JPH06503461A - 無線受信機のためのビタービイコライザ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 無線受信機のためのビタービイコライザ発明の背景 本発明は一般的には変調信号を受信するよう動作する受信機の受信機回路に関し 、がっ、より特定的には、ビタービイコライザ、およびこれを導入した、受信機 の一部を形成する、最尤シーケンス推定装置（ｍａｘｉｍｕｍ　ｌ１ｋｅｌｉｈ ｏｏｄ　５ｅｑｕｅｎｃｅ　ｅｓｔｉｍａｔ。

ｒ）に関する。

通信システムは情報（以後「情報信号」と称する）を２つまたはそれ以上の位置 の間で送信するよう動作し、かつ送信チャネルによって相互結合された送信機お よび受信機を含む。情報は送信チャネルによって前記送信機により受信機に送信 される。無線通信システムは前記送信チャネルが無線周波チャネルからなる通信 システムであり、この場合前記無線周波チャネルはある範囲の周波数の電磁周波 数スペクトルによって規定される。

無線通信システムの一部を形成する送信機は送信されるべき情報信号を無線周波 チャネルによって送信するのに適した形式に変換するための回路を含む。そのよ うな回路は変調回路と称され変調と称されるプロセスを行う。そのようなプロセ スにおいては、前記情報信号は無線周波電磁波に刻み込まれ、この場合該無線周 波電磁波は前記情報信号が送信されるべき無線周波チャネルを規定する周波数範 囲内の周波数のものである。無線周波電磁波は一般に「キャリア信号」と称され 、かつ該無線周波電磁波はいったん前記情報信号によって変調されると、通常、 変調信号または変調された信号と称される。

変調信号を形成するためにキャリア信号に情報信号を刻み込むための種々の変調 機構が知られている。

１つのそのような変調機構は位相変調であり、その場合は前記情報信号は前記キ ャリア信号に対して該キャリア信号の位相が前記情報信号の情報内容に対応して 変えられるように前記キャリア信号に刻み込まれる。変調信号の位相変化はそれ によって変調信号の情報内容を形成する。該変調信号の位相の適切な検出によっ て前記情報信号の再生かり能になる。

関連する変調機構は差分位相変調（ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ　ｐｈａｓｅ　ｍ ｏｄｕｌａｔｉｏｎ）てあり、この場合は変調信号の差分位相変化（すなわち、 変調信号の隣接部分の間の位相差）が変調信号の情報内容を形成する。

変調信号の差分位相変化の適切な検出が前記情報信号の再生を可能にする。

無線通信システムは送信機と受信機との間に何らの物理的相互接続も要求されな いという点で有利であり、いったん情報信号が変調されて変調信号が形成される と、該変調信号は大きな距離にわたって送信できる。

セルラ通信システムは無線通信システムの１つの形式である。そのようなセルラ 通信システムにおいて動作する無線電話は変調信号の同時的な発生および受信を 可能にする回路を含み、それによって無線電話と遠隔に位置する送受信機との間 の２方向通信を可能にする。これらの遠隔に位置する送受信機、一般には［ベー スステーション」と称される、は物理的に伝統的な電話ネットワークに接続され て無線電話と伝統的な電話ネットワークのある固定された位置との間の通信を可 能にしている。

セルラ通信システムはある地理的領域にわたり間隔を開けて離れた位置に数多く のベースステーションを配置することにより形成される。各ベースステーション は１つ、または数多くの、無線電話によってそこに送信される変調信号を受信し 、かつ変調信号をその１つの、または多くの、無線電話に送信するための回路を 含んでいる。ある周波数帯域（アメリカ合衆国においては、８００ＭＨｚと９０ ０ＭＨｚとの間に広がっている）がセルラ通信システムによる無線電話通信のた めに割当てられている。

該セルラ通信システムを形成するベースステーションの各々の配置は注意深く選 択され、少なくとも１つのベースステーションが前記地理的領域にわたる任意の 場所に位置する無線電話によって送信される変調信号を受信するよう配置される ことを保証する。

ベースステーションの間隔を開けた配置の性格のため、ベースステーションが位 置する地理的領域の部分は前記ベースステーションの個々の１つと関連している 。前記間隔を開けて配置されたベースステーションの各々に最も近い地理的領域 の部分は「セル」を規定し、複数のセル（各々１つのベースステーションに関連 する）が−緒になってセルラ通信システムによって包含される地理的領域を形成 する。前記セルラ通信システムの任意のセルの境界内に位置する無線電話は変調 信号を少なくとも１つのベースステーションに送信し、かつ少なくとも１つのベ ースステーションから受信することができる。

セルラ通信システムのベースステーションおよび無線電話は該無線電話と該無線 電話が位置するセルに関連するベースステーションとの間で、該無線電話がセル の間を移動する場合に、連続的なかつ中断されない通信ができるようにする回路 を含んでいるから、セルラ通信システムによる通信は自動車で移動している時に 無線電話を操作する者にとって特に都合がよいものである。

セルラ通信システムによる通信の人口が増大したことにより、いくつかの場合に おいて、セルラ無線電話通信のために割当てられた周波数帯域のすべての利用可 能なチャネルを完全に使用している状態を生じている。その結果、無線電話通信 に割当てられた周波数帯域をより効率的に利用するために種々のアイディアが提 案されている。無線電話通信のために割当てられた周波数帯域をより効率的に利 用することにより、現存するセルラ通信システムの送信容量を増大することがで きる。

１つのそのような提案によれば２つまたはそれ以上の無線電話が単一の送信チャ ネルを共有することを可能にする。

２つまたはそれ以上の無線電話が単一の送信チャネルによって信号を送信しまた は受信する時、現存するセルラ通信システムの容量を倍にすることができる。同 じ送信チャネルを共有する無線電話から送信される、あるいは該無線電話に送信 される、信号は同時に送信できないが（同時送信は信号のオーバラップを引起こ し、それによって両方の信号の検出を不可能にする）、信号は間欠的なバースト で送信できる。情報信号をディスクリートまたは離散形式に符号化しく例えば、 ディスクリート形式の２進データストリームを形成し）かつそのような符号化プ ロセスによって発生されたディスクリート形式に符号化された信号を変調するこ とにより、結果として得られた変調信号は間欠的なバーストで送信できる。その ような変調信号は受信機によって再生されそれによって送信信号情報内容を決定 できる。

