JPH063871B2 - スイッチング駆動回路 - Google Patents
スイッチング駆動回路Info
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- JPH063871B2 JPH063871B2 JP1001158A JP115889A JPH063871B2 JP H063871 B2 JPH063871 B2 JP H063871B2 JP 1001158 A JP1001158 A JP 1001158A JP 115889 A JP115889 A JP 115889A JP H063871 B2 JPH063871 B2 JP H063871B2
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、スイッチング電源装置等に於けるスイッチン
グ素子を駆動するスイッチング駆動回路に関するもので
ある。
グ素子を駆動するスイッチング駆動回路に関するもので
ある。
スイッチング電源装置は、トランスの一次巻線にＭＯＳ
ＦＥＴ等のスイッチング素子を接続し、トランスの二次
巻線に接続した整流平滑回路の出力の直流出力電圧が設
定値となるように、スイッチング素子のオン期間等を制
御するものである。このようなスイッチング電源装置に
於いては、小型化等を図る為に、数１００ＫHz以上の高
周波スイッチング動作を行わせる構成が採用されてお
り、それに伴って高速動作のスイッチング素子が使用さ
れ、このスイッチング素子を駆動する為の効率向上が要
望されている。
ＦＥＴ等のスイッチング素子を接続し、トランスの二次
巻線に接続した整流平滑回路の出力の直流出力電圧が設
定値となるように、スイッチング素子のオン期間等を制
御するものである。このようなスイッチング電源装置に
於いては、小型化等を図る為に、数１００ＫHz以上の高
周波スイッチング動作を行わせる構成が採用されてお
り、それに伴って高速動作のスイッチング素子が使用さ
れ、このスイッチング素子を駆動する為の効率向上が要
望されている。
従来例のスイッチング駆動回路は、例えば、第４図に示
すように、メインスイッチング素子としての電界効果ト
ランジスタ２１をオンとする為のスイッチング素子２３
と、オフとする為のスイッチング素子２４とを備え、ス
イッチング素子２３をオン、スイッチング素子２４をオ
フとすると、直流電源２２から電界効果トランジスタ２
１のゲート・ソース間に電圧が印加され、そのゲート・
ソース間容量Ｃｇｓを充電する電流Ｉｇ１がスイッチン
グ素子２３を介して流れ、電界効果トランジスタ２１は
オンとなる。
すように、メインスイッチング素子としての電界効果ト
ランジスタ２１をオンとする為のスイッチング素子２３
と、オフとする為のスイッチング素子２４とを備え、ス
イッチング素子２３をオン、スイッチング素子２４をオ
フとすると、直流電源２２から電界効果トランジスタ２
１のゲート・ソース間に電圧が印加され、そのゲート・
ソース間容量Ｃｇｓを充電する電流Ｉｇ１がスイッチン
グ素子２３を介して流れ、電界効果トランジスタ２１は
オンとなる。
又スイッチング素子２３をオフ，スイッチング素子２４
をオンとすると、電界効果トランジスタ２１のゲート・
ソース間がスイッチング素子２４を介して短絡され、ゲ
ート・ソース間容量Ｃｇｓの充電電荷による電流Ｉｇ２
がスイッチング素子２４を介して流れ、電界効果トラン
ジスタ２１はオフとなる。
をオンとすると、電界効果トランジスタ２１のゲート・
ソース間がスイッチング素子２４を介して短絡され、ゲ
ート・ソース間容量Ｃｇｓの充電電荷による電流Ｉｇ２
がスイッチング素子２４を介して流れ、電界効果トラン
ジスタ２１はオフとなる。
このように電界効果トランジスタ２１がオンとなると、
スイッチング電源装置に於いては、直流電源２７からト
ランジスタ２５の一次巻線に電流が流れ、そのトランス
２５の二次巻線に誘起した電圧が整流平滑回路２６によ
り整流平滑化されて直流出力電圧となる。この直流出力
電圧が設定値となるように、図示を省略した制御回路に
よって、電界効果トランジスタ２１のオン，オフが制御
する為に、スイッチング素子２３，２４が制御されるこ
