JPH06501600A - Ｎｔｓｃ同一チャンネル混信を低減させる残留側波帯高精細度送信システム - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ＮＴＳＣ同一チヤンネル混信を低減させる残留側波帯高精細度送信システム 本発明は、通常、テレビジョン信号送信システムに関し、特にＮＴＳＣ同一チヤ ンネル混信に対して低感度を有する残留側波帯（ＶＳＢ）ディジタルテレビジョ ン信号送信装置に関する。

同時放送は大規模なＮＴＳＣ受信設備を時代遅れにすることなく高精度のテレビ ジョンサービスを提供する技術である。簡単に言うならば、同時放送は６　Ｍ　 Ｈｚの各テレビジョンチャンネルに２つの異なるフォーマットでエンコードされ た同一のプログラム材料を同時に送信することを考慮する。例えば、特定のプロ グラムを第１の６　Ｍ　Ｈｚのテレビジョンチャンネルに送信するためにＮＴＳ Ｃフォーマットでエンコードし、第２の異なる６ＭＨｚのテレビジョンチャンネ ルに送信するためにＨＤＴＶでエンコードする。従って、ＮＴＳＣ受信機のみを 備えている視聴者は第１のチャンネルに同調することによってＮＴＳＣフォーマ ットでエンコードされたプログラムを受信しそれを再生することができ、ＨＤＴ Ｖを備える視聴者は、第２のチャンネルに同調することによってＨＤＴＶフォー マントでエンコードされたプログラムを受信しそれを再生することができ、 もちろん、前述した内容は、与えられたＮＴＳＣサービスエリヤ内でＨＤＴＶの エンコード信号の送信のために追加の６ＭＨｚテレビジョンチャンネルの割り当 てを考慮している。このような追加のチャンネルは、通常、この目的のために利 用可能であるが、同じチャンネルの少なくともいくつかは、テレビジョンサービ スエリヤの近傍のＮＴＳＣ用に配置されがちである。これは、テレビジョンサー ビス領域に近い同じチャンネルのＨＤＴＶ及びＮＴＳＣ送信が互いに干渉する同 一チャンネル混信の問題を生じる。受信されたＨＤＴＶ信号へのＮＴＳＣ同一チ ヤンネル混信は、特にＮＴＳＣ送信を特徴とする比較的大きな画像及びカラー搬 送波による特定の関係である。すべてのディジタル送信標準を使用するＨＤＴＶ システムがこの関連に付加される。なぜならば、送信機の近傍からの過度なＮＴ ＳＣ同一チヤンネル混信は、受信機の性能を次第に低下させるのではなく　ＨＤ ＴＶ受信機が画像を再生することを不意に不可能にするからである。

提案された多数のＨＤＴＶシステムは、６　Ｍ　Ｈｚテレビジョンチャンネルの 中間に配置された直角位相抑圧搬送波を有する一対の振幅変調２重側波帯成分を 有する送信標準を考慮している。この送信標準は、ある望ましい属性を有するか 多数の欠点をも有する。まず第１に２つの直角位相の間のクロストークは、これ の発生を防止するか補償するために特別の処置がとられない限り、受信機の性能 をかなり低下させる。他の形態の送信標準、例えばＶＳＢ送信は、クロストーク の欠点を有することはなく、他の観点、特に送信がディジタルフォーマットで行 われる場合に等しく望ましい。しかしながら、ＮＴＳＣ同一チヤンネル混信の問 題は、このような送信標準をうまく使用する前に、重要な考慮すべき事柄として 残る。

従って、本発明の基本的な目的は、改良された同時放送テレビジョン信号システ ムを提供することである。

本発明の他の目的は、ＶＳＢ同時放送テレビジョン信号送信システムの同一チャ ンネル混信の影響を低減することである。

本発明のさらに他の目的は、ＨＤＴＶ受信機のＮＴＳＣ信号の画像及びカラー搬 送波によって生じる同一チャンネル混信の影響を低減することである。

本発明のさらに他の目的は、すべてのディジタルＨＤＴＶ送信標準に応答して像 を再生するように作用するＨＤＴＶ受信機のＮＴＳＣ信号によって生じる同一チ ャンネル混信の影響を低減することである。