キャリア信号に対しディスクリートに符号化された情報信号を変調するのに適し た変調技術は前に述べた、差分（ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｉａｌ）位相変調技術であ る。より詳細には、特定の差分変調技術、ｈ　／　４差分位相シフトキーイング （ＤＱＰＳＫ）変調技術がアメリカ合衆国における増大された容量のセルラ通信 システムのための標準の変調技術として選択されてきている。

情報信号をディスクリートの２進データストリームに符号化することはまた、前 記送信チャネルによって変調信号を送信する間に該変調信号に導入されるノイズ が前記情報信号が伝統的なアナログ信号からなる場合よりも前記情報信号がディ スクリートな２進データストリームからなる場合のほうがより容易に検出および 除去できるため、都合がよい。

離散的に符号化された（かつ上に述べたπ／４　ＤＱＰＳＫ変調技術によって変 調された）情報信号からなる変調信号の送信の間に生しる歪みは受信機回路の一 部を形成するイコライザ回路によって除去できる。該イコライザは、例えば、Ｉ ＥＥＥ　Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎ　Ｏｎ　Ｃ。

ｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ、１９７４年５月、第Ｃ０Ｍ−２２巻、第５号、におけ るＧｏｔｔｆｒｉｅｄ　Ｕｎｇｅｒｂｏｅｃｋによる、”Ａｄａｐｔｉｖｅ　Ｍ ａｘｉｍｕｍ−Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ　Ｒｅｃｅｉｖｅｒ　Ｆｏｒ　Ｃａｒｒｉ ｅｒ−Ｍｏｄｕｌａｔｅｄ　Ｄａｔａ−Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ　Ｓｙｓｔｅ ｍ”　と題する論文に記載されているような、最尤シーケンス推定装置（ＭＬＳ Ｅ）から構成することができる。

開示されたＭＬＳＥは好ましくはマツチドフィルタおよびビタービイコライザか らなる。マツチドフィルタおよびビタービイコライザはプロセッサ回路で実施さ れるアルゴリズムによって実現できる。

受信機によって受信された変調信号は復調回路によって復調され、かつ次にＭＬ ＳＥのマツチドフィルタに印加される。該マツチドフィルタはろ波信号を発生し 、該ろ波信号はビタービイコライザに印加される。ビタービイコライザはある周 波数チャネルによる送信の間に発生する信号の歪みを修正するよう動作する。

前記ビタービイコライザは最も起こり得る一連のシンボルを表す最尤経路または パス（ｍａｘｉｍｕｎ　Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ　ｐａｔｈｓ）を決定する。ビタ ービアルゴリズムの可能な経路またはパスの数は変調信号の可能なシンボル値の 数に関係するのみならず（π／４　ＤＱＰＳＫ信号の場合には、任意の時間にお いて該信号は第１の部分集合の値の内の４つの可能な値の内の１つであるが、引 続く時間における信号は第２の部分集合の値の４つの可能な値の内の１つであり 、従って、総合的には、π／４　ＤＱＰＳＫ信号は８個の異なる値の内の１つで ある）、一連のシンボルにおけるシンボルの数に指数関数的に（ｅｘｐ。

ｎｅｎｔｉａｌｌｙ）関係する。この指数関数的関係のため、最尤経路を決定す るためにビタービイコライザに要求される計算の数がかなり多くなる。そのよう なかなりの数の必要な計算は時間を消費しかつビタービイコライザが適切な決定 を行うめに多くの処理時間が必要となる。

従って、最尤経路を適切に決定するためにより少しの処理時間を必要とするのみ の複雑さの少ないビタービイコライザが望ましい。

発明の概要 従って、本発明は信号を検出するためのビタービイコライザを好適に提供する。

本発明はさらにπ／４、差分、位相シフトキーイング、変調信号を受信するよう 動作するビタービイコライザを好適に提供する。

本発明はさらに他の利点および特徴を有しており、それらの詳細は以下の好まし い実施例の詳細な説明を参照することによりさらに明らかになるであろう。

従って、本発明によれば、複数のシンボルからなる信号を検出するためのビター ビイコライザが開示され、該ビタービイコライザにおいては、信号を構成する複 数のシンボルの各々が１組の可能なシンボルの内のあるシンボルのシンボル値に 対応するシンボル値の信号を構成する。前記ビターピイコライザはシンボル値の 組によって規定される可能な状態によっである時間インターバルにおける許容さ れる状態を規定し、かつ前記ある時間インターバルの隣接する部分における可能 な状態を接続する経路またはパスを規定する。前記ある時間インターバルの少な くとも２つの隣接するものが前記ある時間インターバルのグループを形成し、前 記ある時間インターバルの少なくとも２つの隣接するものの内の個々のものはそ れに関連して許容される状態の部分集合を有する。前記ある時間インターバルの グループの前記ある時間インターバルに関連する部分集合はオーバラップしない 要素から構成され、それによって許容される状態を接続する経路が前記ある時間 インターバルのそれぞれのものに関連する部分集合を構成する可能な状態の間に 延在するようにされる。

ビタービイコライザは最大の経路を形成するためにサバイバ経路として隣接時間 インターバルにおける状態を接続する経路を選択するよう動作しそれによって信 号を検出する。

図面の簡単な説明 本発明は添付の図面に照らして明細書を参照することによりさらによく理解でき 、該図面においては、第１図は、情報信号を送信しかつ受信するよう動作可能な 通信システムを示すブロック図であり、第２図は、π／４　ＤＱＰＳＫ信号の許 容されるシンボルからなる集合を示すグラフであり、 第３図は、π／４　ＤＱＰＳＫ変調機構の隣接シンボル間の関係を示すグラフで あり、 第４図は、π／４　ＤＱＰＳＫ変調機構の隣接シンボル間の関係を示す、第３図 と同様の、グラフであり、第５図は、π／４　ＤＱＰＳＫ信号の許容されるシン ポル値の第１の部分集合のシンボルを示すグラフであり、第６図は、π／４　Ｄ ＱＰＳＫ信号の許容されるシンボル値の第２の部分集合のシンボルを示すグラフ であり、第７図は、本発明の好ましい実施例に係わる受信機のチャネルイコライ ザを具備する、ビタービイコライザを含む、最尤シーケンス推定装置のブロック 図であり、第８Ａ図は、ビタービイコライザの動作を表わすのに一般に利用され るトレリスを示す図式的説明図であり、第８Ｂ図は、本発明の好ましい実施例に 係わるビタービイコライザを表わす、第８Ａ図と同様の、ビタービイコライザの トレリスの図式的説明図であり、第９図は、本発明の他の好ましい実施例に係わ るビタービイコライザのトレリスを示す図式的説明図であり、そして 第１０図は、本発明の好ましい実施例に係わるビタービイコライザがその一部を 形成する無線電話を示すブロック図である。

