JPH0242899A - 圧縮系を有する補聴器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は補聴器において、補聴器使用者に修正され壇１
陽された音をよりコンパクトに独断的にしかも効果的に
提供する回路のうち、入力端子において入力信号を受け
と９出力端子において圧縮されたダイナミックレンジを
有する出力信号を供給するための圧縮系を有する補聴器
に関する。その最も基本的な形では、補聴器は貴書信号
を受信して補聴器の使用者に修正された音９１信号を供
給することによって補聴器使用者がよく聴き収ることが
できるようにする装置でるる。

聴覚が損なわれた人々はその聴覚損失の程度とパターン
において相当異なっている。このことは彼らのオーディ
オグラムに反映されている。

オーディオグラムは聴力損失（ＨＴＬ　）対局ＩＩＩ！
！！故の図表でるる。Ｉ（ＴＩ、は対数（デンベルン目
盛によって測定され一個人のｆ８Ｌ知閾値を正常な聴覚
上もった人たちのそれと比較するもので６る。

オーディオグラムのレベルは正常に近いもの（ＯｄＢｆ
（’ｒＬ）から深ＮＪな遺失（Ｉ　Ｑ　Ｑ　ｄＢＨＴＬ
以上）に至るまでまちまちでｈ４゜それらのパターンは
平坦をオーディオグラム（ｐＡ、４する周波畝軸囲にわ
たってほば暉しい）ＩＴＬ、）から説く下降するオーデ
ィオグラム（ＪＩＥａ；６１１オクタ一ブ増〃口するに
つ８６　Ｕ　ｄＢ以上で大さくなるＨＴＬ）６るいは上
昇するオーディオグラム（周波数と共に減少するＨＴＬ
　）に至るまでまちまちでめる。鋭く下降するオーディ
オグラムの梶ちゆう内ではオーディオグラムが下廃し始
める時の周波数は個々人について大きく異なっている。

軸力損失のパターンもまた主義的に経験されるラウドネ
スと入力音圧レベル関の関係において相当Ａ々る。耳が
知覚でさる最低レベル（ＨＴＬ）には広範な差異が存在
するだけでなく耳が許容することのでさる最高レベル（
ラウドネス不快レベルｂるいはＬＤＬ　）とこれら両極
端１厘間のラウドネスの１９日率にもまた広範な差異が
存在する。ある場合には正常なＨＴＬよりもずっと高い
ＨＴＬが正常なＬＤＬよりも低いＬＤＬと組合わされて
ずつと低いダイナミックレンジの便用可能音のレベルを
与えることかめる。

４力損失の程度とパターンの相異が大きいため、聴覚？
損なわれた人だ’ＣｐｔＲ通に補助するために必要と石
れる補聴器特性も同様にして広い範囲が存在することに
なる。補聴器の周波数応答は個々人の聴覚損失について
選択しなければならず、Ｊ〜波数帯域幅内の一般的な形
と共にその周波数帯域幅を洒択する高次の濾波全必要と
することかめる。補聴器の利得は聴覚損失の程度に従っ
て選択する必要がめる。

補′＠器の制限レベルはＬＤＬに従って選択する必要が
める。出力制限形式の選択はピーククリップもしくは出
力自動利得制＃廊（“ＡＧＣ”）間で行う必要がらる。

出力ＡＣ）Ｃはその動作が補聴器の出力レベルに間通づ
けられる自動利得制御系でめる。この囲体は使用者によ
って操作される音ｔ　ｉｔ＋　御の設定からはほぼ無関
係でるる。

もし耳がずっと小さなダイナミックレンジを有するなら
ば、入力Ａ　Ｇ−Ｃ糸が必要とされるρ為もしれない。

入力ＡＧＣはそのｌＩｂ１′！：が補聴器に対する入力
レベルに関連づけられた自動利得制御系である。入力Ａ
ＧＣの動作と入力レベルとの間の関係も、使用者が操作
する音ｔｆｔｌｊ御の設定とはほば独立している。入力
ＡＧＣＯは６いには圧縮閾ｉ［（Ａ　Ｇ　Ｃ動作が開始
される入力レベル）と圧縮比（入力に′Ｊ？けるデフベ
ル変化の出力レベルにおけるデシベル変化に対する比）
についての選択全行わなければならない。

一つの補聴器がこれら櫨々の特性の調節可能範囲を有し
ていることが望ましい。このことがＸ要なのはそれが単
一の禰＠器モデルを異なった聴力損失ｔもった多紋の人
たちについて使用すること１０ｄにするだけでなく、Ｎ
ｋ初に選択した補聴器特性がたとえ不正確であってもめ
るいは使用者の聴力損失が時と共に変化しても補聴器を
再調顧することがでさるからでめる。

補聴器は通常は頭部につげるもので６るから、それらは
小さくて通常は小さな１個の電池によって長期間動作す
るものでなければならない。

また優れた性能ｔもち、高いｉ＝頼注を備え、低コスト
でなければならない。補聴器の櫨々の債＋１’＠　’ｉ
提供するために使用される′１子回路もまたこれらの時
性を備えていなげればならない。もちろん、かかる回路
は禰ｍ話以外の分野で同様な必要性を備えている分野に
おいても有益でおろう。

従来の補聴器は上記の必要ｆｔ満たすうえで櫨偵のｍ＋
Ｊ約をもっていた。それらは周波数応答を制御するため
に提供されるＡ波の程度が限られていた。入力ＡＧＣ系
を備えてもそれらは良好に形成された圧縮閾値と圧縮比
を与えることはなかった。同様にしてそれらはその周波
数応答時性においてもその出力レベル対入力レベルおよ
びＡＧＣ時性においても必要とされるａｌｌ、［度を与
えることもなかった。

従来の一子回路もまた上嚢己必貴を満たす上で鮪々の制
約ｔもっていた。規模が小さく約１．６ＶＯ低供ｍ電圧
で！＠作で自供給電４倉はとんどυＬさない１Ｉ１２Ｉ
鮎は凌れた柱層を示さず所産の調整台柱・と与えること
が７１：ρ為った。上日己柱層ｔ（菌たす従来の嵐子回
錯は尚い供線４圧と電ａｔ必要とし畝多くの菓子＋１１
ｉ！’ｆ”必要とし＃を侯が人目いか１りゐいはそれら
が単一の制飾励昨によって調整でとるようｌ形をしてい
なかった。

ＭＪ嘘命の一般的自回を達成するのに役立つ籍珠回Ｎｒ
はそれ自身の一＋定の目標をもっている。

かかる特定の目憚は以下に詳しく論することにする。

荷殊回路 ２イルメ 惰Ｉ＃ｆ！命の如き憂く０１子回路においては入力・１
−寸が与えられる。七の説、入力値号全通商なフィルタ
に工っで修正しなげればならない。これらの修止は人力
１５号の種々な周波数成分を異なる程度に減良させるこ
とからなる。

そのため、例えば補聴−便用者は低周波数を有する音に
対してよりも高周波数倉荷する廿に対してより深刻な聴
覚の損失を経続するおそれが必る。促つ−（１１４ｉ嘘
曲は低周反数１ｉ号よりも強力に高周ｔＩ１．故信号を
増幅しなければならない。

七の仮、通商なフィルタを用いて面周は信号ｔはば不変
の状態で通過させは周及イη号ｔ″減訛させる。

上ｍｌ丙のばめい、高周波畝信号金はぼそのまま通過さ
せることができるため、そのフィルタは高域フィルタと
呼はれている。更に１域フィルタは低周波信号のみをほ
ぼそのま＼通過させることができる。帯域フィルタとし
て知られるその他のフィルタは特定の輻囲内の周波ａを
有する信号上はばそのま＼フィルタを通過させることが
できる。

補聴ａを設針するはめいにはより効果的でしかもコンパ
クトな周波数応答フィルタを使用することが望ましい。

従来蚊だにおいては周波数応答フィルタが一般に使用さ
れている。烏域］イルタもしくは低域フィルタのばあい
、該フィルタのコーナ周波数もしくは特性周波数として
矧られる所定周反欽がフィルタを通過することを許され
る信号と減衰される信号とをほぼ分割する。櫨々の用途
に使用される周（Ｍ、ｅフィルタの種類の一つはバッタ
ワースフィルタと呼ばれるものでめる。例えば低域バッ
タワースフィルタのばめい、コーナー周波数よりも少な
い周波数をもった１５号μ級フィルタｔはば慎なわれる
ことなく通過することが杼される。然しなから、コーナ
ーのＡａ叔ｔもった）！４波数はほぼ６ｄＢだけ減衰さ
れる。コーナ周波数以上の周波数をもった１ｄ号は丸に
５　ｄＢ以上に減衰される。

フィルタの性能は史にその極数によって特徴づけること
ができる。極は伝達関数の分母の複木周波数根で弗る。

極数が大きげれば大きいほど、コーナ周波数を超えるバ
ッタワースフィルタの減衰比はそれだけ大きくなろう。

例えば、２甑の高域もしくは低域フィルタは１オクター
ブあたり１２ｄＢＯ減擬比をもつことになり、また４極
フイルタは１オクターブめた９２４　ｄＢの比をもつこ
とになろう。多くの用途においては４極フイルタを有す
ることが望ましい。

多くの用途ではフィルタをできる限りコンパクトで効率
的にするＣとが必要でるる。例えば補聴器は使用者の耳
の背後もしくは内部に投げるばめ＾が多い。そのためス
ペースが制限されるために周波数フィルタ′を言む１１
８ｍ器内の回路はすべて小さくする必要がある。従って
、各回路内の菓子の数は小さくしなければならない。

同様にして、多くの用途でフィルタのコ一す周波数を調
整可能にすることが要求される。例えば、補聴器のばめ
い、典なる周波数を増幅する必要のおる使用者は単にフ
ィルタのコーナ周彼数をａｍ螢するだけで同じ補聴器を
使用することができる。５００　Ｈｚ以上の周波数で・
ゴ号金増嘱しなげればならない便用者と、１０（ＪＯＨ
ｚ以上に信号を増幅しなげればならないもう一人の使用
者とは共に補聴器の周波数応答【決定するフィルタのコ
ーナ周波数を調鷲することによって同じ補聴器を使用す
ることができるわけである。にもかかわらず、かかるｖ
！４整可能なフィルタは良にできるだけコンパクトなも
のでなげればならない。

更に、フィルタのコーナ周波数を変化させるには、でき
るだけ唯一の制御装＃と使用すべきである。そのことに
よって周波数の調整をより容易に行うことができるだげ
でなく補聴器の襄乍費金低く、またより信頼度の高い補
聴器全提供することが０］′罷になる。

更に、手動調−ｉ式の制御素子はフィルタ回路から離れ
た位置に取付けられることが多いから、入力信号がこの
制御素子を通過せずにむしろその制御素子がフィルタの
コーナ周ａ、数に間接的に影＃を及ぼす制＃信号を変化
させるようにすれば有利でめる。かかる構成は実際の信
号に影響を及ぼすことになる帰還、容を結合、あるいｄ
不都合々雑音のピックアップの−に遭遇する困難を少な
くする。更に、制御信号は手動調願人のボテ／シミメー
タによって供給するか、補Ｉ＃ｉＩａ自体内の他の処理
系統のもとで発生する信号であってもよい。制御１ｇ号
はコーナ周波数制御の祠１ｒＪ範囲を正確に設定する基
準信号をつく９だす５４１１整器かう発生されなげれば
ならない。

（に、回路の大きさ全史に小さくするために回路の大き
な部分は集積回路上に形成すべきでるる。多くのはめい
、必要に応じて相互ｆ＆絖できる多数のほぼ同一の回路
菓子を内蔵するセミカスタム集積回路を使用することが
望ましい。

従って、回路の設計においてはかかる同一のトランジス
タをその整数倍だけ多数用いた来、ｆ：Ｒ回路を使用す
ることが有利でらる。同様に、かかる整数倍のほぼ同一
トランジスタを使用して所期の回路動作の精度を大きく
することができる。

補聴器内に便用される多くの回路部品は同一の楽槓回路
チップの上に形成される。かかるチップ上にトランジス
タと増幅回路を容易に利用することができ、しかも不相
応なスペースｊｔヲとらないのが普通である。しかしな
がら、抵抗素子はチップ上に大きなスペースｔとること
になる。史に、チップ上に形成される抵抗器の絶対撞は
狭い奸容偏走内に維持するのは困難でめるのが普通で必
る。ρ為かる広い奸谷偏差のためにｔｉｌｌｊｉ路ｌｌ
ｂ作の精度はおちることに次ろう。チップと接続される
外部ディスクリート４抗１ｉも受用することができるが
、かかるディスクリート素子もｆだ補軸鰭内部１ζ利用
ｇＴ艷なスペースの多くｔ占め、またチップに対する屓
就点ａを史に必費とすることになる。

コンデンサの如き回路内に使用される他の素子は同一チ
ン！上に表作することは困難で［Ｆ］る。

もｂろん、ディスクリートなコンデンサが使用されるは
めいには、それらＶユディスクリートな抵抗器と同様に
１）ｌｌ軸器内にスペース忙とるからそれらの数と人な
さば最小限にしなければならをい。同僚Ｖこしてチップ
に対する接枕戯所の数は最小にしなければなら７よい。

１吏用されるコンデンサがほぼ等しい値をもって−れは
同じく有葺でめる。こうして、メーカは在庫に少数の品
目を維持しでいればよい。同様にして、メーカｒｚ＜Ｊ
４ｉつだ儲急のコンデ／ｆ’（小域購入するよりも）単
一櫨のコンデンサを大Ｊｌｔ購入した方がコンデンサ金
は１曲で侍ることができる。従って、メーカと消費者の
両方にとってのコストを小さくすることができる。史に
唯一つの遣ＩＡのコンデンサを匣用すると不通歯なコン
デンサが浦＠４の表作にＩｖ４ｉ史ノ杓さｊしる）１７
．隣で小さくすることができる。

その他、各コンデン゛テの一方四に共用のＡＣ域地配線
を有することが嵐ましいことが多い。

かかる構成は回路の雑音感度を小さくする順回がある。

更に、そのばあいには回路はコンデンサと乗積回路との
間に接続されるバッドを少なく−ｒることができるから
回路のコストを少なく信租性を大きくすることができる
。

もちろん、フィルタは典型的ｅこはほんの１ｖオーダの
補聴器バッテリにより供給される電圧レベルによって通
商に！４！１作しなけれはならない。

七の他、フィルタはパラブリのｊＩＩＪ作寿命で大さく
するように小さな１を圀仁によって動作しなければなら
ｔい。

一般に利用ｏ［Ｑな多くのフィルタは特定の人力１ぎ号
に対して隔賦出力、低填田力、蛍域出力倉同時Ｖこ与え
ずに高域か低域か帝賦かの舐場−開だけを与えるもので
ろゐ。同時出力は例えば同一人力１百号を局城フイルメ
と電域フィルタの伝送給に分割するために有効でりる。

入力自動利得制御へＵＣ禾 Ｍ聴器の如き多くの用途では偽号ＪＷ褐もしくμ偏号伝
達禾は高レベルの入力信号に対して低レベルの人力信号
に対してよりも低利を与えることが望ましい。かかる構
成のは番い、大＄な４囲の人力信号レベルはもつと小１
な範囲の出力信号レベルに変換で龜る〃為らでるる。

かかる自動利得制御系は理想的には圧縮閾値と圧縮比に
よって記述することができる。圧線−直以下の人力信号
のばあい信号利得は一定で利得のは下は見ら！′Ｌない
。圧−１ｊｌｉｊ直ｅζおいて利得の低下が開始され圧
、縮閾櫃を超えて信号レベルが大きくなると利得は糸Ａ
的１こ小姑くなる。

その積来、出力レベルの変化率リエ人力レベルの変化′
４よりも小１い。圧縮比は圧縮閾値を超える信号レベル
群に関し出力レベルのデシベル変化に対する比である。

Ａなった種類の人力信号や出力信号に関する【用ｇ（Ｄ
１４なる要水を尤たすように圧縮−値と圧縮比を独立に
１角）することかでさることが孟ましいはめいが多い。

自動利得制御系においては偽応答なしに利得がなめらか
に変化することがｉ要であることが多い。かかる偽応答
は、たとえば壇・−利得ｔａ４節するために使用される
制御信号が１禰利得が変化されている閏に同時に壇禍出
力鯛作亀流もしくは電圧のＶ７）もしくは−時的オ７セ
ットｔつくりだすばあいに生ずる。この檀の偽応答は利
得が大きく変化する閣に生ずる「サン／」として聞える
もので一般に回避ナベきものでめる。

同様に自動利得側ｎ系において１ご号レベル全検知する
ためｔζ威用ｃｉれる慎反回−はｌｄ号の班員の１，６
分の双方に対して応答することＩ）ｉＭましい。このこ
とによって１ｆｉ号レベルｔより正確に刊足でさること
になり１６号のひずみは少なくなるＱ 油−６のばめい、かかるＡｔｊＣ禾はマイクロフォンか
らレシーバへ至る倶号鮎中に配置することができる。レ
ベル慣直−はこの信号路内の便用：ｌｔ廁ルによるせ菖
劇卿装置の罰の点に遍尚に配置ｄれる。この位置で原糸
は「入力ＡＧＣＪと呼ばれる。とい５のはＡＧＣの動作
は奮濾制坤の設足とは独立に入力１１号レしル＆Ｃ依存
しているからでめる。

