JPH0638710B2 - 磁気増幅器制御形スイツチング電源 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、磁気増幅器制御形スイツチング電源に係り、
特に磁気増幅器用可飽和リアクトルの鉄損を低減させ、
スイツチング電源の高周波化、小形化を図るのに好適な
磁気増幅器制御形スイツチング電源に関する。

〔従来の技術〕

従来、プツシユプルやハーフブリツジ等のコンバータに
磁気増幅器を用いて出力制御を行う場合、アイ・イー・
イー・イー、ペスク’８４レコード（’８４．６）第３
８２頁から第３８７頁（IEEE,PESC’８４ Record（’
８４．６）ＰＰ．３８２〜３８７）に示されている様
に、電圧器の二次側巻線は一般にセンタタツプを設けて
これを基準電位とし、更に二次側巻線の両端にそれぞれ
磁気増幅器用可飽和リアクトルを接続した構成を採つて
いる。

〔発明が解決しようとする問題点〕

上記従来技術においては、変圧器の一次巻線側に設けら
れた一対のスイツチ素子が同時にオフ状態となつた時の
変圧器の励磁電流の影響については考慮されていない。

すなわち、一対のスイツチ素子が同時にオフし、変圧器
の一次巻線側が解放状態になると変圧器の励磁電流は二
次側巻線を流れようとする。しかし、二次側巻線に設け
られた磁気増幅器用可飽和リアクトル（以下、可飽和リ
アクトルと記す）がこの励磁電流を阻止しようとして電
圧を発生する。この電圧によつて可飽和リアクトルは出
力制御を行う時以外にも磁束密度の変化を生じ、鉄損が
増大するという問題があつた。本発明は、出力制御を行
う磁以外の余分な磁束密度の変化を防止し、可飽和リア
クトルの鉄損を低減することによつて磁気増幅器制御形
スイツチングレギユレータの高周波化，小形化を図つた
磁気増幅器制御形スイツチング電源を提供することを目
的とする。

〔問題点を解決するための手段〕

上記目的は、変圧器の一次巻線側に設けられる一対のス
イツチ素子のオフ期間に、負荷電流と同一極性の電流が
変圧器の二次側巻線に流れても、この電流が、インピー
ダンスが極めて低い回路によりバイパスされ、短絡され
てしまうようにして達成される。

〔作用〕

インピーダンス低下回路は短絡回路を備え、この短絡回
路は、変圧器の一次巻線側に設けられる一体のスイツチ
素子がいずれもオフしている期間にのみ動作する。これ
によつて、可飽和リアクトルはスイツチ素子のオン時に
変圧記の二次巻線に誘起した電圧を所定の期間阻止し、
出力を一定に制御する。また、スイツチ素子のオフ期間
にはインピーダンス低下回路が動作し、変圧器の励磁電
流が流れても、この電流は短絡回路によりバイパスされ
るので、可飽和リアクトルに電圧が誘起されることはな
い。

〔実施例〕

以下、本発明の実施例を図面を用いて説明する。

第１図は本発明の第一の実施例を示す回路構成図であつ
て、１はインピーダンス低下回路、２は制御回路、３は
発振回路、Ｑ_１，Ｑ_２はトランジスタ、Ｔは変圧器、Ｌ
_S1，Ｌ_S2は可飽和リアクトルである。

同図において、一対のトランジスタＱ_１，Ｑ_２は変圧器
Ｔの一次巻線Ｎ₁₁，Ｎ₁₂にそれぞれ接続され、１８０゜
の位相差で動作する。また、発振回路３は発振回路３の
出力信号Ｓ_１，Ｓ_２によつてそれぞれトランジスタ
Ｑ_１，Ｑ_２を動作させる。可飽和リアクトルＬ_S1，Ｌ_S2
はそれぞれ変圧器Ｔの二次巻線Ｎ₂₁，Ｎ₂₂に接続され、
制御回路２から供給されるリセツト電流によつて該二次
巻線Ｎ₂₁，Ｎ₂₂に誘起した電圧を所定の期間阻止する。

インピーダンス低下回路１は、発振回路３の出力Ｓ_１，
Ｓ_２の信号を判別し、可飽和リアクトルＬ_S1，Ｌ_S2をそ
れぞれ短絡回路でバイパスして、出力制御を行う時以外
に該可飽和リアクトルＬ_S1，Ｌ_S2の両端に電圧が発生す
ることを防止する。なお、Ｄ_１，Ｄ_２は整流ダイオード
である。