好ま【、い実施例の詳細な説明 まず始めに第１図のブロック図を参照すると、参照番号２０で総括的に参照され る、通信システムが示されている。

通信システム２０はデジタル的に符号化された情報信号を送信しかつ受信するよ う動作可能である。ここではブロック２４によって表わされる、アナログ情報源 は、例えば、音声信号またはデータ信号のような、情報信号のソースを表わす。

情報源２４が音声信号からなる場合には、情報源２４は該音声信号を所望の特性 の電気信号に変換するための、変換器、または他の適切な回路、を含んでいる。

アナログ情報源２４によって発生された情報信号はソースエンコーダ２８に供給 される。ソースエンコーダ２８は情報源２４によってそこに供給された情報信号 を符号化機構に従ってデジタル信号に変換する。

ソースエンコーダ２８によって発生されたデジタル信号はチャネルエンコーダ３ ２に供給される。

チャネルエンコーダ３２はそこに供給されたデジタル信号を、例えば、ブロック および／またはたたみ込み符号化技術（ｃｏｎｖｏｌｕｔｉｏｎａｌ　ｃｏｄｉ ｎｇ　ｔｅｃｈｎｉｑｕｅ）のような、コーディング技術に従って符号化する。

チャネルエンコーダ３２はソースエンコーダ２８によってそこに供給されるデジ タル信号の冗長度（ｒｅｄ　ｕ　ｎ　ｄ　ａ　ｎ　ｃ　ｙ）を増大するよう動作 する。デジタル信号の冗長度を増大することにより、ある周波数チャネルによっ て送信される信号の歪みが情報源２４によって発生される情報信号の情報内容を 誤って解釈する結果を招く可能性が少なくなる。

チャネルエンコーダ３２によって発生された符号化された信号は変調器３８に供 給される。変調器３８はそこに供給された符号化信号をある変調技術に従って変 調するよう動作する。本発明の好ま（−い実施例においては、変調器３８はそこ に供給された信号を差分符号化変調機構に従って変調し、特に、π／４　ＤＱＰ ＳＫ変調信号を形成するよう動作する。

情報源２４、ソースエンコーダ２８、チャネルエンコーダ３２、および変調器３ ８は一緒になって、通信システム２０の、参照数字４２で示され、かつ点線で示 されたブロックによっ−ご図示された、送信機を構成する。

変調器３８は、ここでは前にも述べたように好ましくはπ／’４　ＤＱＰＳＫ変 調信号である変調信号を発生し、該変調信号は、ここではブロック４８で示され る、ある周波数チャネルによって送信される。典型的には、前記変調信号が送信 されるチャネルはノイズがないわけではなく、むしろ、（図面において矢印５２ で示される）ノイズによって引起こされる歪みおよび符号量干渉（ｉｎｔｅｒｓ ｙｍｂｏ［１ｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）のため送信機４２て発生された変調信号 に歪みを生ずる結果となる。

周波数チャネル４８によって送信機４２により送信された変調信号は、ここでは 点線で示されたブロックによって示される、受信機５６により受信される。受信 機５６は本発明のシステムおよび方法を導入した受信機を表す。

受信機５６によって受信された受信信号は受信機５６の一部を形成する復調器６ ２に供給される。復調器６２は前記受信信号を本質的に送信機４２の変調器３８ が変調信号を発生するプロセスの逆であるプロセスによって受信信号を復調する 。復調器６２は復調信号を発生し、該復調信号はチャネルイコライザ６６に供給 される。チャネルイコライザ６６は周波数チャネル４８によって送信された信号 に対する歪みを修正するよう動作する。

チャネルイコライザ６６は等化された信号を発生し、該等化された信号はチャネ ルデコーダ７０に供給される。チャネルデコーダ７０はシステム２０の送信機４ ２のエンコーダ３２に対応するが、チャネルイコライザ６６によってそこに供給 された等化された（しかしながら、依然として符号化された）信号をデコードす るよう機能する。

チャネルデコーダ７０はデコード信号を発生し、該デコード信号はソースデコー ダ７４に供給される。ソースデコーダ７４はそこに供給された信号を情報シンク ８０に印加するのに適した形式に変換する。情報シンク８０は、例えば、イアピ ースまたは受信機のスピーカ部、あるいはソースデコーダ７４によって発生され たデコー信号を含む電気信号を人間が知覚可能な形式に変換するための他のその よう変換器から構成することができる。

復調器６２、チャネルイコライザ６６、チャネルデコーダ７０、ソースデコーダ ７４、および情報シンク８０を表わすブロックは受信機５６を示すブロック内に 描かれており、それによってブロック６２〜８０のそれぞれの回路が一緒になっ て受信機を構成することを表している。

次に第２図のグラフに移ると、π／４　ＤＱＰＳＫ信号の集合（ｃｏｎｓｔｅｌ ｌａｔｉｏｎ　５ｅｔ）が図式的に示されている。該集合は横座標軸１０４およ び縦座標軸１０８から形成され２つの軸が原点１１２において交差する座標軸シ ステムにプロットされている。横座標軸および縦座標軸１０４および１０８はし ばしば、それぞれ、実軸および虚軸（ｒｅａｌ　ａｎｄ　ｉｍａｇｉｎａｒｙ　 ａｘｅｓ）と称される。

以下の好ましい実施例の詳細な説明はπ／４−ＤＱＰＳＫ変調機構に関して説明 されているが、本発明は数多くの他の変調機構のイコライザ回路の複雑さも同様 に低減できる。例えば、２進位相シフトキーイング変調を有する８レベルＰＳＫ 機構において動作するイコライザも同様にその複雑さを低減したものとすること ができる。