本発明のこれら及び他の目的及び利点は図面に関連して次の説明を読むことによ って明らかになろう。

図１は、本発明によって製造されたテレビジョン信号送信システムのブロック図 である。

図２は、本発明による６　Ｍ　ＨｚのＨＤＴＶのスペクトルを示すグラフである 。

図３は、同一チャンネルＨＤＴＶ及びＮＴＳＣ送信に本発明のＨＤＴＶ受信機の 応答を示すグラフである。

図４Ａ及び４Ｂは、本発明による図１の送信機及び受信機に使用されるコンプリ メンタリ−回路のブロック図である。

図５Ａ及び図５Ｂは、図４Ａ及び図４Ｂに示す回路のインパルス応答特性を示す 図である。

図６は図４Ｂに示す周波数領域応答を示すグラフである。

図７Ａ及び図７Ｂは、本発明による図１の送信機及び受信機に使用される追加の コンプリメンタリ−回路のブロック図である。

図８Ａ及び図８Ｂは、図７Ａ及び図７Ｂに示す回路のインパルス応答特性を示す 図である。

図９は図８Ｂに示す回路の周波数領域応答を示す図である。

図１０Ａ及び図１０Ｂは図４　Ａ　ｓ　７　Ａ及び図４Ｂ、図７Ｂの回路の機能 をそれぞれ組み合わせる合成回路のブロック図である。

図１１Ａ及び図１１Ｂは、図１ＯＡ及び図１０Ｂにそれぞれ示す回路のインパル ス応答特性を示す図である。

図１２は、図１１Ｂに示す回路の周波数領域応答を示すグラフである。

図１３Ａ及び図１３Ｂは、本発明による図１の送信機及び受信機にそれぞれ使用 する他のコンプリメンタリ回路対のブロック図である。

図１４Ａ及び図１４Ｂは、図１３Ａ及び図１３Ｂにそれぞれ示す回路のインパル ス応答特性を示す図である。

図１５は図１３Ｂに示す回路の周波数応答を示す図である。

図１６は、図１に受信機に組み込まれる同一チャンネル混信フィルタのブロック 図である。

本発明によって解決される問題は、図１のブロック図にほぼ示されている。全体 として参照数字１０として示されるＨＤＴＶ送信機は、選択されたチャンネルに 同調されたＨＤＴＶ受信機１００によって受信及び再生可能なように選択された ６　Ｍ　ＨｚテレビジョンチャンネルにＨＤＴＶエンコード信号を放送する。同 時にＮＴＳＣ送信１２００は、テレビジョンサービスエリヤの近傍の同じチャン ネルにＮＴＳＣエンコード信号を放送する。その物理的な場所を含む種々の要因 によって、ＨＤＴＶ受信機１００は、ＨＤＴＶ送信機１０からの望ましい信号に 加えてＮＴＳＣ送信機２００からのかなりの強さの望ましくない混信成分を受信 する。望ましくない混信信号は望ましいＨＤＴＶ信号と同じチャンネル上に送信 されるから通常同一チャンネル混信と称される。ＨＤＴＶ受信機の同一チャンネ ル混信信号は、すべてのディジタルＨＤＴＶ送信標準が使用される場合に問題を 提出する。

特に、同一チャンネル混信信号が受信機のＨＤＴＶディジタル信号を「圧倒する 」に十分な強さであるとき、ある品質の像を再生するための受信機の性能は完全 にそれに妥協するものとなる。さらに、ＨＤＴＶ受信機のこの障害はＮＴＳＣ同 一チヤンネル信号の強さの変化によって突然に起こる。これはＮＴＳＣ同一混信 信号の強さの変化か受信機の信号対ノイズ性能のゆるやかな変化を生じるアナロ グＨＤＴＶ送信装置とは対照的である。

従来技術で既知であるように、ＮＴＳＣ同一混信信号のスペクトルは６　Ｍ　Ｈ ｚのテレビジョンチャンネルを占め、ルマ成分、クロマ成分及びオーディオ成分 を含む。

ルマ成分は、約４　Ｍ　Ｈｚの帯域を有し、チャンネルの一端から１．２５ＭＨ ｚ離れた画像搬送波で変調される。

約Ｉ　Ｍ　Ｈｚの帯域を有するクロマ成分は画像搬送波から約３．５８ＭＨｚ離 れた副搬送波によって変調される。

オーディオ成分は、チャンネルの他端から１．２５ＭＨ２離れた（すなわち、画 像搬送波から４．５ＭＨｚ離れた）画像搬送波で変調される。同一混信の主な属 性は、比較的大きなＮＴＳ画像搬送波及びクロマ副搬送波と、それより少ない程 度のオーディオ搬送波である。

