JPH0654533A

JPH0654533A - 電源装置

Info

Publication number: JPH0654533A
Application number: JP19887092A
Authority: JP
Inventors: Seiji Hamahata; 誠二浜端; Katsuo Miyata; 克生宮田; Masaharu Yano; 正晴矢野
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 1992-07-24
Filing date: 1992-07-24
Publication date: 1994-02-25

Abstract

(57)【要約】【目的】出力電圧の変動を抑制し、電源電圧低下時でも
安定した動作を実現できる小型で安価な電源装置を提供
する。【構成】低周波電源を高周波に変換するスイッチング素
子Ｑ₁と、高周波トランスＴ₁を有する電源装置におい
て、スイッチング素子Ｑ₁の駆動用電源が商用電源から
得た定電圧源Ｖ₁と、発振出力から得た可変電圧源Ｖ₂
からなり、通常の電源電圧変動範囲において、Ｖ₁＜Ｖ
₂とし、Ｖ₂の変化により出力の変動補償を行う。電源
電圧が所定値以下になるとＶ₁＞Ｖ₂とし、Ｖ₁が或る
電圧以下になったときに発振停止する。【効果】出力変動が少なく、安定した出力が得られる電
源装置を安価に実現できる。また、電源低下時の不安定
な間欠的発振を防止できる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明は、直流又は商用周波数
の低周波電源を高周波電力に変換して、負荷に電力供給
を行う電源装置の改良に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】図１１は一石フォワード式のスイッチン
グ電源の従来例を示している。以下、その回路構成につ
いて説明する。交流電源ＡＣはフィルタ回路３と突入電
流防止用の抵抗Ｒ₀ を介してダイオードブリッジＤＢの
交流入力端子に接続されている。ダイオードブリッジＤ
Ｂの直流出力端子には、平滑用のコンデンサＣ₂ が接続
されている。高周波トランスＴ₁ の１次巻線Ｎ₁ の一端
は、電流トランスＴ₂ の１次巻線を介してコンデンサＣ
₂ の正極に接続されており、高周波トランスＴ₁の１次
巻線Ｎ₁ の他端は、ＭＯＳトランジスタよりなる主スイ
ッチング素子Ｑ₁のドレイン・ソース間を介してコンデ
ンサＣ₂ の負極に接続されている。主スイッチング素子
Ｑ₁ のゲート電極には、制御回路１から制御信号が入力
されている。この制御回路１は、汎用の制御用ＩＣ（例
えば、日本電気株式会社製造のμＰＣ１０９４Ｃ）で構
成されている。高周波トランスＴ₁ の制御巻線Ｎ₃ に得
られる電圧は、ダイオードＤ₃ を介して平滑用のコンデ
ンサＣ₅ に充電される。コンデンサＣ₅ に得られる電圧
はツェナーダイオードＺＤ₁ により定電圧化されて、オ
ープンコレクタ端子（９番ピン）に入力されている。こ
の電圧は抵抗Ｒ₆ とコンデンサＣ₆ により更にリップル
を除去されて、電源端子（８番ピン）に入力されてい
る。１４番ピンには基準電圧Ｖｒｅｆが得られる。この
基準電圧Ｖｒｅｆは、抵抗Ｒ₈ ，Ｒ₉ 及びコンデンサＣ
₈ よりなる微分回路を介して、デッドタイムコントロー
ル端子（１番ピン）に入力されている。また、フォトカ
プラの受光素子５と抵抗Ｒ₇ で分圧され、フィードバッ
ク端子（２番ピン）に入力されている。５番ピンに接続
されたコンデンサＣｔと、６番ピンに接続された抵抗Ｒ
ｔの時定数により決まる約１００ＫＨｚから５００ＫＨ
ｚの高周波の信号が発振されて、出力端子（１０番ピ
ン）から出力されている。電流トランスＴ₂ の２次巻線
の出力は、端子Ａ，Ｂを介して整流平滑回路４により直
流電圧に変換されて、過電流検出端子（３番ピン）に入
力されている。また、高周波トランスＴ₁ の出力巻線Ｎ
₂ はダイオードＤ₂ により整流され、平滑用のコンデン
サＣ₄に直流電圧が得られる。出力端子Ｅ₁ ，Ｅ₂ に得
られる直流電圧は、フォトカプラの発光素子６を含む誤
差検出回路８に入力されている。

【０００３】以下、上記の回路の動作について説明す
る。電源投入後、抵抗Ｒ₁ を介してコンデンサＣ₅ 及び
Ｃ₆ が充電される。コンデンサＣ₅ ，Ｃ₆ の電圧が所定
値に達すると、制御回路１が動作を開始し、抵抗Ｒｔと
コンデンサＣｔの時定数によって定まる周波数で高周波
信号の発振を開始する。制御回路１の出力は１０番ピン
から出力され、抵抗Ｒ₂ ，Ｒ₅ で分圧されて、主スイッ
チング素子Ｑ₁ が高周波でスイッチング動作を行う。な
お、制御回路１の１番ピンから３番ピンが内部のＰＷＭ
コンパレータの入力となっており、これらに入力された
電圧のうち最も高い電圧との比較により、主スイッチン
グ素子Ｑ₁ のオン・デューティが決定される。したがっ
て、電源投入直後は１番ピンに接続されたコンデンサＣ
₈ と抵抗Ｒ ₈ ，Ｒ₉ によって構成された微分回路で初期
の電圧が高く設定され、これが徐々に低下して行くた
め、初期のオン・デューティは小さく、その後、徐々に
正規のオン・デューティになるように変化するものであ
る。なお、発振開始後は高周波トランスＴ₁ に設けられ
た制御巻線Ｎ₃ の電圧をダイオードＤ₃ によって整流
し、コンデンサＣ₅ を充電して制御電源の確保を補って
いる。