とになる。
スイッチング電源装置に於いては、直流電源２７からト
ランジスタ２５の一次巻線に電流が流れ、そのトランス
２５の二次巻線に誘起した電圧が整流平滑回路２６によ
り整流平滑化されて直流出力電圧となる。この直流出力
電圧が設定値となるように、図示を省略した制御回路に
よって、電界効果トランジスタ２１のオン，オフが制御
する為に、スイッチング素子２３，２４が制御されるこ
とになる。
第５図は動作説明図であり、(a)はスイッチング素子２
３のオン（ＯＮ），オフ（ＯＦＦ）動作、(b)はスイッ
チング素子２４のオン（ＯＮ），オフ（ＯＦＦ）動作、
(c)はスイッチング素子２３を介して電界効果トランジ
スタ２１のゲートに流れる電流Ｉｇ１、(d)はスイッチ
ング素子２４を介して電界効果トランジスタ２１のゲー
トから流れる電流Ｉｇ２、(e)は電界効果トランジスタ
２１のドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓ及びドレイン電流
Ｉｄの一例を示す。
３のオン（ＯＮ），オフ（ＯＦＦ）動作、(b)はスイッ
チング素子２４のオン（ＯＮ），オフ（ＯＦＦ）動作、
(c)はスイッチング素子２３を介して電界効果トランジ
スタ２１のゲートに流れる電流Ｉｇ１、(d)はスイッチ
ング素子２４を介して電界効果トランジスタ２１のゲー
トから流れる電流Ｉｇ２、(e)は電界効果トランジスタ
２１のドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓ及びドレイン電流
Ｉｄの一例を示す。
電界効果トランジスタ２１のゲート・ソース間容量Ｃｇ
ｓは数１０００ｐＦ程度であり、スイッチング素子２４
をオフ、スイッチング素子２３をオンとした時に、直流
電源２２からそのゲート・ソース間容量Ｃｇｓを充電す
るように、(c)に示す電流Ｉｇ１が流れ、電界効果トラ
ンジスタ２１はオンとなる。それにより、(e)に示すよ
うにドレイン電流Ｉｄが流れ、トランス２５の一次巻線
にその電流Ｉｄを供給することができる。
ｓは数１０００ｐＦ程度であり、スイッチング素子２４
をオフ、スイッチング素子２３をオンとした時に、直流
電源２２からそのゲート・ソース間容量Ｃｇｓを充電す
るように、(c)に示す電流Ｉｇ１が流れ、電界効果トラ
ンジスタ２１はオンとなる。それにより、(e)に示すよ
うにドレイン電流Ｉｄが流れ、トランス２５の一次巻線
にその電流Ｉｄを供給することができる。
又スイッチング素子２３をオフ、スイッチング素子２４
をオンとした時に、電界効果トランジスタ２１のゲート
・ソース間容量Ｃｇｓに充電された電荷が放電し、(d)
に示す電流Ｉｇ２が流れ、電界効果トランジスタ２１は
オフとなる。従って、電界効果トランジスタ２１のドレ
イン・ソース間電圧Ｖｄｓは(e)に示すように直流電源
２７の電圧に対応した値となる。
をオンとした時に、電界効果トランジスタ２１のゲート
・ソース間容量Ｃｇｓに充電された電荷が放電し、(d)
に示す電流Ｉｇ２が流れ、電界効果トランジスタ２１は
オフとなる。従って、電界効果トランジスタ２１のドレ
イン・ソース間電圧Ｖｄｓは(e)に示すように直流電源
２７の電圧に対応した値となる。
前述のように、従来例のスイッチング駆動回路に於いて
は、電界効果トランジスタ２１のゲート・ソース間容量
Ｃｇｓに、直流電源２２の電圧をＶｇとすると、 Ｅｇ＝（１／２）Ｃｇｓ・Ｖｇ２ …(1) のエネルギが蓄積される。この蓄積エネルギは、スイッ
チング素子２４をオンとすることにより放出される。従
って、電界効果トランジスタ２１をオンとする毎に、直
流電源から(1)式に示すエネルギを供給する必要があ
り、スイッチング周波数を高くするに従って電界効果ト
ランジスタ２１の駆動電力が大きくなる欠点が生じる。
は、電界効果トランジスタ２１のゲート・ソース間容量
Ｃｇｓに、直流電源２２の電圧をＶｇとすると、 Ｅｇ＝（１／２）Ｃｇｓ・Ｖｇ２ …(1) のエネルギが蓄積される。この蓄積エネルギは、スイッ
チング素子２４をオンとすることにより放出される。従
って、電界効果トランジスタ２１をオンとする毎に、直
流電源から(1)式に示すエネルギを供給する必要があ
