JPH0662570A - 共振形ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents
共振形ｄｃ−ｄｃコンバータInfo
- Publication number
- JPH0662570A JPH0662570A JP20658992A JP20658992A JPH0662570A JP H0662570 A JPH0662570 A JP H0662570A JP 20658992 A JP20658992 A JP 20658992A JP 20658992 A JP20658992 A JP 20658992A JP H0662570 A JPH0662570 A JP H0662570A
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- circuit
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Abstract
(57)【要約】
【目的】一般に直流電圧源として使用される共振形ＤＣ
−ＤＣコンバータにおいて、共振回路の二次側を構成す
る各素子に要求される耐圧を低くする。 【構成】トランスＴにより一次側と二次側とで絶縁され
た構造を有する共振回路Ｒ（一次側：直流電源Ｅ、スイ
ッチＳＷ、ツェナーダイオードＶZ 、インダクタＬr ；
二次側：コンデンサＣr1、Ｃr2、ダイオードＤ1 、
Ｄ2 ）を備え、二次側の２個のコンデンサＣr1、Ｃr2は
２直列に接続された構成となっている。２個のコンデン
サＣr1、Ｃr2のそれぞれにかかる電圧を加算したもの
が、従来の１個のコンデンサＣr にかかる電圧に等し
い。
−ＤＣコンバータにおいて、共振回路の二次側を構成す
る各素子に要求される耐圧を低くする。 【構成】トランスＴにより一次側と二次側とで絶縁され
た構造を有する共振回路Ｒ（一次側：直流電源Ｅ、スイ
ッチＳＷ、ツェナーダイオードＶZ 、インダクタＬr ；
二次側：コンデンサＣr1、Ｃr2、ダイオードＤ1 、
Ｄ2 ）を備え、二次側の２個のコンデンサＣr1、Ｃr2は
２直列に接続された構成となっている。２個のコンデン
サＣr1、Ｃr2のそれぞれにかかる電圧を加算したもの
が、従来の１個のコンデンサＣr にかかる電圧に等し
い。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、一般に直流電圧源とし
て使用される共振形ＤＣ−ＤＣコンバータに関する。
て使用される共振形ＤＣ−ＤＣコンバータに関する。
【０００２】
【従来の技術】図４に、従来の共振形ＤＣ−ＤＣコンバ
ータの回路構成を示す。この回路は、トランスＴにより
一次側と二次側とで絶縁された構造を有する共振回路Ｒ
（一次側：直流電源Ｅ、スイッチＳＷ、ツェナーダイオ
ードＶZ 、インダクタＬr ；二次側：コンデンサＣr 、
ダイオードＤ1 ）と、該共振回路Ｒの出力電圧の直流成
分を取り出すローパスフィルタＦ（ダイオードＤ2 、イ
ンダクタＬF 、コンデンサＣF ）とから構成されてい
る。なお、上記ツェナーダイオードＶZ は、トランスＴ
の励磁電流をリセットするためのものである。また、ト
ランスＴの巻数比を１：ｎとする。
ータの回路構成を示す。この回路は、トランスＴにより
一次側と二次側とで絶縁された構造を有する共振回路Ｒ
（一次側：直流電源Ｅ、スイッチＳＷ、ツェナーダイオ
ードＶZ 、インダクタＬr ；二次側：コンデンサＣr 、
ダイオードＤ1 ）と、該共振回路Ｒの出力電圧の直流成
分を取り出すローパスフィルタＦ（ダイオードＤ2 、イ
ンダクタＬF 、コンデンサＣF ）とから構成されてい
る。なお、上記ツェナーダイオードＶZ は、トランスＴ
の励磁電流をリセットするためのものである。また、ト
ランスＴの巻数比を１：ｎとする。
【０００３】上記構成からなる回路における軽負荷時と
最大負荷時の動作を、それぞれ図５（ａ）、（ｂ）に示
す。例えば軽負荷時においては、まず、スイッチＳＷを
オンすると、インダクタＬr とコンデンサＣr とで共振
を起こそうとするので、インダクタＬr を介して電流Ｉ
Lrが徐々に流れ始め、この電流ＩLrはピークを通過した
後にゼロになる。この間、コンデンサＣr では充電が行
われ、電流ＩLrがゼロになった時点で、コンデンサＣr
の充電電圧ＶCrは最大２ｎＥ（Ｅは直流電源Ｅの出力電
圧）となる。そして今度は、電流ＩLrが逆流しようとす