共にπ／４　ＤＱＰＳＫ信号の集合を形成するシンボル値からなるシンボルセッ トが原点１１２の回りに延在する単位円の回りに等距離で配置されたポイント１ １６，１２０．１２４，１２８，１３２，１３６．１４０および１４４によって 表わされている。軸１０４および１０８が、それぞれ、実軸および虚軸と称され る場合は、各ポイント１１６〜１４４は大きさおよび位相で表わすことができる 。

各ポイント１１６〜１４４の大きさく振幅）は（それぞれのポイント１１６〜１ ４４が原点１１２から単位円上の同じ距離に配置されているため）同じであるか ら、各ポイント１１６〜１４４は単に位相で表わすことができる。原点１１２の 回りの等しい間隔のため、π／４　ＤＱＰＳＫのシンボルセットを構成する８個 のポイントは互いに４５度の角度位相だけ離れている。従って、ラジアンに関し て、ポイント１１６はゼロのシンボルである称することができ、ポイント１２０ はπ／４のシンボルと称することができ、ポイント１２４はπ／２のシンボルと 称することができ、ポイント１２８は３π／４のシンボルと称することができ、 ポイント１３２はπのシンボルと称することができ、ポイント１３６は５π／４ のシンボルと称することができ、ポイント１４０は３π／２のシンボルと称する ことができ、かつポイント１４４は７π／４のシンボルと称することができる。

差分符号化機構においては、変調信号の情報内容は隣接シンボル間の差分位相変 化に含まれている。

ポイント１１６〜１４４はまた番号Ｏ〜７によって示すことができ、すなわち、 ポイント１１６は“０”によって表わすことができ、ポイント１２０は“１”に よって表わすことができ、ポイント１２４は“２”で表わすことができ、以下同 様である。

従って、π／４　ＤＱＰＳＫ変調機構においては、変調信号の隣接シンボル間の 位相変化が該信号の情報内容を形成する。π／４　ＤＱＰＳＫ信号の隣接シンボ ル間の可能な位相変化は＋／−π／４、および＋／−３π／４であると規定され る。送信機４２の変調器３８がπ／４　ＤＱＰＳＫの変調信号を形成する時、該 変調信号の各シンボルはポイント１１６〜１４４を規定する位相の１つに対応す る位相となっており、かつ、結果として得られる、変調信号の隣接シンボルは位 相が上に規定した位相だけオフセットすることになる。

次に、第３図のグラフに移ると、π／４　ＤＱＰＳＫ変調機構の隣接シンボル間 の関係が示されている。第２図のグラフで規定された座標軸システムと同様に、 横座標軸および縦座標軸、ここではそれぞれ軸１５４および１５８、が原点、こ こでは原点１６２、で交差している。ここでは“Ｘ”　１６６によって示される 、ゼロラジアンの位相を有するシンボルが横座標軸１５４上にプロットされてい る。

シンボル１６６の後にかつそれに直接隣接して送信されるシンボルはシンボル１ ６６に関し位相で上に規定したような位相たけ（すなわち、十／′−π／′４ま たは＋／−３π／４ラジアン）オフセットしている。

グラフの上では、次の状態のシンボルはシンボル１６６の位相に関し位相的にオ フセットしていなければならない。

特に、上に述べた機構によれば、シンボル１６６の送信に続いて送信されるシン ボルはシンボル１７０，１７４．１７８または１８２に対応する位相のものでな ければならない。シンボル１６６は軸１５４の上にプロットされており、かつ各 々の可能な、続いて送信されるシンボルは位相的にオフセットしており、軸１５ ４または１５８の１つの上にプロットされた位相のものでないことに注意を要す る。同様に、もしシンボル１６６が、これに対し、シンボル１６６が縦座標軸１ ５８の上にプロットされるような位相のものであれば、可能な、次に送信される シンボルは同様に軸１５４および１５８のオフセットした位置にプロットされる ことになる。

次に第４図のグラフに移ると、π／４　ＤＱＰＳＫ変調機構での隣接シンボル間 の関係が同様に示されている。第３図のグラフにおいて規定した座標軸システム と同様に、横座標軸および縦座標軸、ここではそれぞれ軸２０４および２０８、 は原点、ここでは原点２１２、で交差している。

ここでは“Ｘ″２１６で示される、π／４ラジアンの位相を有するシンボルは座 標軸システム２０４〜２０８の上にプロットされている。シンボル２１８の後に 、かつそれにすぐ隣接して、送信されるシンボルは位相的にシンボル２１８に関 し上に規定したような位相だけオフセットしている。グラフの上で、次の状態の シンボルはシンボル２１８の位相に関し位相の上でオフセットしていなければな らない。特に、かつ上に述べた機構によって、シンボル２１８の送信に続いて送 信されるシンボルはシンボル２２２，２２６．２３０または２３４に対応する位 相のものでなければならない。

シンボル２１８は両方の軸２０４および２０８からオフセットしてプロットされ ており、かつ各々の可能な次に送信されるシンボルは位相的にオフセットしてお りかつ軸２０４および２０８の１一つの上にプロットされた位相のものであるこ とに注意を要する。同様に、もしシンボル２１８が、これに代わり、軸２０４お よび２０８に関して位相の上でオフセットしたいずかの他のシンボル値に対応す る位相のものであれば、可能な次に送信されるシンボルは同様に軸２０４および ２０８の内の１つの上の位置にプロットされることになる。

第５図は、前の図のグラフと同様に、原点、ここでは原点２６２、で交差する、 互いに直交する軸、ここでは軸２５４および２５８、から形成される座標軸シス テムによって規定されるグラフを示す。ポイント２７０，２７４，２７８および ２８２はπ／４　ＤＱＰＳＫ変調信号の可能なシンボル値の内の４つを表わして いる。ポイント２６６〜２７８は第３図のポイントｌ　７０／１８２に対応する 。ポイント２６６〜２７８は従って軸２５４または２５８の内の１つの上のポイ ントによって表わされるシンボルの送信の直後に隣接して送信できる可能な次に 送信されるシンボルを表わすことになる。ポイント２６６〜２７８は、π／４　 ＤＱＰＳＫ変調信号の４つのシンボル値を表わすが、第１の部分集合（ｓｕｂｓ ｅｔ）のシンボルを形成するものと考えることができる。