り、スイッチング周波数を高くするに従って電界効果ト
ランジスタ２１の駆動電力が大きくなる欠点が生じる。
本発明は、前述のような電界効果トランジスタ等のスイ
ッチング素子の駆動電力を低減することを目的とするも
のである。
ッチング素子の駆動電力を低減することを目的とするも
のである。
本発明のスイッチング駆動回路は、共振電流を利用して
駆動電力を低減するものであり、第１図を参照して説明
する。
駆動電力を低減するものであり、第１図を参照して説明
する。
周期的にオンとなって直流電源２からコンデンサ３を充
電する第１のスイッチング素子４と、この第１のスイッ
チング素子４のオフ期間にオンとなって、電界効果トラ
ンジスタ等のメインスイッチング素子１のゲートにコン
デンサ３の端子電圧を印加して、このメインスイッチン
グ素子１をオンとする為の第２のスイッチング素子５
と、第１及び第２のスイッチング素子４，５のオフ期間
にオンとなって、メインスイッチング素子１のゲート・
ソース間容量のような寄生容量と共振用インダクタンス
６とコンデンサ３との直列共振回路にダイオード７を介
して半波の共振電流が流れて、寄生容量の充電電荷がコ
ンデンサ３に放出されるように制御される第３のスイッ
チング素子８とを備えたものである。
電する第１のスイッチング素子４と、この第１のスイッ
チング素子４のオフ期間にオンとなって、電界効果トラ
ンジスタ等のメインスイッチング素子１のゲートにコン
デンサ３の端子電圧を印加して、このメインスイッチン
グ素子１をオンとする為の第２のスイッチング素子５
と、第１及び第２のスイッチング素子４，５のオフ期間
にオンとなって、メインスイッチング素子１のゲート・
ソース間容量のような寄生容量と共振用インダクタンス
６とコンデンサ３との直列共振回路にダイオード７を介
して半波の共振電流が流れて、寄生容量の充電電荷がコ
ンデンサ３に放出されるように制御される第３のスイッ
チング素子８とを備えたものである。
メインスイッチング素子１のゲート・ソース間容量Ｃｇ
ｓ等の寄生容量と、コンデンサ３と、共振用インダクタ
ンス６とにより、第３のスイッチング素子８をオンとし
た時に直列共振回路が形成され、ダイオード７によりそ
の共振電流の半波が流れるものである。第２図は動作説
明図であり、(1)は第２のスイッチング素子５、(2)は第
３のスイッチング素子８、(3)は第１のスイッチング素
子４のそれぞれオン（ＯＮ）、オフ（ＯＦＦ）動作を示
し、(4)は第１のスイッチング素子４がオンとなった時
に直流電源２から供給される電流Ｉ１を示す。又(5)は
メインスイッチング素子１のゲート・ソース間容量Ｄｇ
ｓによるゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ、(6)はコンデン
サ３の端子電圧Ｖｃ、(7)はダイオード７を流れる電流
Ｉ２、(8)はメインスイッチング素子１のゲートに流れ
る電流Ｉ３の一例を示す。
ｓ等の寄生容量と、コンデンサ３と、共振用インダクタ
ンス６とにより、第３のスイッチング素子８をオンとし
た時に直列共振回路が形成され、ダイオード７によりそ
の共振電流の半波が流れるものである。第２図は動作説
明図であり、(1)は第２のスイッチング素子５、(2)は第
３のスイッチング素子８、(3)は第１のスイッチング素
子４のそれぞれオン（ＯＮ）、オフ（ＯＦＦ）動作を示
し、(4)は第１のスイッチング素子４がオンとなった時
に直流電源２から供給される電流Ｉ１を示す。又(5)は
メインスイッチング素子１のゲート・ソース間容量Ｄｇ
ｓによるゲート・ソース間電圧Ｖｇｓ、(6)はコンデン
サ３の端子電圧Ｖｃ、(7)はダイオード７を流れる電流
Ｉ２、(8)はメインスイッチング素子１のゲートに流れ
る電流Ｉ３の一例を示す。
第２のスイッチング素子５がオンとなると、コンデンサ
３からメインスイッチング素子１のゲート・ソース間容
量Ｃｇｓを充電する電流が(8)に示すように流れ、コン
デンサ３の端子電圧Ｖｃは(6)に示すように低下する。
又ゲート・ソース間電圧Ｖｇｓは(5)に示すように高く
なる。そして、メインスイッチング素子１はターンオン
する。
３からメインスイッチング素子１のゲート・ソース間容