もし補１祷が広４−のトーンコントロールもしくは祠ｆ
　ｃｌＪ’雇なフィルタも備えているならば、ＡＧＣレ
ベル横波器ｔａｌ１号路内のフィルタ挟の一点に配置す
ることも虚ましい。このようにするとＡＣ）Ｃは現実に
便用中の周波数４囲に対してのみｒｔｉ用することにな
る。それは濾改によって軸こえなくされた信号に対して
は作用することはないでろろう。地方、もし例えばＡＧ
Ｃ慣波滲が４懺南賦フイルタ削で１ｆ１号レベルを慣知
したならば、へＧＣ禾μ七うでｌい１曾虻ζは聞こえな
い人力１に号の１戊周改畝成分に対して応答することＫ
なりう。七の紹釆、７ｖＩＶ工利併の変化を生しさせ、
七のことに１って１町時に生じている人力信号の尚周諷
畝織分に不必費〃１つ不郁曾な影響を及ｔよすことにな
ろう。

かかるＡ（）Ｃ系の多数の用途ｖｃυいて、それはでさ
る騰りコンパクトで効率的でなければならない。それは
モノリフツク果槓回錯上に装作す４のに１した形をして
いなければならず、またクリップＡ４Ｘ囲路外部の部品
が殆んどなく相互膚続部が殆んどないことが要求される
。それは儲供＃１圧でｌＩｂ作し供給′＃Ｅ流を殆んど
不安とするものでなげればならない。

圧伸系 多くの電子表１において尚ダイナミックレンジｔ″イす
る信号を制眠されたダイナミックレンジを有する１つの
ＩｊＩＩＩＭ！もしくに１つの回路系子茫経て電送する
ことが必要でめる。ダイナミックレンジとは通常ノイズ
レベル１こよって大連される蛙はの有効−１ｆｉ号レベ
ルから１に号目棒の苛性もしくは回路もしくは一鮎木子
Ｏ制臓レベルもしくはひずみ特注の１ａＩれかによって
決定される墳りｂ有効便号レベルに至る１５号レベルの
４−でろる。

例えば、抽軸祷のｒ１′めい、調坐町龍なコーナ周改欽
を・Ｋする昶＠フイルノには費鳩小さなダイナミックレ
ンジをにするＦ４巨ＩＩＪＩｇＩ錯系子を使用すること
が必要でるる。先に述べた入力ＡＵＧ’糸のばおい、浦
動フィルタは１５号鮎内の使用省嫌作によるｆｊｔコン
トロールの前の点に配置式れる。それ故、ＨとＭＪフィ
ルタに対する入力便号レベルは吏用者が調顧することは
不可能でるる。

もし入力４バ号がフィルタを通過するとその積来ダイナ
ミックレンジは著しく低下することになろ５゜ この問題は例えば磁気テープの記録再生におけるばわい
の工５に信号を小ざなダイナミックレンジの伝込癲体を
経て伝送する間層に鈑似している。かかる嚇せには、ド
ルビーシステムの如く紀鰍創に１囲号を成る傭の自励利
傅制嫂糸によって出−して丹生挾に別のＡＯＣ禾Ｖこよ
って信号ｔ１甲民するものが開発されている。しかしな
がら、かか４７ステムのばめい、上ａＧ二つＱＡＧＣ系
に互いに独立にｗＪ作する栢米、動作開始と偵旧時の遇
改電比はτ肉太されないことＶζｌる。

米１時Ｗ−ｆ市４，６７７．７９２号を参照されたい。

必要とされるのは小さなダイナミックレンジの（９）略
に印刀ｌされる（ｌＦｒ号倉比電し当販回−から出る１
に号ｔ１′＊舐祷の出力で動作開始と儂旧時の遇痕電出
を出璃ざぜずにほぼ正確な補足的方法で伸限さぜるよう
な圧−一伸張（「圧伸」）系でめる。この圧伸系の大１
！成はコンパクトでしかも効率的でなければならない。

人力Ａｔ、）Ｃ系を有する補−指のｇ口き′鴫子褒直は
すでに？ｔｆｌＪ御１ｇ号によって利を変化δぜること
のできる檀１隔器Ｃ内賦しているかもしれない。

こｃ／）Ｖｆ、めいには横ｕ＠　ｔ　＊化することが何
利でるる。台々が−ｆ：れ自身のｔｔｔｔ＋御１６号に
よって市り四重れる二１−の町変利得増彌錫を備える代
りに複合ｍｔｔｎ伯号によって側婢される単一の町入利
併壇１−命ｔＲ用する万がよい。このためには複数の側
御１１！号ｔ４当な方法で結分するだめのコンパクトで
幼４！１的な回路が必賛にｌる・出力？１ｉｌＩ臓 補ｍ岳の如き多くの電子装置においては出力１呂号Ｖベ
ルはＳ眠に１大せすになんらかの方法で制限する必″Ｒ
がのる。この目的のためにピーククリップと出力ＡＵＣ
劇臓開繊う２Ｚ）リガ＠が使用δ几でいる。１”ＪれＱ
ばφ−にもＡ順回」ｈじな市ｔｌ眠しベルを可すること
が有−でめることが多いＯ 多くのば必い、ピーククリッパが雇人出力信号しベルを
−カレベルコントロールｔｒＡｍｆることによって辿パ
３れるｒｉ＋ｔｌ限レベルに制限する必要がゐる。同時
に、ピーククリッパは巾１１限レベｋｋ下回る偏号ンベ
ルの出力レベルコノトロールがｒｓｍうれる時、にほぼ
−足の判憎を廟持しなげればなりない。

クリッパは波形の止＾Ｏ帥分を対称的にクリップする必
−Ｒかりる。七れにまた４！！ｊ６　Ｗこ−細り曲なり
リッピングレベルをげ丁べきで６る。また、クリツピ／
グレベルをｘ即してもクリンピングレベルｒｖｔｕるも
しくはそｆ′Ｌを十分上回る人力猶号レベルに対する周
１ＢＬ畝応否を変化させないことが望ましい。

７ングル工／ドＡ級出力段ｔＩＶする多くの補聴器のは
めい、クリッピングレベルはレシーバと直夕１ｊなＯＴ
変低抵抗器よって調整される。この構成は対称的なりリ
ッピング忙しない。同時に、それはクリッピングレベル
と共に変化する補聴器利得とクリッピングレベルと共に
変化する周波ａ応ｉを形賊するロ プッシュノルＡＢ級出力設を有する多くの袖＠器のば必
い、クリッピングレベルはレシーバのセ／タータツゾと
直列な５Ｊ変滋抗ＯによってｆＡＡＩ′１２！れる。こ
のことによって対称的なりリッピングが得られるが尚入
力１Ｍ号レベルのばめいにに依然としてクリッピングレ
ベルと共に変化するｍｍ畝応谷を形成する。この構成の
もう一つの間組点μ尚ａＴｆ逃抗器七セットしたばわい
のクリンピ／グレベルＶユ出力波のバイアス′ＩＬ流ｖ
ｃ対して非常に畝盛でめるとい５点でめる。このことが
起こるのはバイアス４九にＬりて形成ざルるｍ仇器内の
亀出呻Ｆがバイアスミルに応じて変化する宝田力電出軛
吐の相当部分を減するからでめる。

マグネチックレシーバを駆軸する油繍−の出力段の如く
錦４貝荷Ｃ飽４１させる出力段のばめい、出力の′域圧
ゼよ最吐供耐′４１ｉ：、以下に直膨することかめる。

コンパクトなナイズのば６い、モノリシック来復回路内
には出力段がゴまれていることが憂い。かかる果績回鏑
においては基板はｉｔ供供線圧Ｖζ表絖さル、乗積−−
上の回路系子はこれら回路Ａ子と基板との間の逆バイア
スダイオードによって互いに噛鳩されている。

もし一つのｌｌ！ＩＩＮｒ菓子にかかる電比が基板電圧
以下に変製すると、通常状趨で逆バイアスに５けた絶縁
部は側方１ｑにバイアスされ、回路系子どプレ間の４ｇ
鰍注を厄くすることになる。必賛とされるのは電７ｔｈ
が鳥仮電圧を相肖下目って変化することｔ防止するコン
パクトで効率的な回路である。

多くｖはめい、出力ＡＧＣ’糸ｒ便用して′柩子城直の
出力１η号ンベル倉制臓することが有益でめる。もしＡ
＋ｉｃ　、％が田カレベルｔクリンビ／グレベル以下＜
珠狩すると、ＷＩＩＩ限するざいに１ｄ号ひずみは１つ
と小ざくなる。多くのば必い、出力ＡＧＣ，％　ｉｌ　
出力・ＩＫ号レベル（出力レベルコントロールｔＡ釡す
ることにょクーＣ通択したｌ１ｔｔ　眠レベルに開繊す
る繊万で１ｉｌｌｉ眠レベルを下回る・ｉｄ号レベルＶ
こついて出力レベルコントロールＡＩＡ差ｇれると自一
定の利を一待することが孟ましい。

同様に、准−つのスイッチを！ｌｂ作式せることによっ
てピーククリッピングｍ作もしくは出力ＡＵＣ動作の何
れかｔ選択することがでさることが有利で６／ｂ０史に
ピーククリッピングと出力ＡＵＣの双方の＋ｆｆ１ｌ　
威レベルが唯一つの出力レベルコントロールｆＣよって
一顧され、国力ＡｕＣｉ囲臓しヘルがピーククリッピン
グレベル７ｊ　ＩＥ　ｆｉｔ　ミｌ”−１伊するのＶこ
１直十分なだけピーククリッピンブレベル倉下刷ってい
ることが孟ましいことが多い。

出力段がそのインピーダンスがｍｍａのレシーバの↓う
な周或畝と共に４６肖変１ヒする負荷金払励することに
なるばめいにＱよ、出力段の紹和ρ；利用０ＴｉＱな出
力４ｍｒζよ２て遮さ起こさルる周波認識」城と、出力
段の砧昶が利用可能な出力電流１ｃよって志澹起こされ
るその池の周波数慎域が存伍するかもしＡない。同体に
して、補ｊ祷器し／−ハの如！！貝向を編制するば６い
には、尚颯υ化レベルがレンーバ自庫τしてひずみを発
生させる慮れが６る。以上の理由から田力設信号電出と
出力段Ｉｔ訛を共に＠知してこれら償却された４６号を
Ｉｔ力ＡＧＣ系に出力１ｄ号を低ひずみｖ：ｍｆ’４す
るに丁度十分なだけこ／’Ｌら［４ＵレベルＣ−ド回る
値に１０１」限するように結付する出力ＡＧＣ７１ｉｉ
ｔ一端えることが・Ｈ利で必る。

兄明の賛約 小元−！ＡＶよ、入力１４号を受取り比−された出力Ｉ
ｇ　Ｗ　ｖ：世相しＡ顧司叱な圧顛閾１諷と調顧町癲々
ｋｊＳ紬比を与えるための自助利得側−ＡＧＣ糸に−す
る、即ｂｋｊＳ婦−１１と出顧比の両刀を独立に調節す
ることので纏る、入力目動利得１１ｉｕ岬圓錯τ儂えた
―梠栃に閣する。Ａｉｊ（ＩＩ’禾は１久市リー檀−器
と、２欠制御壇１嶋器と、繭１直慎出祷と、＋１ＩＩＩ
岬回路と、圧顧閾櫨割御都と、圧−比劇御都と・と備え
ている。

１次＋ｉｔｔｔｍ増１鵬錫と２次劇卿増１編鐘の入力＾
Ｖζ入力１５号が〃■えられる。２久ｆｌｌｌｌ餌瑠１
爾４の出力は２次１１１１ｊ　＃　４１鴫−からの出力
信号が所足しベルを超えた時を＠出する閾１直慎出鐘の
人力にカロえられる。１ＩＩＩＩ１１直慣出壽の出力間
は制御回路に接続されている。

制御回路は閾１直慎出器の出力−を圧７１關１−制卿部
からのｌｒＵ岬偵号とＭ曾し、２欠−御檀１−指の判−
入力側にｈｌえられる２次側ｌｌｌ１摺りｔ形成する。

このことによって２久市１」＃１１−器の出力１６号レ
ベルが１４］直＋！ｌｌ出器の閾１区レベルを超えたと
さＶζ２欠制御４彌書の利を小さく丁ゐｌこめの加、１
ｔホが形成される。このことは、今度な圧−四ｍ割御部
力為らの市１」婢信号によって達成される二欠側婢４−
而に対して人力レベルで生ずる。

同体にしてｗ４燻愼田−の出力は圧顛比劇卿部（′こ刀
ｌえらル、該１ａυ１４１部はこの出力の調縛りＫＱｌ
静分を１次刺卿４侑−θ制−入力に対して１次制卿・１
ｇ号として供４ａする。この檀惰−Ｉの出力はＡＧＣＡ
からの圧−出力１ｆｉ号でりる◎目的 本発明の目的は圧縮１−１直を工り正確に制御し、圧縮
比／ｌよりｆ確ｖＣ？Ｉｒ１Ｉ御し単一のｗｌＪ御によ
って圧縮１ｍ　＋ａ　を独立にＡ即することがで自、単
一のＩｔＩｌＩ＃に工って圧縮比ｔより独立に！１４４
することかでａは１圧と１４ＵｒＧによって動作し、よ
りコンパクトでＬつ割安な入力自動利得割ｌｌ１４１回
絡を提供することでゐる。

犬九列の神細な説明 糸の概説 Ｍ１図〜第３０図についてりべると、金庫を参照前号２
υとしてン５した改良＠傭器Ｏ拠施例が革さルている。

ム賢な点Ｖ工、ｃｄに図示された回路の多くは櫨々の異
なる用趨に使用でさるという点でるる。しかしながら、
本発明の最も望ましい央Ａ例は補聴指に閥するものでる
る。

そのため、本発明は補軸器について記述したものでめる
。

弗１図により明瞭に図示されているように、禰１■図示
せず）Ｗよ消号諒もしくはマイクロホン２２と、「圧伸
器」２４、フィルタ即ち「音）ＪＪＩＬ−顧回路」２６
ならびにそれと関連した外ｍ１ＦＩｌＩ＃ｍ２Ｂと、入
力自動利得制Ｈ（ＡＧＣ）糸２７ならびにそれと関連し
た外部制＃部３５と、主４訛制御１１４嘱器４２（以下
ＣＣＡと云５）ならびにそれと関連した外Ｓ利一部３４
、出力信号ノロセラ？３６ならびに外部１ｔＴＩｊ１！
４１３８と、レシーバもしくは出力トランスジューサ４
０とｔ備えている。

いくつかの図において、通訳された一路部品のまわりに
鼓ｌｌｌ１１が引ρ為れでいる。かかる回路部品の区分
けは幾分思慮的Ｖこかつ本＠明を理解する上で伐立つ＝
５に行ったものである。

ｓＩ図と第２図にポす１５に、マイクロホン２２は空気
中の電信号を受１にシそれにもじ゛て講１図と帛２図に
太−としてボした１１ｓ号錯４１に沿って″ｌＩＬ気偏
号を伝達する。成る回路部品は回路部品のｊＩｌｌＰ′
１ｉｖｃ割飾することによって塊実の１に号それ白木よ
りもひしろ′心気１を号に問責に制御する。かかる回Ｎ
Ｉ部品からの信号は第１図と第２図に示した＃１ｍ４４
によってボされた＃Ｊ　＃　繕を介して送られる。

マイクロホン２２により発生させられた！を気′＠号は
比較的小ざな儀禰ともち、圧伸器２４により受１ぎされ
る。圧伸器２４は入力＊ｖｆ、制御増制御器１嶋器、「
圧伸」検出器４８と、「圧伸」フィルタ５０と、入力′
＃Ｉｔ流劃１１側１増１鴫器制御部５２（！−備え、′
Ｉｔ訛制燐増１隔器４６の利を変化させる。

１九割＃Ｊｌ＃１ｌｌｉｉ６４６は単Ｖこ所定の方法で
マイクロホン信号の嶽ｍを大さくするだけで、以後は補
軸器回繕ｌＯの浅部によって処理される。

「７ｔ、１甲」恢出−４８ｕ、’４ｖＩＷｔｔｌｌＪｌ
ｉｌ壇−癖４６の出力がフィルタ２６のダイナミックレ
ンジ外に所定レベルを超えたときにそれ″ｆｒ：慣出す
る。

「圧伸」検出器４８が′１減制御増幅器４６からのかか
る大きな信号上検出したとぎ、それはイｇ号合計圧伸」
フィルタ５０に送る。「圧伸」フィルタ５０は平滑化さ
れた圧伸検出信号で発し、該信号は１１Ｌ訛制御墳１鴫
制飾部ｂ２と、主電訛制婢増暢器制御部６８（以下ＣＣ
Ａ制御部６８と称する）と、２次ＯＣＡ制御部７０６の
双方によって受１！Ｉされる。その後、入力電九側婢項
Ｉ鳴器制仰ｓ５２は、それが入力電流制御槽ｊ爾器４６
に供給する制飾電九七少なくし増暢器４６によは、「圧
伸」フィルタ５０かも受ける信号の振１陽に対して指数
関数的な関係を有する。主ＣＣＡｍ６６が受けとる制御
電流は入力ＣＣＡ　４６に対する制御電流に対して逆比
例している。主ＣＣＡ６６の利得はそのため入力ＣＣＡ
　４６０判利得逆比例する。このようにして系全体の利
得Ｃよ一定でりるが前置制御回路２６内のフィルタはよ
り伏いダイナミックレンジの信号レベルに対して動作す
る。