るが、この逆流はダイオードＤ1 によって阻止されるの
で、コンデンサＣr に上記電圧２ｎＥが保持され、一
方、トランスＴの二次側コイルにかかる電圧ＶL2は２ｎ
Ｅから−ｎＶZ （ＶZ はツェナーダイオードＶZ にかか
る電圧）へ急激に切り換わる。その後、ローパスフィル
タＦの出力端に負荷（不図示）が接続されているので、
コンデンサＣr は徐々に放電を開始する。コンデンサＣ
r の放電が終了した状態で、再度スイッチＳＷをオンす
る。以上の動作を繰り返すことで、ローパスフィルタＦ
の出力端からは、サイン波状の直流電圧が得られる。
最大負荷時の動作を、それぞれ図５（ａ）、（ｂ）に示
す。例えば軽負荷時においては、まず、スイッチＳＷを
オンすると、インダクタＬr とコンデンサＣr とで共振
を起こそうとするので、インダクタＬr を介して電流Ｉ
Lrが徐々に流れ始め、この電流ＩLrはピークを通過した
後にゼロになる。この間、コンデンサＣr では充電が行
われ、電流ＩLrがゼロになった時点で、コンデンサＣr
の充電電圧ＶCrは最大２ｎＥ（Ｅは直流電源Ｅの出力電
圧）となる。そして今度は、電流ＩLrが逆流しようとす
るが、この逆流はダイオードＤ1 によって阻止されるの
で、コンデンサＣr に上記電圧２ｎＥが保持され、一
方、トランスＴの二次側コイルにかかる電圧ＶL2は２ｎ
Ｅから−ｎＶZ （ＶZ はツェナーダイオードＶZ にかか
る電圧）へ急激に切り換わる。その後、ローパスフィル
タＦの出力端に負荷（不図示）が接続されているので、
コンデンサＣr は徐々に放電を開始する。コンデンサＣ
r の放電が終了した状態で、再度スイッチＳＷをオンす
る。以上の動作を繰り返すことで、ローパスフィルタＦ
の出力端からは、サイン波状の直流電圧が得られる。
【０００４】このような共振形のコンバータでは、電流
ＩLrの立上りがサイン波状に緩やかになるので、スイッ
チＳＷによるスイッチングロスをかなり低く抑えること
ができるという利点を有している。
ＩLrの立上りがサイン波状に緩やかになるので、スイッ
チＳＷによるスイッチングロスをかなり低く抑えること
ができるという利点を有している。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】上記従来の共振形ＤＣ
−ＤＣコンバータでは、図５（ａ）からも明らかなよう
に、ダイオードＤ1 には最大で２ｎＥ＋ｎＶZ もの大き
な電圧がかかり、よってダイオードＤ1 には非常に大き
な耐圧が要求されることになる。ところが、ダイオード
Ｄ1 の耐圧を大きくすると、そのリカバリータイムが増
加し、その結果、ダイオードＤ1 の熱損失が大きくな
り、また、一次側へのサージ電圧を誘起するといった問
題も起こってくる。
−ＤＣコンバータでは、図５（ａ）からも明らかなよう
に、ダイオードＤ1 には最大で２ｎＥ＋ｎＶZ もの大き
な電圧がかかり、よってダイオードＤ1 には非常に大き
な耐圧が要求されることになる。ところが、ダイオード
Ｄ1 の耐圧を大きくすると、そのリカバリータイムが増
加し、その結果、ダイオードＤ1 の熱損失が大きくな
り、また、一次側へのサージ電圧を誘起するといった問
題も起こってくる。
【０００６】本発明は、上記従来の問題点に鑑み、共振
回路の二次側を構成する各素子に要求される耐圧を低く
することの可能な共振形ＤＣ−ＤＣコンバータを提供す
ることを目的とする。
回路の二次側を構成する各素子に要求される耐圧を低く
することの可能な共振形ＤＣ−ＤＣコンバータを提供す
ることを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】本発明は、トランスを介
して該トランスの一次側に配置されたインダクタと二次
側に配置されたコンデンサとを備えた共振回路を有する
共振形ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記二次側のコ
ンデンサをｎ直列（ｎは２以上の整数）としたことを特
徴とするものである。
して該トランスの一次側に配置されたインダクタと二次
側に配置されたコンデンサとを備えた共振回路を有する
共振形ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記二次側のコ
ンデンサをｎ直列（ｎは２以上の整数）としたことを特
徴とするものである。
【０００８】
【作用】トランスの二次側には、ｎ個のコンデンサが直