図２は本発明によるＨＤＴＶ送信チャンネルのスペクトルを示す。このチャンネ ルは、ＶＳＢ信号が図示したように送信されるＮＴＳＣ送信チャンネルに対応す る６ＭＨｚを占める。特に、各ナイキストスロープ１２は、チャンネルの各縁部 のスロープ１２の間に伸びるほぼ平坦な応答部分１４を有する。各ナイキストス ロープ１２の中央の周波数の間の間隔は、ｆｓ／２として表示することができる チャンネルのナイキスト幅を形成し、ここでｆｓは、チャンネルを通って送信さ れるデータのサンプリング速度である。チャンネル用の抑圧画像搬送波ｆＣは、 チャンネルの下縁部でナイキストスロープ１２の中央周波数１６に対応する周波 数を有するように選択され、従って、それはチャンネルの下縁部でナイキストス ロープ１２に沿った周波数を含む残留側波帯部分と、チャンネルの上縁部まで残 りの周波数を含む単一の周波数部分とを有する。画像搬送波ｆｃの変調は、画像 搬送波それ自身の周波数を除いてすべての周波数での直角位相成分に帰する。こ れは直角位相パイロットｆｐを画像搬送波ｆｃの周波数でチャンネル内に挿入す ることを可能にし、画像搬送波の変調によって生じる直角成分の混信なしに受信 機での再生を容易にする。

本発明によれば、チャンネルのナイキスト帯域ｆｓ／２は６つの等しい部分に分 割される。ＮＴＳＣ同一画像搬送波ｆｐｉｘとカラー副搬送波ｆｃｓとの間の間 隔はｆ　ｃ　ｓ　＝　（４／６）　ｆ　ｓ／２のような６つの部分の内４つから 成るものとして定義される。従って、ｆｃｓ−ｆｓ／３またはサンプリング速度 ｔｓ−３ｆｃｓは、はぼ１０．７６２ＭＨｚに等しい。さらに、前に述べたよう に、ＮＴＳＣ同一画像搬送波ｆｐｉｘと画像搬送波ｆｃとの間の間隔は、ｆ　ｓ 　／　１２を有し、チャンネルの上縁部のナイキストスロープ１２の中央の周波 数１６とＮＴＳＣ同一チヤンネルカラー副搬送波ｆｃｓとの間の間隔は、ｆ　ｓ 　／　１２に等しい。ナイキストスロープ１２の中央周波数１６から各チャンネ ル縁部への間隔は、はぼ３０９．５ＫＨｚである。

図３は、ＨＤＴＶ受信機１００のベースバンド応答を示す。この図面に示すよう に、ＨＤＴＶ受信機の名目上の応答は、線２０によって示されるようにチャンネ ルにわたってほぼ平行であり、ｆ　ｓ　／　２のナイキスト帯域によって特徴づ けられる。ベースバンドＨＤＴＶ信号は再生された搬送波に応答する同期検出機 によってつくられ、この搬送波は、抑圧ＨＤＴＶ搬送波ｆｃに対応する周波数及 び位相を有する。ＮＴＳＣ同一信号の存在において、再生された搬送波に応答し た検出がｆ　ｓ　／　１２及び５ｆｓ、、、、’１２に対応した問波数で一対の 混信周波数信号を提供する。特に第１の混信ビート信号は、再生された搬送波及 びＮＴＳＣ画像搬送波に応答したｆ　ｓ　／　１２に対応する周波数でつくられ 、第２のビート信号は、再生された搬送波及びＮ　Ｔ　Ｓ　Ｃクロマ副搬送波に 応答した５ｆｓ７／”　ｌ　’）に対応する周波数でつくられる。混信ビート信 号は、参照数字２２及び２４によってそれぞれ図３に示される。さらに以下に詳 細に説明するように、同一混信ビートの影響を低減するために受信機１００は参 照数字２６によって示されるこれら２つのビート周波数で各ノツチを含む応答を 有するフィルタを含む。

例えば、ＮＴＳＣ及びＨＤＴＶエンコード信号の間の変換を容易にするためにＮ ＴＳＣ送信の水平走査速度の数倍にデータサンプリング速度を固定することが望 ましい。ＮＴＳＣの水平走査速度ｆｈに対する名目的なビデオサンプリング速度 ｆｓの関連によって、ｆ　ｓ−３ｆ　ｃ　ｓ−３（４５５ｆ　ｈ／２）　−６８ ２，５ｆｈが得られる。