【０００４】高周波トランスＴ₁ の出力巻線Ｎ₂ に得ら
れる高周波電圧は、ダイオードＤ₂で整流した後、イン
ダクタＬ₂ とコンデンサＣ₄ で平滑され、出力端子Ｅ
₁ ，Ｅ ₂ 間の負荷に直流電圧を供給するものである。そ
の出力と並列関係にシャントレギュレータ７、フォトカ
プラの発光素子６などから成る誤差検出回路８を設けて
いる。これは、接続する負荷の大小あるいは電源電圧の
変動に対して出力電圧を一定に保つための回路である。
出力電圧の変動をフォトカプラ６，５を介して１次側の
ＰＷＭコンパレータにフィードバックすることにより主
スイッチング素子Ｑ₁ のオン・デューティを変化させ、
出力電圧の一定化を図っている。なお、電流トランスＴ
₂ は過電流の検出を行うものであり、電流トランスＴ₂
の出力を整流平滑回路４によって直流化し、過大な電流
が流れた場合に出力を抑制するようにしている。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】上述の従来例では、次
のような問題点があった。負荷の変動や電源電圧の変動に対して動作を安定化す
るために、シャントレギュレータやフォトカプラなどが
必要であり、また、絶縁型のスイッチング電源では、１
次／２次間の絶縁の信頼性が低下するという問題があっ
た。

【０００６】電源電圧が低下すると、制御電源電圧も
低下するが、制御電源電圧が所定値以下になると、発振
停止する機能を有している。ところが、発振を停止する
と、主スイッチング素子Ｑ₁ の駆動電流が無くなり、ま
た、制御回路１の消費電流も減少するため、制御電源電
圧が再び上昇し、再発振を始める。このような動作を繰
り返し、間欠的で不安定な動作を行い、主スイッチング
素子Ｑ₁ のストレスが大きくなり、破壊する場合が考え
られる。

【０００７】過負荷や負荷短絡の保護として、過電流
検出用の電流トランスＴ₂ を設けているが、過電流を検
出するための部品点数が多く、特にトランスＴ₂ を必要
とするので、大型化するばかりではなく、トランスＴ₂
の出力を整流平滑回路４によって直流化する必要がある
ため、遅延時間が生じ、主スイッチング素子Ｑ₁ を保護
するための応答時間が遅く、保護効果が少ない。

【０００８】本発明は上述のような点に鑑みてなされた
ものであり、その目的とするところは、出力電圧の変動
を抑制し、電源電圧低下時でも安定した動作を実現し
て、信頼性を確保し、また、過電流を簡単な構成で検出
し、しかも、その応答時間を短縮した小型で安価な電源
装置を提供することにある。

【０００９】

【課題を解決するための手段】本発明の電源装置にあっ
ては、上記の課題を解決するために、図１に示すよう
に、直流又は商用周波数の低周波電源を高周波電力に変
換するためのスイッチング素子Ｑ₁ と高周波トランスＴ
₁ を有し、負荷に前記高周波電力を供給する装置におい
て、低周波電源から得た第１の電圧源と、高周波トラン
スＴ₁ の発振出力から得た第２の電圧源のうち、電圧の
高い方の電圧源を前記スイッチング素子Ｑ ₁ を駆動させ
る電源とし、通常の電源電圧の変動範囲では第２の電圧
源の電圧Ｖ ₂ が第１の電圧源の電圧Ｖ₁ よりも高くなる
ように設定し、前記負荷に供給される高周波電力の変動
を第２の電圧源の電圧変化に基づいて補償するように前
記スイッチング素子Ｑ₁ を制御するための制御手段を備
えることを特徴とするものである。

【００１０】なお、電源電圧が所定値以下になったとき
には、第２の電圧源の電圧Ｖ₂ が第１の電圧源の電圧Ｖ
₁ よりも低くなるように設定し、第１の電圧源の電圧Ｖ
₁ が動作停止電圧以下になったときに、前記スイッチン
グ素子Ｑ₁ の発振を停止させることが好ましい。

【００１１】また、過電流を容易且つ確実に検出する方
法として、図２の回路では、商用電源を整流した脈流電
源を高周波に変換するためのスイッチング素子Ｑ₁ とし
て、ＭＯＳＦＥＴを用いる装置において、スイッチング
素子Ｑ₁ に流れる電流を検出するための電流検出素子Ｒ
₁₀を受け、この電流検出素子Ｒ₁₀はスイッチング素子Ｑ
₁ を駆動させる電流が流れない箇所に挿入している。

【００１２】

【作用】図１の回路では、電源電圧変動を検出してスイ
ッチング素子Ｑ₁ を制御する方法として、起動回路から
供給される電圧Ｖ₁ より制御巻線Ｎ₃ から発振出力とし
て得られる電圧Ｖ₂ を高く設定し、電源電圧に応じて制
御電源電圧を変動させ、制御電源電圧の大小によってス
イッチング素子Ｑ₁ のオン・デューティを変化させ、出
力電圧の変動を抑制している。また、電源電圧低下時
に、安定な動作を確保するため、電源電圧が所定値以下
になった場合には、Ｖ₁ ＞Ｖ₂ とし、さらに、この電圧
Ｖ₁ が動作停止電圧以下になると、スイッチング素子Ｑ
₁ の発振を停止させている。さらに、図２の回路では、
主スイッチング素子Ｑ₁ とグランド間に電流検出用の抵
抗Ｒ₁₀を接続すると共に、この電流検出用の抵抗Ｒ₁₀に
は主スイッチング素子Ｑ₁ の駆動電流を流さないように
しており、これにより安定な動作を実現している。本発
明の更に詳しい構成及び動作については以下に述べる実
施例の説明において明らかとされる。