列に配置されるので、各コンデンサには、１個のコンデ
ンサのみを備えた従来の回路（図４参照）と比べ、その
１／ｎだけの電圧がかかる。従って、二次側に配置され
た上記各コンデンサの耐圧や、これら各コンデンサ毎に
必要とされる逆流阻止用のダイオード（図４のダイオー
ドＤ1 に相当）の耐圧は、従来の１／ｎで済むことにな
る。
列に配置されるので、各コンデンサには、１個のコンデ
ンサのみを備えた従来の回路（図４参照）と比べ、その
１／ｎだけの電圧がかかる。従って、二次側に配置され
た上記各コンデンサの耐圧や、これら各コンデンサ毎に
必要とされる逆流阻止用のダイオード（図４のダイオー
ドＤ1 に相当）の耐圧は、従来の１／ｎで済むことにな
る。
【０００９】
【実施例】以下、本発明の実施例について、図面を参照
しながら説明する。図１に、本発明の共振形ＤＣ−ＤＣ
コンバータの一実施例の回路構成を示す。同図に示すよ
うに、本実施例の回路は、トランスＴにより一次側と二
次側とで絶縁された構造を有する共振回路Ｒ（一次側：
直流電源Ｅ、スイッチＳＷ、ツェナーダイオードＶZ 、
インダクタＬr ；二次側：コンデンサＣr1、Ｃr2、ダイ
オードＤ1 、Ｄ2 ）と、該共振回路Ｒの出力電圧の直流
成分を取り出すローパスフィルタＦ（ダイオードＤ3 、
インダクタＬF 、コンデンサＣF ）とから構成されてい
る。そして、共振回路ＲにおけるトランスＴの二次側
は、２直列に接続された構成となっている。すなわち、
トランスＴの二次側コイルを二分割したもののそれぞれ
にコンデンサＣr1、Ｃr2と逆流防止用のダイオード
Ｄ1 、Ｄ2 が接続され、更に２個のコンデンサＣr1、Ｃ
r2が直列接続されている。なお、ここでは、図４に示し
た従来の回路と同特性を実現するために、トランスＴの
それぞれの巻数比を１：ｎ／２とし、かつ、Ｃr1＝Ｃr2
＝Ｃr （従来の回路の定数）としてある。その他の構成
は、図４に示した従来の回路と同一である。
しながら説明する。図１に、本発明の共振形ＤＣ−ＤＣ
コンバータの一実施例の回路構成を示す。同図に示すよ
うに、本実施例の回路は、トランスＴにより一次側と二
次側とで絶縁された構造を有する共振回路Ｒ（一次側：
直流電源Ｅ、スイッチＳＷ、ツェナーダイオードＶZ 、
インダクタＬr ；二次側：コンデンサＣr1、Ｃr2、ダイ
オードＤ1 、Ｄ2 ）と、該共振回路Ｒの出力電圧の直流
成分を取り出すローパスフィルタＦ（ダイオードＤ3 、
インダクタＬF 、コンデンサＣF ）とから構成されてい
る。そして、共振回路ＲにおけるトランスＴの二次側
は、２直列に接続された構成となっている。すなわち、
トランスＴの二次側コイルを二分割したもののそれぞれ
にコンデンサＣr1、Ｃr2と逆流防止用のダイオード
Ｄ1 、Ｄ2 が接続され、更に２個のコンデンサＣr1、Ｃ
r2が直列接続されている。なお、ここでは、図４に示し
た従来の回路と同特性を実現するために、トランスＴの
それぞれの巻数比を１：ｎ／２とし、かつ、Ｃr1＝Ｃr2
＝Ｃr （従来の回路の定数）としてある。その他の構成
は、図４に示した従来の回路と同一である。
【００１０】上記構成からなる本実施例の回路では、ト
ランスＴの一次側から見ると、スイッチＳＷのオン、オ
フに従って、図５に示したような共振を伴う動作（この
動作については前述した通りなので、ここでは省略す
る）が、２つのコンデンサＣr1、Ｃr2の並列回路とイン
ダクタＬr との間で同時に起こる。すなわち、一次側か
ら見ると、コンデンサＣr1とコンデンサＣr2とは並列に
なっているので、スイッチＳＷのオンによりインダクタ
Ｌr に電流が流れると、２つのコンデンサＣr1、Ｃr2に
も同時に同様な電流が流れるようになる。この時、トラ
ンスＴの二次側だけを考えると、２つのコンデンサ
Ｃr1、Ｃr2のそれぞれの充電電圧を加算したものが二次
側全体の充電電圧となり、これは、図４に示した回路に
おける１個のコンデンサＣr の充電電圧に等しい。
ランスＴの一次側から見ると、スイッチＳＷのオン、オ
フに従って、図５に示したような共振を伴う動作（この
動作については前述した通りなので、ここでは省略す
る）が、２つのコンデンサＣr1、Ｃr2の並列回路とイン
ダクタＬr との間で同時に起こる。すなわち、一次側か
ら見ると、コンデンサＣr1とコンデンサＣr2とは並列に
なっているので、スイッチＳＷのオンによりインダクタ
Ｌr に電流が流れると、２つのコンデンサＣr1、Ｃr2に
