランジスタのエミ
ッタ面積と、電流利得特性と、相互コンダクタンス特性
とはそれらが互いに所定の関係【有するように制御する
ことができる。
同じことはＰＮＰ トランジスタについてもあてはする
。 。
。 。
基準トランジスタ３６２は第２８図にＩＣとして表示し
たほぼ公知のコレクタ・エミッタ間基準電流を処理する
。ＩＣ／ＢＲＥＦに等しいベース電流ＩＢ （但し、Ｂ
ＲｇＦ’はトランジスタ３６２の電流利得である〕は、
さもなくはトランジスタ３６２のベースと共働する他の
回路によって供給されるバイアス電流をほぼ打消すよう
に基準トランジスタ３６２に供給する必要がある。
たほぼ公知のコレクタ・エミッタ間基準電流を処理する
。ＩＣ／ＢＲＥＦに等しいベース電流ＩＢ （但し、Ｂ
ＲｇＦ’はトランジスタ３６２の電流利得である〕は、
さもなくはトランジスタ３６２のベースと共働する他の
回路によって供給されるバイアス電流をほぼ打消すよう
に基準トランジスタ３６２に供給する必要がある。
電流源３６０は基準電流に対してほぼ既知の比でＸＩＣ
として示した電流全供給する。電流源３６０はその電流
の大半を（はぼＢＲＥＦに等しいベータを有する）サン
プリングトランジスタ３６４へ供給する。サンプリング
トランジスタ３６４０ベースに供給された電流は（トラ
ンジスタ３６２．３６４がほぼ等しい電流利得を有する
ものと仮定する）はぼＸＩＢに等しい。サンプリングト
ランジスタ３６４のベースに供給される′ｌＬ流は第１
トランジスタ３６８のコレクタから供給される。
として示した電流全供給する。電流源３６０はその電流
の大半を（はぼＢＲＥＦに等しいベータを有する）サン
プリングトランジスタ３６４へ供給する。サンプリング
トランジスタ３６４０ベースに供給された電流は（トラ
ンジスタ３６２．３６４がほぼ等しい電流利得を有する
ものと仮定する）はぼＸＩＢに等しい。サンプリングト
ランジスタ３６４のベースに供給される′ｌＬ流は第１
トランジスタ３６８のコレクタから供給される。
（第２８図に示すように相互接続された）帰還トランジ
スタ３７０はサンプリングトランジスタ３６４と共に一
対の差動トランジスタを形取して、サンプリングトラン
ジスタ３６４のコレクタを流がＸＩ。から帰還トランジ
スタ３７０のコレクタ電流（工ＦＢ） ｋ差し引いたも
のにほぼ等しくなるように第１ミラートランジスタ３６
８のコレクタ電流を調節する働きをする０ トランジス
タ３７０のベースは第２８図に示すように基準電圧ＶＲ
ＥＦによってバイアスを加えられる。
スタ３７０はサンプリングトランジスタ３６４と共に一
対の差動トランジスタを形取して、サンプリングトラン
ジスタ３６４のコレクタを流がＸＩ。から帰還トランジ
スタ３７０のコレクタ電流（工ＦＢ） ｋ差し引いたも
のにほぼ等しくなるように第１ミラートランジスタ３６
８のコレクタ電流を調節する働きをする０ トランジス
タ３７０のベースは第２８図に示すように基準電圧ＶＲ
ＥＦによってバイアスを加えられる。
第１ミラートランジスタ３６８のベース・エミッタ接合
と並列なダイオード接続トランジスタ３７２を組込んで
ＰＮＰベータ（１Ｆ流利得〕が工ＦＢに対して及はす影
４１１−小さくすることが望ましい。以上示した実施例
のはあい、ＩＦＢほぼ捻ＸＩＢ Ｋ埠しい。それ故、Ｘ
ＩＣ／ＸＩＢはほぼサンプリングトランジスタ３６４の
電流利得に等しＸＩＣ（１−１／Ｂ）會サンプリングト
ランジスタ３６４に供給することになる。典型的なベー
タのはあい、（ｉ−１／Ｂ）は１に非常に近くなる。
と並列なダイオード接続トランジスタ３７２を組込んで
ＰＮＰベータ（１Ｆ流利得〕が工ＦＢに対して及はす影
４１１−小さくすることが望ましい。以上示した実施例
のはあい、ＩＦＢほぼ捻ＸＩＢ Ｋ埠しい。それ故、Ｘ
ＩＣ／ＸＩＢはほぼサンプリングトランジスタ３６４の
電流利得に等しＸＩＣ（１−１／Ｂ）會サンプリングト
ランジスタ３６４に供給することになる。典型的なベー
タのはあい、（ｉ−１／Ｂ）は１に非常に近くなる。
第２のミラートランジスタ３６６はそれぞれ第１のミラ
ートランジスタ３６８のベースとエミッタに相互接続さ
れたベースとエミッタを有する。第１と第２のミラート
ランジスタ３６８゜３６６のエミツタ面＆を決めること
によって、第２ミラートランジスタ３６６勿流れる電流
は第１ミラートランジスタ３６８のコレクタ電流れる電
流に対して所定の北上とるように設定することができる
。この所定比は１／Ｘに等しく設定することができる。
ートランジスタ３６８のベースとエミッタに相互接続さ
れたベースとエミッタを有する。第１と第２のミラート
ランジスタ３６８゜３６６のエミツタ面＆を決めること
によって、第２ミラートランジスタ３６６勿流れる電流
は第１ミラートランジスタ３６８のコレクタ電流れる電
流に対して所定の北上とるように設定することができる
。この所定比は１／Ｘに等しく設定することができる。
第１ミラートランジスタ３６８のコレクタ上流れる電流
はほぼＸＩＢに等しいから、第２ミラート２ンジスタ３
６６のコレクタ會流れる電流は基準トランジスタ３６２
にとって望ましいほぼベース電流であるＸもしくはｘＢ
によって割った（Ｘ） （ＩＢ）にほぼ等しい。
はほぼＸＩＢに等しいから、第２ミラート２ンジスタ３
６６のコレクタ會流れる電流は基準トランジスタ３６２
にとって望ましいほぼベース電流であるＸもしくはｘＢ
によって割った（Ｘ） （ＩＢ）にほぼ等しい。
１つもしくはそれ以上のミラートランジスタ（トランジ
スタ３７４のような〕は第１と第２のミラートランジス
タ３６８，３６８のベース・エミッタ接合と並列に配置
されたベース・エミッタ接合ケ有する。そのため、トラ
ンジスタ３７６のような付加の基準トランジスタも同様
に供給されたそれらのベース電流を必要とする。
スタ３７４のような〕は第１と第２のミラートランジス
タ３６８，３６８のベース・エミッタ接合と並列に配置
されたベース・エミッタ接合ケ有する。そのため、トラ
ンジスタ３７６のような付加の基準トランジスタも同様
に供給されたそれらのベース電流を必要とする。
比Ｘとミラートランジスタのエミッタ面積の比を変化さ
せることによって任意の比ｔもったベース補償電流が可
能となる。本願発明はベース電流會はぼ打消したりある
いはそれを補償することが必要なはあいの如く非常に広
範な種類の用途を提供するものである。更に、補償器は
１ｖ８！度の非常に低い供給電圧で動作する。
せることによって任意の比ｔもったベース補償電流が可
能となる。本願発明はベース電流會はぼ打消したりある
いはそれを補償することが必要なはあいの如く非常に広
範な種類の用途を提供するものである。更に、補償器は
１ｖ８！度の非常に低い供給電圧で動作する。
第２９図にはより＃＃ｌな入力自動利得制御（ＡＧＣ）
系６００が示されている。理解しやすいように第２図の
一定の回路素子は第２９図においても同一番号が付けで
ある。
系６００が示されている。理解しやすいように第２図の
一定の回路素子は第２９図においても同一番号が付けで
ある。
１次信号路は１次電流制御増幅器ＣＣＣＡ） ６０２を
通る。１次ＣＣＡ ６０２は抵抗器ＲＬＰ ６３ Ｇで
負荷されておｆｆ、ＲＬｐ６３０とコンデンサ６３４と
の接続点から取出されたＤＣ帰還を有する。
通る。１次ＣＣＡ ６０２は抵抗器ＲＬＰ ６３ Ｇで
負荷されておｆｆ、ＲＬｐ６３０とコンデンサ６３４と
の接続点から取出されたＤＣ帰還を有する。
コンデンサ６３４は効果的にＡＣ帰還をバイパスし、は
ぼ開ループのＡＣ動作を提供する。
ぼ開ループのＡＣ動作を提供する。
第２図の主ＣＣＡ Ｓ ６として素子６０２ 、６３０
゜６３４が含まれている。仮？ｆＭ６０４で示した１路
のバランスに１次ＣＣＡ ６０２のための１次制御１流
（Ｉ、Ｃ）をつくりだす。第２３図には第２９図にＥＸ
ｐとして示した差動電圧制御指数関数形電流＃６１２．
６２４．６２６が示されており、先に述べたように次の