第６図は、前の図のグラフと同様に、原点、ここでは原点３１２、で交差する互 いに直交する軸、ここでは軸３０４および３０８、によって形成される座標軸シ ステムによって規定されるグラフを示す。ポイント３２２，３２６゜３３０およ び３３４はπ／４　ＤＱＰＳＫ変調信号の可能なシンボル値の内の４つを表わし ており、かつ従って、その部分集合を形成する。ポイント３２２〜３３４は従っ て軸３０４〜３０８の１つからオフセットしたポイントによって表されるシンボ ルの送信に隣接して直ちに引続き送信可能なシンボルを表わしている。π／４　 ＤＱＰＳＫ変調信号の４つのシンボル値を表わす、ポイント３２２〜３３４は第 ２の部分集合のシンボルを形成するものと考えることができる。

再び第１図の通信システム２０のブロック図を参照すると、送信機４２の変調器 ３８はそこに供給された信号をπ／４　ＤＱＰＳＫ変調機構に従って変調するよ う動作する時、送信チャネル４８によって送信される信号は次の式で表される。

この場合、 α　＝　ｊ２πｄ　／８、 ｎ　ｅ　ｎ 指数部にあるｄ　は（第２図のポイント１１６〜１１４に割り当てられた数値に 対応する）値０〜７を有するデータシンボルであり、そして ｆ　（ｔ）は変調器３８に印加される２送信号の送信された等価なベースバンド パルスの値である。上の式で表されるシーケンスのシンボルは変調信号を構成す るシンボルのシンボル値を形成する。

送信チャネル４８によって送信機４２により送信された後に、受信機５６によっ て受信される信号は次の式で表される。

ｙ　（ｔ）　＝Σａ　ｈ　（ｔ−ｎＴ）＋ｗ　（ｔ）この場合、 ｈ　（ｔ）＝ｇ　（ｔ）Ｉｆ　（ｔ）　すなわち、送信された等価ベースバンド パルスおよび送信チャネル４８を構成するマルチパスチャネルの複素ローパスフ ィルタ等価インパルス応答のコンボリューションであり、ｗ（ｔ）は加法性ホワ イトガウスノイズ（ａｄｄｉｔｉｖｅ　ｗｈｉｔｅ、ｇａｕｓｓｉａｎ　ｎｏｉ ｓｅ：ＡＷＧＮ）を表す時変値（ｔｉｍｅ−ｖａｒｙｉｎｇ　ｖａｌｕｅ）であ る。

第１図の受信機５６の復調器６２は送信チャネル４８によって送信された信号の 周波数を低減してベースバンド周波数の信号を発生するよう動作する。該ベース バンド周波数の信号は、上に述べたように、受信機によって受信される信号を表 すものと同じ方程式によって表すことができかつ、従って、チャネルイコライザ ６０に供給される信号も上の式で表すことができる。

受信機５６のチャネルイコライザ６６は好ましくは、上に述べたように、最尤シ ーケンス推定装置（ＭＬＳＥ）から構成される。第７図は、本発明の好ましい実 施例に係わる、第１図に示された、チャネルイコライザ６６を含む、参照数字３ ６６で示される、ＭＬＳＥのブロック図である。

ＭＬＳＥ３６６はマツチドフィルタ３７８に供給されるライン３７２上の一連の シンボルを受信する。マツチドフィルタ３７８はライン３８４上にろ波された信 号を発生し、該信号はビタービイコライザ３９０に供給される。ビタービイコラ イザ３９０は等化された信号をライン３９６上に発生する。ライン３９６上に発 生された信号はチャネルデコーダ７０により、第１図に示される、チャネルデコ ード回路に供給される。（もちろん、他の実施例においては、チャネルはマツチ ドフィルタを付加することなくビタービイコライザによって形成できることに注 意を要する。）ＭＬＳＥ３６６のマツチドフィルタ３７８は、数学的に次の式で 表すことができるサフィシャント統計量（ｓｕｆｆｉｃｉｅｎｔ　５ｔａｔｉｓ ｔｉｃ）ｚ　と称される、値を計算する。

ｚｎ＝ｇＭＦ　（ｔ）　＊ｙ　（ｔ）　ｌ　ｔ＝ｎＴｇＭＦ　（Ｄはマツチドフ ィルタのゲインであり、ｙ　（ｔ）は（上に規定した）受信信号であり、ｒ　は サンプルシーケンスであり、そして、チャネル自己相関、Ｓｌ、は以下のコンボ リューションである。

ｓ　＝ｇ　（ｔ）　＊ｈ　（ｔ）　ｌ　、、、＝ｓ　、＊　ＭＦ また、マツチドフィルタのゲイン、ｇ　（ｔ）はｈＦ （１）の時間反転、複素共役（ｔ　ｉｍｅ−ｉｎｖｅｒｓｅ。

ｃｏｍｐｌｅｘ　ｃｏｎｊｕｇａｔｅ）に等しく、すなわち、次のようになる。

ｇＭＦ（ｔ）　−ｈ＊　（ｔ） ＭＬＳＥ３６６は、最も送信される可能性が高いシーケンスとして、サバイバメ トリック（３ｕｒｖｉｖｏｒ　ｍｅ　ｔ　ｒ　ｉ　ｃ）　、すなわち状態［σ　 ］から状態σ　の−１ｎ 間のＪ　（σ　）と称される、メトリック方程式の値を最ｎ　ｎ 大にするシーケンス［α　コを次の式に従って決定するよう動作する。

Ｊ　（σ　）＝２Ｒｅ　（α。＊ｚｎ）ｎ　ｎ （σ　）→σ。

−Ｆ（σｎ−１．σｎ）） この場合、Ｆ（σｎ−１．σｎ）は次の式で支配される状態遷移メトリックとし て規定される。

Ｆ（σｎ−１．σｎ）Ｌ ＝α　＊Ｓ　α　＋２Ｒｅ　（α　＊ΣＳ！αｎ−１）ｎ　Ｏｎ　ｎ １＝１ この場合、 σ　”　（ｄｎ−Ｌ＋１・・・・・・ｄ　）、そしてｙｌ　ｎ Ｌはメモリのシンボルの数である。

状態σｎ−１’　σ。は変調機構の集合の可能な組のシンボル値であると定義さ れる。

ＭＬＳＥ３６６のビタービイコライザ３９０はサバイバメトリックＪ　（σ　） の値を発生するよう動作する。πｎ　ｎ ／４　ＤＱＰＳＫ変調機構においては、α。の振幅は１であり、すなわち、１α 　１＝１である。