次に上記構成の動作について説明する。

信号Ｓ_１によつてトランジスタＱ_１がターンオンすると
同時に、インピーダンス低下回路１は動作を停止する。
またトランジスタＱ_１のターンオンによつて一次巻線Ｎ
₁₁には図示黒丸を正極性に直流入力電源Ｅの電圧が印加
され、該一次巻線Ｎ₁₁と磁気結合した一次巻線Ｎ₁₂，二
次巻線Ｎ₂₁，Ｎ₂₂にも図示黒丸を正極性とする電圧が印
加される。この時、トランジスタＱ_２がオフ状態である
ために一次巻線Ｎ₁₂には電流が流れない。また、二次巻
線Ｎ₂₂に誘起した電圧は整流ダイオードＤ_２を逆バイア
スするため、二次巻線Ｎ₂₂にも電流は流れない。一方、
二次巻線Ｎ₂₁に誘起した電圧は可飽和リアクトルＬ_S1に
印加され、この電圧によつて該可飽和リアクトルＬ_S1の
磁束密度が上昇し、やがて飽和磁束密度に達する。可飽
和リアクトルＬ_S1は、磁束密度が飽和磁束密度に達する
までは高いインピーダンスを持ち、二次巻線Ｎ₂₁に誘起
した電圧を阻止して電流を流さない。飽和磁束密度に達
すると可飽和リアクトルＬ_S1のインピーダンスが急減
し、該可飽和リアクトルＬ_S1を通して一次巻線Ｎ₂₁から
電流が流れ、負荷側に電力を供給する。可飽和リアクト
ルＬ_S1が電圧を阻止する期間はトランジスタＱ_２のオン
期間に制御回路２から供給されるリセツト電流によつて
変えることができ、これにより出力を一定に制御する。
一方、可飽和リアクトルＬ_S2はトランジスタＱ_１のオン
期間に制御回路２から供給されるリセツト電流によつて
高いインピーダンスを持つ。

ここでトランジスタＱ_１がターンオフすると、二次巻線
Ｎ₂₁，可飽和リアクトルＬ_S1を通して流れていた電流が
しや断され、負荷側に供給される電力もしや断される。
一方、トランジスタＱ_１の導通期間に変圧器Ｔを流れて
いた励磁電流は、一次巻線Ｎ₁₁を流れることができず、
二次巻線Ｎ₂₂から可飽和リアクトルＬ_S2を通して流れよ
うとする。しかし、可飽和リアクトルＬ_S2が高いインピ
ーダンスを持つているため、励磁電流が流れようとする
と可飽和リアクトルＬ_S2は電圧を発生する。これに引き
続いてトランジスタＱ_２がターンオンすると、各巻線に
は図示黒丸と逆方向を正とする電圧が誘起する。二次巻
線Ｎ₂₂に誘起した電圧は出力を一定に制御するように所
定の期間可飽和リアクトルＬ_S2によつて阻止される。以
上の動作から、該可飽和リアクトルＬ_S2は出力制御を行
う時以外に変圧器Ｔの励磁電流によつても電圧が印加さ
れ、磁束密度の変化が生じていることがわかる。トラン
ジスタＱ_２がターンオフした後は可飽和リアクトルＬ_S2
と同様に可飽和リアクトルＬ_S1に励磁電流による電圧が
発生する。しかし、可飽和リアクトルＬ_S1，Ｌ_S2とそれ
ぞれ並列に設けられたインピーダンス低下回路１は、ト
ランジスタＱ_１をターンオフさせるために信号Ｓ_１が停
止すると、該信号Ｓ_１を判定して、短絡回路を動作させ
る。このため、二次巻線Ｎ₂₂から流れる励磁電流は、イ
ンピーダンス低下回路１の短絡回路によって、可飽和リ
アクトルＬ_S2からバイパスされ、この結果、可飽和リア
クトルＬ_S2は短絡状態となるので、その端子間に電圧が
発生するのを充分に防止することができる。

信号Ｓ_２によつてトランジスタＱ_２がターンオフする
と、該信号Ｓ_２の信号を判別してインピーダンス低下回
路１は動作を停止するため、二次巻線Ｎ₂₂に誘起した電
圧を所定の期間可飽和リアクトルＬ_S2が阻止し、これに
より出力を一定に制御できる。

本実施例によれば、トランジスタＱ_１，Ｑ_２のオフ期間
に変圧器Ｔの二次巻線を流れる励磁電流は、可飽和リア
クトルＬ_S1，Ｌ_S2とそれぞれ並列に設けられたインピー
ダンス低下回路１内の短絡回路を流れ、可飽和リアクト
ルＬ_S1，Ｌ_S2の両端に発生する電圧を抑制できる。従つ
て、可飽和リアクトルＬ_S1，Ｌ_S2はトランジスタＱ_１，
Ｑ_２のターンオン後、出力を制御するために所定の期間
電圧を阻止すれば良く、使用磁束密度を低減でき、鉄損
を小さくできる効果がある。