【００１３】

【実施例】図１は本発明の第１実施例の回路図である。
以下、その回路構成について説明する。交流電源ＡＣは
コンデンサＣ₁ とノイズフィルタＬ₁ を介してダイオー
ドブリッジＤＢの交流入力端子に接続されている。ダイ
オードブリッジＤＢの直流出力端子には、平滑用のコン
デンサＣ₂ が接続されている。コンデンサＣ₂ に得られ
る直流電圧は、高周波トランスＴ₁ の１次巻線Ｎ₁ と主
スイッチング素子Ｑ ₁ の直列回路に印加されている。Ｍ
ＯＳトランジスタよりなる主スイッチング素子Ｑ₁ のド
レイン・ソース間には、スナバー回路として抵抗Ｒ₃ と
コンデンサＣ ₃ の直列回路が並列的に接続されている。
高周波トランスＴ₁ の出力巻線Ｎ₂ には、ダイオードＤ
₂ とインダクタＬ₂ を介してコンデンサＣ₄ と抵抗Ｒ₄
の並列回路が接続されている。インダクタＬ₂ とコンデ
ンサＣ₄ の直列回路には、ダイオードＤ₄ が図示された
極性で接続されている。コンデンサＣ₄ に得られる直流
電圧は、出力端子Ｅ₁ ，Ｅ₂ 間の白熱電球Ｌｐに印加さ
れている。高周波トランスＴ₁ の制御巻線Ｎ₃ には、ダ
イオードＤ₃ を介してコンデンサＣ₅ が接続されてい
る。このコンデンサＣ₅ には、抵抗Ｒ₆ を介してコンデ
ンサＣ₆ が接続されている。コンデンサＣ₆ の電圧は、
抵抗Ｒ₇ と可変抵抗ＶＲにより分圧されて、制御回路１
のフィードバック端子（２番ピン）に入力されている。
リモートコントロール端子（１３番ピン）は基準電圧出
力端子（１４番ピン）に接続されている。基準電圧出力
端子（１４番ピン）に得られる基準電圧Ｖｒｅｆは、コ
ンデンサＣ₇ により安定化され、コンデンサＣ₈ と抵抗
Ｒ₈ ，Ｒ₉ よりなる微分回路を介してデッドタイムコン
トロール端子（１番ピン）に入力されている。また、過
電流検出端子（３番ピン）は接地されている。制御回路
１は、例えば、日本電気株式会社製造のμＰＣ１０９４
Ｃで構成されており、５番ピンに接続されたコンデンサ
Ｃｔと６番ピンに接続された抵抗Ｒｔの時定数で決まる
周波数で発振する。出力端子（１０番ピン）から出力さ
れる高周波の制御信号は、抵抗Ｒ₂ ，Ｒ₅により分圧さ
れて、主スイッチング素子Ｑ₁ のゲート電極に入力され
ている。平滑用のコンデンサＣ₂ には、抵抗Ｒ₁ とツェ
ナーダイオードＺＤ₁ の直列回路が接続されている。抵
抗Ｒ₁ とツェナーダイオードＺＤ₁ の接続点には、定電
圧Ｖ ₁ が得られる。この定電圧Ｖ₁ はダイオードＤ₁ を
介して制御回路１のオープンコレクタ端子（９番ピン）
に印加されている。また、電源端子（８番ピン）には、
コンデンサＣ₆ の電圧が印加されており、オープンエミ
ッタ端子（１１番ピン）とグランド端子（７番ピン）は
接地されている。

【００１４】この実施例は低電圧電球Ｌｐを点灯させる
ためのスイッチング電源の例である。低電圧電球Ｌｐは
フィラメントを短くできるため、点光源に近く、配光制
御が容易にできるので、最近では広く使用されるように
なってきた。白熱ランプＬｐの寿命はランプ電圧と次の
ような関係があると言われている。

【００１５】

【数１】

【００１６】ただし、Ｌはランプ電圧Ｖにおける寿命、
Ｌ₀ は定格ランプ電圧Ｖ₀ における寿命、ｋは寿命係数
（ｋ＝１２〜１３．５）である。上式でも分かるよう
に、ランプ寿命は実際に印加される電圧の１２〜１３．
５乗に比例するため、ランプ電圧の変動を抑えることが
重要となる。図１に示す電源装置及び白熱ランプは、通
常、照明器具内に収納され、使用されるランプの大きさ
は定まっている。したがって、ランプ電圧の変動要素は
主に電源電圧変動となる。そこで、電源電圧の変動に対
して出力電圧を一定化させる手段として、制御巻線Ｎ₃
から得られる電圧Ｖ₂ を、起動回路から得られる電圧Ｖ
₁ よりも高く設定している。このことにより、電源電圧
が変動した場合、制御巻線Ｎ₃ から得られる電圧Ｖ₂
も、その電源電圧の変動に応じて変化する。また、起動
回路から得られる電圧Ｖ₁ は、ツェナーダイオードＺＤ
₁ により一定化されており、この電圧Ｖ₁ よりも制御巻
線Ｎ₃から得られる電圧Ｖ₂ を高く設定しているため、
制御電源電圧は電圧Ｖ₂ と等しくなる。この電圧Ｖ₂ を
抵抗Ｒ₆とコンデンサＣ₆により安定化し、抵抗Ｒ₇ と
可変抵抗ＶＲで分圧し、制御回路１のＰＷＭコンパレー
タの入力であるフィードバック端子（２番ピン）へ接続
している。したがって、電源電圧が高い場合には、抵抗
Ｒ₇ と可変抵抗ＶＲの分圧電圧が高くなり、主スイッチ
ング素子Ｑ₁ のオン・デューティを小さくするように動
作するため、出力電圧を抑制することができる。また、
電源電圧が低い場合には逆の動作となる。