従って、サバイバメトリックＪ　（σ　）を規定する方ｎ　ｎ 程式は次のように書き直すことができる。

Ｊ　（σ　）＝２Ｒｅ　（α　＊ｚ　）ｎ　Ｈｎｎ （σ　）→σ。

−Ｆ（σｎ−１．σｎ）） この場合、状態遷移メトリックＦ（σｎ−１，σｎ）は次のようになる。

Ｆ（σｎ−１．σｎ） ＝Ｒｅ（α　＊　Σ８１αｎ−１） １＝１ 前に述べたように、かつ上の式で数学的に示されるように、ビタービ方程式は最 も起こりそうなシンボルのシーケンスを表す最尤経路（ｍａｘｉｍｕｍ　ｌ１ｋ ｅｌｉｈ。

ｏｄ　ｐａｔｈ）を決定するよう動作する。ビタービイコライザは典型的にはプ ロセシング回路内に構成されたアルゴリズム（ビタービアルゴリズム）から形成 される。上の方程式（例えば、サバイバメトリックおよび状態遷移メトリックを 規定する方程式）はそのようなビタービアルゴリズム内に組み込むことができる 。そのようなイコライザのハードウェアによる実現は、もちろん、可能である。

ビタービイコライザ（これは、上に述べたように、典型的には適切なプロセッサ 回路内に組み込まれたビタービアルゴリズムからなる。）の動作はしばしば図式 的に信号の可能な状態が縦方向に延びるコラムの要素として表されるトレリス（ ｔｒｅｌｌｉｓ）によって表される。隣接期間の許容される信号状態も同様に縦 方向に延びるコラムによって図式的に表される。各々時間的に任意のインターバ ルにおけるシンボルの可能なシンボル値を表す、縦方向に延びたコラムの集合は アレイを形成し、そのようなアレイは一般にビタービイコライザのトレリスと称 される。

第８Ａ図は、そのようなトレリスの一部を図式的に示すものである。該トレリス は図面においては参照数字４００によって示されている。トレリス４００は８レ ベルの信号を検出するよう動作する８状態ビタービイコライザ（この場合は、イ コライザメモリ、Ｌ％は１に等しい）を表す。

そのような信号は、例えば、８つのＰＳＫ信号集団、またはπ／４　ＤＱＰＳＫ 信号集団を含むことができる。トレリス４００はπ／４　ＤＱＰＳＫ変調信号を 受信する受信機において動作可能な現存するイコライザを表す。第２図に示され る集合は８レベルの信号を形成し、そこでは任意のシンボルはポイント１１．６ 〜１１４に対応する、ある値、ここでは位相、のちのとなり、かつ前記信号の数 値０〜７によって表される。トレリス４００は該トレリスの状態を規定するシン ボルの集合が単一のシンボルからなる単純化したイコライザを表す。

伝統的な８レベルシステムにおいては、続いて送信されるシンボルのシンボル値 はまた８個の値の内の任意のものとなり得る。

第１−の縦方向に延びるコラムの要素を形成するポイントは図面においては参照 数字４０４Ａ〜４０４Ｈで示されており、第２の縦方向に延びるコラムの要素を 表すポイントはポイント４０８Ａ〜４０８Ｈによって表され、第３の縦方向に延 びるコラムの要素を表すポイントはポイント４１２八〜４１２Ｈによって表され 、そして第４の縦方向に延びるコラム４１６Ａ〜４１６Ｈの要素を表すポイント は参照数字４１６Ａ〜４１６Ｈによって示される。（付加的なシンボルを表す付 加的なコラムは、もちろん、同様に描くことができる）。ポイント４０４Ａ−Ｈ ，４０８Ａ−Ｈ。

４１２Ａ〜Ｈおよび４１６Ａ−Ｈはまた第２図の集合によって規定される可能な シンボル値の組から形成される（前の方程式においてはσによって表される）可 能な状態に対応した状態０〜７によって示される。トレリス４００については、 各組は単一のシンボルからなる（すなわち、前の式においては、Ｌ＝１）。

縦方向に延びるコラムの隣接するものの要素を相互接続するラインは隣接時間イ ンターバルの状態の間で許容される状態遷移を示す。伝統的な８レベルにおいて は、任意の時間インターバルにおいては、各々の状態は８個の可能な値のシンボ ルの組からなる。該トレリスの任意の状態に対して、８つの可能な次の状態があ る。図面においては、参照数字４０４Ａ−０〜４０４Ａ−７で示されるラインは シンボル４０４Ａと可能な引き続く状態との間の可能な状態遷移を示す。８つの 異なる経路が可能である。同様の経路はシンボル４０４Ｂ〜４０４Ｈについても 描くことができる。従って、６４の可能な組合せの状態遷移が任意の２つの隣接 するインターバルの間で可能である。（そのような経路は、簡潔化のため図面で は示されていないが、−緒になってトレリスに特有の交差するラインのグループ を形成する。）サバイバメトリックおよび状態遷移メトリックを計算するために 前に説明した式の計算は該トレリスによって表される各経路（ｐ　ａ　ｔ　ｈ） に対して行なわなければならない。

しかしながら、π／４　ＤＱＰＳＫ信号の注意深い分析によって、（前に第３図 および第４図のグラフで示したように）、任意の特定のシンボル値に対して４つ の可能な次の状態のシンボル値のみが可能であることが分かる。そのような次の 状態のシンボル値は第５図および第６図に示される値のいずれかのみである。ビ タービイコライザのトレリスの状態が、任意の状態のトレリスに対して、シンボ ルの集合であるから、４つの可能な次の状態のみが存在し、かつ第８図のトレリ ス４００に示されるように、８つの可能な次の状態はない。従って、任意のシン ボル値に対して、４つの次の状態値のみが可能であり、伝統的な８レベルの信号 において可能であったような８つの可能な次の状態の値は無く、これはそのため に動作するビタービイコライザのトレリス４００によって示されている。π／４ 　ＤＱＰＳＫ信号のこの特性はビタービイコライザのサバイバメトリックを決定 するのに必要な計算の数を低減する上で有利に用いることができる。

第８Ｂ図は、π／４　ＤＱＰＳＫ変調機構によって変調された信号を受信するよ う動作可能な本発明の好ましい実施例のビタービイコライザを表す、参照数字５ ００によって総括的に参照される、トレリスの図式的表現である。