′ｉ！ｃｖｒｒ、　？！ｉＪ　御増ｉ陽器４６の出力は
音買割婢回路２６に供給さ几る。′ｉｆ實制飾回路２６
は、４億高域フイルタ５ｂに１６号を供給する４億低域
フイルタ５４’ｋ［える。二つのフィルタ５４．５６は
それぞれポテンショメータ、もしくは制御部５８．６０
によって市１−ｇれる。ポテンショメータ５８．６０の
設定調整が低域フィルタ５４と高域フィルタ５６が受１
ゴ１ざ号Ｖｃ″＊實釣な影響を与えはじめるときの周波
数を決定する〇低域フィルタと高域フィルタ５４．５６
−！をらの信号は可変スロープフィルタ６２に供給され
、該フィルタ６２は史に信号の周波数スペクトルを成形
する。可変スロープフィルタ６２は、隔周跋信号、低周
匝１可号七更ｒｃ　ｙｆｃ衰するか、るるいは全周成畝
を等しく通過させるよ５に満願することの町＋１目な可
変スロープ制御部６４に２つの１６号を供１ＩＩｉ！す
る。

ａＪ変スロープ制何部６４は入力ＡＧＣ回路２γと王４
鴨器３２に対して信号を供給する。主増幅器３２は主″
！を流制憐増嘱器６６と主電流電１ｊ御増１−制御部６
８を宵える。２つの外部ｄ節部すなわち使用者の操作に
よるボリューム制＃部７υと、フル・オン利得制ｍ部１
２は主域流制（１１４Ｉ増１−制御部６８に相互接続さ
れる。制御部６８はまた主ＩＥ流制御増幅器６６の利を
制御するために使用される圧伸器２４と、出力４！ｒ号
プロセッサ３６と、入力ＡＧＣ４，２７から入力を受取
る。

かくして、圧伸器２４が動作している時、それは主を流
側＃４鵠器制御部６８に一つのｆ、Ｙ号を送り、主増鴨
器３２に対する入力がそれが入力１を流制御増Ｉ鴫６４
６により圧締されたのと同じ程度に伸張されるようにす
る。

主電九側飾壇暢器６６が示す利得レベルは、使用者の祿
乍によるポリニーム制＃部ＩＯの設定調贅ｆｃ言めて制
御部６８に対する入力によって部分的に決定される。使
用者の煉作式ポリュ−ム利卿郁γυをフル・オンにした
ときに得られる蝋大利得は部分的にフル・オン利得制御
部Ｔ２の設定調脩によって部分的に確定される。

入力ＡＧＣＡ　２７　ｔｘ　２欠ＣＣＡ　７　ＬＪ　Ｌ
）と、ＡＣ）Ｃ［出御１０２と、ＡＧＣフィルタ１０４
と、２次Ｃ’Ｃ’Ａ制御Ｉ４Ｉ郁７ｔＪＩｊと、ＡＣ）
Ｃ間櫃劇卿部１１υとＡ（ｊｃ　ＣＲ（ｋｒｉｉｔａ比
ｌｌｌ１ｌｌｄＪ７１２とｔ甘むそれ１ζｔＮＡする外
部制御部ａ＝をえている。史に、主ＣＣへ６６と、主Ｃ
ＣＡ　１１１１１呻廊６ｄの一部を首む主４＋ｍａａｚ
の鎖部分かに用されている。

人力ＡＧＯ系は帰遁糸を使用してｆｕ御１６°号を形成
し、この１ｔＩＩＩ御・１１１号は王ＵＣＡ　ｄ　５に
順方向に送られる。２久ＣＣＡ　Ｉ　ＬＪ　Ｌｌは可変
スロープ１ｌｊｌｌ一部６４からの・ＩＩｆ号を増禍し
、この檀・−された信号ｔ　ＡＵＣ横ｍ−γＩＪｉＶＣ
ｆＳる。ＡＧＯ（４出−ｊ７Ｕ２は、２次ＣＣ’Ａ　７
υυの出力がＡＧＣ慣出閾１直レベルと呼はルる所定レ
ベルを趨えたときｒこ−ごれを検出する。

ＡＧＣ慣出＊７Ｕｉが隋１直レベルに違する、もしくは
それｔ超える入力１こＬつてトリガされると、そｎはＡ
Ｃ）ＣフィルタＴυ４に一つの信号を送り、そのフィル
タは２久ＣＣＡ　１ｆＦＩＪ御部１０６に供帽される平
滑化されたＡＧＣ検出信号（Ｖｃｌと１１（’ぶ）’を
Ａｆｂ、２　？ＸＣＣＡ制−ｎ鄭７　Ｕ　６は２久ＣＣ
Ａ　７０υに対して？１ｌｌＩ御′１を訛−と供給し、
その利を制御する。この？ｆｆ１ｊ呻電流は平滑構出信
号（Ｍａｌ　）と、外ｍ　？Ｉ７Ｊ　ｎ　ｍと、ＡＧＣ
閾１１Ｋ　１２１１１４　ｍ７１Ｕによって市Ｕ＃され
る。慣出侶号（Ｖｃｌ　）は１ｔｒｌＪ１ｆｌ′−鑞を
小さくシ、そのことによって２欠ＣＣＡ　７　ＬＪ　Ｏ
の利得が小石くなりて、その出力信号の振輸がＡＧＣ横
出１ＩｉｌｌＩｌ値レベルを夾負的に超えないようにす
る。

ＡＧＣ検出器７０２４−）　リガするのに必ｇ！、なマ
イクロホンからの１５号レベルは入力ＡＧＣｉａｌ値と
呼ばれる。同様に、ＡＧＣ閾値１ｔｈ１ｉ＃部７１１Ｊ
は入力ＡＧＣ閾１直を変化石せるように２欠ＣＣＡ、　
７　Ｕ　Ｌｌの利得を変化させる。

２久ＣＣＡ制御郁７Ｕ６もまた、圧伸フィルタ５０から
反転−」ｆ４Ｊ１ｇ号を受げと９、町友スロープ市１」
両部６４の出力側に伴社アゐめりかじめ出願された１号
（イ甲侵する。この工５にすると、圧伸作用は検出イざ
号Ｖｃ↓に影響Ｃ及ばすことはなく、圧伸ａは入力Ａｔ
Ｊｑ禾によっては「見」られることμないでりろう〇 もしこの−ｆ−嘴慣出イぎ号（Ｖｃｌ　）が王ＣＣＡＩ
ｔｉ制御都６ｄに４口えられると、そ、の結果、ＡＧＯ
系はＡＣ）Ｃｍｆ直を上回る非常に局い不変圧縮比を有
することになろう。可変スロープ圧ａｔ可紹にするため
に、ＡＧＣフィルタ７Ｕ４かもの慣出仙号（Ｖｃｌ　）
μ町＆利肯都すなわちＡｔ）ＣＣ只制御部７１２ｋＵ過
Ｔ４゜Ａ（）ＣＣＲ市１ｈｌ（ｌ　７１２　ハＡ却ｉ１
叱な構出１ａ号師分を１００人制御部６８に供給し、賊
刺御都６８μ主ＣＣＡ　１３５の利を制御する。このよ
うに、ＡＧＣＦ４値′１ｃｍえる入力レベルＱばめい、
人力ＡｆｊＣ糸が主ＣＣＡ　６６に対して兼行するオリ
得武Ｆ１［μＡｔ）ＣＣＲ市り御郁７１２によって減化
するため、Ｉｌｌ＃値を上回る人出力Ｍ巌のスローｆｋ
Ａ化ｊせることｖＣなる。

主’Ｋ　１４　＊ＩＪ　＃増１鴫器６ｂの出力は、出力
信号ゾロセラｔｊ６に供舖Ｊれる。出力ＩＫ号プロ七ツ
ｆ３６μクリッパ７４と、出力増ｊ部器γ６と、出力′
隠υを伏出御Ｔ８と、出力′遡圧検出御８０と、Ａ（）
Ｃ検出器８６と、内部自動利得制御スイッチ８２と、Ａ
ＧＣフィルタ８４とｔ備えている。外部Ａ（）Ｃスイッ
チ８８とパワーレベル制御部９０とは出力１ｂ号プロセ
ッサ３６に相互淑枕されている。

クリッパ７４ｖ工王Ｘ丸制御ｓｉ輸（、ｉ６６から受取
った係号がパワーレベル制御部９０により設定された所
定の出力レベル金上回るのを肋″止する。クリッパ７４
の出力は出力増１嶋器１６に送られ、２次出力に自動利
得市１ｊ飾償出器８６によって慣出式ルる。

出力項１陽器７６は、それがし７−バ４０に送られる前
にクリッパ７４から受は収った信号を更に増１−する。

ＩＩｃ流ならびに電圧の供出器７８゜８０は出力４訛と
層圧を検出して、出力亀几もしくは出力域圧の何れか一
方が七れぞれのｌガ定しベルを超えにときに出力１ｄ号
７　ＡＧＣスイッチ８’ｌＶ（：供給する。

自動側４制坤スイッチ８２は外部ＡｔｊＣスイッチ８８
と共にスイッチオンすることができる。

ｌｉｔ流および（または）１圧検出器７８．８０からＬ
Ｄ４百号、もしくは自励利辱利婢恢出謄８６からの信号
は１ｇｌ錯２０の国力が大きすき゛ること全厘体する。

かくして、かかる信号は自励利得１ｕ＃フイルｆｉ８４
Ｖｃ臥送され、該フィルタｄ４ｒｊこれらの・１６号τ
乎滑化し４曾しそれら金主電波制御４１−−ｉｆｆ制御
部６８にフィードバックさせ、主框訛側御槽４石器６６
がその時作動中の利得１直忙小さくする。

出力４惰器７６からの信号はし７−パ４０にカロえられ
、該し７−パ４０は電気信号を斤に変成する。この峰は
そり訛補売８ｊノ訝用者によって聞きとら九ることＶＣ
々る。

系＃４戚 この木の利点の多くは、櫨々の部品の＋４成もしくｒ工
１ｊｄＩｉＩｔから庄するものでろる。荷に、電圧側ｎ
フィルタの対同画に出−回路と伸張回路が配ｌｔさｒし
て丞のダイナミックレ／ゾで人さくする。更に、固定利
得出力段もしくは出力増１嘔器Ｔ６罰には調節回層なピ
ーククリッピング回路もしくはクリッパＴ４が配置され
る。その結果、非対称形のクリッピングや出力段バイア
スｔｇに対する感度の如き、出力段の出力でＡＮ町Ｎｉ
ｌなりリッピングを可能にするといプ先に運べた設計問
題は回避することができる。

良に、−節回Ｎ＠な出力自動利得制御回路が固定利得出
力段の前に配置される。その結果、出力自動利得側＃Ｓ
とクリッパ７４に接続しパワーレベル制＊１ｉａｓａに
ＡＧＣと非ＡＧＣ方式の両方における出力制限レベル金
決定させることができる。更に、補助的自動利得制御部
は出力段で出力′磁圧検出系と出力′４流検出系８０，
７８の双方を使用する。

出力段の出力に固定振輸検出系倉追〃ｎすることによっ
て、出力自動利得制御部を便用中出力段からの大きな歪
んでいない最大出力レベルを安全に得られるようにする
ことができる。これは出力段利得と共に出力段の入力に
生ずる検出レベルの奸谷歪のために出力レベル制＃部が
４大１直に設定されたときに出力段中に生ずるクリッピ
ング七防止するために検出レベル金低く設定する心安が
ないからでｂる。七の代わり、検出レベルは出力３’Ｊ
ｌ曝器の低部の完全な利用を実買的に保証するに十分な
高さに設定でき、出力・段の出力画における固定振；陽
の検出は出カンペル制御部が最大甑に設定されたとき出
力段の入力側での検出を不要にする。

出力′電圧演出は出力段トラ／ゾスタのコレクターエミ
ッタ間電圧が飽和状態に近づくと出力自動利得制御部を
単にトリガすることによってクリッピングとその結果生
ずるひずみを防止する。

出力ｍ流慣出は受信機に分配される′磁流を監視すると
同時に、所定のは流側限値を超えたばあいに出力自動利
得制＠Ｊ部ｔトリガする。このこトハハイパワーの補聴
器である実施例において大きな利益を有する。受１ざ慎
の設計技術の現在の法尻はろる周波数のもとで平均イン
ピーダンス値に比較して非常にはくは下する広く変動す
るインピーダンス対周波数を有する受信機を主座してい
る。受信機が公称インピーダンス金示す墳犬レベルに受
信機を駆動することのできる増鵠器によって駆動された
とさ、受ｆｆ１機は、受信機インピーダンスがずっと低
い周波数・要職で低ひずみ動作のための受信磯目身の１
を流制限償金超過するかめるいは、同様にひずみ虻大き
くするおそれのある増鴨器の縁形動作の何れかを起過す
るよ５な過大′ｕｌＬ流を瑠１嘔器から引受ける。この
ため、電流と電圧の慣出部金両方有するばらいには系の
Ａ波数領域全体にわたって増＠器−受信機系の最大出方
性ｎＱ　を使用することになる。

更に、入力自動利得制御回路は圧縮量１直を圧縮死金独
立に調節する方法を便用しており両調節間の相互作用な
しにこれらの要素のぞれぞれを′ｌＥ偵に調節すること
ができる。

更に、入力自動利得？ｔｌ（Ｉ御回路のためのレベル検
出部は音Ｘ（もしくは周波数成形）制坤郁ｌ６の改でし
かも利得？ｔｉｌｊ　ｍ部繭Ｖζ配直場れる。

出職人はかかる構成はＡＧＣ系が最終的に受侶愼に供Ｉ
Ｉ８遥れる１ｇ号によって動作し補聴器２００層用省に
よって「帳取する」ためによ’）！ましい信号を与える
ということを発見した。他の構成のはめい、ＡｄＣ禾は
フィルタもしくは音Ｘ１ｔｉＩＩ御部によってまだ底形
式れていない信号によって動作する。

通常のはめい、フィルタ金造過しない、従ってｍ聴−に
よって１＋−されるように意図さ几ていない音信号の遇
択されたｆｆＪｄＬ数は補聴器の動作に影普を及ばざな
いことが菫ましい。本発明のＡＧＣ糸にかかる１５号に
よって動作しないため、それらがフィルタによっては有
効に減該ざルないため、かかる外生ノイズはＡｔｊＣ系
の動作に電要な影ｌ＃τ及ばすことはないでめろ５゜そ
のたり１例えば、ＪＩＬ慎燻１ζより発せられた低周改
曾の如き１周技畝偏号かフィルタによって来貢的に減流
されるようにフィルタを調節することかでさる。

もしＡＬ）Ｃレベルの慣用がフィルタ罰において行われ
るならば、これらの信号はＡｒ）Ｃ系ｔして応答させ高
い周技数の所産１Ｍ号のための利得合手さくするかそれ
が必ろプ。しかしながら、本発明のＡ（）Ｃはフィルタ
通過域外にるるときこれら低周波信号に対して応４させ
ることはないでろろう。

史に、主″越Ｖａｔ制御４−姦は諸１η号の威汗でろ６
１＋１１卸１ば号七便用している。火付信号Ｖよ補軸６
薯の異なる部分からのり叔の人力に由来するものでるる
。信号は圧伸器２４と、入力ＡＧＣ系２７と、出力１イ
号プロ七ノ？３６と、使用者操作ｙｃ１４Ｍ　１７　’
７　Ａ１１Ｌｊ１４１部７０と、７　ルー　オン；＋ｕ
ｆ４％ＡＩＪ御部７２からの信号から構成される。炉か
４）狸せ猶号ｔｉ＆Ｉ！用することによって、−通の１
１崗６−でなく、単一の亀訛薊飾＾゛１１−−リ６て１
更用することかでさる。このことに１りて１繕を工９副
１ｖＬ−作ることかでさるとともに、発生するノイズと
１錯の愼輔姑を減することかでさ７ｂ。

袖＃ｉ鐘回細２０は頬な令汲畝の小回路かり構成される
。全体の補軸６圓錯ｌυのためのこれら小回路のうちの
幾つかは以下に＋ｌ！ｌ別的に詳しく−することにする
。

Ａ即ａＪｉ目な状態変畝フイルメ 第３図ないし第１４図についてみると、全体をぴ照査号
４１０で示した改良さ几たａ）ｊ４４町紺な２億状悪変
数フイルタ１ζ関するものでるる。

第３図にボしたフィルタは単位利得和差４１崗婚４１１
と、そルぞＡがそれぞ几コンデンサ４２４゜４２６を負
荷したコ／デ／ｆ負荷相互コンダクタンス演算４１−ｄ
　（ＯＴＡ　）　４１６　、　４１８　ｋ備えた第１と
第２のＩＪ］′変積分４４１３．４１５と、帛１と第２
０帰遁、顧４２ｔＪ、４２２と、入力端子４２ｄと、ア
ース＃）４２９と、＾域フィルタ帝域通過フィルタおよ
び低域フィルタ出力端子４ＪＬ１．４４２，４ｊ４を備
えている。

入力端子からの入力４５号は和差増ｊ−錫４１１に対す
る正入力でｂる。第１の帰ｆｉｍ４２υは！２の正入力
でめり、＃＆２の帰還−４２２は負人力でめる。刊圭ル
賃１−器４１１θ出力は回路４１０の残余と相疾って刈
差壇禍器４１１の出力画に＾域週過１巧号を生じさせる
。

槽１−器４１１の出力は開城フィルタ出力端子４３０に
相ｉ炭就される。訳出カーは同時に第１積分器４１３の
員入力画にも相互接続される。

第１ｓ、分４４１３は高域フィルタ信号を受けと９、そ
れに応じてその出力に、帯域通過１ｈ゛号に対もし帯域
フィルタ出力端子４３２に相４媛絖された′ｉｇ１積分
信号と供給する。それはまた、この侶ｅｔ第１の帰還嶽
４２０に供給し、正入力の一つを和差増幅器に供給する
。