式に従って入力電流Ｃｌ１ｎ）と制御電圧（ｖｃ ）に
関係する出力電流（工。ｕｔ、） ｔ″供給る。
゜６３４が含まれている。仮？ｆＭ６０４で示した１路
のバランスに１次ＣＣＡ ６０２のための１次制御１流
（Ｉ、Ｃ）をつくりだす。第２３図には第２９図にＥＸ
ｐとして示した差動電圧制御指数関数形電流＃６１２．
６２４．６２６が示されており、先に述べたように次の
式に従って入力電流Ｃｌ１ｎ）と制御電圧（ｖｃ ）に
関係する出力電流（工。ｕｔ、） ｔ″供給る。
但し、又は先に述べたエミッタ面積比であり、ＶＣ＝
ｖＢｇｇ ”ＢＥＩ テロ ル。
ｖＢｇｇ ”ＢＥＩ テロ ル。
第２２図に示されているように、電流制御増幅器６０２
．６０６は相互コンダクタンス演算増幅話（０’ｒＡ
）である。
．６０６は相互コンダクタンス演算増幅話（０’ｒＡ
）である。
２次ＣＣＡ ６０６は抵抗器ＲＬＳ ６３２によって負
荷され、Ｒｔ、５６３２とコンデンサ６３６との接続点
から取出され７ｊ ＤＣ帰還を有する。コンデンサ６３
６はＡＣ帰還を効果的にバイパスし、はぼ開ルーフ°Ａ
Ｃ動作會させる。素子６０６゜６３２．６３６が第２図
に２択ＣＣＡ ７００として示されている。
荷され、Ｒｔ、５６３２とコンデンサ６３６との接続点
から取出され７ｊ ＤＣ帰還を有する。コンデンサ６３
６はＡＣ帰還を効果的にバイパスし、はぼ開ルーフ°Ａ
Ｃ動作會させる。素子６０６゜６３２．６３６が第２図
に２択ＣＣＡ ７００として示されている。
（第２図において可変スロープ制御部６４から到来する
）入力信号（ｖｉｎ）は、２択ＣＣＡ ６０６によって
増幅される。この２択ＣＣＡ ６０６のＲＬＳ ６３２
間で取出された出力電圧は第２０図に示す検出回路から
成る閾値検出器７０２に加えられる。検出器７０２の出
力はＡＧＣフィルタコンデンサ７０４によって平滑化さ
れ制御信号■ｃ１會つくジだす。
）入力信号（ｖｉｎ）は、２択ＣＣＡ ６０６によって
増幅される。この２択ＣＣＡ ６０６のＲＬＳ ６３２
間で取出された出力電圧は第２０図に示す検出回路から
成る閾値検出器７０２に加えられる。検出器７０２の出
力はＡＧＣフィルタコンデンサ７０４によって平滑化さ
れ制御信号■ｃ１會つくジだす。
測定された制御４１信号は基準電圧”ｒｅｆに関連して
２択ＣＣＡ ６０６のための２次制御電流（工。Ｃ）と
して、指数関数形電流源６１２を介して帰還する。もし
、入力信号レベルが非常に低けれは、たとい２択ＣＣＡ
６０６によって増幅されてもその信号レベルは閾値検
出器６０８の閾値以下で、制御信号Δｖｏよけ苓となる
。
２択ＣＣＡ ６０６のための２次制御電流（工。Ｃ）と
して、指数関数形電流源６１２を介して帰還する。もし
、入力信号レベルが非常に低けれは、たとい２択ＣＣＡ
６０６によって増幅されてもその信号レベルは閾値検
出器６０８の閾値以下で、制御信号Δｖｏよけ苓となる
。
この状況の下では、ＡＧＣフィルタコンデンサ７０４間
の電圧は検出器７０２の出力側とＶＲＥＦとの間に接続
されたＲＬＩＭＩＴ ６２２と圧縮比制御部（ＣＲ）
６２０から構成される一連の抵抗器によってほぼＶＲＥ
Ｆに保たれることになる。
の電圧は検出器７０２の出力側とＶＲＥＦとの間に接続
されたＲＬＩＭＩＴ ６２２と圧縮比制御部（ＣＲ）
６２０から構成される一連の抵抗器によってほぼＶＲＥ
Ｆに保たれることになる。
２択ＣＣＡ ６０６の利得Ａｓはその利得制御入力側６
４２に加えられる電流（Ｉｓｃ）によって決定される。
４２に加えられる電流（Ｉｓｃ）によって決定される。
Δｖｏ１−〇のときの利得Ａ８はＡ８０と規定される。
（Ｅｘｐ２に対する入力電流である） Ｅｘｐｘ ６２
４（ＩＴＨ）の！流出力は次の通りである。
４（ＩＴＨ）の！流出力は次の通りである。
但Ｌ ｓ Ｋ２１ｈＶｃｘ Ｊａ ’を （Ｄ 端子２
＞Ｅ ｖＲｇＦ トＩ’Ｉ’ＨＲＥＳＨ値會有する固定
電流源６１８に接続された抵抗ＲＴＨＲＥＳＨ’に有す
るポテンショメータ６１６の摺動子６３８における電圧
である。それ故、Ｋ２ΔｖＣ２はポテンショメータ６１
６によってＯＶから”０２− ”ＴＨＲＥＳＨ・”ＴＨ
ＲＩＥＳＨ（Ｋ２ Ｂ Ｏカら１まで変化するから）ま
で変化することができる。ｘｌは電流源Ｅｘｐｘ ６２
４のエミツタ面積比定数であり、”８ＲＥＦは固定電流
源６２Ｂによって供給される。
＞Ｅ ｖＲｇＦ トＩ’Ｉ’ＨＲＥＳＨ値會有する固定
電流源６１８に接続された抵抗ＲＴＨＲＥＳＨ’に有す
るポテンショメータ６１６の摺動子６３８における電圧
である。それ故、Ｋ２ΔｖＣ２はポテンショメータ６１
６によってＯＶから”０２− ”ＴＨＲＥＳＨ・”ＴＨ
ＲＩＥＳＨ（Ｋ２ Ｂ Ｏカら１まで変化するから）ま
で変化することができる。ｘｌは電流源Ｅｘｐｘ ６２
４のエミツタ面積比定数であり、”８ＲＥＦは固定電流
源６２Ｂによって供給される。
（２択ＣＣＡ ６０６の制御電流である） Ｅｘｐ２６
１２ （工ｓｃ）からの電流は次のとおりである。
１２ （工ｓｃ）からの電流は次のとおりである。
但し、Ｘ２は電流源ＥＸｐ２６１２のエミツタ面積比で
ある。それ故、 かくしてΔｖｏｌがＯＶ （ＡＧＣ閾値以下の信号レベ
ル）のばあい、 また、閾値制御部６１６の設定値を変化させると２択Ｃ
ＣＡの利得Ａ８０が変化し、従って閾値検出器をトリガ
するのに必要なＶｌｎの振幅が変化する。
ある。それ故、 かくしてΔｖｏｌがＯＶ （ＡＧＣ閾値以下の信号レベ
ル）のばあい、 また、閾値制御部６１６の設定値を変化させると２択Ｃ
ＣＡの利得Ａ８０が変化し、従って閾値検出器をトリガ
するのに必要なＶｌｎの振幅が変化する。
閾値検出器７０２の閾値ＶＴＨはＡｓｏＶｉｎ”ＶＴＨ
のときに達せられる。このことは以下の条件のばあいに
生ずる。
のときに達せられる。このことは以下の条件のばあいに
生ずる。
従って、閾値はに２、即ち閾値制御部６１６の設定値に
よって指数関数的に調節される。
よって指数関数的に調節される。
閾値を超えると、閾値検出器７０２はフィルタコンデン
サ７０４を放電し、ｖｃｌはゼロから減少して２択ＣＣ
Ａ ６０６の利得（Ａｓ）を小さくする。このことによ
って帰還系が形成され、ループ利得が高いと、系は２択
ＣＣＡ ６０６の出力を検出閾値ＶＴＨに非常に近いと
ころに維持することになる。そのとき、閾値点を上履る
入力レベルのはあい、 となる。
サ７０４を放電し、ｖｃｌはゼロから減少して２択ＣＣ
Ａ ６０６の利得（Ａｓ）を小さくする。このことによ
って帰還系が形成され、ループ利得が高いと、系は２択
ＣＣＡ ６０６の出力を検出閾値ＶＴＨに非常に近いと
ころに維持することになる。そのとき、閾値点を上履る
入力レベルのはあい、 となる。
圧縮比制御部（ポテンショメータ）６２０の摺動子アー
ム６４０から取った制御信号ΔｖＣ１の調節可能な部分
（Ｋ１△ｖｃｌ）はフィードフォワード信号として使用
され１次ＣＣＡ ６０２の利得を調節する。Ｋ１は制御
部６０を調節することによって０から１まで（おるいは
ＲＬＩＭＩＴ ６２２によって決定されｆｃ、 １より
小さな他の予め選択された限界値まで）変化する。Ｋ１
Δｖ０１はｔ流源ＥＸｐ３６２６の電圧入力側へ加えら
れ、固定６４４に附与される） Ｉｐｃで表わしたＥｘ
ｐ ３からの出力電流は次の式で与えられる。
ム６４０から取った制御信号ΔｖＣ１の調節可能な部分
（Ｋ１△ｖｃｌ）はフィードフォワード信号として使用
され１次ＣＣＡ ６０２の利得を調節する。Ｋ１は制御
部６０を調節することによって０から１まで（おるいは
ＲＬＩＭＩＴ ６２２によって決定されｆｃ、 １より
小さな他の予め選択された限界値まで）変化する。Ｋ１
Δｖ０１はｔ流源ＥＸｐ３６２６の電圧入力側へ加えら
れ、固定６４４に附与される） Ｉｐｃで表わしたＥｘ
ｐ ３からの出力電流は次の式で与えられる。
但し、Ｋ３はｔ流源ＥＸｐ３６２６のエミツタ面積比定
数である。
数である。
１次ＣＣＡ ５ Ｑ ２の利得Ａｐは次の式によって与