第７図のトレリス４００のものと同様に、トレリス５００は信号の可能な状態を 表す要素からなる縦方向に延在するコラムからなる。しかしながら、トレリス５ ００は第８Ａ図のトレリス４００のものと、各々のコラムが８つの要素から構成 されるのではなく、トレリス５００の各コラムは４つの要素から構成されている 点において異なっている。

より特定的には、トレリス５００の第１のコラムはポイント５０４Ａ、５０４Ｂ 、５０４Ｃおよび５０４Ｄからなり、トレリス５００の第２のコラムはポイント ５０８Ｅ、５０８Ｆ、５０８Ｇおよび５０８Ｈからなり、トレリス５００の第３ のコラムはポイント５１２Ａ、５１２Ｂ、５１２Ｃおよび５１２Ｄからなり、ト レリス５００の第４のコラムはポイント５１２Ｅ、５１２Ｆ、５１２Ｇおよび５ １２Ｈからなる。前と同様に、ポイント５０４　Ａ−Ｄ〜５１６Ｅ−Ｈはまた第 ２図の集合によって規定される可能なシンボル値の組からなる許容される状態に 対応する状態０〜７によって示される。トレリス５００に対しては、各組は単一 のシンボルからなる（すなわち、前の式においては、Ｌ＝１）。

例えば、ポイント５０４Ａ〜５０４Ｄは第５図の第１の部分集合のシンボルのポ イント２６６〜２７８によって表されるシンボルの値に対応する値を有するシン ボルを表すことができ、かつポイント５０８Ｅ〜５０８Ｈは第６図の第２の部分 集合のシンボルのポイント３２２〜３３４によって表されるシンボルの値に対応 する値を有するシンボルを表すことができる。

任意の与えられた状態に対して、可能な次の状態は４つのみである。例えば、ポ イント５０４Ａと次の状態との間には４つのパスが可能である。そのような可能 なパスはライン５０４Ａ−０，５０４Ａ−１，５０４Ａ−２，５０４Ａ−３およ び５０４Ａ−４によって示される。同様の経路をポイント５０４Ｂ〜５０４Ｄに よって描くことができる。

（そのようなパスは簡潔化のため図面には示されていない。

）従って、１６の組合せの状態遷移が任意の２つの隣接するインターバルの間で 可能である。そのような可能な組合せの値は第８Ａ図のトレリス４００の可能な 組合せの数よりかなり少ない。

トレリス５００を調べることによって該トレリス５００によって表されるビター ビイコライザが交番するシンボル時間における可能な状態は第１の部分集合のシ ンボル値を表し、かつ介在するシンボル時間における可能な状態は第２の部分集 合のシンボルを表すように構成されることが判る。

本発明によれば、他の変調機構においても、ビタービイコライザの複雑さの同様 の低減が実現できる。

第８Ｂ図のトレリス５００を表すものと同様に動作する、プロセシング回路内に 構成されるビタービアルゴリズムのような、ビタービイコライザの構成は現存す るビタービイコライザよりもはるかに簡単であり、従って、π／４　ＤＱＰＳＫ 変調技術によって形成された離散的に符号化された信号を検出するよう動作する ビタービイコライザのより高速の動作を可能にする。

第９図は、本発明の好ましい実施例の技術に従って構成された、ここでは参照数 字６００によって示される、他のトレリス５００の図式的表現であり、かつ総括 的に参照数字６００によって表されている。第９図のトレリス６００は、それに よって表されるビタービイコライザが交番するシンボル時間における可能な状態 が第１の部分集合のシンボル値を表し、かつ介在するシンボル時間における可能 な状態が第２の部分集合のシンボルを表すように構成される点で、第８図のトレ リス５００のものと同じである。

しかしながら、トレリス６００は第８図のトレリス５００と、トレリス６００が イコライザの２シンボルメモリ表現を図式的に示す点で異なっている。すなわち 、縦方向に延在するフラムを形成する可能な状態の各コラムは、隣接して送信さ れる、２つのシンボルの値を表している。このようにして構成されたビタービイ コライザは「２シンボル（ｔｗｏ−ｓｙｍｂｏ　Ｌ）Ｊメモリを有すると称され る。

（そのような「２シンボルメモリ」イコライザが計算する方程式も前に述べたも のと同じである。）トレリス６００の左側の第１のコラムに形成されたポイント ６０４Ａは最も最近（ｒｎｏｓｔ　ｒｅｃｅｎｔ）に“１″の値を有しかつより 前（ｌｅｓｓ　ｒｅｃｅｎｔ）に値“０”を有するシーケンスで送信される２つ のシンボルを表す。（１”の値はπ／４の位相を表し、かつ０”はゼロラジアン の位相を表す。）トレリス６００の他の可能な状態は同様にシンボルの組によっ て表すことができる。

トレリス６００のポイント６０４Ａと第２のコラムのポイントとの間に４つのラ インが延びている。トレリス６００の各々の縦方向に延びるコラムは１６の可能 な値を有するものである。すなわち、第１のコラムによって表される時間インタ ーバルに１６の状態が規定される。パスに対応するラインが間に延びている。番 号は付されていないが、そのようなラインは第８Ｂ図のライン５０４Ａ　Ｏ〜５ ０４Ａ−３と類似している。

「３シンボル（ｔｈｒｅｅ−ｓｙｍｂｏｌ）Ｊ　（またはそれより大きい）メモ リを有するイコライザを表すトレリスもまた表現できることに注意を有する。そ のようなトレリスの可能な状態は３つ（またはそれ以上の数の）要素を含むシン ボルの組によって表されることになる。

最後に第１０図のブロック図に移ると、本発明の教示に従って構成された、総括 的に参照数字７００によって参照される、送受信機が示されている。ここではア ンテナ７０４によって示される、送信機によって送信される信号は送信チャネル によって送信され、かつ送受信機のアンテナ７０６によって受信される。アンテ ナ７０６によって知覚された信号を示す信号はライン７０８上に発生されかつフ ィルタ７１２に供給される。アンテナ７０４によって受信された信号を示す信号 はライン７０８上に発生されかつフィルタ７１２に供給される。フィルタ７１２ はライン７１６上にろ波された信号を発生し、該ろ波された信号は第１のダウン ミキサ回路７２０に供給される。ミキサ回路７２０はさらに発振器７２８によっ て発生されるライン７２４上の発信信号を受信する。