【００１７】図２は本発明の第２実施例の回路図であ
る。以下、その回路構成について説明する。交流電源Ａ
Ｃは、コンデンサＣ₁ とノイズフィルタＬ₁ を介してダ
イオードブリッジＤＢの交流入力端子に接続されてい
る。ダイオードブリッジＤＢの直流出力端子には、ダイ
オードＤ₅ を介して抵抗Ｒ₁₁と抵抗Ｒ₁₂の直列回路が接
続されている。抵抗Ｒ₁₂の両端には、コンデンサＣ₁₂が
並列接続されており、その電圧はツェナーダイオードＺ
Ｄ₁ により規制されて、定電圧化されている。このコン
デンサＣ₁₂の電圧は、トランジスタＱ₄ のベースに印加
されている。トランジスタＱ₄ のコレクタは抵抗Ｒ₁ を
介してダイオードブリッジＤＢの直流出力端子の正極に
接続されている。また、トランジスタＱ₄ のエミッタは
ダイオードＤ ₁ を介して制御回路２の電源ラインに接続
されている。この電源ラインには、抵抗Ｒ₁₄を介してコ
ンデンサＣ₉ が接続されている。コンデンサＣ₉ に得ら
れる電圧は、制御回路２（三菱電機株式会社製造のＭ５
１９９６）の電源端子Ｖｃｃに印加されている。高周波
トランスＴ₁ の制御巻線Ｎ₃ に得られる高周波電圧は、
ダイオードＤ₃ により整流され、コンデンサＣ₅ により
平滑されて、直流電圧に変換される。

【００１８】高周波トランスＴ₁ の１次巻線Ｎ₁ の一端
は、ダイオードブリッジＤＢの直流出力端子の正極に接
続されている。高周波トランスＴ₁ の１次巻線Ｎ₁ の他
端は、ＭＯＳトランジスタよりなる主スイッチング素子
Ｑ₁ のドレイン・ソース間と抵抗Ｒ₁₀を介して接地され
ており、ダイオードブリッジＤＢの直流出力端子の負極
に接続されている。ＭＯＳトランジスタよりなる主スイ
ッチング素子Ｑ₁ のドレインは、スナバー回路としての
抵抗Ｒ₃ とコンデンサＣ₃ の直列回路を介して接地され
ている。制御回路の電源ラインは抵抗Ｒ₁₃を介してトラ
ンジスタＱ₅ のコレクタに接続されている。トランジス
タＱ₅ のコレクタは、トランジスタＱ₅とＱ₆ のベース
に接続されている。トランジスタＱ₅ のエミッタは抵抗
Ｒ₁₅を介して接地されている。トランジスタＱ₆ のエミ
ッタは抵抗Ｒ₁₆を介して接地されている。トランジスタ
Ｑ₆ のコレクタは、制御回路２のフィードバック端子Ｆ
／Ｂに接続されている。制御回路２の時定数設定端子Ｔ
₁ 、Ｃｆ、Ｔ₂ には、抵抗Ｒｔ₁ とコンデンサＣｔ、抵
抗Ｒｔ₂ がそれぞれ接続されている。抵抗Ｒｔ₁ はオン
・デューティを決定し、抵抗Ｒｔ₂ はオフ・デューティ
を決定する。グランド端子Ｇは接地されている。コンデ
ンサＣ₅ の負極は、オープンエミッタ端子Ｅに接続され
ている。また、抵抗Ｒ₁₇とコンデンサＣ₁₀の直列回路を
介して接地されている。抵抗Ｒ₁₇とコンデンサＣ₁₀の接
続点は、制御回路２のカレントリミット検出端子ＣＬＭ
＋に接続されている。

【００１９】高周波トランスＴ₁ の出力巻線Ｎ₂ から得
られる高周波電圧は、ダイオードＤ ₂ により整流され、
インダクタＬ₂ を介して平滑用のコンデンサＣ₄ に直流
電圧として充電される。コンデンサＣ₄ には、抵抗Ｒ₄
が並列接続されている。インダクタＬ₂ とコンデンサＣ
₄ の直列回路には、ダイオードＤ₄ が図示された極性で
接続されている。コンデンサＣ₄ には、ダイオードＤ₆
と抵抗Ｒ₁₈の直列回路を介して２次電池Ｂｔが接続され
ている。２次電池Ｂｔには、ＭＯＳトランジスタＱ₂ を
介して白熱ランプＬｐが接続されている。２次電池Ｂｔ
の両端には、トランジスタＱ₃ を介して抵抗Ｒ₂₁，Ｒ₂₂
の直列回路が接続されている。抵抗Ｒ₂₁，Ｒ₂₂の接続点
は、ＭＯＳトランジスタＱ₂ のゲート電極に接続されて
いる。トランジスタＱ₃ のエミッタ・ベース間には、抵
抗Ｒ₂₀が接続されている。コンデンサＣ₄ の両端には、
ダイオードＤ₇ を介して抵抗Ｒ₁₉が接続されている。抵
抗Ｒ₁₉とダイオードＤ₇ の接続点には、ダイオードＤ₈
を介してトランジスタＱ₃のベースが接続されている。

【００２０】この実施例は２次電池Ｂｔを用いた非常灯
点灯装置である。以下、非常灯の基本的な動作を説明す
る。商用電源ＡＣが通電されている場合には、商用電源
ＡＣを全波整流した脈流電源で一石フォワード型コンバ
ータを動作させて、２次電池Ｂｔの充電を行う。２次電
池Ｂｔはニッケル・カドミウム電池（Ｎｉ−Ｃｄ電池）
などが比較的良く使用される。Ｎｉ−Ｃｄ電池は、自己
放電があるため、常に電池を満充電状態に保つために、
絶えず充電電流を流すトルクル充電方式を用いることが
一般的である。つまり、コンバータは、昼夜連続して動
作するものである。次に、商用電源ＡＣが停電した場合
には、２次電池Ｂｔを電源として、白熱ランプＬｐと直
列に接続されたＭＯＳトランジスタＱ₂ が自動的にＯＮ
するように構成されている。したがって、商用電源ＡＣ
が停電した後、速やかに白熱ランプＬｐが点灯し、２次
電池Ｂｔの電池容量と負荷の大きさによって定まる時間
は、建物内の避難に必要な照度を確保するようにしてい
る。