従って、ｆｓとｆｈとの間の整数的な関係を確立するために、ｆｓは、例えば６ ８０と６８４との間のｆｈの倍数に等しくなるように選択される。提案された本 発明の好ましい実施例によれば、サンプリング速度ｆｓは６８４ｆｈに等しくな るように選択される。いずれの場合においても、応答２６のノツチはそれらの名 目の周波数かられずかに変位するが、これはＮＴＳＣ混信ビートか変位したノツ チにさらに密接に一致するようにＨＤＴＶＲＦチャンネルをわずかにシフトする ことによって少なくとも部分的にずれる。例えば、これは、その下方縁部に向か って約３８ＫＨｚだけＲＦチャンネルをシフトすることによって６８４ｆｈにな るように選択される場合に達成される。また、例えば、シンク成分のようなＨＤ ＴＶ信号のある成分を回復するためにラインコムの使用を容易にするためにＮＴ ＳＣ水平方向のライン速度の１／２の整数倍に等しい画像キャリヤ周波数ｆｃを 設定するためにＲＦチャンネルをわずかにシフトすることが望ましい。

前述したように再び図１を参照すると、ＨＤＴＶ送信８１１０は、クロックジェ ネレータ３１からクロック信号ｆｓを受けて名目的に３ｆｓｃに等しいｆｓのデ ータサンプリング比率で約３７　Ｍ　Ｈｚまでの帯域を有するディジタルビデオ 信号を提供するビデオソース３０を有する。

前述したように、サンプリング比率は、ＮＴＳＣ水平方向速度ｆｈに関して整数 の関係１例えばｆｓ−６８４ｆｈを侍する。それには制限されないが、ソース３ ０によって提供されたビデオ信号は好ましくはフレーム毎に累進的に走査される ７８７．５本の線を有し、その内の７２０本はＮＴＳＣ領域速度に対応する垂直 方向の反復速度と、ＮＴＳＣ水平走査速度の３倍に対応する水平方向の反復速度 とを有するアクティブビデオを示す。ソース３０によって形成されたビデオ信号 は、ビデオコンプレッサ３２に供給され、ビデオコンプレッサ３２は標準的な６ ＭＨｚのテレビジョンのチャンネルを通ってその送信か＝７能なように３７　Ｍ 　Ｈｚのビデオ信号を十分に抑圧する。抑圧ビデオ信号は、以下にさらに詳細に 説明するプリコーダ３４に接続され、それから送信用のＶＳＢモジュレータ３６ に送られる。コンプレッサ３２とプリコーダ３４はクロックジェネレータ３１か らのクロック信号に応答して走査される。モジュレータ３６には、対応するＮＴ ＳＣ画像搬送周波数以下のｆ　ｓ　／　１２の名目周波数を有する搬送波信号が 供給される。また、搬送波信号の直角位相信号は、直角位相パイロット信号ｆｐ の発生を容易にするためにモジュレータ３６に供給される。クロック及び搬送波 信号の周波数は、もちろん前述したような名目上の値かられずかに調整すること ができる。ビデオ信号はＮ水準のデータサンプルのシーケンスとして送信され、 送信は好ましくは抑圧された搬送波の形態のモジュレータ３６によって行われ、 直角位相パイロット信号ｆｐを有する図２に示すようなＶＳＢ信号は、受信機１ ００での搬送波の発生を容易にするために提供される。

受信機１００は、チューナー及びＨＤＴＶ信号が送信される６　Ｍ　Ｈｚのテレ ビジョンチャンネルに同調されるＩＦ段１１０を含む。テレビジョンサービスエ リヤの近傍で送信機２００によって同じチャンネル上にＮＴＳＣ同一信号放送と ともに同調されたＨＤＴＶ信号は、段１１０のＩＦ周波数に変換され、同期検出 器１２０の出力端に接続されている。段１１０の出力部は、搬送波リジェネレー タ１３０に接続され、リジェネレータ１３０はＨＤＴＶ抑圧搬送波ｆｃに等しい が直角位相である周波数を有する信号を再発生するための受信パイロット信号に 応答する。搬送波リジェネレータ１３０は、好ましくは狭い帯域周波数及び位相 同期ループを有する。リジェネレータ搬送波は９０°位相シフト回路１３２に供 給され、そこから同期検出器１２０の第２の入力端に供給される。図３の各線に よって表される同期検出器１２０の出力端は、線２０によって表される所望のＨ ＤＴＶ成分と、信号２２及び２４によって表される望ましくないＮＴＳＣ同−画 像及びクロマビート成分を含む。前述したように、ビート成分は、ｆ　ｓ　／　 １２及び５ｆｓ／１２にほぼ対応する周波数で発生し、ＮＴＳＣ画像搬送波及び ＮＴＳＣクロマ副搬送波で再発生されたＨＤＴＶ搬送波をビートする結果として つくられる。