えられる。
えられる。
Ａｐ −（（Ａｐｏ））（ｅＸｐ（ＫｘΔｖｃ１／ｖＴ
）〕閾閾値下ではｖＣｌ ”” ０となり、ＣＣＡ ６
０２は固定利得ＡｐＯｋ有する。閾値以上では利得は次
の式によって与えられる。
）〕閾閾値下ではｖＣｌ ”” ０となり、ＣＣＡ ６
０２は固定利得ＡｐＯｋ有する。閾値以上では利得は次
の式によって与えられる。
出力信号は”ＯＵ’Ｆ（Ａｐｏ）（Ｖｉｎ）でろる。デ
シベル単位でめられすとＬが振幅（ｄＢ表示）、ａが利
得（ｄＢ表示）のばあい、Ｌｌｎ−２０ｔｏｇ（Ｖｉｎ
）ＬｏＵＴ−２０１ｏｇ（ｖｏＵＴ）、およびＧｐ。−
２０ｔｏｇ（Ａｐｏ） トなる。５Ａ値以下だとＬＯＵ
Ｔ””Ｌｉ ｎ＋Ｇｐ□となる。閾イ直以上だと ＬＯＵ？Ｇｐｏ＋Ｌｉｎｔｈ＋（１−Ｋｘ）（Ｌｉｎ−
Ｌｉｎｉｈ）但し、Ｌｉｎｔｈは閾値に対応する入力レ
ベルであり、次の式によって与えられる。
シベル単位でめられすとＬが振幅（ｄＢ表示）、ａが利
得（ｄＢ表示）のばあい、Ｌｌｎ−２０ｔｏｇ（Ｖｉｎ
）ＬｏＵＴ−２０１ｏｇ（ｖｏＵＴ）、およびＧｐ。−
２０ｔｏｇ（Ａｐｏ） トなる。５Ａ値以下だとＬＯＵ
Ｔ””Ｌｉ ｎ＋Ｇｐ□となる。閾イ直以上だと ＬＯＵ？Ｇｐｏ＋Ｌｉｎｔｈ＋（１−Ｋｘ）（Ｌｉｎ−
Ｌｉｎｉｈ）但し、Ｌｉｎｔｈは閾値に対応する入力レ
ベルであり、次の式によって与えられる。
Ｌｉｎｔｈ−２０ｔＯｇ（ｖＴＨ／Ａｇｏ）−これらの
特性は８２０図に示した入出力関係に示されている。
特性は８２０図に示した入出力関係に示されている。
同様にして、第２８図の先に論じたベースバイアス補償
回路は１次と２次のＣＣＡ ６０２ 。
回路は１次と２次のＣＣＡ ６０２ 。
６０６の正負入力側に相互に接続され、はぼそれらの赫
隼入カベース電流を供給することが望ましい。このため
ＣＣＡの信号路内への利得制御電流ＩｐＣＩＩ！Ｅのフ
ィードスルー（ｆｅｅｄ ｔｈｒｕ ）が減少する。か
かるフィードスルーはＡＣ）Ｃ動作の動作開始と減衰特
甲に過渡的な信号の振幅の変調上ひきおこすと共に、信
号中に不都合なりリックとサンプを生じさせる。
隼入カベース電流を供給することが望ましい。このため
ＣＣＡの信号路内への利得制御電流ＩｐＣＩＩ！Ｅのフ
ィードスルー（ｆｅｅｄ ｔｈｒｕ ）が減少する。か
かるフィードスルーはＡＣ）Ｃ動作の動作開始と減衰特
甲に過渡的な信号の振幅の変調上ひきおこすと共に、信
号中に不都合なりリックとサンプを生じさせる。
更に、”ＲＥＦの代わりにＥＸｐｚ（６１２）の負入力
側には圧伸制御電圧（第２１図においてはＶｃ）が印加
され圧伸系を形成しマイクロホン出力側２２と検出器７
０２０入力端との間に直線的な入出力関係を与えること
が望ましい。
側には圧伸制御電圧（第２１図においてはＶｃ）が印加
され圧伸系を形成しマイクロホン出力側２２と検出器７
０２０入力端との間に直線的な入出力関係を与えること
が望ましい。
本文中において本発明の柚々の実施例を説明したが、％
計悄求の範囲の精神を逸脱することなく種々変形実施で
きるのはいうまでもない。
計悄求の範囲の精神を逸脱することなく種々変形実施で
きるのはいうまでもない。
第１図は本発明の補聴器の実施例のブロック線図、
第２図は第１図の補聴器のより詳細なブロック線図、
第３図は第１図に示した実施例のための調整可能な状態
変数フィルタのブロック線図、第４図は第６図のフィル
タの別の実施例の調節可能な状態変数フィルタのブロッ
ク線図、第５図は第６図のフィルタのもう一つの別の実
施例の調節可能な状態変数フィルタのブロック線図、 第６図は第３図のフィルタの実施例に使用される単位利
得和差増幅器の記号図、 第７−は第３図の実施例に使用される単位利得和差増幅
器の路線図、 第８図は第３図の実施例に使用される単位利得和差増幅
器のより詳細な路線図、 第９図は第３囚の実施例に使用される積分器の記号図、 第１０図は第６図の実施例に使用される積分器の路線図
、 第１１図は第６図の実施例に使用される積分器のより詳
細な路線図、 第１２図は第６図の実施例に使用される制御回路の路線
図、 第１２ａ図は第１２図の制御回路の変形実施例の略称図
、 第１３図は第３図のフィルタの路線図、第１４図は第６
図のフィルタのより詳細な路線図、 第１５図は第６図の実施例の２他フイルタをどのように
して４極の＾域フィルタを作るために使用するかを示す
ブロック船医、 第１６図は第６図の２祢フイルタｔいかにして４極低域
フィルタ會作るために使用するかを示すブロック線図、 第１７図は第１５図の実施例に使用される制御回路の路
線図、 第１８図は第１７図の回路の別の実施例を示す゛制御回
路の路線図、 第１９図は第１図の実施例用の差動閾値検知器の路線図
、 第２０図は第１９図の差動閾値検出器のより詳細な路線
図、 第２１図は第１図の実施例のためのダイナミックレンジ
全人きくするための系の路線図、第２２図は第１図の実
施例にて使用される相互コンダクタンス演算増幅器の路
線図、第２６図は第１図の実施例に使用される制御電流
源のｗ＠崗図、 第２４図は第１図の実施例用の調整器の略奪図、 ８１４２４ ａ図は第２４図の調整器に使用される第１
増幅器の略奪図、 第２４１）図は第２４図のＶＩａＷ器に使用される第２
増幅器の路線図、 第２５図は第１図の実施例の可変スロープフィルタの路
線図、 第２６図は第１図の実施例用のクリッパ回路の路線図、 第２７図は第１図の実施例用の電圧クランプの路線図、 第２８図は第１図の実施例用のバイアス電流補償回路の
路線図、 第２９図は第１図の実施例用の入力自動利得制御系のブ
ロック１Ｍ図、 第６０図は第２９図の自動利得制御系の効果を示す線図
。 ２２・・・マイクロホン、２４・・・圧伸器、２６・・
・音質制御回路、２７・・・入力自動利得制御系、３６
・・・出力ｎ−ｅ、ｓロセッサ、４ｏ・・・レシーバ、
４６・・・入力電流制御増幅器、５２・・・大刀電流制
御増＃１６制御部、５４．５６・・・フィルタ、６２・
・・可変スロープフィルタ。 ラ、２１ 、／／ Ｊ
変数フィルタのブロック線図、第４図は第６図のフィル
タの別の実施例の調節可能な状態変数フィルタのブロッ
ク線図、第５図は第６図のフィルタのもう一つの別の実
施例の調節可能な状態変数フィルタのブロック線図、 第６図は第３図のフィルタの実施例に使用される単位利
得和差増幅器の記号図、 第７−は第３図の実施例に使用される単位利得和差増幅
器の路線図、 第８図は第３図の実施例に使用される単位利得和差増幅
器のより詳細な路線図、 第９図は第３囚の実施例に使用される積分器の記号図、 第１０図は第６図の実施例に使用される積分器の路線図
、 第１１図は第６図の実施例に使用される積分器のより詳
細な路線図、 第１２図は第６図の実施例に使用される制御回路の路線
図、 第１２ａ図は第１２図の制御回路の変形実施例の略称図
、 第１３図は第３図のフィルタの路線図、第１４図は第６
図のフィルタのより詳細な路線図、 第１５図は第６図の実施例の２他フイルタをどのように
して４極の＾域フィルタを作るために使用するかを示す
ブロック船医、 第１６図は第６図の２祢フイルタｔいかにして４極低域
フィルタ會作るために使用するかを示すブロック線図、 第１７図は第１５図の実施例に使用される制御回路の路
線図、 第１８図は第１７図の回路の別の実施例を示す゛制御回
路の路線図、 第１９図は第１図の実施例用の差動閾値検知器の路線図
、 第２０図は第１９図の差動閾値検出器のより詳細な路線
図、 第２１図は第１図の実施例のためのダイナミックレンジ
全人きくするための系の路線図、第２２図は第１図の実
施例にて使用される相互コンダクタンス演算増幅器の路
線図、第２６図は第１図の実施例に使用される制御電流
源のｗ＠崗図、 第２４図は第１図の実施例用の調整器の略奪図、 ８１４２４ ａ図は第２４図の調整器に使用される第１
増幅器の略奪図、 第２４１）図は第２４図のＶＩａＷ器に使用される第２