【００２１】本実施例で使用しているコンバータは、実
施例１と同様の一石フォワード型のコンバータである
が、その電源が脈流である点と、負荷として２次電池Ｂ
ｔの充電を行っている点が異なっている。以下、詳細な
説明を行う。まず、制御回路２を動作させるための起動
回路は、抵抗Ｒ₁ 、Ｒ₁₁、Ｒ₁₂とダイオードＤ₁ 、
Ｄ₅、コンデンサＣ₁₂、ツェナーダイオードＺＤ₁ 及び
トランジスタＱ₄ で構成している。交流電源ＡＣが投入
されると、ダイオードＤ₅ 、抵抗Ｒ₁₁を介してコンデン
サＣ₁₂が充電され、トランジスタＱ₄ がＯＮする。所定
時間が経過すると、コンデンサＣ₁₂の電圧が上昇し、や
がてツェナーダイオードＺＤ₁ によって定まる電圧でク
ランプされる。したがって、ダイオードＤ₁ から出力さ
れる電圧は、ほぼツェナーダイオードＺＤ₁ によって定
まる電圧と同じであり、この電圧は制御回路２の発振開
始電圧よりも高い値に設定している。したがって、電源
投入後、制御回路２が動作を開始し、主スイッチング素
子としてのＭＯＳトランジスタＱ ₁ がＯＮ／ＯＦＦを繰
り返す。

【００２２】制御回路２が動作を開始すると、高周波ト
ランスＴ₁ の制御巻線Ｎ₃ に発生する電圧は、起動回路
から供給される電圧よりも高く設定しているため、発振
開始後は第１の実施例と同様に、電源電圧の変動に応じ
て制御巻線Ｎ₃ の出力電圧も変動する。例えば、電源電
圧が高くなると、抵抗Ｒ₁₃に流れる電流が増加する。ト
ランジスタＱ₅ ，Ｑ₆ は同一チップ上の複合トランジス
タで構成されたカレントミラー回路であり、抵抗Ｒ₁₃に
流れる電流と同じ電流がトランジスタＱ₆ にも流れる。
制御回路２（三菱電機株式会社製造のＭ５１９９６）の
フィードバック端子Ｆ／Ｂに流れる電流が増加すると、
制御回路２の特性として、オン・デューティを絞る方向
に制御するため、コンバータの発振出力が抑制され、結
果として電源電圧の変動に対して一定の出力が得られる
ものである。

【００２３】高周波トランスＴ₁ の出力巻線Ｎ₂ はダイ
オードＤ₂ ，Ｄ₄ 及びインダクタＬ ₂ 、コンデンサＣ₄
で整流平滑され、ダイオードＤ₆ と抵抗Ｒ₁₈を介して２
次電池Ｂｔが充電される。このとき、コンバータの出力
電圧としてのコンデンサＣ₄の電圧が２次電池Ｂｔの電
池電圧よりも高いため、ダイオードＤ₈ は逆バイアスさ
れており、トランジスタＱ₃ にはベース電流が流れない
ので、トランジスタＱ ₃ はオフ状態である。したがっ
て、ＭＯＳトランジスタＱ₂ もオフ状態であり、白熱ラ
ンプＬｐは消灯している。

【００２４】次に、商用電源ＡＣが停電した場合には、
コンバータの出力電圧が無くなるため、２次電池Ｂｔの
正極からトランジスタＱ₃ のエミッタ・ベース、ダイオ
ードＤ₈ 、抵抗Ｒ₁₉を介して２次電池Ｂｔの負極に至る
経路で電流が流れて、トランジスタＱ₃ がオン状態とな
る。トランジスタＱ₃ がオン状態となることによって、
ＭＯＳトランジスタＱ₂ が順バイアスされてオン状態と
なり、２次電池Ｂｔを電源として白熱ランプＬｐが点灯
する。

【００２５】このように、非常灯点灯装置の場合には、
商用電源ＡＣが火災等の事故によって故障し、一般的に
使用されている照明器具が、商用電源ＡＣの電圧低下に
よって必要な明るさを確保できないときに、代替手段と
して非常灯Ｌｐが点灯して、必要な照度を確保するもの
である。

【００２６】図３は本発明の第３実施例の回路図であ
る。本実施例は、図２に示した第２実施例において、高
周波トランスＴ₁ の出力巻線Ｎ₂ に接続された回路を変
形したものであり、コンバータの動作の有／無によっ
て、非常点灯させるか否かを決定するように構成したも
のである。図２に示した第２実施例では、コンバータの
出力電圧が電池電圧を下回ったとき非常点灯するように
構成していたが、図３に示した第３実施例では、構成を
簡略化して、より安定な動作を得ることができる。以
下、その主な動作について説明する。商用電源ＡＣの電
圧が低下したとき、高周波トランスＴ₁ の制御巻線Ｎ₃
に発生する電圧も低下し、やがて起動回路から供給され
る電圧よりも低くなる。起動回路の出力電圧は、その上
限値をツェナーダイオードＺＤ₁ によって規制されてい
るが、さらに商用電源電圧を低下させて行き、抵抗
Ｒ₁₁、Ｒ₁₂の分圧により得られる電圧がツェナーダイオ
ードＺＤ₁ のツェナー電圧Ｖ₁ を下回る時点では、抵抗
Ｒ₁₁、Ｒ₁₂の分圧により得られた電圧が出力される。し
たがって、この分圧された電圧が制御回路２の停止電圧
以下となるように抵抗Ｒ₁₁、Ｒ₁₂の分圧比を設定するこ
とによって、所定の電源電圧でコンバータを停止させる
ことができる。このように構成すれば、コンバータの２
次側に停電か否かの判別機能を持たせる必要はなく、コ
ンバータの動作停止が停電判別の機能を兼ねることにな
り、回路の簡略化が図れるものである。