量Ｃｇｓを充電する電流が(8)に示すように流れ、コン
デンサ３の端子電圧Ｖｃは(6)に示すように低下する。
又ゲート・ソース間電圧Ｖｇｓは(5)に示すように高く
なる。そして、メインスイッチング素子１はターンオン
する。
次に第２のスイッチング素子５をオフ、第３のスイッチ
ング素子８をオンとすると、前述のように直列共振回路
が形成され、ダイオード７を介し(7)に示す共振電流の
半波の電流Ｉ２が流れ、メインスイッチング素子１のゲ
ート・ソース間容量Ｃｇｓの充電電荷が完全にコンデン
サ３に流入して、ゲート・ソース間電圧Ｖｇｓは０とな
り、メインスイッチング素子１はターンオフし、コンデ
ンサ３の端子電圧Ｖｃは流入した電流Ｉ２により上昇す
る。即ち、メインスイッチング素子１をターンオンする
為に寄生容量に充電された電荷が、コンデンサ３に帰還
されて、次のターンオン制御の時に、コンデンサ３から
供給されることになるから、理想的には、コンデンサ３
の初期充電を行えば、直流電源２を省略することができ
る。
ング素子８をオンとすると、前述のように直列共振回路
が形成され、ダイオード７を介し(7)に示す共振電流の
半波の電流Ｉ２が流れ、メインスイッチング素子１のゲ
ート・ソース間容量Ｃｇｓの充電電荷が完全にコンデン
サ３に流入して、ゲート・ソース間電圧Ｖｇｓは０とな
り、メインスイッチング素子１はターンオフし、コンデ
ンサ３の端子電圧Ｖｃは流入した電流Ｉ２により上昇す
る。即ち、メインスイッチング素子１をターンオンする
為に寄生容量に充電された電荷が、コンデンサ３に帰還
されて、次のターンオン制御の時に、コンデンサ３から
供給されることになるから、理想的には、コンデンサ３
の初期充電を行えば、直流電源２を省略することができ
る。
しかし、各部の回路損失が僅かでも存在するから、その
損失を補充する為に、直流電源２から第１のスイッチン
グ素子４をオンとしてコンデンサ３に(4)に示す電流Ｉ
１を流して充電することになる。この場合、共振電流の
半波により充電されたコンデンサ３の端子電圧をＶｃ
１、直流電源２からの電流Ｉ１により充電されたコンデ
ンサ３の端子電圧をＶｃ２とすると、直流電源２から供
給するエネルギＥｃは、 Ｅｃ＝（１／２）Ｃｇｓ（Ｖｃ２２−Ｖｃ１２）
…(2) となる。そして（Ｖｃ２２−Ｖｃ１２）＜Ｖｇ２の関係
となるから、(1)式と比較すれば明らかなように、この
エネルギＥｃは僅かとなり、駆動電力を低減することが
できる。
損失を補充する為に、直流電源２から第１のスイッチン
グ素子４をオンとしてコンデンサ３に(4)に示す電流Ｉ
１を流して充電することになる。この場合、共振電流の
半波により充電されたコンデンサ３の端子電圧をＶｃ
１、直流電源２からの電流Ｉ１により充電されたコンデ
ンサ３の端子電圧をＶｃ２とすると、直流電源２から供
給するエネルギＥｃは、 Ｅｃ＝（１／２）Ｃｇｓ（Ｖｃ２２−Ｖｃ１２）
…(2) となる。そして（Ｖｃ２２−Ｖｃ１２）＜Ｖｇ２の関係
となるから、(1)式と比較すれば明らかなように、この
エネルギＥｃは僅かとなり、駆動電力を低減することが
できる。
以下図面を参照して本発明の実施例について詳細に説明
する。
する。
１１はメインスイッチング素子としての電界効果トラン
ジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）、１２は直流電源、１３はコン
デンサ、１４は第１のスイッチング素子としての電界効
果トランジスタ、１５は第２のスイッチング素子として
の電界効果トランジスタ、１６は共振用インダクタン
ス、１７はダイオード、１８は第３のスイッチング素子
としての電界効果トランジスタ、１９は制御回路であ
る。以下簡単化の為に各スイッチング素子としての電界
効果トランジスタをトランジスタと略称する。
ジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）、１２は直流電源、１３はコン
デンサ、１４は第１のスイッチング素子としての電界効
果トランジスタ、１５は第２のスイッチング素子として
の電界効果トランジスタ、１６は共振用インダクタン
ス、１７はダイオード、１８は第３のスイッチング素子