同期検出器１２０の出力端は、クロック信号ｆｓを再生するクロック回路１２２ と、フィルタ及びデコーダ段１４０の入力端に接続されている。段１４０は、図 ３の線２６によって表される応答を有するリニヤフィルタを存する。この応答は 、混ｒ＝ＮＴｓｃ画像及びクロマビートの双方をキャンでルまたはほぼキャンセ ルするためにｆ　ｓ　、／　１２及び５ｆｓ／１２の双方に対応する周波数でヌ ルを含む。米国特許出願筒６０１．１６９号で説明したように、リニヤフィルタ はＨＤＴＶ受信機でＮＴＳＣ同一混信信号を減少させるために提供されるか、デ ィジタル的にエンフードされたＨＤＴＶデータの中にインクシンボル干渉を導く 。この問題は、前述した米国特許出願で完全に説明されるように抑圧ディジタル ＨＤＴＶ送信機でプリコーダ３４を使用することによって回避される。

好ましくは、コムフィルタを有する例示としてのプリコーダ回路及びコンプリメ ンタリリニヤフィルタは、それぞれ図４Ａ及び４Ｂに図示される。コムフィルタ は、同期検出器１２０の出力端を遅延回路１４２の入力端と、加算器１４４の１ つの端部に接続するフィードフすワード回路を有する。遅延回路１４２の出力端 １４２は加算器１４４の第２の入力端に接続されている。加算器１４４は遅延信 号を非遅延信号に加え、４つの水準のディジタル的にエンコードされた信号を使 用すると仮定すれば、その結果を７つの水準のスライサ１４６に接続する。スラ イサ１４６の出力端は、７水準対４水準コンバータ１４８に接続され、そのコン バータ１４８は、スライサ１４６の７つの水準の出力端を送信機１０のコンプレ ッサ３２の出力端で発生するディジタル的にエンコードされた信号に対応する４ つの水準の出力に割り付ける。

コムフィルタのインパルス応答を図５Ｂに示す。図４Ａのコンプリメンタリプリ コーダは、第１の入力端でコンプレッサ３２の出力を受けるモジュロ４加算５１ ４１を有する。加算器１４１の出力は遅延１４３及び４つのコンプリメンタリ回 路を通って加算器１４１の第２の入力端にフィードバックされる。従って、フィ ードバック信号は、入力信号から有効に引かれる。プリコーダのインパルス応答 を図５Ａに示す。前述した米国特許第６０１，１６９号に完全に説明したように 、送信機１０のプリコーダを使用することによって受信機１００のコムフィルタ によって受信されたＨＤＴＶディジタルデータ内に導入されたインターシンボル 混信を除去するために７水準スライサ１４６と、７水準から４水準コンバータ１ ４８の使用が容易になる。

図４Ａと図４Ｂに示すプリコーダとコムフィルタの所望のコンプリメンタリ操作 を行うために、遅延回路１４２及び１４３を特徴とする遅延は同一でなければな らない。さらに、プリコーダを特徴とする遅延は、プリコーダ１４１が純粋にデ ィジタル操作を実行するからデータサンプリング速度ｆｓの整数倍、すなわち、 Ｄ−Ｎ（１／　ｆ　ｓ　）でなければならない。その結果、コムフィルタの遅延 回路１４２を特徴とする遅延は、Ｄ−Ｎ　（１／　ｆ　ｓ　）でなければならな い。６に等しいＮ組を有する図４Ｂのコムフィルタの周波数応答は、所望の周波 数ｆｓ／１２及び５　ｆ　ｓ　／　１２の双方にノツチを含んでいることが分か る。−１８ｄｂポイントで各ノツチは、約７５ＫＨｚの幅を有する。