【００２７】本実施例では、商用電源電圧が所定値以下
となったときに、コンバータを停止させる手段として、
商用電源電圧を抵抗Ｒ₁₁、Ｒ₁₂で分圧していたが、この
手段に限定されるものではなく、例えば、制御回路２の
電源端子Ｖｃｃへの電流供給路にスイッチング素子を設
けて、商用電源電圧が所定値以下となったときに、前記
スイッチング素子をオフさせるように構成しても同様の
機能を達成することができる。

【００２８】また、本実施例では、主スイッチング素子
としてのＭＯＳトランジスタＱ₁ のソースに抵抗Ｒ₁₀を
介して制御回路２の接地端子Ｇと回路上のグランドを共
通として、過電流状態を検出するようにしている。通
常、主スイッチング素子Ｑ₁ を駆動させるために必要な
ゲート電流は、このソース抵抗Ｒ₁₀を介して流すものも
多いが、本実施例では、主スイッチング素子Ｑ₁ のドラ
イブ用の電源を、図４に示すように接続し、抵抗Ｒ₁₀に
ドライブ電流を流さないように構成している。図中、Ｃ
はオープンコレクタ端子、Ｅはオープンエミッタ端子、
Ｏは出力端子である。このように、主スイッチング素子
Ｑ₁ のドライブ電流と主電流を分離したのは、以下の理
由による。つまり、コンバータの電源が平滑されていな
い脈流電圧であるため、図５に示すように、主スイッチ
ング素子Ｑ₁ のドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓが低いと
きには、主スイッチング素子Ｑ₁ のゲートから見た入力
容量Ｃｉが増加し、ゲート電流Ｉｇが増加する。しか
し、このとき、電源電圧が低いため、ドレイン電流Ｉｄ
は少ない電流となっている。このような脈流電源の谷点
付近では、ドレイン電流Ｉｄが減少するのに比べてゲー
ト電流Ｉｇが増加し、また、通常、ゲート電流Ｉｇはス
イッチング特性を良好にするためには、パルス状の電流
を流すものであるが、仮に、ソース抵抗にドレイン電流
Ｉｄとゲート電流Ｉｇの合成電流を流す構成にすると、
脈流電源の谷点付近でゲート電流Ｉｇの増加が大きく、
通常状態でも過負荷保護動作となることが考えられる。
そこで、本実施例のように、ゲート電流Ｉｇを分離する
ことにより、安定に動作させるものである。

【００２９】ところで、平滑された直流電源でコンバー
タを動作させる図１の実施例と、平滑しない脈流電源で
コンバータを動作させる図２又は図３の実施例を比較す
ると、図２又は図３の実施例の方がコンバータの変換効
率が高い。本発明者らは、コンバータの変換効率を向上
させるために、図６に示すような回路構成において、電
源平滑用のコンデンサＣ₂ の容量と変換効率ηの関係を
調べた。図７にその結果を示す。なお、変換効率ηは、
次式にて算出した。

【００３０】

【数２】

【００３１】ただし、Ｖ₀ は出力電圧、Ｉ₀ は出力電
流、Ｐ₁ は入力電力である。この結果から分かるよう
に、電源平滑用のコンデンサＣ₂ の容量が小さいほど、
変換効率を向上させることができ、脈流電源で動作させ
れば、最も変換効率を高めることができる。変換効率を
高めることにより、コンバータの損失を最小限に抑え、
充電装置の発熱を少なくし、２次電池と近接して配置し
ても２次電池への熱的影響を軽減できるものである。

【００３２】また、２次電池の自己発熱については、コ
ンバータの出力を平滑することによって電池に流れる充
電電流の高周波成分を除去し、これにより、２次電池の
発熱を低減している。高周波トランスＴ₁ の２次電圧を
平滑しない場合と平滑した場合の２次電池の温度上昇
は、平滑した方が低いことを実験で確認した。これは、
アルミニウム電解コンデンサなどと同様に、２次電池の
場合も周波数が高くなるにつれて、誘電正接（ｔａｎ
δ）が上昇することが原因と推定される。図８はアルミ
ニウム電解コンデンサ（１μＦ，３５Ｖ）と、アルミニ
ウム固体コンデンサ（０．０２μＦ，２５Ｖ）、タンタ
ル固体コンデンサ（１μＦ，３５Ｖ）について、使用さ
れる周波数〔ｋＨｚ〕と誘電正接（ｔａｎδ）の関係を
示している。この特性と同様に、２次電池の場合にも、
使用される周波数が高くなるにつれて、誘電正接（ｔａ
ｎδ）が上昇して、発熱が大きくなると考えられる。図
２又は図３の実施例の回路構成では、コンバータの２次
側出力を平滑していることにより、２次電池に流れる充
電電流の高周波成分を除去することができ、その発熱を
低減できるものである。

【００３３】一方、従来の充電装置は、例えば、特開平
２−２６９４１９号公報に開示されているように、商用
電源を整流平滑した直流電源で動作するＤＣ−ＤＣコン
バータを用いるものが多く、このコンバータのトランス
の２次側をダイオードで整流し、インダクタとコンデン
サによって平滑した後、２次電池を充電し、電池電圧の
上昇を検出して、所定値になったときに充電を打ち切る
ように構成されている。このようなＤＣ−ＤＣコンバー
タは、商用周波数の電圧を直接降圧トランスで降圧して
整流する方式に比べて、充電装置が小型となるため、非
常に良く使用されるのが現状である。また、特開平２−
２５４９３２号公報に示されるように、コンバータの出
力を平滑せず、整流した出力のみで２次電池を充電する
ことにより、部品点数の削減を可能とした例も存在す
る。