としての電界効果トランジスタ、１９は制御回路であ
る。以下簡単化の為に各スイッチング素子としての電界
効果トランジスタをトランジスタと略称する。
制御回路１９にトランジスタ１１のオン，オフを制御す
る制御信号が加えられ、第１〜第３のスイッチング素子
としてのトランジスタ１４，１５，１８を制御するゲー
ト信号Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３が出力される。このゲート信号
Ｓ１は第２図の(3)、ゲート信号Ｓ２は第２図の(1)、ゲ
ート信号Ｓ３は第２図の(2)に対応する。従って、制御
回路１９は比較的簡単な論理回路等により実現すること
ができる。
る制御信号が加えられ、第１〜第３のスイッチング素子
としてのトランジスタ１４，１５，１８を制御するゲー
ト信号Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３が出力される。このゲート信号
Ｓ１は第２図の(3)、ゲート信号Ｓ２は第２図の(1)、ゲ
ート信号Ｓ３は第２図の(2)に対応する。従って、制御
回路１９は比較的簡単な論理回路等により実現すること
ができる。
この制御回路１９にトランジスタ１１のオン信号が加え
られると、トランジスタ１５にゲート信号Ｓ２が加えら
れ、コンデンサ１３からトランジスタ１５を介してトラ
ンジスタ１１のゲートに電圧が印加され、ゲート・ソー
ス間容量Ｃｇｓが充電されてトランジスタ１１はターン
オンする。
られると、トランジスタ１５にゲート信号Ｓ２が加えら
れ、コンデンサ１３からトランジスタ１５を介してトラ
ンジスタ１１のゲートに電圧が印加され、ゲート・ソー
ス間容量Ｃｇｓが充電されてトランジスタ１１はターン
オンする。
トランジスタ１１をターンオフする場合は、トランジス
タ１８にゲート信号Ｓ３が加えられ、トランジスタ１８
はオン、又トランジスタ１５はオフとなり、トランジス
タ１８を介して、コンデンサ１３と、トランジスタ１１
のゲート・ソース間容量Ｃｇｓと、共振用インダクタン
ス１６と、ダイオード１７とを含む直列共振回路が形成
され、ダイオード１７により共振電流の半波が流れる。
それによって、トランジスタ１１のゲート・ソース間容
量Ｃｇｓの充電電荷はコンデンサ１３に転送されて、ト
ランジスタ１１のゲート・ソース間電圧Ｖｇｓは０とな
り、トランジスタ１１はターンオフする。
タ１８にゲート信号Ｓ３が加えられ、トランジスタ１８
はオン、又トランジスタ１５はオフとなり、トランジス
タ１８を介して、コンデンサ１３と、トランジスタ１１
のゲート・ソース間容量Ｃｇｓと、共振用インダクタン
ス１６と、ダイオード１７とを含む直列共振回路が形成
され、ダイオード１７により共振電流の半波が流れる。
それによって、トランジスタ１１のゲート・ソース間容
量Ｃｇｓの充電電荷はコンデンサ１３に転送されて、ト
ランジスタ１１のゲート・ソース間電圧Ｖｇｓは０とな
り、トランジスタ１１はターンオフする。
従って、コンデンサ１３からトランジスタ１５を介して
トランジスタ１１のゲート・ソース間容量Ｃｇｓに充電
された電荷は、トランジスタ１８を介して共振電流の半
波によりコンデンサ１３に戻されることになり、各部の
損失を零とすると、コンデンサ１３に初期充電しておけ
ば、このコンデンサ１３の充電電荷を利用して、トラン
ジスタ１１のオン，オフ駆動を行うことができる。
トランジスタ１１のゲート・ソース間容量Ｃｇｓに充電
された電荷は、トランジスタ１８を介して共振電流の半
波によりコンデンサ１３に戻されることになり、各部の
損失を零とすると、コンデンサ１３に初期充電しておけ
ば、このコンデンサ１３の充電電荷を利用して、トラン
ジスタ１１のオン，オフ駆動を行うことができる。
しかし、実際には、各部の抵抗分により損失が生じるか
ら、トランジスタ１５，１８のオフ期間内に、トランジ
スタ１４にゲート信号Ｓ１を加えてオンとし、直流電源
１２からコンデンサ１３に損失分を補充するように充電
する。即ち、第２図の(3)に示すようにオン（ＯＮ）と
し、(4)に示すように、直流電源からコンデンサに電流
Ｉ１を供給するものである。その場合、直流電源１２か