ミキサ回路７２０はライン７３２上にダウンミキシングされた信号を発生し、該 信号はフィルタ７３６に供給される。フィルタ７３６はライン７４０上にろ波さ れた信号を発生し、該信号は第２のダウンミキサ７４４に供給される。

第２のダウンミキサ７４４はまた発振器７５２によって発生されるライン７４８ 上の発振信号を受信する。発振器７２８および７５２の発振周波数は好ましくは 、かつ図示のごとく、ライン７６０および７６４によるそれらへの接続によって 発振器７５６の発振周波数により制御される。

第２のダウンミキサ７４４はライン７６６上に信号を発生し、該信号はフィルタ ７６８に供給される。フィルタ７６８はライン７７０上にろ波された信号を発生 する。参照数字７０８〜７５６によって示される要素は一緒になって復調器７７ １を形成し、該復調器７７１は図面においては要素７０８〜７５６を含む点線で 示されたブロックによって示されている。

ライン７７０上に発生される信号はイコライザ７７２に供給される。図示のごと く、イコライザ７７２はマツチドフィルタ７７６およびビタービアルゴリズム７ ８０から構成される。イコライザ７７２は最尤シーケンス推定装置を形成する第 １０図のイコライザ７００と構造的に同じである。イコライザ７７２はライン７ ８６上に等化された信号を発生し、該信号はチャネルデコーダ７９０に供給され る。

デコーダ７９０はライン７９６上にデコードされた信号を発生し、該信号は音声 デコーダ８０２に供給される。音声デコーダ８０２はライン８０８上にデコード された信号を発生し、該信号は変換器、ここではスピーカ８１２に供給される。

送受信機７００のブロック図はさらに送受信機の送信部を示している。送受信機 の送信部は、概略的に、マイクロフォンのようなライン９６２によって変調器９ ５６に結合された変換器９５０、ライン９７４上に変調器９５６によって発生さ れる変調信号を受信するよう結合されたミキサ９６８を具備するように示されて いる。ミキサ９６８の回路はまた、ライン９７６によるミキサ９６８と発振器７ ５６の接続により示された、基準発振器７５６により発生される発振信号を受け 入れる。ミキサ９６８はライン９８０上にミキシングされた信号を発生し、該信 号はフィルタ９８４に供給される。フィルタ９８４およびフィルタ７１２は、例 えば、伝統的な送受切替器（ｄｕｐｌｅｘｅｒ）を構成する。フィルタ９８４は ろ渡された信号をライン９９０上に発生し、該信号はそこから信号を送信するた めにアンテナ７０６に結合されている。イコライザ７７２のビタービアルゴリズ ムは伝統的な構成のイコライザよりも複雑でないから、ライン７８６上に等化さ れた信号を発生するために必要とされる処理時間が低減される。

本発明が種々の図面に示された好ましい実施例に関して説明されたが、他の同様 の実施例も用いることが可能でありかつ本発明から離れることなく本発明と同じ 機能を達成するために上に説明した実施例に対して変更および付加を行なうこと が可能なことを理解すべきである。従って、本発明はいずれかの単一の実施例に 限定されるべきではなく、むしろ添付の請求の範囲の記載に従った広さおよび範 囲で解釈されるべきである。

ＦＩＣ：、１ Ｆｌに！、７ フロントページの続き （７２）発明者　バウム・ケビン　エルアメリカ合衆国イリノイ州　６０１９５ 、ホフマン・エスティン、ウィンストン・ドライブ３６９５

Claims (7)

【特許請求の範囲】
1. １．送信機によって送信チャネルを介し受信機に送信された一連のシンボルから なる信号を受信するよう動作する受信機のためのビタービイコライザであって、 前記信号を構成する一連のシンボルの内の各シンボルは１組の可能なシンボルの 内のあるシンボルのシンボル値に対応するあるシンボル値を有し、前記ビタービ イコライザは前記送信チャネルによって送信する前に前記送信機によって発生さ れる一連のシンボルを表す最尤パスを決定するためのものであり、前記ビタービ イコライザは、 ある時間インターバルにおける可能な状態を規定するための手段であって、該可 能な状態は前記組の可能なシンボル値の部分集合によって規定され、前記ある時 間インターバルの内の隣接するものにおいて可能な状態を規定する前記部分集合 は少なくとも１つのオーバラップしない要素からなるもの、 前記ある時間インターバルの内の隣接するものにおいて規定される可能な状態を 接続するためのパスを形成する手段、そして 前記隣接時間インターバルにおける状態を接続するパスの内の個々のものをサバ イバパスとして選択し送信チャネルによるその送信に先立ち前記送信機によって 発生される一連のシンボルを表す最尤パスを形成するための手段、を具備するビ タービイコライザ。
2. ２．前記可能な状態を規定するための手段によって規定される前記可能な状態は π／４、差分、位相シフトキーイング変調信号のシンボル値からなる、請求の範 囲第１項に記載のビタービイコライザ、
3. ３．前記π／４、差分、位相シフトキーイング変調信号のシンボル値はπ／４の 集合を含むシンボルの位相からなる、請求の範囲第２項に記載のビタービイコラ イザ。
4. ４．前記ある時間インターバルの内の第１の任意の２つの隣接するものにおいて 可能な状態を規定するための前記手段によって規定される可能な状態は可能な状 態の第１の部分集合を構成し、かつ前記ある時間インターバルの内の第２の任意 の２つの隣接するものにおいて可能な状態を規定するための前記手段によって規 定される可能な状態は可能な状態の第２の部分集合を構成する、請求の範囲第３ 項に記載のビタービイコライザ。
5. ５．前記可能な状態の第１の部分集合は第１の部分集合の前記π／４集合を構成 し、かつ前記可能な状態の第２の部分集合はπ／４の集合の第２の部分集合を構 成する、請求の範囲第４項に記載のビタービイコライザ。
6. ６．前記第１の部分集合の可能な状態はπ／４集合の４つの位相を含む、請求の 範囲第５項に記載のビタービイコライザ。
7. ７．前記第２の部分集合の可能な状態はπ／４集合の４つの位相を含む、請求の 範囲第６項に記載のビタービイコライザ。