【００３４】しかしながら、これらの充電装置は、充電
時間が短時間である用途に適しており、昼夜連続で充電
させる用途には適さない。防災機器などでは、常に一定
電流で２次電池を充電することにより電池の自己放電を
補い、満充電状態を保つトリクル充電方式が採用されて
いる。特に、非常灯点灯装置では、同一器具内に充電装
置と電池を収納する必要があり、当然ながら小型化が望
まれている。このような非常灯点灯装置では、従来、低
周波トランスで充電を行っており、これが小型化の阻害
要因となっていた。もちろん、小型化の手段として、特
開平２−２６９４１９号公報や特開平２−２５４９３２
号公報に示されるように、ＤＣ−ＤＣコンバータを用い
てトリクル充電することも考えられるが、次のような問
題が生じる。

【００３５】充電装置と電池を同一器具に収納する必
要があるため、電池と充電装置が近接して取り付けら
れ、充電装置からの熱影響を電池が受ける。結果とし
て、電池温度を下げるためには、なるべく充電装置との
距離を遠ざける必要があり、低周波トランスを用いる場
合に比べて極端な小型化は達成できない。

【００３６】特開平２−２５４９３２号公報に示され
るように、コンバータの２次側を平滑しない場合には、
平滑する場合に比べて、電池の発熱が多くなり、更に小
型化に反するものとなる。

【００３７】トリクル充電における電池温度は、常に
その温度で使用されているため、電池寿命低下の最大要
因となる。特に、非常灯では、充電装置からの熱影響や
電池の自己発熱は安全性に関わる極めて重要な事項であ
る。

【００３８】電池温度を下げるために、短時間で高レ
ートの充電を行い、その後、低レートの充電を行う方式
も考えられるが、その場合は、高レートの充電に耐えら
れる容量の充電装置が必要となり、充電装置が大型化す
るという問題があり、また、充電レートを切り替えるた
めの制御回路が複雑となり、高価なものとなる。

【００３９】これらの問題を解決するには、図２又は図
３の実施例で説明したように、脈流電源によりコンバー
タを動作させ、その２次側出力を整流平滑して２次電池
を充電する方式を採用すれば良いものである。この脈流
電源によりコンバータを動作させる別の実施例を図９に
示した。この実施例では、２次電池Ｂｔの容量に対して
１／２０から１／３０の低レートでトリクル充電を行う
ものである。この実施例では、商用電源ＡＣをダイオー
ドブリッジＤＢにより全波整流した脈流電源から、抵抗
Ｒ₁ 、ダイオードＤ₁ を介してコンデンサＣ₅ を充電
し、その電圧をツェナーダイオードＺＤ₁ で規制して、
制御用電源を得ている。制御用電源から更にリップル除
去用として、抵抗Ｒ₁₄を介してコンデンサＣ₉ によって
安定な電源電圧を得ており、制御回路２（三菱電機株式
会社製造のＭ５１９９６）の電源端子Ｖｃｃに供給して
いる。電源端子Ｖｃｃの電圧が所定値以上になると、抵
抗Ｒｔ₁ ，Ｒｔ₂ 及びコンデンサＣｔと半固定抵抗ＶＲ
によって定まる周波数及びデューティで主スイッチング
素子Ｑ₁ のゲート電極が駆動される。

【００４０】主スイッチング素子Ｑ₁ が高周波でスイッ
チングを行い、降圧用の高周波トランスＴ₁ を介して２
次側に高周波電力を供給する。高周波トランスＴ₁ の２
次側出力は、ダイオードＤ₂ 及びフライホイール用のダ
イオードＤ₄ とインダクタＬ ₂ 及びコンデンサＣ₄ によ
って平滑整流される。平滑整流後、充電電流制限用の抵
抗Ｒ₁₈を介して２次電池Ｂｔが充電される。同時に、制
御巻線Ｎ₃ から得られる発振出力をダイオードＤ₃ を介
してコンデンサＣ₅ に充電して制御電源を確保してい
る。なお、ダイオードＤ₉ 、コンデンサＣ₃ 、抵抗Ｒ₃
はスナバー回路として作用している。以上が商用電源Ａ
Ｃが通電されている場合の回路動作である。

【００４１】次に、商用電源ＡＣが停電した場合には、
コンバータの電源が無くなるため、高周波トランスＴ₁
の２次側に接続されたコンデンサＣ₄ の電圧が低下し、
やがて零となる。コンデンサＣ₄ の電圧が電池電圧を下
回った時点で、トランジスタＱ₃ のベース電流がダイオ
ードＤ₈ 、抵抗Ｒ₁₉を介して流れ、トランジスタＱ₃が
オンとなる。トランジスタＱ₃ がオンになると、ＭＯＳ
トランジスタＱ₂ がＯＮとなり、２次電池Ｂｔを電源と
して、白熱ランプＬｐが点灯するものである。

【００４２】以上のような動作により、商用電源ＡＣが
通電されている場合には、ほぼ一定のレートで２次電池
Ｂｔをトリクル充電し、停電の場合には自動的に２次電
池Ｂｔを電源として、白熱ランプＬｐが点灯するもので
ある。この実施例では、脈流電源で動作させることによ
り無効電流が減少して変換効率が向上することに加え、
力率を高くすることができ、一電源分岐回路あたりの設
置台数を増やすことができる。また、降圧用の高周波ト
ランスＴ₁ の２次側を整流平滑し、高周波成分を除去し
たので、２次電池Ｂｔのｔａｎδが上昇することがな
く、自己発熱の影響を抑制できるものである。