図７Ａ及び図７Ｂに示したようにＮＴＳＣ同一オーディオ搬送波によって生じる ｆ　ｓ　／　２の近傍に生じるビート信号を低減するために追加のコンプリメン タリプリコーダフィルタ対が備えられている。これらの回路に対応するインパル スを図８Ａ及び図８Ｂにそれぞれ示す。また図７Ｂのコムフィルタは、フィード フォワード回路を有し、その入力端は遅延回路１８２の入力端及び加算器１８４ の１つの入力端に接続されている。遅延回路１８２の出力端は遅延信号が入力信 号から引かれるように加算器１８４の負の入力端に接続されている。遅延回路は ２　／　ｆ　ｓに対応する遅延を特徴とする。加算器１８４は７水準スライサ１ ９０へ出力し、その出力はスライサ１９０の７水準出力を４水準出力に割り付け る７水準から４水準コンバータ１９２に供給される。図７Ｂのコムフィルタの周 波数応答は図９に図示され、ＮＴＳＣ同一オーディオビートを減衰するために望 ましいｆｓ／２でノツチを有する。

図７Ａのコンプリメンタリプリコーダ回路は、第１の入力端でコンプレッサ３２ の出力を受けるモジュロ４加算器１９１を備えたフィードバック回路を有する。

加算器１９１の出力は２／ｆｓに対応する遅延か特徴である遅延回路１９３を通 ってフィードバックされる。従って、フィードバック信号を入力信号に有効に加 算して図８Ａに示すインパルス応答をつくる加算器１９１の第２の入力端に供給 される。

図４Ｂ及び７Ａのコムフィルタは、直列に接続されてＮＴＳＣ同一画像搬送波及 びカラー副搬送波ビート並びにＮＴＳＣ同一オーディオ搬送波ビートの減衰を行 う。

代替案として、２つのコムフィルタのインパルス応答は、合成インパルス応答を 引き出すように巻き込まれ、その応答からａ　１５＝フイルタか同期化される。

これは図１０ないし図１２に示されている。特に、図１０Ａは、直列に接続され た図４Ａ及び７Ａのプリコーダを有するプリコーダを示し、そのインパルス応答 は図１１Ａに示され、図１０Ｂは、図１１　Ｂに示される巻き込まれたインパル ス応答を基礎にして同期化されたコンプリメンタリコムフィルタを示す。図１０ Ｂのコムフィルタは、直列に接続された１　／　ｆ　ｓ遅延素子１９５を有する 。検出器１２０からの人力信号は、第１の遅延素子１９５に及び加算器１９６の 正の入力端に接続されている。第２及び第８の素子１９５の出力は、加算器１９ ６の各員の入力端に供給され、第６の遅延素子１９５の出力は、加算器１９６の 各正の入力端に供給される。フィルタの周波数応答は、図１２に示され、所望の ３つのすべての周波数ｆ　ｓ　／　１２．５　ｆ　ｓ　／　１２及びｆ　ｓ　／ 　２でノツチを有することが分かる。加算器１９６の出力端は１３水準のスライ サ１９７に接続され、そこから１３／４コンバータ１９８に接続される。

代替案として、図１３Ａ及び図１３Ｂに示すコンプリメンタリプリコーダフィル タは、約ｆｓ／１２，５ｆｓ／１２．ｆｓ／２に対応する周波数で生じるＮＴＳ Ｃ画像搬送波、カラー副搬送波及びオーディオ搬送波を減衰するために使用して もよい。これらの回路のインパルス応答は図１４Ａ及び図１４Ｂに示される。図 １３Ｂのフィルタは、入力が遅延回路２００の入力端及び加算器２０２の１つの 入力端に接続されているフィードフォワード回路を有する。遅延回路２００の出 力端は、遅延信号か入力信号から減算されるように加算器２０２の負の入力端に 接続されている。遅延回路２００は、１２／ｆＳに対応する遅延を特徴とする。

加算器２０２は７水準スライサ２０４へ出力し、その出力はスライサ２０４の７ 水準出力を４水準出力に割り付ける７水準出力から４水準コンバータ２０６に供 給される。図１３Ｂのフィルタの周波数応答は図１５に示され、ＮＴＳＣ同一ビ ート信号を減衰するためにｆｓ／１２，５ｆｓ／１２．ｆｓ／２でノツチを有す る。