増幅器の路線図、 第２５図は第１図の実施例の可変スロープフィルタの路
線図、 第２６図は第１図の実施例用のクリッパ回路の路線図、 第２７図は第１図の実施例用の電圧クランプの路線図、 第２８図は第１図の実施例用のバイアス電流補償回路の
路線図、 第２９図は第１図の実施例用の入力自動利得制御系のブ
ロック１Ｍ図、 第６０図は第２９図の自動利得制御系の効果を示す線図
。 ２２・・・マイクロホン、２４・・・圧伸器、２６・・
・音質制御回路、２７・・・入力自動利得制御系、３６
・・・出力ｎ−ｅ、ｓロセッサ、４ｏ・・・レシーバ、
４６・・・入力電流制御増幅器、５２・・・大刀電流制
御増＃１６制御部、５４．５６・・・フィルタ、６２・
・・可変スロープフィルタ。 ラ、２１ 、／／ Ｊ
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、入力信号を受けとりマイクロホン信号を供給するた
めのマイクロホンと、 ４極の調整可能なコーナ低域フィルタと４極の調整可能
なコーナ高域フィルタを備え、該マイクロホン信号を受
取り成形し濾波された信号を供給するためのフィルタと
、 該濾波された信号を受けとり、増幅した信号を供給する
ための増幅器と、 該増幅された信号を受取り相応した音信号を供給するた
めのレシーバと、 から成ることを特徴とする補聴器。 ２、入力信号を受けとりマイクロホン信号を供給するた
めのマイクロホンと、 ４極の調整可能なコーナ低域フィルタと調整可能なスロ
ープフィルタとを含み、該マイクロホン信号を受取り成
形して濾波された信号を供給するためのフィルタと、 該濾波された信号を受けとり、増幅した信号を供給する
増幅器と、 該増幅された信号を受けとり、相応した音信号を供給す
るためのレシーバと、 から成ることを特徴とする補聴器。 ３、入力信号を受けとりマイクロホン信号を供給するた
めのマイクロホンと、 該マイクロホン信号を受けとり成形して濾波された信号
を供給する、４極の調整可能なコーナ低域フィルタと、
４極の調整可能なコーナ高域フィルタと、調整可能なス
ロープフィルタを有するフィルタと、 該濾波された信号を受けとり、増幅した信号を供給する
ための増幅器と、 該増幅された信号を受けとり、相応した音信号を供給す
るためのレシーバと、 から成ることを特徴とする補聴器。 ４、入力信号を受けとりマイクロホン信号を供給するた
めのマイクロホンと、 該マイクロホン信号を受けとり成形し濾波された信号を
供給する、４極の調節可能なコーナ高域フィルタと調節
可能なスロープフィルタと、 該濾波された信号を受けとり増幅した信号を供給するた
めの増幅器と、 該増幅された信号を受けとり、相応した音信号を供給す
るためのレシーバと、 から成ることを特徴とする補聴器。 ５、入力信号を受けとりマイクロホン信号を供給するた
めのマイクロホンと、 該マイクロホン信号を受けとり成形し、濾波された信号
を供給するための４極の調節可能なコーナ低域フィルタ
を備えたフィルタと、該濾波された信号を受けとり増幅
した信号を供給するための増幅器と、 該増幅された信号を受けとり相応した音信号を供給する
ためのレシーバと、 から成ることを特徴とする補聴器。 ６、入力信号を受けとりマイクロホン信号を供給するた
めのマイクロホンと、 該マイクロホン信号を受けとり成形するための、４極の
調節可能なコーナ高域フィルタを備えたフィルタと、 該濾波された信号を受けとり、増幅信号を供給するため
の増幅器と、 該増幅信号を受けとり相応した音信号を供給するための
レシーバと から成ることを特徴とする補聴器。 ７、入力信号を受けとりマイクロホン信号を供給するた
めのマイクロホンと、 該マイクロホン信号を圧縮し圧縮信号を供給するための
圧縮増幅器と、 該圧縮信号を受けとり濾波された信号を供給するための
フィルタと、 該濾波された信号を受けとり、相応して伸張された信号
を供給するための伸張増幅器と、該圧縮信号を受けとる
ための検出器を備え、該圧縮回路と伸張回路を逆に動作
させるための制御回路と、 該伸張信号を受けとり、それに相応した音信号を供給す
るためのレシーバと、 から成ることを特徴とする補聴器。 ８、入力信号を受けとりマイクロホン信号を供給するた
めのマイクロホンと、 該マイクロホン信号を受けとり、それに相応してクリッ
プされた信号を供給するための調節可能なピークワリッ
ピング回路と、 該クリップされた信号を受けとり出力信号を供給するた
めの固定利得出力段と、 該出力信号を受けとり、それに相応した音信号を供給す
るためのレシーバと、 から成ることを特徴とする補聴器。 ９、入力信号を受けとりマイクロホン信号を供給するた
めのマイクロホンと、 該マイクロホン信号を受けとりそれに相応した変形信号
を供給するための調節可能な自動利得制御回路と、 該変形信号を受けとり出力信号を供給するための固定利
得出力段と、 該出力信号を受けとりそれに応じて音信号を供給するた
めのレシーバと、 から成ることを特徴とする補聴器。 １０、入力信号を受けとりマイクロホン信号を供給する
ためのマイクロホンと、 該マイクロホン信号を受けとり、それに相応した変形信
号を供給するための調節可能な自動利得制御回路と、該
変形信号を受けとり出力信号を供給するための固定利得
出力段と、該出力段の出力電圧と出力電流を検出しそれ
に相応して該調節可能な自動利得制御回路を調節するた
めの補助的自動利得制御回路と、該出力信号を該出力段
から受けとりそれに相応した音信号を供給するためのレ
シーバと、から成ることを特徴とする補聴器。 １１、入力信号を受けとりマイクロホン信号を供給する
ためのマイクロホンと、入力自動利得制御回路とを備え
、該制御回路は、 該マイクロホン信号を受けとり該マイクロホン信号に応
答して１次増幅信号を供給するための１次制御信号によ
り制御される可変利得を有する１次増幅器と、 該マイクロホン信号を受けとり、該マイクロホン信号に
応答して２次増幅信号を供給するための２次制御信号に
よつて制御される可変利得を有する２次増幅器と、 該２次増幅信号が所定レベルを超えたことを検出しそれ
に相応して検出信号を発生するための閾値検出器と、 該検出信号を受けとりそれに相応して該検出信号の一部
を該１次制御信号として該１次増幅器へ供給するための
可変圧縮比制御部と、閾値制御信号を供給するための可
変圧縮閾値制御部とを有しており、該閾値制御信号と該
検出信号が共働して前記２次増幅器のための２次制御信
号を形成することによつて前記１次増幅器の圧縮閾値と
圧縮比が独立に制御できるようになつており、 前記１次増幅信号を受けとりそれに相応した音信号を供
給するためのレシーバとを備えることを特徴とする補聴
器。 １２、マイクロホン信号の周波数スペクトルを受けとり
成形して濾波信号を送出するためのフィルタを更に備え
、該フィルタがマイクロホンと入力自動利得制御系との
間に設け該入力自動利得制御系が該濾波信号を受けとる
ことを特徴とする特許請求の範囲第１１項に記載の補聴
器。 １３、入力信号を受けとりマイクロホン信号を供給する
マイクロホンと、該マイクロホン信号を受けとり増幅信
号を供給するための、２次制御信号により利得が制御さ
れる可変利得増幅器と、 少なくとも２つの機能上区別される１次制御信号を受け
とりそれに相応して２次制御信号を供給するための制御
信号結合回路と、 該増幅信号を受けとりそれに相応した音信号を供給する
ためのレシーバと、 から成る補聴器。 １４、入力自動利得制御回路と出力自動利得制御回路と
を備え、１次制御信号が該入力自動利得制御回路からの
入力自動利得制御信号と、該出力自動利得制御回路から
の出力自動利得制御信号とから成ることを特徴とする特
許請求の範囲第１３項に記載の補聴器。 １５、使用者操作による利得制御部と圧伸系とを備え、
１次制御信号が該利得制御部からの使用者操作による利
得制御信号と、該圧伸系からの圧伸系制御信号とから成