らコンデンサ１３への充電が完了すれば、トランジスタ
１４をオフとすることができるものである。即ち、第２
図の(3)のオン（ＯＮ）期間を短くすることも可能であ
る。
ら、トランジスタ１５，１８のオフ期間内に、トランジ
スタ１４にゲート信号Ｓ１を加えてオンとし、直流電源
１２からコンデンサ１３に損失分を補充するように充電
する。即ち、第２図の(3)に示すようにオン（ＯＮ）と
し、(4)に示すように、直流電源からコンデンサに電流
Ｉ１を供給するものである。その場合、直流電源１２か
らコンデンサ１３への充電が完了すれば、トランジスタ
１４をオフとすることができるものである。即ち、第２
図の(3)のオン（ＯＮ）期間を短くすることも可能であ
る。
前述のように、直流電源からコンデンサに供給する電流
Ｉ１は、トランジスタ１１を駆動する為の電流Ｉ３に比
較して僅かで済むことになり、従来例に比較して駆動電
力を低減し、効率を向上することができる。
Ｉ１は、トランジスタ１１を駆動する為の電流Ｉ３に比
較して僅かで済むことになり、従来例に比較して駆動電
力を低減し、効率を向上することができる。
本発明は、前述の実施例にのみ限定されるものではな
く、バイポーラ・トランジスタ等により第１〜第３のス
イッチング素子を構成することも可能であり、又メイン
スイッチング素子として他の電圧駆動型半導体素子を用
いることも可能である。又スイッチング電源装置のメイ
ンスイッチング素子のみでなく、各種のスイッチング素
子を駆動する場合にも適用することができるものであ
る。
く、バイポーラ・トランジスタ等により第１〜第３のス
イッチング素子を構成することも可能であり、又メイン
スイッチング素子として他の電圧駆動型半導体素子を用
いることも可能である。又スイッチング電源装置のメイ
ンスイッチング素子のみでなく、各種のスイッチング素
子を駆動する場合にも適用することができるものであ
る。
以上説明したように、本発明は、第１及び第２のスイッ
チング素子４，５がオフの期間に、第３のスイッチング
素子８をオンとして、メインスイッチング素子１のゲー
ト・ソース間容量Ｃｇｓ等の寄生容量と、コンデンサ３
と、共振用インダクタンス６と、ダイオード７とを含む
直列共振回路を形成し、メインスイッチング素子１をオ
ンとする為に寄生容量に充電された電荷を、共振電流の
半波によりコンデンサ３に転送し、次にメインスイッチ
ング素子１をオンとする時に、このコンデンサ３の充電
電荷を、メインスイッチング素子１のゲートに、第１の
スイッチング素子４を介して駆動エネルギを補うように
加えるものであり、メインスイッチング素子１をオンと
する為にコンデンサ３から供給したエネルギは、メイン
スイッチング素子１の寄生容量に蓄積されるが、メイン
スイッチング素子１をオフとする時に、コンデンサ３に
帰還されて次のメインスイッチング素子１のターンオン
時に使用されるから、直流電源２からコンデンサ３に供
給する電力は僅かなものとなる。即ち、メインスイッチ
ング素子１の駆動電力を低減し、効率を向上することが
できる利点がある。
チング素子４，５がオフの期間に、第３のスイッチング
素子８をオンとして、メインスイッチング素子１のゲー
ト・ソース間容量Ｃｇｓ等の寄生容量と、コンデンサ３
と、共振用インダクタンス６と、ダイオード７とを含む
直列共振回路を形成し、メインスイッチング素子１をオ
ンとする為に寄生容量に充電された電荷を、共振電流の
半波によりコンデンサ３に転送し、次にメインスイッチ
ング素子１をオンとする時に、このコンデンサ３の充電
電荷を、メインスイッチング素子１のゲートに、第１の
スイッチング素子４を介して駆動エネルギを補うように
加えるものであり、メインスイッチング素子１をオンと
する為にコンデンサ３から供給したエネルギは、メイン
スイッチング素子１の寄生容量に蓄積されるが、メイン
スイッチング素子１をオフとする時に、コンデンサ３に
帰還されて次のメインスイッチング素子１のターンオン
時に使用されるから、直流電源２からコンデンサ３に供
給する電力は僅かなものとなる。即ち、メインスイッチ
ング素子１の駆動電力を低減し、効率を向上することが
できる利点がある。
第１図は本発明の原理説明図、第２図は本発明の動作説