第１積分器４１３の出力は同様にして第２積分器４１５
に入力として供給される。それに応じて第２積分器４１
５は出力低域フィルタ端子４３４と第２帰還＃Ｉ４２２
に供給される出力を供給する。第２帰還ｍ４２２が和差
４幅器４１１に対して負入力を供給するとはいうまでも
ない。

理想ＯＴＡの動作は次の式によって与えられる。

ｇｍ　２　ｈ（工ｘ） 但し、ｇｉｌｌはαｌ’Ａの相互コンダクタンス（ある
いは利得ン、ムは待にのＯＴＡの定数、エエは０”ｒＡ
に共縮される―卿也ＩＪｉＬｏ　ＱＴＡの田力也訛は次
の式により与えらルる。

”ｏｕｔｐｕｔ　　−ｇｌＩｌ〔（ｖ＋ン−ＣＶ−）３
但し、ｌ　　　　警・工田力４．）＋ｔ、ｖ＋とＶ−と
はそれ□ｕｔｐｕｔ ぞＡ　Ｏ’ｌ’ｘの臣−人力１ｌｌｌＶこ印）Ｊｕ　ｃ
ｓ　ｔＬ　、６止貝域圧１１でりる。第２２図にはバイ
ボーフトラ／ゾスタｔｖ月１した１閉卓なＯ□ｒＡが示
さ几でいる。鑞υ化ミラー貝ｉｐ５と差着対用イυ工ｉ
ツタｒｊｔ流で供給する逼流謙ＩＸ　’ＦＣ備えた龜劫
トランゾスタ対を言むこの奪成のはあい、ｇｕ＋＝Ｉｘ
／２”Ｔである。但し、■・Ｉ・は磁度−ＫＴ／４ｅの
４１曲ボルトである。例えばｌ＜、プレイ勘Ｒ，マイヤ
ー着「アナログ集積回路の屏りすと、＆計」（ノヨン　
クイリー＆サンズ仕、１９７７手）を参照されたい。

フィルタの出力信号がフィルタに卵えられる１ｆ：急の
人力１６号Ｖこ対していかなる１Ｊ４ｉ株を有するかｔ
ボＪためのフィルタのための等式が与えろれることが多
い。かかる寺弐は「伝達関数」として知られている◎一
般的にいってコーナ周波数を廟える信号の減衰対周波数
曲−の勾配が急であればのる樋、フィルタに対する伝達
関数の「億故」は多くなる。億ｒ１．塩陶的伝逮胸叔の
分母が与えらＩした入力１ｄ号周波数のはめいに実質的
に４に違する位置を現定するものである。

ａ１４６図に示した回ＭＯ出力を示す等式を以下にクリ
亭〕ｉる。

率＊４り得 １ｊｌＪ　ｉＭ、　４　’／ｌｒｉ　ｔｉｐ　　：　　
Ｖ２＝’／ｌ＋ｖ３−’／４ｈＴ　Ｒ＆　分＊　　二　
Ｖｓ−−（ｇ　、ＬＩＬ／／ｊＷｃ　ｌ）ＶａＶ４＝（
ｇｉｕｇ／ｊ　ｗｅａ）Ｖ３ 四しｊ−−１，Ｗ＝佃係号波数の２倍 ｉｖｏ≦−Ｗ′ｌ”　（ＪＷ）　（ＷＯ）　ＱＮｏはｑ
４矯周奴叙として知らルてかり、Ｑμキエ＝（もしくは
減衰率の逆数ンとして知られている。

軸ｌ−ムｆ工ｌ　：しよびｇ岨、＝ｈＩ工２但し、ｌ１
ｌｖよ・トｙ定の相互コンダクタンス槽１−器の定数で
ある。

もしｃｌ＝Ｃ２”ＷＣとすると、ｗ。＝（ｈ／／ｃＷ　
ＩＸｌ”Ｘ２、またＱ　＝　ｖ’　Ｉｚｇ／Ｉｘｌとな
る。

本発明は砥汎姦を用いずに電小廁の故の部品ｔｋ用して
実施することが町布でめる。ｋに、フィルタの舟註Ａ夜
故とキエーＶ工、謁１と粛２の””ｚ　４１６ａ　４１
　ｄの相互コンダクタンスを設定するエエ上と工Ｘ２　
Ｏ大ａさとその間の比を変えることによって変化させる
ことかでさる。

本発明は第３図に挙しｔこ＾厖ψＵ以外のもＱにぶって
来週できることはいうまでもない。そのため他の実施Ｎ
（ｉ−第４図と第５図に示してるる。

同様にして、粛３図に示した和風壇１鵠器４１１と、檀
分赫４１ｊ、４１ｊ、およびｒｏ制御回緬は櫨々のＡｍ
例のものを不すことができる。単位利得和差１輛−の６
つの相典なる、しかし４価的な図が第３図、第７図およ
び弔ｄ楢に］」りされている。褐６図、よ２つの正入力
端子と１つの買入カー子金有する４０麿愼浦のｒ＜ａ号
図でるる。出力４比Ｖｄは人力と以下の如ぎ関係を有す
る０Ｖｄ＝Ｖａ　１７Ｌ＋＋ｖｅこの図は第３図ＶＣ＆
いて４１１の番号を付げてめる。

第７図は１ｌｌｊ　＃這訛エエ、と工よりが相互コンダ
クタンス櫃ｇｍａとｇＩｎｂを設定する（１１４相互＝
／ダクタンス墳１ｔｍ＝４１２．４１４を用いてこの債
ｎピを喪机したものでめる。もしＩＸａ”　Ｉよりなら
ばｇｍａ　＝　ｇｍｂ　＝　ｇｍとなるＯ もしＪＶ１＃Ａ＃４１４の出力側に刈する貝荷が無視で
きる（すなわｂ１出力′逓Ｋが非常に小ざいコなりｒｘ
、Ｌｏａ　＝−Ｌｏｂとな９、ｇｍ（”ａ−Ｖｂ）　−
−ｇｍ（Ｖｃ−Ｖｄ）となり、Ｖ（１−Ｖａ−Ｖｂ４ｐ
ＶＣとなる。

第８図は第２２図に示した２つ１２）　ＯＴＡが簡単次
形に組合わされたａｇ７図のトランジスタＩａｌＮｒで
ある。１４８図において、トランジスタ４１２゜４７４
のコレクタ電流の屋（ｉａ−１ｂ）とトランジスタ４８
０，４７８のコレク／Ｉ胤ｍ閾ＯＡ　（ｘｃ−１ｄ）　
ｙ工でれそれ第７図の′ｗＬ流１゜いと１゜ｂに対応す
る。これらの臣は第２２図に１４成したよう次差ｇ　Ｎ
ＰＮ対の礪準的なＰＮＰ電ｕｉｃ＜ラー負荷にぶってつ
くりだすことがで通る。しかしながら、第７図において
ｉｏａとｆｏｂとは合、イされる、それ故、Ｌｏａ＋１
ｏｂり（１ａ−１５０（’ａ−’ｃｌ）となり、それは
１ｏａ”４ｏｂ　＝　（ｉａ＋ｘｃＪ−（１ｂ＋１ｄ）
となるよって再構成することが０ＴＩｊＩ！でおり、そ
れはトランジスタ４７４と４７８のコレクタ４訛流が最
初に＜ｚ列撤枕することによって）合４−．Ｓれ、その
人力がトランジスタ４７２と４ｄｔｌのコレクタ４訛の
（返列炭続によるン顆でりる率−のＰＮＰ１１ラーの出
力４訛と積置されるとい〉ことを示す。かくして唯一つ
のＰＮＰ　＜ラー（２コレクタトランジスタ４９６）だ
げしか必要でない。

同様にして、６擁の異なる、しかし等価的な可変積分器
が第９図と、第１０図および第１１図に示されている。

例えばｊ１４９図に示した屋動町変咳分醤の６ｄ号図の
はめい、出力は久式で与えられる。

時間領域のばめ− Ｖ（、−ＫＩＸ　Ｊ’　（Ｖ６−Ｖｂ）　ｄｔ但し、エ
エは制御１流でＫは比ψり定数でめる。

周波ａ領域のばめい ＶＣ−（Ｋｌ　、ｖ／ｊ　Ｗ）　（ｖａ−Ｖｂ　）第１
０図に示した積分器はコ／２ンを負荷を傅するＯＴＡで
ある。ＯＴＡの出力ｉＫ　ｒ４は次の式で与えられる。

”ｏ　”　ｇｃｕ（ｖａ−’ｉ’ｂＪ　；但しｇｍ　−
ｋＬＩｘコンデンサの延圧はコンデ／−すｔ流ｒＬ　、
６鑞ｖＬの１寺間機分１Ｃ＃しい。ナ７ｅわら周ＩＩｑ
域のばおいＶ。＝ａ　ｉｏ／ｊＷｃとなる。それ改、池
ｌｃ貝荷τ何しないコンデｙ？をｎするＯＴＡをＡ１砺
すると第１１図に示し′ｆＳ櫨分壽のはめい、ｉ！＆２
２図に示した等−トランジスタで有する（ＪＴＡが央楓
された。式を以下に示す。

工ｘ 外部負荷が存在しないと４ｉｔｉｏは丁べてコンデ／′
１１１″内に成れる。

１／に鎌に、４１２図と第１２ａ図には制御回路ｏｇｉ
と第２の実施ｆｆＡＪ’ｚ　０１　、　５０３ｇ示Ｓれ
ている。Ｎ１２図に示した凋＃回赳５υ１の実施力にＩ
ｗで示した周伐畝制−′−〇氾を受けとり、それぞれそ
れに関連したｆｔ＋１偽電訛エエｌとＩ工２忙供継する
。ｆｌｌｉｌｌｌｉＷ錯５０１は相互に磁絖されたベー
スとコレクタを舊するトランジスタ５ｔｌ＆倉儂える。

トランジスタ５υ５μトク７ノスタ５ｔＪ５のベースと
コレクタに力ｌえられる周波数制御電はに関連したベー
スエミッタ閣′ｔＩｔ圧金つくりだす。

１１ｊ＃回ＩＮ！ｒ５４）ｌａまた、第１と第２０側−
トランジスタ５ｔＪ７，６ｔ）９ｆｗえる。トランジス
タｓｕｒ、ｓυ９はそれぞれトランジスタ５０５によっ
てつくりだされたベース・エミッタ閾電圧倉受けと９、
それぞれエエｌとエエ２で示したコレクタ電流を供給す
る。

第１２図に示す工うに、トランジスタ５ｕ１〜５０９は
それぞれ単一のＡ子となっている。

第１、′１４４２の市１ｊ御トクンゾスタｓａＴ、　　
５ａｇのコレクタ′１ｌｌＣ流は、それぞれ、制御電流
工、イにほぼ４しいトランジスタ５０５のコレクタｍＡ
のｎｘｆ！とｎｇｔｆｔで６，６゜このことはセミカス
タム来積回躇上に得られるほぼ同一のトランジスタだけ
ｔ用いて、′ｓ１制御トランジスタ５０ｒの代わりにｎ
１個の素子を韮列に接続し、第２？ｂＩ制御トランゾス
タ５Ｌ１９の代わりにｎ２個の木子Ｃ韮列に竣成するこ
とによって４或することがでさる。その代わ’）　ｒｃ
、　　Ｆ　）ンゾスタ５０５と第１、第２の制御トラン
ジスタのエミッタ領域は互いに、それぞれ１　：　ｎｘ
　：　Ｊｌｍの関係ｔとることができる。

従って、もしトランジスタ５０５，５（１゜プｕ９かそ
れでれ高４冗壇１−特性（６ベータ″′）＊ｉｙ；ｂな
らば工Ｘ１−ｎｌ工Ｗ　、　　ｒｚ２＝ｌ’ＪＩｙとな
る。

電流エエ１とＩＸ２は七のとぎフィルタのコーナ周波数
が周改畝゛劇肯Ｉ電流工、イに、画形の関係（もち周反
ｔ１．制御電流が変化するときにＱが一定にとどまるよ
うＶＣフィルタの動作を制御する。

第１２ａ図に示した制御回路５０３の実施例はＶ、で表
わした周波数制御電圧を受けとり、それぞれに関連した
制御電流ＩＸ１とエエ、を供給する。制御回路５０３は
ｍｌと第２のトランジスタ５１１，５１３を備える。各
トランジスタは周波数制御電圧を受けとるためのベース
を備える。その後、トランジスタ５１１，５１３はそれ
ぞれコレクタ電流ＩＸＩとＩＸｍを供給する。

更に、二つのトランジスタ５１１，５１３のコレクタ電
流は基準電流の倍数とすることができる。第１２ａ図に
ｎｌとｎ２で表わしたかかる倍数は同様のトランジスタ
を並列に使用するか、あるいはトランジスタ５１１，５
１３のエミッタ・ベース接合領域を制御することによっ
て実現することができることはいうまでもない。

コレクタ電流ＩＸＩとＩＸ２は先に述べたようにフィル
タを制御する。これらの電流り以下の等式により実質上
記述することができる。

Ｉｘｚ　＝　ｎｘＩｓ　ｅｘｐ（Ｖｖｒ　／　ｖＴ　）
ＩＸ２　＝　ｎ２Ｉ８　ｓｘｐ　（ＶＷ　／　’／Ｔ　
）但し、ｖＴは先に定義し九ように再びトランジスタの
熱電圧であり、工８はＩＣ工程と温度に依存する定数で
ある。しかしながら、単一の集積回路上に形成され九ト
ランゾヌタどうしが良く整合する点に注意されたい。そ
のためＩＸ２のＩＸＩに対する比はｎａ／ｎ１となる。

ＩＸを十分に制御するために、ＶＷは同一チップ上の調
節器から得るべきである。例えば、第２４図に示した可
変基準出力金有する調節器を参照されたい。

その時、ｔ　流ＩＸ　１とＩＸ２はフィルタのコーナ周
波数が周波数制御電圧ｖｗと指数関数的な関係を有し、
周波数制御電圧が変化する時にキューが一定にとどまる
ようにフィルタの動作を制御する。２極バツタワースフ
イルタのばあい、Ｑ＝１／２となるＣ１＝０２＝ｃのば
あい、Ｑ＝〆Ｉ：ｃａ　／　ＩＸｌとなる。ＺＸ１＝　
２　ＩＸ２のとき、定義によりＱ＝１／２で、フィルタ
線典型的なバッタワース応答を与える。この条件の下で
はＷｏ　＝　（ｈ　／　Ｃ）　Ｉｘ２〆丁となる。

第１６図と第１４図に上り詳しく示されているように、
本発明は２極フイルタ４１０を備える。第１６図にはフ
ィルタ４１０、すなわち高次フィルタの基本的構成ブロ
ックがより詳細な形で示されている。この図では第７図
に示した単位利得和差増幅器の表示が第３図に示した単
位利得和差増幅器４１のより一般的な表示にて示されて
いる。

第１４図にはフィルタ４１０のより詳細な形が示されて
いる。この図では、第８図に示した単位利得和差増幅器
４１１の表示と、第１１図に示したコンデンサを負荷し
た相互コンダクタンス演算増幅器４１３，４１５の表示
が第３図に示したエリ一般的な表示に示されている。

各コンデンサの一方側が交流アース線に相互接続されて
いる点に注意されたい。全コンデンサの一端は共通の接
続点に接続されている。その結果、パッド接続の数は少
なくなっている。

２極フイルタ４１０は、もちろん、第１５図と第１６図
に示すようにタンデム形に相互接続して、それぞれ４極
高域フイルタもしくは４極低域フイルタを実現するよう
にすることができる。第１７図と第１８図には、かかる
フィルタと共に使用することのできるフィルタ制御回路
が示されているが、それらは第１２図と第１２ａ図の２
極制御回路と同じで制御’を流Ｉ工３とＩＸｊを第２の
２億フイルタ部分に供給するためにＸｎ３とＸｎ４で表
わし九トランゾスタを追加している。そのため、８１６
図の４億低域フイルタのばあい、低域フィルタ端子４３
４は第３図に示したフィルタと構造的に類似したもう一
つのフィルタの入力線に相互接続されている。この第２
の２億フイルタの低域フィルタ出力端子は、その時、４
極の低域フィルタ応答を供給する。

同様に、フィルタ４１０の高域出力端子４３６は第２フ
イルタの入力端子に相互接続することができる。（第２
フイルタが第５図に示したフィルタと構造的に類似して
いることはいうまでもない）そのとき、第２フイルタの
高域フィルタ出力端子は４極の高域応答を与える。第３
図に示したような２個のフィルタもまた、同様にして相
互］妾続して４極の帯域応答を供給するようにすること
ができるのはいうまでもない。

２個の縦続接続した２極フイルタから構成された４極の
バッタワースフィルタのばあい、Ｗｌ＝　Ｗｏ　　　Ｑ
ｌ　＝　０．５４１１Ｗ２　＝　ＷＯＱｌ　＝　１−５
０６ Ｍ１続接続の順序は周波数応答には影Ｗを及ばさない。

もしＣよ＝ｃ２＝（’３＝Ｑ４＝Ｃとすると、電流値は
Ｉｗ２　／　Ｉｘ１＝　Ｑ１２＝　０−２９２８、Ｉｘ
４／　ＩＸ３　＝　Ｑｌ”　＝　１．７０６Ｗ１＝Ｗ２
−（ｈ／Ｃ）メゴマｌ　ＩＸ２　＝　（ｈ／Ｃ）〆Ｉ　
ｘ　：ＳＩ　ｘ　ｔＩＸＩ　　（０，５４１１）＝　　
ＩＸ３　　（１−３０６）ＩＸＩ　／　ＩＸ３　＝　２
，４１４ となるように設定できるが、それは＊ｉＩ工、。