ることを特徴とする特許請求の範囲第１３項に記載の補
聴器。 １６、入力信号と２つの帰還信号とを受けとり結合して
出力信号を供給するための和差増幅器と、 該出力信号を該和差増幅器から受けとり第１の積分信号
を供給するための第１積分器と、該第１積分信号を受け
とり第２の積分信号を供給するための第２積分器と、 該第１と第２の積分信号を該和差増幅器に供給するため
の第１と第２の帰還路と、 から成り、該和差増幅器の出力が高域濾波出力信号を供
給し、該第１の積分信号が帯域濾波出力信号を供給し、
該第２の積分信号が低域濾波出力信号を供給することを
特徴とする、入力信号を受けとり濾波出力信号を供給す
るための周波数フィルタ。 １７、各積分器が接地コンデンサによつて負荷された出
力側を有する相互コンダクタンス増幅器から構成される
ことを特徴とする特許請求の範囲第１６項に記載のフィ
ルタ。 １８、各相互コンダクタンス増幅器が相互コンダクタン
スを決定し、更に制御電流を該相互コンダクタンス増幅
器の少なくとも１つに供給するための制御路を少なくと
も１つ設けることによつて相互コンダクタンスが該制御
電流によつて変化しその特性周波数とキューを変化させ
ることを特徴とする特許請求の範囲第１７項に記載のフ
ィルタ。 １９、制御信号入力と該制御信号入力に関連する２つの
制御電流出力を供給するための制御手段とを有する制御
回路を更に備え、該制御手段が該制御信号入力が変化す
るときに該２つの制御電流の間にほぼ一定の比を維持す
ることによつて、そのキューを変化させずにその特性周
波数を変化させることを特徴とする特許請求の範囲第１
８項に記載のフィルタ。 ２０、制御回路が唯一の入力制御電流によつて供給され
る２出力電流ミラーから構成されることを特徴とする特
許請求の範囲第１９項に記載のフィルタ。 ２１、制御回路が相互コンダクタンス素子を内蔵し、該
素子のそれぞれが単一の入力制御電圧源に接続された入
力端子を備えることを特徴とする特許請求の範囲第１９
項に記載のフィルタ。 ２２、２つの出力制御電流間の比が並列に接続された整
数個の同一の相互コンダクタンス素子によつて固定され
ることを特徴とする特許請求の範囲第２１項に記載のフ
ィルタ。 ２３、入力信号を受けとり濾波出力信号を供給するため
の４極周波数フィルタにおいて、 入力フィルタ回路網と、該入力フィルタ回路網に縦続接
続された出力フィルタ回路網と、１つの制御信号入力と
該制御信号入力に関連した４つの制御電流出力とを有す
る制御回路であつて、制御信号入力が変化するときに該
４つの制御電流出力間に一定の比を維持することによつ
てフィルタの特性周波数をフィルタ形状を変えずに変化
させることが可能な制御回路とから成り、 前記入力フィルタ回路網が 入力信号と２つの帰還信号を受けとり結合し出力信号を
供給するための入力和差増幅器と、該出力信号を該和差
増幅器から受けとり、第１制御電流を受けとり第１積分
信号を供給するための第１入力積分器と、 該第１積分信号を受けとりかつ第２制御信号を受けとり
第２積分信号を供給するための第２入力積分器と、 第１と第２の積分信号を該入力和差増幅器に供給するた
めの第１と第２の入力帰還路とからなり、 前記出力フィルタ回路網が 前記入力信号回路網から１つの信号と２つの帰還信号を
受けとり１つの出力信号を供給するための出力和差増幅
器と、 該出力和差増幅器から該出力信号を受けとりかつ第３の
制御信号を受けとり第１の積分信号を供給するための第
１出力積分器と、該第１積分信号を受けとりかつ第２制
御電流を受けとり第２の検分信号を供給するための第２
出力積分器と、第１と第２の積分信号を該和差増幅器に
供給するための第１と第２の出力帰還路と、 から成ることを特徴とするフィルタ。 ２４、入力信号を受けとり濾波出力信号を供給するため
の周波数フィルタにおいて、 第１フィルタ回路網と、該第１フィルタ回路網に縦続接
続され少なくとも１つの制御電流を受けとる第２フィル
タ回路網と、１つの制御信号入力側と該制御信号入力に
関連した少なくとも２つの制御電流出力側を有する制御
回路とから成り、 該第１フィルタ回路網が、 入力信号と２つの帰還信号を受けとり出力信号を供給す
るための和差増幅器と、 該和差増幅器から該出力信号を受けとりかつ第１制御信
号を受けとり第１の積分信号を供給するための第１積分
器と、該第１の積分信号を受けとりかつ第２制御電流を
受けとり、第２積分信号を供給するための第２積分器と
、第１と第２の積分信号を該和差増幅器へ供給するため
の第１と第２の入力帰還路とから成り、 該制御回路が制御信号入力が変化するときに該制御電流
出力間に一定の比を維持することによつてフィルタの特
性周波数がフィルタの形状を変えずに変化できるように
したことを特徴とするフィルタ。 ２５、制御回路が唯一つの入力制御電流によつて供給さ
れる４極出力籠流ミラーを備えることを特徴とする特許
請求の範囲第２３項に記載のフィルタ。 ２６、制御回路が相互コンダクタンス素子を備え、該素
子の各々が単一の入力制御電圧源に接続された入力端子
を備えることを特徴とする特許請求の範囲第２３項に記
載のフィルタ。 ２７、相互コンダクタンス手段が更に並列に接続された
整数個の相互コンダクタンス素子から成り、該４つの出
力制御電流がほぼ一定の比からなる振幅を形成すること
を特徴とする特許請求の範囲第２６項に記載のフィルタ
。 ２８、入力と、基準相互コンダクタンス特性に対してほ
ぼ所定の基準比にある相互コンダクタンス特性を有する
スレイブ相互コンダクタンス手段が第１の基準電圧が該
入力に加えられる間に第１のほぼ所定のスレイブ出力電
流値をつくりだし、第２の基準電圧が該入力側に加えら
れる間に第２のほぼ所定のスレイブ出力電流値をつくり
だすことになる第１と第２の基準電圧をつくりだすため
の調整器において、 特定の極性をもち、基準電流である第１出力電流を供給
する第１出力端子と、第１入力端子と第１共通端子を有
し、 第１相互コンダクタンス特性が該基準相互コンダクタン
ス特性であるような第１相互コンダクタンス手段と、 第１相互コンダクタンス手段と同一の極性をもち、第２
出力電流を供給する第２出力端子と、第２入力端子と、
該第１共通端子に相互接続された第２共通端子を有し、
第２相互コンダクタンス特性が該相互コンダクタンス特
性に対して第１のほぼ所定の比にあるような第２相互コ
ンダクタンス手段と、 前記第１相互コンダクタンス手段と反対の極性をもち、
第６の出力電流を供給する前記第２出力端子に相互接続
された第３の出力端子と、第３の入力端子と、第３の共
通端子とを有し、第３の相互コンダクタンス特性を有す
る第３相互コンダクタンス手段と、 該第３相互コンダクタンス手段と同じ極性をもち、第４
出力電流を供給し前記第１出力端子に相互接続された第
４出力端子と、前記第３入力ポートに相互接続された第
４の入力端子と、第３の共通端子に相互接続された第４
の共通端子とを有し、第４の相互コンダクタンス特性が
該第３の相互コンダクタンス特性に対して第２のほぼ所
定の比をなし、前記第４出力電流が前記第３の出力電流
に対して前記第２のほぼ所定の比をなした第４の相互コ
ンダクタンス手段と、 第２と第３の出力端子に相互接続された第１増幅器入力
と、第３と第４の入力端子に相互接続された第１の増幅
器出力とを有し、相応して該第３と第４の相互コンダク
タンス手段を駆動して前記第３出力電流が前記第２出力
電流とほぼ等しくなるようにする第１増幅手段と、 第１相互コンダクタンス手段と同一の極性をもち、第５
の出力電流を供給し前記第２の入力端子に相互接続され
た第５の出力端子と、それぞれ前記第１入力端子と第１
共通端子に相互接続された第５の入力端子と第５の共通
端子とを有し、第５の相互コンダクタンス特性が第１相
互コンダクタンス特性と第５のほぼ所定の比をなし、前
記第５の出力電流が第１の出力電流に対して第３のほぼ