図１３Ａのコンプリメンタリプリコーダはフィードバック回路を有し、フィード バック回路は第１の入力部でコンプレッサ３２を受けるモジュロ４加算器２０８ を有する。加算器２０８の出力部は１２／ｆｓに対応する遅延を特徴する遅延回 路２１０を通ってフィードバックされる。遅延回路２１０の出力端は加算器２０ ８の第２の入力端に供給され、加算器２０８は、遅延回路２１０からのフィード バック信号を入力信号に有効に加えて図１４Ａに示すインパルス応答をつくる。

ＮＴＳＣ送信機からのＮＴＳＣ同一混信信号がない場合には、コンプリメンタリ フィードフォワードデコーダは、前述した米国特許出願で説明したようにプレコ ート信号をデコードするために図４Ｂ、７Ｂ、ＩＯＢ及び１３Ｂのいずれの実施 例においても使用することができる。これはコムフィルタによって導入されるノ イズ劣化を回避する。

最後に、図１を参照すると、コムフィルタ及びデコーダ１４０の出力端は、最初 の３７ＭＨｚビデオソース信号を表す広帯域のビデオ信号を再び製造するために 拡大回路１５０に接続される。再生された信号は、再生された像を表示するため にディスプレイ１６０に供給される。

代替案において、フィルタ及びデコーダ１４０は、図１６に示す形態で実施する こともできる。この場合、送信機１０のプリコーダ３４は使用する必要はない。

図１６を参照すると、フィルタ構成は、コムフィルタ２３８とインターシンボル 混信フィルタ２５９との直列的な組み合わせを有する。コムフィルタ２３８はそ の入力端で同一混信を低減するために作動するが、望ましくないインターシンボ ル混信信号もつくる。インターシンボル混信フィルタ２５９は、このインターシ ンボル混信信号を除去するように作動可能である。

さらに、コムフィルタ２３８は検出器１２０からデータを受けるために接続され た第１の正の入力端と、遅延ネットワーク２３５及び増幅器２４０を介してデー タを受け取る第２の正の入力端とを有する。遅延２３５は好ましくは選択された ＮＴＳＣ周期特性に全く等しい単一の遅延をつくり、増幅器２４０の利得は１以 下のフィードフォワード利得をつくるように選択される。インターシンボル混信 フィルタ２５９は、加算器２３１の出力、負の入力及び出力を受けるために接続 された正の入力端を有する加算器２５０を含む。データスライサ２５４は加算器 ２５０の出力端に接続された入力端と、データ出力端子２６０に接続された出力 端とを有する。データスライサ２５４の出力は（遅延回路２３５の遅延と同じ遅 延を提供する）遅延回路２６１を介して加算器２５０の負の入力端にフィードバ ックされる。データスライサ２５４及び遅延回路２６１は、クロックリカバリ回 路２３９に応答して作動し、この回路は選択されたＮＴＳＣ周期の複数倍に維持 されるクロック信号をつくる。

操作において、コムフィルタ２３８は、選択されたＮＴＳＣ同一混信信号を低減 するために選択された周波数応答を特徴とする。しかしながら、前述したように 、フィルタ２３８は、望ましくないインターシンボル干渉信号をつくる。フィル タ２５９は前の信号をキャンセルするために使用されるその負の写しをつくるこ とによってこのインターシンボル混信信号を除去するように作動する。その結果 、フィルタ２３８及び２５９の全体の応答はＮＴＳＣ同−混信信号及びインター シンボル混信の双方をほぼ除去する。

ここに説明した装置は４つの水準のディジタル的にエンコードされた信号を使用 し、本発明は他のデジタルエンコードフォーマットを使用する他のディジタル装 置で使用することもできることは当業者にとって明らかである。

ＨＤＴＶ受信機性能をあまり低下することなくＮＴＳＣ同一混信信号をほぼ低減 する高品質のテレビジョン送信装置が開示された。説明した装置は、高品位テレ ビジョン装置のための多数のタイプのディジタル処理フォーマットに適用するこ とができる。

本発明の特別な実施例を示し説明したが、広い観点において本発明から逸脱する ことなく変更及び改造が行われることは当業者にとって明らかである。従って、 請求の範囲は、本発明の精神及び観点内の変更及び変形をすべてカバーすること をねらいとするものである。

Ｊ防・３ デ敏、４只　Ｊ依、４３ Ｊ労、５λ　角、５３ 角・６ Ｊ防、双　Ｊ防、７３ ｆ叡、８λ　ｆ叡、８’Ｅ ｆ依・９ Ｊ防、１６ 国際調査報告 フロントページの続き （７２）発明者　スグリニョリ、ゲーリー　ジェイ。