工Ｘ２　＋　工Ｘ２　＊およびＩＸｊとの間の正確な整
数比を与えることはできない。これらの比は、カスタム
集積回路設計において、トランジスタｘｎよないしＸｎ
　　のエミッタ・ベース接合領域が非整通 数比でつくれないばあい、得ることができる。

４＆バツタワースフイルタを整数比に近づけるために 工Ｘｉ　＝　３　ＩＸ２　　　Ｑｌ　＝メＴ７Ｔ　＝　
０　、５７７２ＩＸ３　＝　ＩＸｊ　　　Ｑｌ　＝　ｖ
’ＴＴ’了＝　１．４１４とする。

多くのばあい、これはバッタワース応答に対する許容可
能な近似値である。

それは整数のトランジスタを並列に接続することによっ
て標準的な集積回路上に実現できる整数倍の選択電流に
よって得ることができる。

近似値として、Ｉｗを単一の制御回路トランジスタによ
って供給される制御電流としよう。そのばあいには、 ＩＸＩ　＝　（７ＸＩｗ）　、ＩＸ２　＝　（２）（Ｉ
ｗ）。

Ｑ１＝〆了フ７　＝　０．５３４５ エエ３　＝　　（３）（Ｉｗ）、　　工Ｘ４　＝　（５
）（Ｉｗ）Ｑ２＝＝メＴ７丁＝１．２９１ 低域フィルタと高域フィルタ５４．５６の出力はＯＴｉ
スロープフィルタ６２に供給される。

フィルタ５４，５６．６２は回路２０の周波数応答を修
正するから全体として音質制御部と呼ぶことにする。

可変スロープフィルタ６２ 補聴器回路２０は、更に低素子カウントと、全体的に可
変スロープフィルタ６２として述べられる連続的に変化
するスロープ応答成形器を備えている。入力信号に対す
るフィルタ６２の応答は高域フィルタから平坦応答を経
て低域フィルタへと連続的に変化する。第２５図に示す
ように、フィルタ６２は入力端子１７８と、アース線１
８０と、第１、第２、第３の相互コンダクタンス増幅器
１８２，１８４．１８６と、低域フィルタ、可変スロー
プならびに高域フイルタ出力端子１８８，１９０，１９
２と、ポテンショメータ１９４と、コンデンサ１９６を
備える。ポテンショメータ１９４は第２図に示した可変
スロープ制御部６４である。

フィルタ６２は入力端子１７８で入力信号を受けとる。

第１相互コンダクタンス増幅器１８２は第１もしくは正
入力端と第２もしくは負入力側１９８．２００と出力側
２０２を備える。増幅器１８２の正入力側は入力端子１
７８に相互接続され、入力信号を受けとる。それに応じ
て増幅器１８２はその出力側２０２で第１相互コンダク
タンス信号を供給する。

第１相互コンダクタンス増幅器１８２の出力側とアース
線１８０との間にはコンデンサ１９６が接続されている
。第１相互コンダクタンス増幅器１８２に対する第２の
すなわち負入力２００はその出力側２０２に接続されて
いる。高周波入力信号はコンデンサ１９６を経てアース
に分路される。そのため、増幅器１８２とコンデンサ１
９６は単極低域フィルタを形成する。

第２相互コンダクタンス増幅器１８４もまた、第１（す
なわち正）入力側２０４と第２（すなわち負）入力側２
０６と出力側２０８を備える。

第１入力端もまた入力端子１７８に接続される。

第２入力端２０６は第１相互コンダクタンス増幅器２０
２の出力側２０２に接続されている。

第２相互コンダクタンヌ増幅器の出力側２０８は高域フ
ィルタ端子１９２に接続されている。

ｖｇ３相互コンダクタンス増幅器１８６は第１（すなわ
ち正）入力側２１０と第２（すなわち負）入力側２１２
と共に出力側２１４を備える。

第１入力端２１０は基準電圧に接続される。出力側２１
４と第２入力端２１２は第２相互コンダクタンス増幅器
１８４の出力１ｉｆｌｌ　２０８と高域フィルタ端子１
９２とは相互接続されている。

第３増幅器１８６は増幅器１８４の電圧利得がＡＶ２　
＝　ｇｍｚ　／　ｇｍｓとなるようにほぼ１／ｇＩｎ３
の負荷インピーダンス（ｉｌ−第２増幅器１８４に与え
る。もしｇｍｚと８ｍ３が等しく設定されると、ＡＶ２
　”　１となる。この能動負荷法はその非線形特性が負
荷される増幅器の非線形特性をほぼ補完する負荷を増幅
器に設けることによって高信号振幅に対してより良い線
形特性をつくりだす。

ポテンショメータ１９４は摺動子２１６を備える。ポテ
ンショメータ１９４の端部端子はそれぞれ高域フィルタ
と低域フィルタ端子１８８゜１９２に相互接続され、可
変スロープ端子１９０はポテンショメータ１９４の摺動
子２１６に相互接続される。ポテンショメータ１９４の
一端から他端に摺動子２１６を動かすことによってフィ
ルタ６２の出力は低域フィルタのそれから高域フィルタ
のそれへ次第に変化する。中央部にあるとき、端子１９
０は程良く平坦な応答出力を供給する。低域フィルタ端
子１８８と入力端子１７８の電圧の比は以下の式によっ
て与えられる。

但し、Ｊ＝−１、Ｗは信号周波数の２倍、Ｃはコンデン
サ１９６の値、ｇｍよけ第１相互コンダクタンス増幅器
１８２の相互コンダクタンスである。

低域フィルタは次式に示すコーナ周波数ｆ。

を有する。

但し、ｇｍｌは第１相互コンダクタンス（もしくは増幅
器）１８２の利得で、Ｃはコンデンサ１９６の値である
。もし第２、第３の相互コンダクタンス増幅器１８４，
１８６の利得がほぼ等しければ、高域フィルタ端子゛亀
圧は人力端子電圧から低域フィルタ端子電圧を差し引い
たものに等しくなる。

入力電圧で割った高域フィルタ端子電圧の比は次の式で
与えられる。

ｍｘ （ｊＷ）Ｃ ｇｍｘ このフィルタのコーナ周波数もそのときポテンショメー
タ１９４は回路上の抵抗器の負荷を小さくするために低
域フィルタと高域フィルタの出力端子１８８，１９２に
おいて見られる出力インピーダンスと比較して比較的大
きなｌｌ１ｔｌ−有する。かかる負荷が理想的な高域フ
ィルタと低域フィルタ応答からの偏差を生じさせること
はいうまでもない。摺動子２１６における出力は誦域フ
ィルタ端子電圧と低域フィルタ端子電圧との可変加重和
である。

フィルタ１７６はコンデンサ１９６とポテンショメータ
１９４の２個のディスクリート部品だけを使用するのが
望ましい。そのようにして本願発明の実施例は所要素子
と回路の大きさを小さくするものである。

更に、フィルタ６２は高域フィルタ出力と低域フィルタ
出力の両方を同時に考慮している。

更に、ポテンショメータ１９４を変化させると、中央点
の「平坦な」設定部における全周波数に若干の減衰が存
在するために定ごリュームに近づく。中央点から制御部
を回転していくと同時に周波数スペクトルの一端におけ
る出力が小さくなる一方、周波数スペクトルの反対端に
おける出力が犬きくなる。

「圧伸」検出器４８は入力電流制御増幅器４６により送
出された′電圧が「圧伸」回路が動作するに十分に増大
したことを判定する必要がある。「圧伸」検出器４８は
適切な動作のために数十ミリボルトの範囲の非常に小さ
な゛電圧全正確に検出する必要がある。そのため、感度
の高い電圧閾値検出回路が必要となる。

従来の電圧閾値検出回路は回路が測定電圧を標準的な基
準電圧と比較する方式を用いることが多かった。例えば
０．６もしくは０．７　Ｖのダイオード電圧降下が基準
電圧値として多く用いられた。しかしながら数１０ｍＶ
オーダの感度を実現するために、従来方式は検出に先立
って測定信号を前置増幅する必要があることが多かった
。この前置増幅のために系の複雑さと規模が増加するこ
とになった。

更に、閾値の検出に先立って検出すべき信号の差動全波
螢光は系の複雑さを者しく増すことになる。そのため、
第１９図に示すように、本発明は第１と第２の端子９４
．９６間の電圧差を検出し、電圧差が所定レベルを越え
たときに出力端子９７で出力１ぎ号を供給するために差
動屈圧閾値検出器９２を使用している。

第１９図と＠２０図に示す如く、検出器９２は１つの差
動相互コンダクタンス段９０と、第１、第２の２個の「
頂部」電流ミラー１０２゜１０４と、第１、第２の「底
部」電流ミラー１０６．１０８と、検出器１１０と、基
準電流源１１５とを備えている。差動入力側を有する差
動相互コンダクタンス段は、それぞれベース１１２．１
１４と、コレクタ１１６，１１８と、エミッタ１２０，
１２２を有する一対の差動ＮＰＮトランジスタ１１１，
１１３の形をとることができる。エミッタ１２０，１２
２は（第２０図に示されるようなトランジスタ１１７の
如き）単一の基準電流源１１５に接続される。

ベース１１２，１１４はその間の電圧差が検出されるべ
き２つの入力端子９４．９６に相互接続される。

トランジスタ１１１はそのコレクタ１１６とエミッタ１
２０を経て第１電流（エユで示す）を流す。トランジス
タ１１３はそのコレクタ１１８とエミッタ１２２を経て
第２電流（Ｉｂで示す）を流す。２個のトランジスタ１
１１゜１１３は差動対として相互接続される。そのため
、入力端子９４．９６、従ってトランジスタ１１１．１
１３のベース１１２，１１４間の電圧差がｖＬ流Ｉａと
市の比を決定する。

第１の頂部ミラー１０２は第１のトランジスタ１１１の
コレクタ１１６に接続さｒる。第１の１次ミラー１０２
は″Ｊｔ流Ｉａを検出して電流Ｉａの倍数である２つの
電流を送出する。第１９図において、これらの電流はそ
れぞれｘＩａとＹＩａとして示されている。

第２の頂部電流ミラー１０４は同様に第２のトランジス
タ１１３のコレクタ１１８に接続されている。第２の１
次ミラー１０４は電流Ｉｋ）を検出して′ｗＬ流Ｉｔ）
の倍数である電流を送出する。かかる電流はそれぞれＸ
ＩｂとＹＩｂとして示されている。

閾値検出器９２は第１と第２の底部電流ミラー１０６，
１０Ｅｌ−備える。第１の底部′Ｋａミラー１０６は、
電流ＹＩｂ？１１−受取るように、第１９図に示すよう
な頂部を流ミラー１０２゜１０４に接続されている。同
様にして、第２の底部電流ミラー１０８は電流ＹＩａを
受取るように、第１９図に示し九ような第１、第２の頂
部’ＤＬＲミラー１０２，１０４に接続されている。

電流ＹＩｂの供給に応答して第１底部電流ミラー１０６
は第２図にＺＹＩｂとして示した電流ＹＩｂの倍数の電
流を流す。電流ＸＩａとＺＹＩｂを供給するリードは第
１接続点１２４で接続されている。

同様にして、電流ＹＩａが供給される第２の底部電流ミ
ラー１０８は第２図にＺＹＩａとして示した１！流Ｙ工
ａの倍数の電流を流す。電流ＸＩＩ）とＺＹＩａを供給
するリードは第２接続点１２６で接続されている。第１
と第２の接続点１２４゜１２６は検出器１１０に接続さ
れている。同様にして、検出器１１０は論理ＮＯＲデー
トと類似の作用をする。ただし、出力のタイプもしくは
出力インピーダンスが論理ＮＯＲデートのそれと異なっ
ていても差し支えないことはいうまでもない。

その結果、′ｒｌＬ流Ｘ工ａが電流ＺＹＩｂよりも大き
いかそれと等しいときに、電圧は接続点１２４と検出器
１１０の入力側で大きく変化する。同様にして、電圧は
ＸＩｂが電流ＺＹＩａよりも太きいかそれと等しいばあ
いには接続点１２６と、検出器１１０の他方の入力側で
大きく変化する。

そのため、差動トランジスタ１１１，１１３のベース１
１２，１１４に加えられる電圧の差が大きな値を超える
と、電圧は接続点１２４゜１２６の１つで大きく変化し
、閾値検出器９２はそのためにその出力端子９７で電流
をシンクさせることが可能になる。かかる信号は２つの
入力端子間の電圧の差が所定レベルを超えたということ
を意味する。

検出器９２のトランジスタ回路構成を示すより詳細な回
路図が第２０図に示されている。第２０図において、″
ＭＬ流ミラー１０２，１０４゜１０６．１０８はトラン
ジスタで形成され、電流ミラー比ｘＬｙ、ｚはそれぞれ
、１，２．１に設定される。頂部ミラー１０２，１０４
はそのコレクタにほぼ等しい電流が供給される２コレク
タＰＮＰ素子（セミカスタムＩｃで一般的に利用できる
）によって構成され、１つのＰＮＰ素子に対して必要と
されるスペース内でベースとエミッタと共に２個のＰＮ
Ｐ素子の働＠をする。

上記ミラー比のばあい、検出はＩａ２ＩｂもしくはＩｂ
　’ｌ　Ｉａのときおとなわれる。

閾値検出器９２内の１１Ｋ　ＩａとＩｂＯ比は次の式に
よって近似的に求めることができる。

但し、Ｖｂｅはトランジスタ１１１，１１３のベース１
１２，１１４間の電圧差である。検出に対してΔＶｂｅ
≧ＶＴｌｎ（２）あるいはΔＶｂ　ｅ　（：ＶＴｌ　ｎ
（１／２　）である。それ故、室温の下で検出はベース
・エミッタ電圧間の差がほぼ１８　ｍＶ’を超えたとき
行われることになる。

かくして閾値検出器９２内の検出器１１０は、２個の端
子９４．９６に加えられる電圧の差がほぼ１８ｍＶを超
えたときに出力信号を供給する。

かくして、本発明の閾値検出器９２は差動対のコレクタ
電流め比を比較する動作をする。この構成は他に回路を
必要とせず、固有差動／全波動作を行う。更に、はぼ１
ｖ程の電圧源を検出器９２を動作させるために使用する
ことができる。

む） 第２１図と第２２図を参照されたい。圧伸系５１はフィ
ルタ２６に対する入力信号嵌幅を制限するだめの圧縮回
路１２８と、フィルタ後方の伸張回路とを備えている。

伸張回路は線形の入出力振幅関係を回復し、過負荷とそ
れに続くフィルタ２６の歪を防止することによってフィ
ルタのダイナミックレンジを大きくする。

第２１図に示す如く、圧縮回路１２８は相互コンダクタ
ンス演算増幅器（ＯＴＡ　）　１３２　Ｅ、閾値検出器
１３４と、負荷抵抗器１３６と、帰還バイパスコンデン
サ１３８と、検出器フィルタコンデンサ１４０と、人力
リード１４１と、利得制御端子１５２と、アース緑１４
２を備えている。本発明に使用される典型的なＯＴＡの
トランジスタ回路構成の詳細な回路図が第２２図に示さ
れている。

「伸張」回路は第２のＯＴＡ　４幅器１４４と、負荷抵
抗器１４６と、反転増幅器１４８と、帰還バイパスコン
デンサ１５０と、利得制御端子１５４を備えている。補
聴器回路においては第１、第２の増、幅器１３２，１４
４はそれぞ扛入力電流制御増１ｌｉｌ器４６と主増幅器
３２内に内蔵されることが望゛ましい。電圧閾値検出器
は上記の差動電圧検出器９２により構成される。

本発明の説明をわかりやすくするためして、入力電流制
御増幅器４６と主増幅器３２は第２１図の第１と第２の
増幅器１３２，１４４に相当する。同様にして、コンデ
ンサ１３８，１５０は実際にはそれぞれ第２図に示した
人力ＣＣＡ４６と主ＣＣＡ　５５の−’ｔ５　’ｃ成し
ている。また、圧伸フィルタ５０は検出器フィルタコン
デンサ１４０から構成される。更に、２つの負荷抵抗１
３６．１４６が第２１図にディスクリートな負荷抵抗と
して象徴的に示されているが、第２図に示した増幅器４
６．３２はこれらの抵抗を備えている。更に、トランジ
スタ１４５，１４７は′電圧制御指数関数電流源に相当
する。かくして、トランジスタ１４５は人力ＣＣＡ制御
部５２の機能を実行しトランジスタ１４７は、反転増幅
器１４８と共に、主ＣＣＡ１１ｌＨｆｌｌ都６８の＊き
の一部を実行する。指数関数ｌｔ直流源更に以下の節に
おいて説明する。例えば第２３図を参照されたい。

入力リード１４１に対して入力信号が加えられる。その
後、信号は第１増幅器１３２によって増幅され、電圧制
御フィルタ１３１に供給される。第１増幅器１３２によ
って供給される信号が電圧制御フィルタ１３１の適当な
ダイナミックレンジを超える程大きければ閾値検出器１
３４がそれを検出する。もし事態がその通りであれば、
閾値検出器１３４が第１増幅器１３２の利得制御端子１
５２と伸張回路１３０の双方に対して利得制御信号を送
出する。

利得制御端子１５２を介して供給された信号は第１増幅
器１３２の利を小さくする。かくして、例えば第１増幅
器１３２の出力が１８ｍＶの如き所定振幅を越えたこと
を検出すると、閾値検出器１３４はトランジスタ１４５
のベース１４９に対して信号を送出する。今度は、トラ
ンジスタ１４５が（ベース１４９に加えられる制御電圧
に対して指数関数的関係金有する）ＩＸＩを第１増幅器
１３２の利得リード１５２に対して供給する。従って、
第１増幅器１３２の出力は所定振幅を大幅に上まわらな
いレベルにまで小さくされる。