所定の比をなす第５相互コンダクタンス手段と、 前記第４と第１の出力端子に相互接続された第２増幅器
入力と、前記第１と第５の入力端子に相互接続され相応
して第１と第５の相互コンダクタンス手段を駆動するこ
とによつて前記第１の出力電流が前記第４の出力電流と
ほぼ等しくなるようにする第２増幅器出力側を有する第
２増幅手段と、 第５入力端子に相互接続され第１基準電圧を供給するた
めの第１基準電圧出力と、第５出力端子に相互接続され
第２基準電圧を提供するための第２基準電圧出力を有す
る抵抗手段と、 から成ることを特徴とする調整器。 ２９、抵抗手段が第１基準電圧と第２基準電圧との間の
値にほぼ設定可能な可変出力基準を与えるための摺動子
アームを備えたポテンショメータ手段を備えることを特
徴とする特許請求の範囲第２８項に記載の調整器。 ３０、相互コンダクタンスがすべてトランジスタであつ
て、前記相互コンダクタンス手段の入力端子であるトラ
ンジスタベースと、相互コンダクタンス手段の共通端子
であるトランジスタエミッタと、相互コンダクタンス手
段の出力端子であるトランジスタコレクタを有すること
を特徴とする特許請求の範囲第２８項に記載の調整器。 ３１、第１増幅手段が、 第１相互コンダクタンス手段と同一の極性を有しほぼ差
動対として相互接続された第１と第２のトランジスタと
、第２トランジスタベースに相互接続されて該第２トラ
ンジスタベースにバイアス電圧を与えるためのバイアス
手段とから成り、第２トランジスタが第１増幅器入力側
に相互接続され第２と第３の出力電流を検出するベース
を有し、第２トランジスタが第１増幅器出力側に相互接
続され相応して第３と第４の相互コンダクタンス手段を
駆動するコレクタと第２トランジスタベースとを有する
ことを特徴とする特許請求の範囲第２８項に記載の調整
器。 ３２、第２増幅手段が、 第１相互コンダクタンスと同一の極性であり、第２増幅
器へ相互接続された第１と第４の出力電流を検出するた
めの第１トランジスタベースと、それに相応して第１の
コレクタ電流を流す第１トランジスタコレクタとを有す
る第１トランジスタと、 第１トランジスタと反対の極性であり、それぞれ第１ト
ランジスタコレクタへ相互接続される第２のトランジス
タベースと第２のトランジスタコレクタと、第２のトラ
ンジスタエミッタとを有する第２のトランジスタと、 第２トランジスタと同一の極性であり、それぞれ第２の
トランジスタベースと第２のトランジスタエミッタに相
互接続された第３のトランジスタベースと第３のトラン
ジスタエミッタと、第２増幅器出力側に相互接続されそ
れに相応して第１コレクタ電流を供給するための第３の
トランジスタコレクタとを有する第３トランジスタとか
ら成ることを特徴とする特許請求の範囲第２８項に記載
の調整器。 ３６、第２相互コンダクタンスの第１相互コンダクタン
スに対する第１のほぼ所定の比がほぼ２〜１であり、 第４相互コンダクタンスの第３相互コンダクタンスに対
する第２のほぼ所定の比がほぼ３〜１であることによつ
て、第１と第２のほぼ所定の比がスレイブ相互コンダク
タンス手段に、第１基準電圧出力側に相互接続される間
に第１スレイブ出力電流値を供給し、また第２基準電圧
出力側に相互接続される間に第２スレイブ出力電流値を
供給することを特徴とする特許請求の範囲第２８項に記
載の調整器。 ３４、第１入力端子と第２入力端子上の電圧間の差の正
負値がほぼ所定の閾値を超えたことを検出するための差
動電圧閾値検出器において、第１と第２の差動出力側を
有し、該第１と第２の入力端子の電圧を検出しそれに応
じて第１と第２の出力電流を送出するための差動相互コ
ンダクタンス段と、 第１の差動出力側に相互接続され第１出力電流を検出し
てそれぞれ第１と第２のミラー出力側から第１と第２の
ミラー電流を発生するための第１頂部電流ミラーであつ
て、該第１、第２のミラー電流がそれぞれ該第１出力電
流に対してほぼ所定の第１と第２の比をなす第１頂部電
流ミラーと、 第２差動出力側に相互接続され第２出力電流を検出し第
３と第４のミラー出力側からそれぞれ第３、第４のミラ
ー電流を発生するための第２頂部電流ミラーであつて該
第３と第４のミラー電流がそれぞれ第２出力電流に対し
てほぼ所定の第３と第４の比をなす第２頂部電流ミラー
と、 第２頂部電流ミラーに相互接続され、第４ミラー電流を
受けとり第５のミラー出力側から第５のミラー電流を流
すための第１底部電流ミラーであつて、該第５のミラー
電流が第４のミラー電流に対してほぼ所定の第５の比を
なす第１底部電流ミラーと、 第１頂部電流ミラーに相互接続され第２のミラー電流を
受けとり第６のミラー出力側から第６のミラー電流を流
すための第２底部電流ミラーであつて、該第６のミラー
電流が第２のミラー電流に対してほぼ所定の比をなす第
２底部電流ミラーと、 該頂部、底部電流ミラーに相互接続され（１）第１のミ
ラー電流が第１底部電流ミラーからの第５ミラー電流を
超えたことを検出するや出力信号を発生し、（２）第２
頂部電流ミラーからの第３ミラー電流が第２底部電流ミ
ラーからの第６ミラー電流を超えたことを検出すると、
出力信号を発生するための検出手段、とを備えることを
特徴とする検出器。 ３５、第１と第３の比がほぼ１：１で、第２と第４の比
がほぼ２：１で第５と第６の比がほぼ１：１であること
を特徴とする特許請求の範囲第３４項に記載の差動電圧
検出器。 ３６、検出手段が、 第１ミラー出力側と第５ミラー出力側の双方に対して相
互接続された第１入力端子と、第１出力端子と、第１共
通端子とを有する第１相互コンダクタンスと、 第３ミラー出力側と第６ミラー出力側の双方に接続され
た第２入力端子と、第１出力端子と共通端子とにそれぞ
れ相互接続され出力信号を発生する第２出力端子と共通
端子とを有する第２相互コンダクタンスとを有すること
を特徴とする特許請求の範囲第３４項に記載の差動電圧
検出器。 ３７、第１と第２の相互コンダクタンスがトランジスタ
であり、入力端子と共通端子と出力端子がそれぞれ該ト
ランジスタのベース端子と、エミッタ端子とコレクタ端
子であることを特徴とする特許請求の範囲第３６項に記
載の差動電圧検出器。 ３８、第１入力端子と第２入力端子との電圧間の差にほ
ぼ指数関数的関係を有し、第３入力端子に加えられる入
力電流にほぼ線形の関係を有する出力電流を供給するた
めの電流源において、 コレクタとベースとエミッタを有し、該コレクタが第３
入力端子相互接続され、該ベースが第１入力端子にかか
る電圧を検出し第１のベース・エミッタ間電圧を有する
第１トランジスタと、 第１トランジスタのコレクタに相互接続された第２トラ
ンジスタベースと、第１トランジスタのエミッタに相互
接続され帰還手段としてベース・エミッタ間電圧を調整
する第２トランジスタコレクタとを有し、該第１トラン
ジスタコレクタ電流が入力電流に実質的に等しい第２ト
ランジスタと、 第１トランジスタのエミッタに相互接続された第３トラ
ンジスタエミッタと、第２入力端子上の電圧を検出する
ための第３トランジスタベースと、それに応じて出力電
流を流すための第３トランジスタコレクタとを有する第
３トランジスタとから成る電流源。 ３９、入力端子で入力信号を受けとり該入力信号に一定
の関係を有する出力信号を供給するための可変スロープ
フィルタにおいて、 該入力端子に接続された入力側を有し入力信号を受けと
りそれに応じて第１出力線へ第１増幅信号を供給し、更
に該第１出力線に接続された帰還入力側を有する第１相
互コンダクタンス手段と、 アース線と、 第１出力線とアース線との間に接続されたコンデンサと
、入力端子と第１出力線に相互接続され、入力信号と第
１増幅信号を受けとり第２出力線で第２増幅信号を供給
するための第２増幅手段と、 第１と第２の出力線間に接続され、調整するための摺動
子を備え、該摺動子が該出力信号を供給するポテンショ