明図、第３図は本発明の実施例の回路図、第４図は従来
例の駆動回路、第５図は従来例の動作説明図である。 １はメインスイッチング素子、２は直流電源、３はコン
デンサ、４，５，８は第１，第２，第３のスイッチング
素子、６は共振用インダクタンス、７はダイオードであ
る。
明図、第３図は本発明の実施例の回路図、第４図は従来
例の駆動回路、第５図は従来例の動作説明図である。 １はメインスイッチング素子、２は直流電源、３はコン
デンサ、４，５，８は第１，第２，第３のスイッチング
素子、６は共振用インダクタンス、７はダイオードであ
る。
Claims (1)
- 【請求項１】メインスイッチング素子（１）を駆動する
スイッチング駆動回路に於いて、 周期的にオンとなって直流電源（２）からコンデンサ
（３）を充電する第１のスイッチング素子（４）と、 該第１のスイッチング素子（４）のオフ期間にオンとな
って前記メインスイッチング素子（１）のゲートに前記
コンデンサ（３）の端子電圧を印加して前記メインスイ
ッチング素子（１）をオンとする為の第２のスイッチン
グ素子（５）と、 前記第１，第２のスイッチング素子（４，５）のオフ期
間にオンとなって、前記メインスイッチング素子（１）
の寄生容量と共振用インダクタンス（６）と前記コンデ
ンサ（３）との直列共振回路にダイオード（７）を介し
て半波の共振電流が前記メインスイッチング素子（１）
の寄生容量から前記コンデンサ（３）に流れるように制
御される第３のスイッチング素子（８）と を備えたことを特徴とするスイッチング駆動回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1001158A JPH063871B2 (ja) | 1989-01-09 | 1989-01-09 | スイッチング駆動回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1001158A JPH063871B2 (ja) | 1989-01-09 | 1989-01-09 | スイッチング駆動回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02182020A JPH02182020A (ja) | 1990-07-16 |
| JPH063871B2 true JPH063871B2 (ja) | 1994-01-12 |
Family
ID=11493630
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1001158A Expired - Fee Related JPH063871B2 (ja) | 1989-01-09 | 1989-01-09 | スイッチング駆動回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH063871B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6867574B2 (en) * | 2001-11-21 | 2005-03-15 | Tropian, Inc. | Switch mode power supply and driving method for efficient RF amplification |
| DE202006002762U1 (de) * | 2006-02-21 | 2006-05-04 | Patent-Treuhand-Gesellschaft für elektrische Glühlampen mbH | Schaltung zum Schalten eines spannungsgesteuerten Transistors |
-
1989
- 1989-01-09 JP JP1001158A patent/JPH063871B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH02182020A (ja) | 1990-07-16 |
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