アメリカ合衆国イリノイ州、マウント、プロスペクト、ジュニパー、レーン、１ １３９

Claims (13)

【特許請求の範囲】
1. １．選択されたテレビジョンチャンネルに送信するためのテレビジョン送信信号 を生成する方法であって、サンプル速度ｆｓでＮ水準のディジタル的にエンコー ドされた信号を供給する段階と、Ｎ水準のディジタル的にエンコードされた信号 で搬送信号を変調して抑圧搬送波を有する送信信号を形成する段階とを有し、Ｖ ＳＢ信号は、前記選択されたテレビジョンチャンネルの上縁及び下縁に各ナイキ ストスロープを有し、前記搬送信号の周波数は、前記選択されたテレビジョンチ ャンネルの下縁部でナイキストスロープの中央周波数にほぼ一致しており、周波 数ｆｓ／２は選択されたテレビジョンチャンネルの上縁でナイキストスロープの 中央周波数と同一であるテレビジョン送信信号を供給する方法。
2. ２．前記抑圧搬送波の周波数でパイロット信号を供給する段階を含む請求項１に 記載の方法。
3. ３．前記サンプル速度ｆｓは、固有のテレビジョン装置の水平走査周波数の倍数 にほぼ等しい請求項１に記載の方法。
4. ４．選択されたテレビジョンチャンネルは、固有のテレビジョン装置の帯域にほ ぼ等しい帯域を有する請求項１に記載の方法。
5. ５．選択されたテレビジョンチャンネルに送信されたテレビジョン信号を受信す るための受信機であって、抑圧搬送波を有するテレビジョン信号を受信する手段 を有し、ＶＳＢ信号は、前記選択されたテレビジョンチャンネルの上縁及び下縁 で各ナイキストスロープを有し、前記抑圧搬送波は、単一の速度ｆｓを有するＮ 水準のディジタル的にエンコードされた信号によって変調され、前記抑圧搬送信 号の周波数は、前記選択されたチャンネルの下縁部でナイキストスロープの中央 周波数にほぼ一致しており、周波数ｆｓ／２は選択されたテレビジョンチャンネ ルの上縁でナイキストスロープの中央周波数と同一であり、前記受信手段に接続 され、かつＮ水準のディジタル的にエンコードされた信号を受信するために前記 受信されたテレビジョン信号に応答する復調手段を有する受信機。
6. ６．復調手段はフィルタ手段を有し、前記フィルタ手段は選択された同一混信信 号を減衰するための周波数応答を有する請求項５に記載の受信機。
7. ７．前記フィルタ手段の周波数応答は、抑圧搬送波の周波数と同一テレビジョン 混信信号の画像搬送波の周波数との間の差にほぼ等しい周波数のノッチを特徴と する請求項６に記載の受信機。
8. ８．前記フィルタ手段の周波数応答は、抑圧搬送波の周波数と同一テレビジョン 混信信号のクロマ搬送波の周波数との間の差にほぼ等しい周波数のノッチを特徴 とする請求項７に記載の受信機。
9. ９．前記フィルタ手段の周波数応答は、抑圧搬送波の周波数と同一テレビジョン 混信信号のオーディオ搬送波の周波数との間の差にほぼ等しい周波数のノッチを 特徴とする請求項８に記載の受信機。
10. １０．前記選択されたテレビジョンチャンネルは、固有のテレビジョンチャンネ ルの帯域にほぼ等しい帯域を有する請求項５に記載の受信機。
11. １１．前記フィルタ手段は、Ｍ水準出力信号を生成する手段を有し、この場合Ｍ はＮより大きく、前記フィルタ手段は、前記Ｎ水準のデジタル的にエンコードさ れた信号を表すＮ水準の信号に前記Ｍ水準の出力信号を変換するための手段を有 する請求項６に記載の受信機。
12. １２．前記受信されたテレビジョン信号は、前記抑圧された搬送波の周波数でパ イロット信号を有し、前記抑圧搬送波の周波数に対応する周波数を有する復調信 号を再生するために受信されたパイロット信号に応答する手段を含む請求項５に 記載の受信機。
13. １３．前記サンプル速度ｆｓは、固有のテレビジョン装置の水平走査周波数の倍 数にほぼ等しい請求項５に記載の受信機。