メータとから成ることを特徴とするフィルタ。 ４０、入力端子において入力信号を受けとり入力信号に
一定の関係を有する出力信号を供給する可変スロープフ
ィルタにおいて、 入力端子に接続され入力信号を受けとり第１出力線へ第
１増幅信号を供給し、更に第１出力線に接続された帰還
入力側を有する第１相互コンダクタンスと、 アース線と、 第１出力線とアース線間に接続されたコンデンサと、入
力端子と第１出力線間に相互接続された入力側を有し入
力信号と第１増幅信号を受けとり第２の出力線へ第２の
増幅信号を供給するための差動モードの第２相互コンダ
クタンス手段と、 基準電圧供給部と、 第２出力線と１つの入力側に接続された出力側を有し、
他の入力側が基準電圧供給部に接続され、 第２差動相互コンダクタンス手段のために負荷インピー
ダンスを供給するための差動第３相互コンダクタンス手
段と、 該第１と第２の出力線間に接続され調整するための摺動
子を備え、該摺動子が該出力信号を供給するポテンショ
メータから成ることを特徴とするフィルタ。 ４１、入力端子において入力信号を受けとり、出力端子
においてほぼ所定の最大振幅を有する出力信号を供給す
る電圧クリッピング回路において、 入力端子に接続された入力側と出力端子に接続された帰
還入力側とを有し第１増幅信号を供給する第１増幅手段
と、 第１増幅信号を受けとり出力信号を供給する第２増幅手
段とを備え、 該第２増幅手段が、最大増幅動作を制限するための制御
入力側と、所定の大きさの制御電流を該制御入力側に供
給して第２増幅手段によつて供給される出力を制限する
ための可変電流源とを備えることを特徴とする電圧クリ
ッピング回路。 ４２、第２増幅手段が、その最大振幅が制御入力によつ
て制御される出力電流を供給する相互コンダクタンス増
幅器と、出力端子とアース線との間に相互接続される負
荷抵抗器とから成ることを特徴とする特許請求の範囲第
４１項に記載の電圧クリッピング回路。 ４３、第２増幅手段に対する入力側が補助的な入力側で
あり、電圧閾値検出器によつて検出される第１増幅信号
が供給されることを特徴とする特許請求の範囲第４２項
に記載の電圧クリッピング回路。 ４４、信号振幅に依存する回路素子のダイナミックレン
ジを大きくするための圧伸系であつて、該回路素子が圧
縮入力信号を受けとるための入力リードと素子出力信号
を供給するための出力リードを備える圧伸系において、 入力信号リードと、利得制御リードと、該回路素子入力
リードに接続された出力リードとを有し、入力信号の振
幅を第１の設定された関数によつて圧縮し素子入力リー
ドにおいて圧縮入力信号を供給される、入力信号を受け
とるための第１増幅手段と、 該索子入力リードに接続された入力リードと、第１増幅
手段の利得制御リードに接続された出力リードを有し圧
縮入力信号がほぼ所定の振幅レベルを超えたときにそれ
を検出して閾値信号を第１増幅手段の利得制御リードへ
供給することによつて該第１増幅手段に第１係数だけ該
振幅を減ずることを可能ならしめる閾値検出器と、 入力信号リードと、利得制御リードと、出力リードとを
備え該素子の出力リードから信号を受けとり第２の設定
された関数によつて該信号を伸張し該出力リードに伸張
信号を供給するための第２増幅手段と、 閾値検出器の出力リードと第２増幅手段の利得制御リー
ドとの間に接続され、閾値信号を受けとり第２増幅手段
の利得制御リードにほぼ反転した閾値信号を供給するこ
とによつて出力信号の振幅が該第１係数の逆数にほぼ等
しい第２係数だけ第２増幅手段によつて大きくするため
の反転増幅器とからなることを特徴とする圧伸系。 ４５、第１と第２の増幅手段がそれぞれ抵抗負荷と利得
制御リードを有する可変相互コンダクタンス段から構成
されることを特徴とする特許請求の範囲第４４項に記載
の回路素子のダイナミックレンジを大きくするための圧
伸系。 ４６、第１と第２の増幅手段が利得制御リードに印加さ
れる電圧とほぼ指数関数的な関係を有する利得を有する
ことを特徴とする特許請求の範囲第４５項に記載のダイ
ナミックレンジを大きくするための圧伸系。 ４７、指数関数関係が、その印加されるベース・エミッ
タ間電圧が利得制御リードに印加される電圧とほぼ等し
くそのコレクタがそれに応じて利得制御電流を可変相互
コンダクタンス段が利得制御電流に対してほぼ線形の関
係を有するような可変相互コンダクタンス段に供給する
トランジスタから成る系によつて発生させられることを
特徴とする特許請求の範囲第４６項に記載のダイナミッ
クレンジを大きくするための圧伸系。 ４８、回路素子が電圧制御フィルタであることを特徴と
する特許請求の範囲第４４項に記載の回路素子のダイナ
ミックレンジを大きくするための圧伸系。 ４９、検出点における電圧が基準点に対してほぼ負とな
ることを妨げる電圧クランプであり検出点が少なくとも
２つの回路素子において接続点からなる電圧クランプに
おいて、 該基準点に接続され基準出力点を有するほぼ一定の基準
電圧源と、 バイアスをかける目的で基準出力点に接続された基準入
力側と、該基準点に接続された検出点と、電圧供給入力
点とを有し、電圧供給入力点と検出入力点との間に可変
導通性を与えるための電圧センサであつて該検出点にお
ける電圧が基準点に対して小さな正電圧よりも大きい間
は導通が無視しうるものであり、該検出点における電圧
が基準点に対してほぼゼロに等しい間は大きくなり、導
通性が、該基準点に対して大きく負であるような検出点
における電圧に対しては累進的に大きくなる電圧センサ
と、電圧センサの電圧供給入力側に接続された、可変導
通性によつて検出点に所要電流を供給するための電圧供
給手段と、から成ることを特徴とする電圧クランプ。 ５０、検出接続点がインダクタとトランジスタのコレク
タとの接続点であることを特徴とする特許請求の範囲第
４９項に記載の電圧クランプ。 ５１、基準電圧源が双方とも基準出力点に接続された第
１トランジスタベースとコレクタと、該基準点に接続さ
れた第１トランジスタエミッタと有し、該第１トランジ
スタが所定のコレクタ電流で動作し、電圧センサが第２
トランジスタであつて基準入力側に接続された第２トラ
ンジスタのベースと、検出入力側に接続された第２トラ
ンジスタのエミッタと、電圧供給入力側に接続された第
２トランジスタのコレクタとを備えることを特徴とする
特許請求の範囲第４９項に記載の電圧クランプ。 ５２、検出点における電圧が基準点に対してほぼ負とな
ることを防止するための電圧クランプであつて該検出点
で少なくとも２つの回路索子が接続されるものにおいて
、 該基準点に接続され基準出力点を有する基準電圧源と、 バイアスをかける目的で該基準出力点に接続された基準
入力側と、検出点に接続された検出入力側と、検出出力
電流を供給するための検出出力側とを有する電圧センサ
を有する電圧センサであつて、該検出出力電流が検出点
における電圧が基準点に対して小さな正電圧よりは大き
い間はほぼ無視しうるものであつて該検出点における該
電圧が該基準点に対してほぼゼロに等しい間は該検出出
力が大きくなり、該検出出力電流が該基準点に対して大
きく負となつた該検出点における電圧のばあいには累進
的に大きくなる電圧センサと、 検出出力電流を受けとるために検出出力側に接続された
ミラー入力側と、検出点に電流を供給するために検出点
に接続された増幅ミラー出力側とを有する増幅電流ミラ
ー手段とから成る電圧クランプ。 ５６、基準電圧源が第１トランジスタであつて特定の極
性と、基準出力点に接続された第１トランジスタのベー
スとコレクタと、該基準点に接続された第１トランジス
タのエミッタを有し、該第１トランジスタが所定のコレ
クタ電流で動作し、 電圧センサが該第１トランジスタと同一極性をもつた第
２トランジスタであつて基準入力に相互接続された第２
トランジスタのベースと、検出入力側に接続された第２
トランジスタのエミッタと、検出出力側に接続された第