第１増幅器１３２は利得制御電流（ＩＸｌ）に比例する
利を供給する可変相互コンダクタンス増幅器（第２２図
を参照されたい）であることが望ましい。第１増幅器の
利得はｇｍよと呼ぶことにする。検出器１３４がトリガ
されないばあい、ｇｍ工はＶ。が”ＲＥＦとほぼ等しく
なるように、抵抗器１４１′を介してベース１４９に加
えられる利得基準′（圧（ＶＲＥＦ）　１４３によって
決定される。

第１増幅器１３２の出力は音質制御フィルタ２６に供給
され修正された後、伸張回路１３０に供給される。第２
増幅器１４４は、第１増幅器１３２と同様に、その利得
（ｇｍｚ）がトランジスタ１４７によって供給されるＩ
Ｘ２によって制御される利得制御リード１５４を有する
相互コンダクタンス増幅器であることが望ましい。

反転増幅器１４８はトランジスタ１４５のベース１４９
に加えらＣると同じ信号を受けとり、この直圧＜ＶＣ＞
とＶＲＥＦとの間の差を反転しＶＥＸ＝■部Ｆ＋（Ｖ部
Ｆ　　Ｖｃ）となるようにトランジスタ１４７のベース
リード１５１に信号■α？供給する。その後、第２増幅
器１４４は第１増幅器１３２に供給される利得制御信号
の反転信号を受けとる。従って、第２増幅器１４４（ｇ
ｍｚ）の信号によって与えられる利得制＃１機能」は第
１増幅器によって与えられる機能の逆になる。かくして
、利得ｇｍ２と、利得ｇｍｌとを乗じた積は実質上定数
に等しくなる。２つの利得のこの積は反転増幅器１４８
によって一定に保たれる。

第２増幅器１４４の出力は出力端子１４６′とアース＋
１！１４２間に加えられる。コンデンサ１３８．１５０
はそれぞれ負荷抵抗器１３６゜１４６から取出された帰
還信号を交流バイパスさせ、増幅器１３２，１４４のた
めにほぼ開ループのＡＣ％性をもった直流帰還を形成す
る。

圧縮回路１２８の検出器フィルタコンデンサ１４０は、
制御電圧（ＶＣ）、従って利得がなめらかに変化して増
幅される信号の過度のひずみを防止するように閾値検出
器１３４の出力中の鋭いスパイクを平滑化する。同時に
このコンデンサは作用開始時定数を決定し、抵抗器１４
１′と共に利得変化の復旧時定数を決定する。

単一の閾値検出器４８と検出器フィルタコンデンサ１４
０を使用すると、入力増幅器１３２と出力増幅器１４４
の利得がほぼ開時に変化するため、復旧時間中にすこぶ
る良好な入出力過渡特性を得ることができる。系５１は
更に良好な立上υｉ１４渡特性全特性する〇 第２５図に示した指数関数を流源１４８は電圧を差動的
に結合し指数関数的な関係をもつ比出力電流を発生する
ための手段を備えている。

この電流は同時に入力゛耐流に対して線形の関係を有す
る。電流源１４８は複雑な制御機能全果たすための構成
ブロックとして使用することができる。

例えば、電流制御主増幅器の制御部６８は種々の制御機
能を結合して、単一の利得制御電流を、制御電圧の組合
せに対して指数関数的な関係金有するｔ光制御主増幅器
６６に対して供給する。

］電流源１４８は第１トランジスタ１６１と、出力トラ
ンジスタ１６３と、帰還トランジスタ１５６を備えてい
る。

コレクタ１５８とベース１６０とエミッタ１６２を有す
る第１ＮＰＮトランゾスタ１６１は、第２６図に示すよ
うな入力電流１１ｎ’に受けとり、該電流はその後帰還
トランジスタ１５６に供給される。入力電流を受けとる
ことによって、第１トランジスタ１６１は以下の式によ
って与えられるベース・エミッタ間電圧が加わる。

但シ、Ｉｓはトランジスタの飽和電流である。

出力トランジスタ１６３もまた、コレクタ１６４と、ベ
ース１６６と、エミッタ１６８を有するＮＰＮ　トラン
ジスタである。第１トランジスタ１６１と出力トランジ
スタ１６３のエミッタ１６２，１６８は相互に接続され
ている。従って、第１トランジスタ１６１と出力トラン
ジスタ１６３とは差動対を形成することになる。

帰還トランジスタ１５６はコレクタ１７２とベース１７
４とエミッタ１７６を有するＮＰＮ　トランジスタであ
る。帰還トランジスタのベースは第１トランジスタ１６
１のコレクタ１゛５８に接続されている。帰還トランジ
スタ１５６のコレクタ１７２は、第１トランジスタ１６
１と出力トランジスタ１６３のエミッタ１６２，１６８
に接続されている。第１トランジスタ１６１と出力トラ
ンジスタ１６３とのベース１６０゜１６６間には制御電
圧（Ｖｉｎ　）が加えられる。

第１トランゾスタ１６１のコレクタ１５８を流れる入力
電流（１１ｎ）　（帰還トランジスタ１５６の負の小さ
なベース電流）は必然的に帰還トランジスタ１５６のコ
レクタ１７２に流れる。帰還トランジスタ１５６はＷＪ
１トランゾスタのコレクタ′心流が入力電流とほぼ等し
くなるように第１トランジスタ１６１のベース・エミッ
タ間開圧を制御する。第１と第２のベース１６０゜１６
６間の電圧差の巌形質化は出力トランジスタ１６３のコ
レクタ１６４　（ＩＯＵＴ）とエミッタ１６８を流れる
′＃を流が指数関数的に変化しなければならないという
こと全必然的に意味する。

す帰還トランジスタのコレクタ１７２はまた出力トラン
ジスタ１６３のエミッタ１６８からの電流を受取る。

又は出力トランジスタ１６３のエミッタ１６８の面積を
第１トランジスタ１６１のエミッタ１６２０面積によっ
て割った比である。

電流源１４８は単一の集積回路上に形成されることが望
ましい。従って、第１トランジスタ１６１と出力トラン
ジスタ１６３は所定比のエミッタ領域を有することがで
きる。かくして、出力電流は次の式によって与えること
ができる。

但し、ｖＢＥ２は出力トランジスタ１６３のベース１６
６とエミッタ１６８間の電圧、■ＢＥ１は第１トランジ
スタ１６１のベース１６０とエミッタ１６２間の電圧、
又は出力トランジスタ１６３のエミッタ１６８の面積を
第１トランジスタ１６１のエミッタ面積によって割った
比である。

電流源１４８は出力トランジスタ１６３０ベース１６６
と第１トランジスタ１６１のベース１６０との間の線形
に変化する電圧に対して出力電流を指数関数的変化を供
給するものである。

電流源１４８は電流源１４８の如き付加的な電流源に対
して入力電流を供給して２つ以上の電圧の組合わせに出
力電流を指数関数的に制御することを可能ならしめるた
めに使用される。それ故、かかる構成は、電流制御主増
幅器６６の利を制御するために使用することができる。

同５１［して、電流源１４８は「知覚される」「音の大
きさ」の線形的な増大が音の振幅においてほぼ指数関数
的増加を必要とするために多くの他の補聴器用途におい
ても使用することができる。そのため、本発明のばあい
、線形ポテンショメータを回転することによって補聴器
の使用者は明白なボリュームの縁形的変化（および撮１
＠の指数関数的変化）を実現することができる。

更に、本実施例はわずかの数の部品しか含まないため、
回路をよりコンパクトにすることができる。更に電流源
１４Ｂは１ｖ程度のすこぶる低い供給電圧によって動作
することが可能である。

第２４図に示す調整器２１８は第１と第２の出力端子２
８２，２８４で一対の基準足′Ｆに圧を供給する。調整
器２１Ｂはまた上述の一対の基準電圧間の所定範囲にわ
たるベース・エミッタ電圧を電流源として使用される一
連のトランジスタに供給するために使用される可変Ｖ　
　　電Ｏｕｔ 圧基準出力端子２８０を備えている。かかる調整器２１
８は例えば第１８図に示された高域フィルタならびに低
域フィルタコーナ制御回路によって高域フィルタならび
に低域フィルタ５４゜５６に供給された電流を工ｘ１　
’　工Ｘ２　＋　ＩＸ３　、　工ｘ。

を正確に制御するために使用される。

特に、集積回路上では各トランジスタのコレフタ電流が
所望の大きさとなるように一つもしくバ一連のトランジ
スタ・ベースにバイアスをかけることがしばしは重要で
ある。このことを実現するために所定の電流を流す基準
トランジスタが設けられる。そのとき、この基準トラン
ジスタを駆動するために一必要な同じボース・エミッタ
間電圧を用いて適当なベース・エミッタ間電圧を供給す
ることによって同様な′電流が他の同様なトランジスタ
を流れるようにする。

第２４図に示すように、調整器２１８は第１と第２の頂
部トランジスタ２２０，２２２と、第１と第２の非反転
増幅器２２４，２２６と、第１と第２の底部トランジス
タ２２８．２３０と、（ＲＢｏｔ）　２３２の最大抵抗
を有するポテンショメータと、電流基準トランジスタ２
３４を備える。ＰＮＰ形の第１と第２の頂部トランジス
タ２２０，２２２は第２４図に示すように相互接続され
ている。

トランジスタ２２０，２２２はコレクタ２３６゜２３８
と相互に接続されたベース２４０゜２４２と、相互に接
続されたエミッタ２４４゜２４６を備えている。第１増
幅器２２４は正負の入力１！１１２４８．２５０と、出
力側２５２を有する。出力側２５２は２個のトランジス
タ２２０゜２２２のベース２４０，２４２に相互に接続
され、それらを同じように駆動する。

第１と第２の頂部トランジスタ２２０，２２２は単一の
チップ上に形成されることが最も望ましい。かくして、
それらは緊密に制御される幾何学的形を有し、第２頂部
トランジスタ２２２のエミッタ２４６０面積は第１頂部
トランゾスタ２２０のエミッタ２４４の面積よシもＸ倍
大きい。出願人が用いた実施例においてはＸは６である
。

ｉｌ＜１］）Ｈ部）ランジスタ２２０のコレクタ２３６
を流れるｔ電流を工、で示す。第２４図に示すように、
第２頂部トランゾスタ２２２のコレクタ２３８を流れる
電流は（Ｘ）（Ｉ）に等しい。

第１と第２の底部トランジスタ２２８，２３０はそれぞ
れコレクタ２６０，２６２と、ベース２６４．２６６と
、相互に接続されたエミッタ２６８．２１０を備える。

第２底部トラ／ゾスタ２３０のエミッタ２７００面積は
第１１底部トランゾスタ２２８のエミッタ２６８の面積
よりもＹ倍大さい。出願人が使用した実施例ではＹは２
に等しい。第１と第２の底部トランジスタ２２８．２３
０のコレクタ２６０．２６２はそれぞれ第２と第１の頂
部トランジスタのコレクタ２３８．２３６に相互に接続
されている。

第１頂部トランジスタ２２０のコレクタ２３６における
１と圧は第１増幅器２２４の正入力側２４８に相互に接
続され、基準電圧が第１増幅器２２４の貞入力側２５０
をバイアスする。かくして第１増幅器２２４はトランジ
スタ２２０のコレクタ２３６とベース２４０１１５の帰
還ループを形成し、第１頂部トランジスタ２２０のコレ
クタ２３６を流れる電流（工　で表わす）が第２の底部
トランジスタ２３０　（ＩＮ２で表わす）を流れる電流
とほぼ寺しくなるようにする。

第２増幅器２２６は正負入力側２５４□２５６と、第１
出力端子２８２を駆動する出力側２５８全備えている。

第１底部トランジスタ２２８のコレクタ２６０は正入力
側２５４に接続され、基準電圧が第２増幅器２２６に対
する負入力側にバイアスをかけている。出力側２５８は
、双方ともＶＢＥ□のベース・エミッタ間電圧を有する
第１底部トランジスタ２２８と基準トランジスタ２３４
のベース２６４．２７４金駆動するように接続されてい
る。かくして、第２増福器はトランジスタ２２Ｂのコレ
クタ２６０とベース２６４間に帰還ループを形成し、ト
ランジスタ２２Ｂのコレクタ電流（ＩＮｌ）が第２頂部
トランゾスタ２２２のコレクタ電流＋ＸＸ　）とほぼ等
しくなるようにする。それ故、ｒ、、／ｌＮ２＝ＸＩ。

／工。＝Ｘとなる。

電流基準トランジスタ２３４はコレクタ２７２と、ベー
ス２７４と、エミッタ２７６を備えている。エミッタ２
７６の面積の第１底部トランジスタ２２８のエミッタ２
６８の面積に対する比はＺである。（すでに示した望“
ましい実！／！７Ａ例のばあいＺ＝２である。）それ故
、基準トランジスタ２３４のコレクタ電流はほぼｚ工８
、＝２１Ｎ工に等しい。ポテンショメータ２３２のため
の種々の最大抵抗値ととれるように２を選ぶことができ
るのはいうまでもない。

端部を第１と第２の出力端子２ｔ３２，２８４間に接続
したポテンショメータ２３２は端子２８０（Ｖ　　　）
に接続された摺動子アーム０ＵＴ ２７８を有する。

イ流源トランジスタ２３４のコレクタ２γ２とエミッタ
２７６間の電圧（ｖＢＦ２）が第２底部トランジスタ２
３０のベース２６６をｓＡ勅する友めに設けられ、第２
出力端子２８４において得られる。

■８、／工Ｎ２＝ｘはＶＢ、　−ＶＢ、　＝　ＶＴ、、
（ＸＹ）　ノばあいにのみ成立可能である。但し、ＶＢ
ＥＩとｖＢＦ２はそれぞれ第１と第２の底部トランジス
タ２２８，２３０のベース・エミッタ間電圧である。ポ
テンショメータ２３２の端部はベース２６４とベース２
γ０との間に接続されているから、 ＶＢＥＩ　　”ＢＦ２　＝Ｒｓ８ｂ（ＺＩＮｌ　）　ト
’ｊ：　”、従って、Ｒ６ｏ、ＣＩ、、）＝ｖＴ１°゛
−）となる・従って、ポテンショメータ２３２の摺動子
上の出力端子２８０における′電圧（ｖＢｏｕｔ）は一
定範囲の値に調節できる。頂部の最大値は第１出力端子
２８２における出力゛延圧に等しく、また第１底部トラ
ンジスタ２２８全体に′ｔＩＬ流ｌＮ１ｅ有するように
それを駆動するに十分なりＢＥｌに等しい。この同じ出
力′電圧はまた、それ故、補聴器回路２０内の何処の他
の同様な（「スレイプ」ト称する）トランジスタ（すな
わち、同じエミッタ面積を有する）にとの電流を流す上
でも十分である。

ポテンショメータ２３２の摺動子が下部方向に電流基準
トランジスタ２３４の方向にその最低値まで移動すると
、摺動子の電圧は第２底部トランジスタ２３００ペース
２６６に供給される、上記スレイプトランジスタに ２８４の電圧（ｖＢＦ、□）に等しくなる。

Ｘ＝６．Ｙ＝２の有利な実施列ＶＣ＆いてポテンショメ
ータ２３２の摺動子を変化させることによってベース・
エミッタ間電圧をスレイプトランジスタが１Ｎ１と工Ｎ
１．／６０間の′電流を有するようにそれを駆動するの
に十分なものとすることが望ましい。

かくして、出力リード（ｖＢＯｕ、）２８０の電圧に対
する制御によってそのベースが出力リード２８０に接続
されそのエミッタがアース線２８６に接続された他の任
意の同種トランジスタに流れる電流をほぼ厳格に制御す
ることが可能になる。電流調整器２１８は基準′電流（
工Ｎ１）をポテンショメータ２３２の最大抵抗のみによ
って設定し、使用する必要のあるかさばったスペースを
とる抵抗器の数を最小限にすることを可能にする。

更に、単にトランジスタの構成のみによって決定できる
正確に規定された調整範囲が存在する。付加的なトラン
ジスタは付加的な電流源を駆動するためにそのベース・
エミッタ接合部をスレイプトランジスターのそれと並列
に配置することもできることはい９箇でもない。スレイ
プトランジスタはまた、ＹＯＸｔ片ＶＣ等しい比ＶＣわ
たる範囲にわたって全てａ１４贅ロエ能ｌ櫃々の相異な
る′Ｉ１４を流を提供するために独立に予め決定された
エミツタ面積比を有することができる。付加的なポテン
ショメータはポテンショメータ２３２と並列に配置しく
それらの並列抵抗値はＲｅｅｌ、に等しい）先の同じ電
圧範囲にわたって同時的な、独立にａ４整ｏＴ能な出力
を供給することができる。

第１と第２の頂部トラ／ジスタ２２０．２２２を駆動す
る第１増１１ｇ器２２４を設けることによって基準直流
２１８を８ｇ１と第２の頂部トランジスタ２２０．２２
２の電流利得特性（ｌベータ１）に対して殆んど影４を
受けないエラにする。このことは通常の集積回路に２け
るＰＮＰ　トランゾスタの油槽的に低く許容偏差の大き
なベータＶ（対し−ご有益である。

更に、電流Ｉ　も制御されるから、「スレイプＪ　ＰＮ
Ｐ　）ランゾスタは第１頂部トランジスタ２２０のエミ
ッタ２４４に対してベース２４０からと９だされた電圧
によってバイアスされ、トランジスタ２２０とスレイプ
ＰＮＰ　トランジスタとの間のエミッタ面積化によって
工、と関連した電流を供給する。