も同時に同様な電流が流れるようになる。この時、トラ
ンスＴの二次側だけを考えると、２つのコンデンサ
Ｃr1、Ｃr2のそれぞれの充電電圧を加算したものが二次
側全体の充電電圧となり、これは、図４に示した回路に
おける１個のコンデンサＣr の充電電圧に等しい。
【００１１】従って、個々のコンデンサＣr1、Ｃr2に
は、１個のコンデンサＣr のみを備えた従来の回路（図
４）と比べ、その半分のみの電圧がかかり、その結果、
各コンデンサＣr1、Ｃr2の耐圧および各ダイオード
Ｄ1 、Ｄ2 の耐圧は従来の半分（＝ｎＥ＋ｎＶZ ／２）
で済む。それに伴い、各ダイオードＤ1 、Ｄ2 のリカバ
リータイムが減少し、その結果、各ダイオードＤ1 、Ｄ
2 の熱損失が減少すると共に一次側へのサージ電圧の誘
起も減少する。
は、１個のコンデンサＣr のみを備えた従来の回路（図
４）と比べ、その半分のみの電圧がかかり、その結果、
各コンデンサＣr1、Ｃr2の耐圧および各ダイオード
Ｄ1 、Ｄ2 の耐圧は従来の半分（＝ｎＥ＋ｎＶZ ／２）
で済む。それに伴い、各ダイオードＤ1 、Ｄ2 のリカバ
リータイムが減少し、その結果、各ダイオードＤ1 、Ｄ
2 の熱損失が減少すると共に一次側へのサージ電圧の誘
起も減少する。
【００１２】なお、上記実施例では二次側を２直列とし
たが、これに限らず、一般にｎ直列（ｎは２以上の整
数）とすることで、所期の目的を達成できる。ｎ直列と
した場合には、各素子に必要な耐圧を１／ｎまで下げる
ことができる。
たが、これに限らず、一般にｎ直列（ｎは２以上の整
数）とすることで、所期の目的を達成できる。ｎ直列と
した場合には、各素子に必要な耐圧を１／ｎまで下げる
ことができる。
【００１３】また、トランスＴを１個とせずに、一般に
ｍ個（ｍはｎの約数の１つ）を採用することが可能であ
る。ｍ＝２とした場合（２個のトランスＴ1 、Ｔ2 を備
えた場合）の一例を、図２に示す。
ｍ個（ｍはｎの約数の１つ）を採用することが可能であ
る。ｍ＝２とした場合（２個のトランスＴ1 、Ｔ2 を備
えた場合）の一例を、図２に示す。
【００１４】更に、スイッチＳＷの数も、１個に限定さ
れるものではなく、ｉ個（ｉ＝ｍ）とすることが可能で
ある。ｉ＝ｍ＝２とした場合（２個のスイッチＳＷ1 、
ＳＷ 2 を備えた場合）の一例を、図３に示す。このよう
にスイッチの数を増やすことで、各スイッチに要求され
る電流定格を下げることができる。
れるものではなく、ｉ個（ｉ＝ｍ）とすることが可能で
ある。ｉ＝ｍ＝２とした場合（２個のスイッチＳＷ1 、
ＳＷ 2 を備えた場合）の一例を、図３に示す。このよう
にスイッチの数を増やすことで、各スイッチに要求され
る電流定格を下げることができる。
【００１５】加えて、上記のようにｉ個のスイッチを設
けたものにおいて、ｉ≧３であれば、各スイッチのオ
ン、オフのタイミングを少しずつずらすことで、共振回
路Ｒから出力されるリップル電流を減らして理想的な直
流波形に近づけることができるので、二次側のローパス
フィルタＦ用のインダクタＬF およびコンデンサＣF を
小型化することも可能となる。しかも、電源Ｅ側へのリ
ップル電流をも減少させることができるので、一次側に
もフィルタが設けられているような場合にも、このフィ
ルタを構成するインダクタやコンデンサの小型化を図る
ことができる。
けたものにおいて、ｉ≧３であれば、各スイッチのオ
ン、オフのタイミングを少しずつずらすことで、共振回
路Ｒから出力されるリップル電流を減らして理想的な直
流波形に近づけることができるので、二次側のローパス
フィルタＦ用のインダクタＬF およびコンデンサＣF を
小型化することも可能となる。しかも、電源Ｅ側へのリ
ップル電流をも減少させることができるので、一次側に
もフィルタが設けられているような場合にも、このフィ
ルタを構成するインダクタやコンデンサの小型化を図る
ことができる。
【００１６】
【発明の効果】本発明によれば、二次側のコンデンサを
ｎ直列としたことにより、各コンデンサには従来の１／
ｎの電圧しかかからず、従って、二次側に配置される上
記各コンデンサやダイオードに要求される耐圧を従来の
１／ｎまで落とすことができる。その結果、上記ダイオ
ードのリカバリータイムを減少させて、熱損失や一次側
へのサージ電圧の誘起を抑えることができる。
ｎ直列としたことにより、各コンデンサには従来の１／
ｎの電圧しかかからず、従って、二次側に配置される上