２トランジスタのコレクタとを有し、 増幅電流ミラー手段が、 第１トランジスタと反対の極性を有し、ミラー入力側に
接続された第３のトランジスタのベースとコレクタと、
第３のトランジスタのエミッタを有する第３トランジス
タと、 第３トランジスタと同一の極性を有し、それぞれ第３ト
ランジスタのベースに接続された第４のトランジスタの
ベースとエミッタと、第４のトランジスタコレクタとを
有する第４トランジスタと、 第１トランジスタと同一の極性をもち、第４トランジス
タのコレクタに接続された第５のトランジスタのベース
と、増幅ミラー出力側に接続された第５のトランジスタ
のエミッタとを有する第５トランジスタと、から成るこ
とを特徴とする特許請求の範囲第５２項に記載の電圧ク
ランプ。 ５４、少なくとも一つの付加的な検出ノードと、第２ト
ランジスタと同じ極性をもち、基準入力側に接続された
第２の付加トランジスタのベースと、付加的検出点に接
続された第２の付加的なトランジスタのエミッタと、検
出出力側に接続された第２の付加的トランジスタのコレ
クタとを有する少なくとも一つの第２の付加トランジス
タと、 第５トランジスタと同一の極性をもち、それぞれ第５ト
ランジスタのベースとコレクタに接続された第５の付加
的トランジスタのベースとコレクタと、付加の検出点に
接続された第５の付加トランジスタのエミッタとを有す
る少なくとも１つの第５の付加トランジスタとを有する
ことを特徴とする特許請求の範囲第５３項に記載の電圧
クランプ。 ５５、さもなけれは関連回路によつて供給されなければ
ならないであろう基準トランジスタの所要ベース電流を
供給するためのベースバイアス電流補償器であつて基準
トランジスタが特定の極性をもち、所定のコレクタ電流
で動作し、ベースをもち、基準電流利得特性を有するも
のであつて、 所定のコレクタ電流に対し一定の比をもつた電流を供給
するための電流源と、 基準トランジスタと反対の極性を有し、該電流源に対し
て接続され該所定のコレクタ電流に対して一定の比をも
つた該電流を受けとり、該基準電流利得特性に関係を有
する電流利得特性を有し、所定コレクタ電流の所定部分
を流す第１トランジスタのベースを有する第１トランジ
スタと、 基準トランジスタと反対の逆極性を有し、第２コレクタ
電流を第１トランジスタベースに供給するために第１ト
ランジスタのベースに接続される第２トランジスタのコ
レクタを有し、第２の所定の相互コンダクタンス特性と
、第２トランジスタのベースとエミッタとを有する第２
トランジスタと、 第２トランジスタと同一の極性を有し、基準トランジス
タのベースに所定のベース電流を供給するために該基準
トランジスタのベースに接続された第３のトランジスタ
のコレクタを有し、該第３トランジスタがそれぞれ第２
トランジスタのベースとエミッタに接続されたベースと
エミッタを有し、第２相互コンダクタンス特性に対して
ほぼ所定の比をなした第３の所定相互コンダクタンス特
性を有することによつて、第３のコレクタ電流が第２コ
レクタ電流に対して所定の比を成した基準トランジスタ
のベースに供給される第３のトランジスタと、 第１トランジスタエミッタに接続された入力側と第２と
第３のトランジスタのベースに接続された出力側を有す
ることによつて第２コレクタ電流が所定コレクタ電流の
所定細分を第１トランジスタのベースに供給するように
調節でき、また第３コレクタ電流が基準トランジスタの
ベースにほぼ基準トランジスタに必要とされる量だけ供
給され所定のコレクタ電流を供給する帰還増幅器、 とから成ることを特徴とするベースバイアス電流補償器
。 ５６、更に、少なくとも一つの付加的調整用トランジス
タと基準トランジスタとから成り、該付加トランジスタ
が基準トランジスタと同一極性を有し付加の所定コレク
タ電流で動作し、ベースを有し、ほぼ所定の比を基準電
流利得特性に対して有する付加的な基準電流利得特性を
有し、付加的な調整用トランジスタが第２トランジスタ
と同一の極性を有し、該付加的な基準トランジスタのベ
ースに付加的な所定ベース電流を供給するコレクタを有
し、該付加的な調整用トランジスタがそれぞれ該第２、
第３のトランジスタのベースとエミッタに接続されたベ
ースとエミッタを有し、該第２の相互コンダクタンス特
性に対して付加的な所定の比を成す所定の相互コンダク
タンス特性を有することを特徴とする特許請求の範囲第
５５項に記載のベースバイアス電流補償器。 ５７、帰還増幅器が、 第１トランジスタと同一極性を備え、それぞれ第１トラ
ンジスタのエミッタと第２トランジスタのベースに接続
された第４のトランジスタエミッタとコレクタを有する
第４トランジスタと、第４のトランジスタベースに接続
されたバイアス源とを有することを特徴とする特許請求
の範囲第５５項に記載のベースバイアス電流補償器。 ５８、第２トランジスタと同一極性を備え、第２トラン
ジスタのベースに接続される第５のトランジスタのベー
スとコレクタと、第２トランジスタのエミッタに接続さ
れる第５のトランジスタエミッタとを有することによつ
て第３コレクタ電流が該第２と第３のトランジスタの電
流利得特性の変化により少なくしか影響を受けなくなる
ようにしたことを特徴とする特許請求の範囲第５５項に
記載のベースバイアス電流補償器。 ５９、入力端子において入力信号を受けとり出力端子に
おいて圧縮されたダイナミックレンジを有する出力信号
を供給するための圧縮系において、 入力信号リードと、出力リードと、一次利得制御端子と
を備え該入力信号リードが入力端子から入力信号を受け
とり、該出力リードが出力信号を供給し、該一次利得制
御端子に加えられる１次制御信号によつて制御される１
次可変利得を有する１次増幅器と、 入力信号リードと、出力リードと、２次利得制御端子を
備え、入力信号リードが入力端子から入力信号を受けと
り、出力リードが２次増幅信号を供給し、２次利得制御
端子に加えられる２次制御信号によつて制御される２次
可変利得を有する２次増幅器と、 ２次増幅器の出力リードに接続された入力リードを有し
、２次増幅信号がほぼ所定の振幅レベルを超えそれに応
じて検出信号を供給したことを検出するための閾値検出
手段と、 閾値制御信号を供給するための可変閾値制御部と、少な
くとも２つの入力側と制御出力側を有し、該入力側で閾
値信号と検出信号の双方を受けとり、該制御出力側で制
御出力信号を供給するための制御信号結合回路網であつ
て、該制御出力側が２次利得制御端子に接続され２次制
御信号を供給し、該２次制御信号が検出信号と閾値信号
の組合せとから構成されることによつて閾値制御信号が
圧縮閾値を形成し、２次制御信号の検出信号部分が２次
増幅信号が所定振幅レベルをほぼ超えないように２次可
変利得を小さくするようにした制御信号結合回路網と、 該検出信号を受けとり、それに応じて該検出信号の一部
を１次利得制御手段に供給するための可変圧縮比制御部
であつて、１次制御信号が検出信号の該一部分から成り
圧縮閾値と圧縮比がほぼ独立に調節可能した可変圧縮比
制御部とから成る圧縮系。 ６０、１次と２次の増幅手段がそれぞれ抵抗負荷と利得
制御端子を有する可変相互コンダクタンス段から成るこ
とを特徴とする特許請求の範囲第５９項に記載の圧縮系
。 ６１、１次と２次の増幅器が利得制御端子に加えられる
電圧とほぼ指数関数的関係を有する利得を有することを
特徴とする特許請求の範囲第６０項に記載の圧縮系。 ６２、印加されたベース・エミッタ間電圧が利得制御端
子に加えられた電圧とほぼ等しく、そのコレクタが可変
相互コンダクタンス段に利得制御電流を供給するトラン
ジスタから成る系によつて指数関数的関係が、発生させ
られることによつて該可変コンダクタンスの利得が該利
得制御電流とほぼ線形の関係を有することになることを
特徴とする特許請求の範囲第６１項に記載の圧縮系。
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