第１と第２０増１隔、５２２４．２２６の詳細な実施ク
リをそれぞれ第２４ａ図と第２４ｂ図に示す。第２４図
に示したよりな差動入力増幅器は適当な動作Ｖことって
本質的なものではなく（このばあい、Ｖや、は「アース
」と考えることができる。）、詳述した増幅器は非常に
低い供給電圧（はぼ１Ｖ）で動作することができる点に
注目すべきである。

第２図と第２６図Ｖこ示したように、クリッパ７４は入
力信号を受けとり、所定Ｏ最大振ｌｌ１ｇ（ｆ）出力信
号を供給する。従って、補聴器はその着用者にとって不
快な騒音信号を発生することがない。

クリッパ７４は第１と第２の相互コンダクタンス差動演
算増幅器２８２，２８４と、入力端子２８８と、電圧基
準線２９０（図示された実施例のばあい、はぼ［１，８
Ｖ　）と、出力端子２９２と、負荷抵抗２９３と、補助
出力端子２９５と、調整可能な電流源２９７を備えてい
る。

第１と第２の相互コンダクタンス増幅器２８２゜２８４
はそれぞれｇｌの正入力側２９４，２９６と、第２の負
入力側３００，３０２と、出力側３０６．３０８を備え
ている。第１相互コンダクタンス増幅器２８２の正入力
側２９４は入力端子２８８に接続され、電流制御主増幅
器６６から入力信号を受けとる。負入力側３００は出力
端子２９２と第２相互コンダクタンス増幅器２８４の出
力側３０８に接続されている。第１相互コンダクタンス
増幅器２８２の出力側３０６は第２相互コンダクタンス
増幅器２８４の正入力側２９６に接続されている。負入
力側３０２は基準線２９０　ＶＣ接続されている。

第２相互コンダクタンス増幅器２８４は第２２図に示す
ように標準的な相互コンダクタンス演算増幅器であって
、調整可能な電流源２９７が接続されていて相互コンダ
クタンス（ｇｍ２）を１１Ｊ御するようになっている。

電流＃２９７によって供給される電流の大きさが、２１
ｇ２相互コンダクタンス増幅器２８４が負荷抵抗器２９
３に供給できる電流（Ｉ　Ｌ　）のピーク値を設定する
。

従ってクリッパγ４の出力側２９２の電圧クリッピング
レベルを設定する。電流源２９γは第１図に示した出力
棚］御部９０の一部として含まれている。ループ利得が
相当高いと、（すなわち帰還値が大きいと）、クリッパ
７４のべ圧利得の全体の変化は電流制御部が変化するに
つれ相当小てくなる。

第２増幅器２８４の実施例は一対のバイポーラ差動トラ
ンジスタを備えている。回路の開ループ利得は第２増幅
器２８４の利得端子に供給される制御電流が変化すると
きにかなり一定にとどまる傾向がある。このことが生ず
るのは第２増幅器２８４の入力インピーダンスが制御電
流とほぼ逆に変化するためでめる。

このインピーダンスは第１増幅器２８２で最も優勢な負
荷であるから、第１増幅器の電圧利得はこのインピーダ
ンスにほぼ比例して、かつ第２増幅器２８４の電圧利得
と逆に変化することになる。その結果、回路７４はかな
シ一定の開ループ電圧利得會与えることになる。かくし
て、本回路は対称的で調節０Ｔ能な電圧制限（クリッピ
ング）を可能にする一方、（供給電圧からほぼ独立した
）はぼ一定の電圧利を維持する。

装置によシ設定されたクリッピングレベルはクリッパ７
４内のトランジスタの飽和電圧降下もしくは′醒源電圧
にはほぼ関係がないかほとんど影響を受けることはない
。更に、クリッパγ４は１Ｖ程度の低供給電圧レベルで
動作する。

第２増幅６２８４の入力端子２！１１６，３０２の直圧
は本節においては以下ｖＢＥと称することにする。所与
のｖＢＥは第２増幅器２８４のために選択した増（能率
（ｇｍ２．）から独立な一対のバイポーラ差動トランジ
スタ内０２つのコレクター流量に常に一定の比を形成す
る。従って、負荷抵抗器２９３を流れる′電流のピーク
有効負荷電匠（あるいはクリッピングレベル）に対する
比はほぼｖＢＥに依存する。

この直圧（ｖＢ８）はまた他の用途において有益であっ
て補助出力端子２９５において得ることができる。負荷
抵抗器２９３に流れる電流（ＩＬ）のピーク有効負荷電
流（工ＰユＫ）に対する比はｖＢＥに関して次の通シで
ある。

本発明のばあい、ｖＢＥは出力圧縮系のＡＣ）Ｃ検出器
８６を駆動するために用いられる。検出器８６は第２０
図に示した閾値検出器の形をしておシ、はぼ１８７７！
Ｖの嵐圧検出閾１１を有する。

それ故、出力Ａ（）Ｃ系は次の条件のばあいに作動する
。

以上の値は（デシベルで表現したとき）はぼ−９，６ｄ
Ｂとなる。このことはクリッピングが開始される信号レ
ベルに対して約−９，６ｄＢである信号レベルは、外部
ＡＣ）Ｃスイッチ８８がオンになったときに出力圧縮作
用を開始させるということ１ｊｃ意味する。（第２図を
参照されたい。）かかる用途において出力圧縮レベルは
一定比によって上述の電圧クリッピングレベル以下をと
る。このようにして自動利得制御動作開始中の「オーバ
ーシュート」は圧縮中の定常状ｒｖ＠　出力に対して一
定比に匍］限され、出力制御部９０も出力ＡＧＣ動作が
選択されるときに動作する。

集積回路上のトランジスタのコレクタの電圧が最低チッ
プポテンシャル（基板の電化）以下の接合部降下（０，
６Ｖ　）　Ｋ近い値だけでも降下すると、周囲のチツ７
″構成部品に対する絶縁性が失なわれて不確定な妨作粂
件をつくｐだすことになるためにチップ全体Ｖことって
好ましくない動作結果を来たす虞れがある。電圧クラン
プ３１４は集積回路内の接続点の直圧変化が基板に対し
て実質的に負となって不都合な動作を生じさせる事態を
防止する。第２７図を参照されたい。

かくして、例えば本発明のレシーバ４０は磁界を加えて
ダイヤフラムを動かして補聴器使用者に音響出力ｆｅ発
生するセンタタップインダクタ３１６を備える。かくし
てレシーバ４０はそれを駆動する出力増ｌ１ｇ器γ６に
対して誘導負荷となる。

センタタップインダクタ３１６０両手分間の相互インダ
クタンスはレシーバ４０を駆動する出力トランジスタ３
１８．３２００一方もしくは他方に対して交互に負のコ
レクタ・エミッタ間電圧スパイクを生じさせる。そして
今度は、これはコレクタを基板３２２に対して順方向に
バイアスして周囲素子に対して寄生ラテラルトランジス
タ作用をひきおこすおそれがある。

周囲素子ＶＣ分いてか〃する予期しえない動作が生ずる
のを避けるために、補聴器回路２０は出力増１隠器３６
内にクランプ３１４を補える。クランプ３１４はＮＰＮ
形の第１と第２の直圧検出トランジスタ３２４，３２６
と、バイアスダイオード接続のＮＰＮ　トランジスタ３
２９を含む基準電圧源３２８と、増幅電流ミラー３３０
とを備えている。

第２７図に示した実施例にはセンタタップ３１６がそれ
ぞれコレクタ３３６．３３８を有する第１と第２の出力
トランジスタ３１８゜３２０に接続されたレシーバ４０
が示されている。コレクタ３３６，３３８はそれぞれの
接続点３４０．３４２でインダクタ３１６に接続されて
いる。クランプ３１４は接続点３４０゜３４２の電圧が
０■以下に大きく降下することを妨げる。

第１と第２の出力トランジスタ３１８，３２０はチップ
の基板３２２に直接接続されたエミッタを有する。基準
電圧源３２８はコレクタ３４４とエミッタ３４６に接続
されたベース３４５を有するＮＰＮダイオード接続のト
ランジスタ３２９を備えている。エミッタ３４６は基板
３２２に接続されている。コレクタ３４４は第１と第２
の電圧検出トランジスタ３２４，３２６のベースに接続
されている。

第１と第２の出力トランジスタ３１８．３２０のコレク
タ３３６，３３８はそれぞれトランジスタ３２４，３２
６のエミッタ３２５．３２７に接続されている。両方の
コレクタ３３６゜３３８がほぼ０７以上の直圧を有する
ばあいにハ、トランジスタ３２４，３２６のベース・エ
ミッタ接置は逆バイアスされるか、あるいは、せいぜい
ごく僅かに順方向にバイアスされることになる。従って
、基準電圧源３２８は第１と第２の電圧検出トランジス
タ３２４，３２６をほぼ電流を流さない、非導通状態に
保持することになる。

接続点３４０．３４２の一つにおける電圧がＯＶ付近に
降下すると、第１もしくは第２トランジスタ３２４，３
２６のベース・エミッタ間電圧（Ｖ　　、Ｖ　　）はそ
れぞれ約０．６Ｖに増大し、ＢＥＩ　　　ＢＦ２ その第１もしくは第２トランジスタ３２４゜３２６を導
通状態に変化させることによってトランジスタ３２４も
しくは３２６の（相互接続された）コレクタ３３１もし
くＶ′！、３３３に電流（Ｉ８□８８）を流すことにな
る。１　　　は以下のＥＮＳＲ 式で与えられる。

ｌ５ＥＮＳＥ””ｌ０ｅＸＴ）（Ｖ　　／Ｖ　）＋ｅＸ
ｐ（ＶＢＥ２／ＶＴ）ＢＥＩ　　　Ｔ 増＠電流ミラーはトランジスタ３４８，３５０゜３５２
から成る。２コレクタＰＮＰ　トランジスタ３４８は従
来の電流ミラーを同様に接続され工ＳＦ、ＮＳＥを受取
り、この電流を工　　　を増幅すＥＮＳＥ ることかできる第１と第２０高′区流トランジスタ３５
０，３５２の相互接続されたベースへ供給する。

第１もしくは第２の電圧検出トランジスタ３２４．３２
６におけるコレクタ・エミッタ間電圧がＯＶ附近に降下
したこと全検出するや否や、２コレクタＰＮＰトランジ
スタ３４８はオンとなシ２つの高電流トランジスタ３５
０，３５２のベースに直流を供給する。その後、高電流
トランジスタ３５０，３５２は接続点３４０゜３４２ｖ
ｃ直接、電流（工ＣＬＡＭＰ１トＣＬＡＭＰ２）　”供
■ 給する。

クランプ３１４内には２つの負帰還ループが形成される
。第１のループはトランジスタ３２４゜３４８．３５０
に：よって形成され、エミッタ３２５が入力側となシ、
高電流トランジスタ３５０のエミッタが出力側となって
いる。第２のループはトランジスタ３２６，３４８，３
５２によって形成され、エミッタ３２７が入力側となり
、高電流トランジスタ３５２のエミッタが出力側となっ
ている。両接続点がＱＶ附近に下がる場合でも両ループ
がＰＮＰ　トランゾスメ３４８全共有して２り、たとい
両ループが同時（７＋：動作することがあっても、本実
施例の用途では、出力トランジスタの導通状態が交互に
切換わるために一度に唯一つの接続点をクランプするこ
としか必要でない。トランジスタ３５０，３５２のベー
スは相互に接続されている。従って、これらトランジス
タのエミッタによって接続点３４０．３４２に流れる電
流の比は仄のようにこれら２つの接続点（ＶＤＩＦＦ）
間の電圧差に依存することになる。

工ＣＬＡＭＰｔ／　ＩＣＬＡＭＰ２　＝　ｅｘｐ（ＶＤ
ＩＦＦ／ＶＴ）ＶＤ工ＦＦは、１つの接続点がクランプ
されている時、２ｖよＱ大きいのが普通であるから、他
の接続点に接続された高電流トランジスタ３５０屯しく
は３５２は効果的にオフ状態になる。

クランプされる接続点は接続点が基板に対してほぼ負と
なるのを妨げるために要するほどの大きさの電流Ｃ以下
に述べる限界工ｍａ工までの値）を受けとる。電流源ト
ランジスタ３５０゜３５２の電流定格を超えない限り、
接続点３４０゜３４２に供給される最大′電流（工ｍａ
ｘ）は（β）２’　工ＲＥＦ　）にほぼ等しい。但し、
β（ベータ）はトランジスタ３２４，３５０，３５２の
′電流利得で、ｒＲＥＦは（クランプ３１４のスタンバ
イ電流でもある）抵抗器３５４を流れる電流である。

典型的なβ値は１００もしくはそれより大きいはずだか
ら、上述のクランプ３１４はクランプ３１４の最大電流
発生能力に対して非常に低いスタンバイ電流ドレーンを
使用する。更に、クランプ作用は回路に供給される最も
低いポテンシャルに非常に近接したところで生ずる。そ
の他に、クランプ３１４は１ｖ程度の低い供給電圧で動
作することができる。

クランプ３１４は、増幅電流ミラー３３０と共にあるい
はそれなしでも単に工Ｓ　ＥＮＳ　Ｆが検出信号となる
ような最も低い（もしくは回路極性が反転したばあいに
は最高の）供給ポテンシャルに近接した電圧レベルを検
出するためにも使用することができる。かかる用途の１
つにおいては、増＋＋１！電流ミラー３３０は回路から
除去され、基準直圧源３２８は０．９ｖの電圧源に変化
する。かくして変形された回路は出力電圧を検出して０
４２図の［出力増１鴫器、クリッパひよび出力Ａ（）Ｃ
Ｊ内に内蔵された出力自動利得１１Ｊ御回路のだめの′
ｉｇ２図に示した“■ｏｕｔ検出器″出御の機能を実行
するために使用することができる。

トランジスタのベースバイアス電流がトランジスタのベ
ースを駆動する回路に対して有する負荷効果を小さくす
る必要があることが多い。

第２８図に示したように、ペースバイアスＩｔ補償器３
５８はさもなくば基準トランジスタのベースと関連した
他の回路によって供給されなければならない基準トラン
ジスタ３６２の基準ベースバイアス電流をほぼ供給する
。基準トランジスタはそのコレクタを経てほぼ既知の基
準電流ｆＩ　）を流し、もう１つのトランジスタと良く
壷金することができるベータＣもしくは電流デイン）を
有する。これは普通、与えられた集積回路のばあいにあ
てはまる。

第２８図ンＣ示すように、補償器３５８は、サンプリン
グトランジスタ３６４、第１、第２のミラートランジス
タ３６Ｂ、３６６、帰還トランジスタ３γ０と共に電流
源３６０と基準トランジスタ３６２を備える。実施例で
はダイオード接続トランジスタ３７２と、付加的なミラ
ートランジスタ３７４と、付加の基準トランジスタ３７
６を備えている。

トランジスタを全て同一の集積回路チップ上に集積する
ことが望ましい。そのため、ＮＰＮ　）ランジスタのエ
ミッタ面積と、１！ｌｔ流利得特性と、相互コンダクタ
ンス特性とはそれらが互いに所定の１周体を有するよう
に制御することができる。

同じことはＰＮＰ　）ランゾスタについてもあてはまる
。

基準トランジスタ３６２は第２８図に工　として表示し
九はぼ公知のコレクタ・エミッタ量基準１を流を処理す
る。Ｉｏ／ＢヤＦに尋しいベース′ｄＬ流より（但し、
ＢＲＥＦはトランジスタ３６２の電流利得である）は、
さもなくばトランジスタ３６２のベースと共働する他の
回路によって供給されるバイアス電流をほぼ打消すよう
に基準トランジスタ３６２に供給する必要がある。

電流＃、３６０は基準直流に対してほぼ既知の比でＸＩ
。とじて示した電流を供給する。電流源３６０はその１
１Ｌ流の大半を（はぼ弘。２に等しいべ〜夕を有する）
サンプリングトランジスタ３６４へ供給する。サンプリ
ングトランジスタ３６４０ペースに供給された間流は（
トランジスタ３６２．３６４がほぼ等しい電流利を有す
るものと仮定する）はぼｘよりＫ等しい。サンプリング
トランジスタ３６４０ベースに供給される゛電流は第１
トランジスタ３６８のコレクタから供給される。

（第２８図に示すように相互接続された）帰還トランジ
スタ３７０はサンプリングトランジスタ３６４と共に一
対の差動トランジスタを形成して、サンプリングトラン
ジスタ３６４のコレクタ電流がＸＩ。から帰還トランジ
スタ３７００コレクタ７を流（ＩＦＢ）全差し引いたも
のにほぼ等しくなるように第１ミラートランジスタ３６
８のコレクタＩｔ流を調節する働きをする。トランジス
タ３７００ベースは第２８図に示すように基準電圧Ｖや
、によってバイアスを加えられる。

第１ミラートランジスタ３６８のベース・エミッタ接合
と並列なダイオード接続トランジスタ３７２を組込んで
ＰＮＰベータ（電流利得）が工ＦＢしこ対して及ぼす影
響を小さくすることが望ましい。以上示した実施例のば
あい、ＩＦＢはほぼＸＩ、に等しい。それ故、ｘ工。／
Ｘ１．はほぼサンプリングトランジスタ３６４０直流利
得に等しＸＩ。（１−１／Ｂ）’ｔサンプリングトラン
ジスタ３６４に供給することになる。典型的なベータの
ばあい、（１−１／Ｂ）は１に非常に近くなる。