【００４３】次に、図１０の実施例では、図９の実施例
に電源電圧変動補償機能を付加したものであり、その他
の部分は、図９の実施例と同様であるため、説明は省略
する。電源電圧が変動した場合、制御電源を得るための
制御巻線Ｎ₃ に発生する電圧が電源電圧の変動によって
変化する。例えば、電源電圧が高くなると、可変抵抗Ｖ
Ｒ、トランジスタＱ₅ 、抵抗Ｒ₁₅に流れる電流が増加
し、カレントミラー構成の抵抗Ｒ₂₄、トランジスタＱ
₆ 、抵抗Ｒ₁₆に流れる電流も増加する。この回路の場
合、抵抗Ｒ₂₄の一端が制御回路２のフィードバック端子
Ｆ／Ｂに接続されており、抵抗Ｒ₂₄に流れる電流が増加
すると、主スイッチング素子Ｑ₁ のオン・デューティが
小さくなるように設定されているため、コンバータの出
力電圧は低下する。以上の動作により、電源電圧が変化
しても出力電圧をほぼ一定に保つことができる。このこ
とにより、電源電圧が高くなっても、２次電池Ｂｔの温
度上昇を抑えることができ、更に小型化も図れるもので
ある。

【００４４】以上の実施例では、一石フォワード式のコ
ンバータを例示したが、本発明は、この方式に限定され
るものではなく、例えば、ハーフブリッジ式やプッシュ
プル式の回路にも適用できることは言うまでもない。

【００４５】

【発明の効果】本発明は、スイッチング素子と高周波ト
ランスを用いて、低周波電源を高周波電力に変換する電
源装置において、低周波電源から得た第１の電源よりも
高周波トランスの発振出力から得た第２の電源を高く設
定し、この第２の電圧源の電圧変化に基づいて負荷に供
給される高周波電力の変動を補償するようにスイッチン
グ素子を制御しているので、簡単な構成で安定した出力
を得ることができ、電源装置のコストを低減できるとい
う効果がある。

【００４６】また、商用電源が所定値まで低下したと
き、第１の電圧源が第２の電圧源よりも高くなるように
設定し、第１の電圧源の電圧が一定値以下になると、ス
イッチング素子の発振を停止するように構成したので、
不安定な間欠的発振が生じることはなく、負荷回路の動
作の安定化や回路の簡略化が実現できるという効果があ
る。さらに、主スイッチング素子の駆動電流を主電流と
分離し、主電流のみを検出して、保護動作を行うように
構成したことにより、誤動作が少なく、信頼性の高い電
源装置を提供できるという効果がある。

【００４７】なお、商用電源を整流した脈流電源により
ＤＣ−ＤＣコンバータを動作させれば、無効電流が少な
く、力率も高くなり、変換効率が向上して、充電装置の
発熱が小さくなり、２次電池と近接して取り付けること
が可能となり、非常用電源装置の小型化が図れる。ま
た、コンバータの２次側を平滑し、高周波成分を除去し
て２次電池を充電すれば、２次電池の自己温度上昇を抑
制でき、信頼性を高めることができ、これにより、電池
寿命を損なうことなく、小型で安価なトリクル用の充電
装置を提供することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１実施例の回路図である。

【図２】本発明の第２実施例の回路図である。

【図３】本発明の第３実施例の回路図である。

【図４】本発明の第３実施例の要部構成を示す回路図で
ある。

【図５】本発明の第３実施例の動作説明のための特性図
である。

【図６】本発明の第３実施例の動作説明のための回路図
である。

【図７】コンバータの効率と平滑コンデンサの容量の関
係を示す特性図である。

【図８】コンデンサの誘電正接の周波数特性図である。

【図９】本発明の第４実施例の回路図である。

【図１０】本発明の第５実施例の回路図である。

【図１１】従来例の回路図である。

【符号の説明】

１制御回路ＡＣ交流電源ＤＢダイオードブリッジＱ₁ 主スイッチング素子Ｔ₁ 高周波トランスＣ₂ コンデンサＣ₅ コンデンサＮ₃ 制御巻線ＺＤ₁ ツェナーダイオード

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】直流又は商用周波数の低周波電源を高
周波電力に変換するためのスイッチング素子と高周波ト
ランスを有し、負荷に前記高周波電力を供給する装置に
おいて、低周波電源から得た第１の電圧源と、高周波ト
ランスの発振出力から得た第２の電圧源のうち、電圧の
高い方の電圧源を前記スイッチング素子を駆動させる電
源とし、通常の電源電圧の変動範囲では第２の電圧源の
電圧が第１の電圧源の電圧よりも高くなるように設定
し、前記負荷に供給される高周波電力の変動を第２の電
圧源の電圧変化に基づいて補償するように前記スイッチ
ング素子を制御するための制御手段を備えることを特徴
とする電源装置。
【請求項２】電源電圧が所定値以下になったとき
に、第２の電圧源の電圧が第１の電圧源の電圧よりも低
くなるように設定し、前記制御手段は第１の電圧源の電
圧が動作停止電圧以下になったときに、前記スイッチン
グ素子の発振を停止させるように構成されていることを
特徴とする請求項１記載の電源装置。
【請求項３】商用電源を整流した脈流電源を高周波
に変換するためのスイッチング素子として、電界効果型
のスイッチング素子を用いる装置において、スイッチン
グ素子に流れる電流を検出するための電流検出素子を受
け、この電流検出素子はスイッチング素子を駆動させる
電流が流れない箇所に挿入したことを特徴とする電源装
置。
【請求項４】商用電源を整流した脈流電源を高周波
電力に変換するためのスイッチング素子と高周波トラン
スを有し、高周波トランスの２次側出力を整流平滑する
ための整流平滑手段と、前記整流平滑手段により高周波
リップルを除去された直流電力により充電される２次電
池とを備えることを特徴とする電源装置。
【請求項５】前記整流平滑手段における平滑用コン
デンサの電圧低下時に導通状態となる第２のスイッチン
グ素子と、第２のスイッチング素子を介して前記２次電
池に接続された非常灯とを備えることを特徴とする請求
項４記載の電源装置。