記各コンデンサやダイオードに要求される耐圧を従来の
１／ｎまで落とすことができる。その結果、上記ダイオ
ードのリカバリータイムを減少させて、熱損失や一次側
へのサージ電圧の誘起を抑えることができる。
【図１】本発明の共振形ＤＣ−ＤＣコンバータの一実施
例の回路図である。
例の回路図である。
【図２】本発明の共振形ＤＣ−ＤＣコンバータの他の実
施例の回路図である。
施例の回路図である。
【図３】本発明の共振形ＤＣ−ＤＣコンバータの更に他
の実施例の回路図である。
の実施例の回路図である。
【図４】従来の共振形ＤＣ−ＤＣコンバータの回路図で
ある。
ある。
【図５】上記従来の回路の動作を説明するための波形図
である。
である。
Ｅ 直流電源 ＳＷ、ＳＷ1 、ＳＷ2 スイッチ Ｌr インダクタ Ｔ、Ｔ1 、Ｔ2 トランス Ｄ1 、Ｄ2 ダイオード Ｃr1、Ｃr2 コンデンサ Ｒ 共振回路 Ｆ ローパスフィルタ
Claims (1)
- 【請求項１】トランスを介して該トランスの一次側に配
置されたインダクタと二次側に配置されたコンデンサと
を備えた共振回路を有する共振形ＤＣ−ＤＣコンバータ
において、前記二次側のコンデンサをｎ直列（ｎは２以
上の整数）としたことを特徴とする共振形ＤＣ−ＤＣコ
ンバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20658992A JPH0662570A (ja) | 1992-08-03 | 1992-08-03 | 共振形ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20658992A JPH0662570A (ja) | 1992-08-03 | 1992-08-03 | 共振形ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0662570A true JPH0662570A (ja) | 1994-03-04 |
Family
ID=16525909
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP20658992A Withdrawn JPH0662570A (ja) | 1992-08-03 | 1992-08-03 | 共振形ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0662570A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2012165492A (ja) * | 2011-02-03 | 2012-08-30 | Shindengen Electric Mfg Co Ltd | ダブルフォワード型ｄｃ／ｄｃコンバータ |
| JP2021132418A (ja) * | 2020-02-18 | 2021-09-09 | Tdk株式会社 | スイッチング電源装置 |
| US11923284B2 (en) | 2017-03-27 | 2024-03-05 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Wiring substrate and electronic module |
-
1992
- 1992-08-03 JP JP20658992A patent/JPH0662570A/ja not_active Withdrawn
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2012165492A (ja) * | 2011-02-03 | 2012-08-30 | Shindengen Electric Mfg Co Ltd | ダブルフォワード型ｄｃ／ｄｃコンバータ |
| US11923284B2 (en) | 2017-03-27 | 2024-03-05 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Wiring substrate and electronic module |
| JP2021132418A (ja) * | 2020-02-18 | 2021-09-09 | Tdk株式会社 | スイッチング電源装置 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 19991005 |