第２のミラートランジスタ３６６はそれぞれ第１のミラ
ートランジスタ３６８のベースとエミッタに相互接続さ
れたベースとエミッタを有する。第１とＭ２のミラート
ランジスタ３６８゜３６６のエミッタ面檀全決めること
によって、第２ミラートランジスタ３６６を流ルる成流
は第１ミラートランジスタ３６８のコレクタを流れる電
流に対して所定の比をとるようＶＣ設定することができ
る。この所定比は１／ＸＫ寺しく設定することができる
。第１ミラートラノゾスタ３６Ｂのコレクタを流れるれ
（流はほぼＸよりＶＣ等しいから、第２ミラートランゾ
スタ３６６のコレクタを流れる′＃Ｌ流は基準トランジ
スタ３６２にとって望ましいほぼベース電流であるＸも
しくは工　によって割った（Ｘ）（より）にほぼ等しい
。

１つもしくはそれ以上のミラートランクスタトラノゾス
タ３７４のような）は第１と第２０ミラートランジスタ
３６８，３６６のベース・エミッタ接合と並列に配置さ
れたベース・エミッタ接合を有する。そのため、トラン
ジスタ３７６のような付加Ｉ／Ｊ基準トランジスタも同
様に供給されたそれらのベース電流を必要とする。

比Ｘとミラートランジスタのエミッタ面積の比１２化さ
せることＶＣよって任意の比をもったベース補償成流が
ＯＴ目巨となる。この笑施例は１ベース蛋（ｊｌｌｋは
ぼ打消したりあるいはそれを補償することが必要なげめ
いの如く非常に広範な１類の用途を提供するものである
。更に、補償器は１■程度の非常に低い供給電圧で動作
する。

第２９図にはより詳細な入力自動利得制御（ＡＧＣ）系
６００が示されている。理解しやすいように第２図の一
定の回路素子は第２９図においても同一番号が付けであ
る。

１次信号路は１次を流制御増幅器ＴＣＣＡ）　６０２を
通る。１次ＣＣＡ　６０２は抵抗器ＲＬＰ６３０で負荷
されてお凱　ＲＬＰ６３０とコンデンサ６３４との接続
点から取出されたＤＣ帰還を有する。

コンデンサ６３４は効果的にＡＣ＃還をバイパスし、は
ぼ開ルーツのＡＣ動作を提供する。

第２図の生ＣＣＡ　６６として素子６０２，８３０゜６
３４が含まれている。破−６０４で示し九回路のバラン
スは１次ＯＣＡ　５０２　（Ｑための１ｔ尺市１］御Ｉ
ＩＬ流（Ｉ、。）をつくりだす。第２６図には第２９図
ＶｃＥｘｐとして示した差動電圧制御ｈ！数関数形成流
源６１２，６２４，６２６が示されておシ、先に述べた
ように次の式に従って入力ｌに流（工□ｃｌ）と制御電
圧（■ｃ）に関係する出力′電流（工。。）を供給する
。

但し、Ｘ、は先に述べたエミッタ面積比であり、’ｌ／
ｃ＝ｖＢＥ２’Ｂｇｌである。

第２２図に示されているように、電流制御増幅器６０２
．６ｔ）６は相互コンダクタンス演算増１Ｉｌｊｉ器（
０’ｒＡ）である。

２次ＣＣＡ　６０６は抵抗器ＲＬ８６３２によってｊｌ
さ几、ＲＬ８６３２とコンデンサ６３６との接続点η為
ら取出ざＩしたＤＣ帰還を有する。コンデンサ６３６は
ＡＣ帰還を効果的にバイパスし、はぼ開ルーフ’ＡＣ動
作をさせる。素子６０６゜６３２．６３６が第２図に２
次ＯＣＡ　７００として示されている。

（第２図において可変スロープ制御部６４から到来する
）入力信号（Ｖ、りは、２次ｃｃＡ６０６によって増１
隔される。この２次ＣＣＡ　６０６のＲＩ、ｓ　６３２
１司で取出された出力′電圧は！２０図に示す検出回路
から成る閾値検出器７０２に加えら７する。偵出器７０
２の出力はＡＧＣフィルタコンデンサ７０４　ＶＣよっ
て平滑化され制御１ぎ号■Ｃ１をつくりだす。

測定された’Ｊ御倍信号基準７に圧Ｖ１８．に関連して
２次Ｃ’ＣＡ　６０６のため１．／）２次項り御電流（
工。。）として、指数関数形亀流源６１２を介してノ＠
還する。もし、入力イｇ号レベルが非常に低ければ、た
とい２次ＣＣＡ　６０６によって増１唱されてもその信
号レベルｒｉ閾値検出器６０８の閾１１ｆ以下で、制御
１イ号ΔＶ０、は零となる。

この状況の下では、ＡＧＣフィルタコンデンサ７０４Ｉ
司の′４圧は慎出器７０２の出力側とｖＲｇＦとの間ｔ
ζ接続され九九〇、４工Ｔ６２２と圧縮比＊ｌＪ御部（
ＣＲ）　６２０から構成される一連の伽抗器によってほ
ぼｖＲＥＦに保たれることになる。

２次ＣＣＡ　６０６の利得Ａ８はその利得制御入力側６
４２に加えられる電流（Ｉ、。）Ｖこよって決定される
。ΔｖＣ１＝００ときの利得Ａ、　ｄ　Ａ、。と規定さ
れる。

（Ｅｘｐ２ＶＣ対する入力電流である）　Ｅｘ、１６２
４（ＩＴＨ）の電流出力は次の遡りでるる。

但し、Ｋ２ΔＶ　はその端子がＶヤ。と工ＴＨゆ。ヨ値
金有する固定電流源６１８に接続された抵抗ＲＴＨＲｇ
ｓＨ’ｒ有するポテンショメータ６１６の摺動子６３８
における′直圧である。それ故、Ｋ伜■。２はポテンシ
ョメータ６１６によってＯＶからｖｃ？＝　ＲＴＨＲＥ
Ｓ’Ｈ”　工ＴＨＲＥＳＨ（Ｋ２は０から１まで変化す
るかり）１で変化することがでさる。Ｘｌｉ電＃、源Ｅ
工、、６２４のエミツタ面積比定数であり、工ｓゆ、は
固定電流源Ｒ２８によりて供給される。

２次ＣＣ’Ａ　５０６の制御−流である）Ｅ工、２６１
２　（Ｉ。。）からのル訛は久のと２・ジである。

のときに通せられる。このことは以下の条件のばあいに
生ずる。

但し、ｘ２は４　ａ　源％ｐｔ　６１２　ｖＤエミッタ
面績比である。そｎ故、 かくしてΔ■。、がＯＶ　（ＡＧＣ閾値以下の信号レベ
ル）のばあい、 また、閾値判御部６１６の設定値を変化させると２次Ｃ
ＣＡの利得Ａ８ｏが変化し、１正って閾値検出５τトリ
がするＪに必要なＶｌ。の糸幅が変化する。

１歳１直瑛出器７０２の＋＠ＩＩＮ　ＶＴＨはＡＦ３ｏ
”　ｉ　ｎ　＝　ＶＴＨ従って、閾値はに２　％即ち閾
１［制御部６１６の設定値によって指数関数的にａｌｌ
！顧される。

閾値を超えると、１閥値検出器７０２はフィルタコンデ
ンサ１０４を放電し、ｖｃｏはゼロから減少して２次Ｃ
ＣＡ　６０６の利得（Ａｓ）を小さくする。このことり
こよって帰還系が形成され、ループ利得が高いと、系は
２次ＣＣＡ　６０６の出力を検出量Ｉ［Ｖ、ｐＨに非常
に近いところに維持することになる。そのとき、閾値点
を上層る人力レベルのばのい、 となる。

圧縮比制御部（ポテンショメータ）６２０の摺動子アー
ム６４０から取ったＴｌｔｌＪ御偏号Δｖ０１のｖ４節
可能な部分（ＫｌΔｖ０１）はフィードフォワード信号
として匣用され１次ＣＣＡ　６０２の利得１に調節する
。Ｋｌは＝ｆｌｌＪ御部６０金部６０ることｐｃよって
０から１まで（あるいは’ＬＩや□Ｔ６２２によって決
定された１より小さな他の予め選択された限界＋ｉＭま
で）変化する。Ｋ　ＩＪｏｌは電流源Ｅｘ、　６２６の
電圧入力側へ加えられ、固定電流源６１４からのＩｐｒ
ｅｆはＥＸｐ３への電力入力である。（１次ＯＣＡ　６
０２の利得制御端子６４４に附与される）■ｐ。で茂わ
し九Ｅｚｐ　３からの出力直流は久の式で与えられる。

但し、Ｘ、は′醒流源ＥＸＴ）３　ｏ　２６のエミツタ
面積比定数である。

１次ＣＣＡ　６０２の利得Ａｐは次の式によって与えら
ＩＬる。

Ａｐ　＝Ｃ（ＡｐＯ）　Ｘｅｘｐ　（ＫｌａＶｃ　１／
ＶＴ）　）ＩＮ　Ｉｆｆ以下ではｖ。１＝口となり、Ｃ
ＣＡ　６０２　Ｂ固定利得Ａ、。を有する。閾値以下で
は利得は次の式によって与えられる。

出力信号はｖＯＴＪＴ＝（Ａｐｏ）　（ｖｌｎ）でるる
。デシベル単位であられすとＬが振幅（ｄＢ表示）、Ｇ
が利得（ｄＢ表示）のばあい、Ｌｌｎ”２０　＃ｏｇ（
Ｖｌｒｌ）ＬＯＴＪＴ＝２０１ｏｇｃ■□ｒＩＴ）、お
よびＧｐ　ｏ＝２０　ｌ　ｏ　ｇ　（Ａｐ　ｏ　）とな
る。閾値以下だとＬｏＴＴＴ−Ｌ１ｎ＋Ｇ、。となる。

閾値以上だと ＬＯＵＴ−ＧＴ）Ｏ＋Ｌｉｎｔｈ＋（１−Ｋｌ）（Ｌｉ
ｎ−Ｌｌｎｔ、ｈ）但し、”１ｎｔｈは閾値に対応する
入力レベルであり、次の式ｌこよって与えられる。

これらの特性は５ｇ２０図に示した入出力関係に示され
ている。

同様にして、第２８図の先に論じたベースバイアス補償
ＬｇＩＮｒは１次と２？ＫＬＤＣ’ＣＡ　６０２　。

６０６の正負入力側に相互に接続され、はぼそれらの基
準入力ベース′戒流を供坩することが望ましい。このた
めＣＣＡの信号路内への利得制御直流Ｉｐ、、　Ｉ、。

のフィードスルー（ｆｅｅｄ　ｔｈｒｕ　）が減少する
。かかるフィードスルーはＡＧＣ動作の動作開始と減衰
時中Ｖこ過渡的な信号の振幅のｒｎｓ金ひきおこすと共
に、１す号中に不都合なりリックとサンｆｆｅ生じさせ
る。

更に、■ＲＥＦＯ代わりにＥｘ　ｐ□（６１２）の負入
力側には圧伸制御電圧（第２１図に２いてはｖｃ）が印
加さｎ圧伸系を形成しマイクロホン出力側２２と検出器
γ０２の入力側との間に直線的な大田力関係を与えるこ
とが−４ましい。

本文中において本発明の詳細な説明したが、特許請求の
範囲の縛伸を逸脱することなく確々変形実施できるのは
いうまでもない。

【図面の簡単な説明】

第１図は補聴器の実施例のゾロツク線図、第２図は第１
図の補聴器のより詳細なブロック−図、 第３図はｍ１図に示した実施例のための真夏ロエ能な状
態変数フィルタのゾロツク線図、５ｇ４図は第３図のフ
ィルタの別の実１ｌＦ４例の調節ｍ　ｅな状蝶変ａフィ
ルタのゾロツク線図、第５図は第３図のフィルタのもう
一つの別の実施例の調ｙｆＪｇＴ能な状態変数フィルタ
０ゾロツク線図、 第３図は第３図のフィルタの実施例に使用される単位利
得和差増幅器の記号図、 ｍ７図は第３図のＩ施列に使用される単位利得和差増幅
器の１＠冑図、 第８図は第３図の実施列に使用される単位利得和差増幅
４のより詳細な略ｌｌ１１図、第９図は第３図の夷、湘
例に使用される。漬分器の記号図、 第１０図ｒｔｉｊｉ４６図の実施例に使用される積分器
の略服図、 ＠’１１図は第３図の大施列に使用される積分器のより
詳細な略服図、 第１２図は弔６図の実施列に使用される制御回路の１１
１２）線図、 第１２ａ図は第１２図の制御回路の変形実施列の略−図
、 第１６図は第３図のフィルタの略服図、第１４図は第３
因のフィルタのよシ詳細な路線図、 第１５図は第３図の４施Ａの２他フイルタをどのように
して４愼の高域フィルタｒ咋るために使用するかを示す
ブロック線図、 第１６：＞ｕは第３図０２　惚フィルタをいかにし−Ｃ
４・甑低域フ１ルタ金作るために使用するかを示すブロ
ック線図、 第１７図は弔１５図の実施列に使用される制御１ｇ１回
路の路線図、 第１８図は南１７図の回路の別の実施例を示す制御回路
の略−図、 第１９図は第１図の実施例用の差動閾値検知器の路線図
、 第２０図は第１９図Ｏ差＃閾値検出器のより詳細な略服
図、 第２１図は第１図の実施例のためのダイナミックレンジ
を大きくするための糸の略服図、第２２図は第１図の実
施例にて使用される相互コンダクタンス演算増幅器の路
線図、第２６図は５ｇ１図の実施例に使用される制御電
流′ｆＡＯ１ｌＩ！縁図、 第２４図線図１図の実施列用ＯＡ整４の路線図、 第２４ａ図は第２４図の調整器に使用される第１増幅器
の略服図、 第２４ｂ図は第２４図の捕祭器に使用される第２増１−
語の路線図、 第２５図は第１図の実施例の可変スロープフィルタ０Ｉ
１１８線図、 １ｆｉ２６図は第１図の実施例用のクリッパ回路の略服
図、 第２７図は第１図の実２１１Ｉ１列用の４圧クランプの
略−図、 第２８図は第１図の実施例用のバイアス１６Ｒ補償回路
の略服図、 第２９図は第１図の実施例用の本発明の入カ自動利得？
ｌ！ＩＪ御糸のゾロツク、−図、第３０図は第２９図の
自効利得制御系の幼果を示す線図。 ２２・・・マイクロホン、２４山圧伸器、２６・・・音
質制御回路、２７山人カ自動利得−制御系、３６・・・
出力信号プロセッサ、４０・・・レシーバ、４６・・・
入力電流・ｆｆ１Ｊ御増幅器、５２山入力ポ流制御増１
履器制御部、５４．５６・・・フィルタ、６２山町変ス
ロープフイルタ。 代理人　弁理士　矢　野　敏　雄 −！

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、入力端子において入力信号を受けとり出力端子にお
   いて圧縮されたダイナミツクレンジを有する出力信号を
   供給するための圧縮系を有する補聴器において、 入力信号リードと、出力リードと、一次利得制御端子と
   を備え該入力信号リードが入力端子から入力信号を受け
   とり、該出力リードが出力信号を供給し、該一次利得制
   御端子に加えられる１次制御信号によつて制御される１
   次可変利得を有する１次増幅器と、 入力信号リードと、出力リードと、２次利得制御端子を
   備え、入力信号リードが入力端子から入力信号を受けと
   り、出力リードが２次増幅信号を供給し、２次利得制御
   端子に加えられる２次制御信号によつて制御される２次
   可変利得を有する２次増幅器と、 ２次増幅器の出力リードに接続された入力リードを有し
   、２次増幅信号がほぼ所定の振幅レベルを超えそれに応
   じて検出信号を供給したことを検出するための閾値検出
   手段と、 閾値制御信号を供給するための可変閾値制御部と、少な
   くとも２つの入力側と制御出力側を有し、該入力側で閾
   値信号と検出信号の双方を受けとり、該制御出力側で制
   御出力信号を供給するための制御信号結合回路網であつ
   て、該制御出力側が２次利得制舞端子に接続され２次制
   御信号を供給し、該２次制御信号が検出信号と閾値信号
   の組合せとから構成されることによつて閾値制御信号が
   圧縮閾値を形成し、２次制御信号の検出信号部分が２次
   増幅信号が所定振幅レベルをほぼ超えないように２次可
   変利得を小さくするようにした制御信号結合回路網と、 該検出信号を受けとり、それに応じて該検出信号の一部
   を１次利得制御手段に供給するための可変圧縮比制御部
   であつて、１次制御信号が検出信号の該一部分から成り
   圧縮閾値と圧縮比がほぼ独立に調節可能した可変圧縮比
   制御部とから成ることを特徴とする圧縮糸を有する補聴
   器。 ２、１次と２次の増幅手段がそれぞれ抵抗負荷と利得制
   御端子を有する可変相互コンダクタンス段から成るよう
   にした特許請求の範囲第１項に記載の圧縮系を有する自
   動利得制御。 ３、１次と２次の増幅器が利得制御端子に加えられる電
   圧とほぼ指数関数的関係を有する利を有するようにした
   特許請求の範囲第２項 に記載の圧縮系を有する補聴器。 ４、印加されたベース・エミッタ間電圧が利得制御端子
   に加えられた電圧とほぼ等しく、そのコレクタが可変相
   互コンダクタンス段に利得制御電流を供給するトランジ
   スタから成る系によつて指数関数的関係が、発生させら
   れることによつて該可変コンダクタンスの利得が該利得
   制御電流とほぼ線形の関係を有するようにした特許請求
   の範囲第３項に記載の圧縮系を有する補聴器。