第２図は本発明の第二の実施例を示す要部回路構成図で
あつて、本実施例は前記第１図のインピーダンス低下回
路１を変圧器Ｔの二次巻線Ｎ₂₁，Ｎ₂₂と並列に設けたも
のである。インピーダンス低下回路１は変圧器Ｔの一次
巻線と並列に設けても同様の効果を得ることができる
が、その動作は変圧器Ｔの二次巻線Ｎ₂₁，Ｎ₂₂と並列に
設けた場合と同じであり、ここでは一次巻線と並列に設
けた時の説明は省略する。

同図において、第１図に示したトランジスタＱ_１が導通
している時は二次巻線Ｎ₂₁から可飽和リアクトルＬ_S1，
ダイオードＤ_１を通して負荷電流が流れ、負荷に電力を
供給している。この時、信号Ｓ_１によつて二次巻線Ｎ₂₁
に設けられたインピーダンス低下回路１は動作できな
い。ここでトランジスタＱ_１がターンオフした場合を考
える。トランジスタＱ_１がターンオフすると信号Ｓ_１，
Ｓ_２はいずれも停止するため、インピーダンス低下回路
１は動作可能になる。また、トランジスタＱ_１のオン期
間に流れていた変圧器Ｔの励磁電流が、変圧器Ｔの二次
巻線から放出しようとして二次巻線Ｎ₂₁，Ｎ₂₂には図示
黒丸と逆極性を正とする電圧を生ずる。二次巻線Ｎ₂₁に
生じた電圧は整流ダイオードＤ_１によつて阻止される。

一方、二次巻線Ｎ₂₂に設けられたインピーダンス低下回
路１は動作可能な状態にあるため、ｄ点を正とする電圧
が発生すれば、その短絡回路が働き、その端子ｄ、ｅ間
により二次巻線Ｎ₂₂をバイパスする。このため、変圧器
Ｔの励磁電流は二次巻線Ｎ₂₂からｄ点、インピーダンス
低下回路１内の短絡回路、ｅ点を通して流れ、二次巻線
Ｎ₂₂に発生する電圧を抑制する。次にトランジスタＱ_２
がターンオンした時は、信号Ｓ_２によつて二次巻線Ｎ₂₂
に設けられたインピーダンス低下回路１は動作を停止
し、ｄ，ｅ間を解放する。トランジスタＱ_２がオフした
時は同様に二次巻線Ｎ₂₁に設けられたインピーダンス低
下回路１が動作し、変圧器Ｔの励磁電流を、このインピ
ーダンス低下回路１内の短絡回路によりバイパスし、短
絡してしまうのである。

この様に、インピーダンス低下回路１は変圧器Ｔの巻線
と並列に設けても前記第１図に示した実施例と同様の効
果を得ることができる。

第３図はインピーダンス低下回路の一例を示す回路構成
図であつて、１はインピーダンス低下回路、１１、１４
はトランジスタ、１２、１６はダイオード、１３、１５
は抵抗であり、第１図、第２図と同一符号は同一部分を
示す。

同図において、トランジスタ１１とダイオード１２、そ
れに抵抗１３は、可飽和リアクトルＬ_S1を短絡状態にバ
イパスする短絡回路を構成し、抵抗１５，ダイオード１
６およびトランジスタ１４は判別回路を構成する。信号
Ｓ_１によつて第１図のＱ_１がターンオンすると、第３図
のトランジスタ１４もターンオンする。トランジスタＱ
_１のターンオンによつて変圧器Ｔの二次巻線Ｎ₂₁の黒丸
を正極性にした電圧が誘起し、二次巻線Ｎ₂₁からダイオ
ード１２，抵抗１３，トランジスタ１４，二次側巻線の
センタタツプの経路で電流が流れるが、トランジスタ１
１のベースには電流が流れず、該トランジスタ１１はオ
フ状態となつている。

このため、二次巻線Ｎ₂₁に誘起した電圧は可飽和リアク
トルＬ_S1によつて所定の期間阻止される。トランジスタ
Ｑ_２がターンオンした時も可飽和リアクトルＬ_S2と並列
に設けられたインピーダンス低下回路１が同様に動作
し、二次巻線Ｎ₂₂に誘起した電圧を可飽和リアクトルＬ
_S2が所定の期間阻止する。この様に、信号Ｓ_１，Ｓ_２に
よつてトランジスタＱ_１，Ｑ_２のいずれかが導通してい
る期間は第３図のトランジスタ１１がオフ状態になり、
インピーダンス低下回路１は動作しない。

次に、トランジスタＱ_２がターンオフした場合を考え
る。この時、信号Ｓ_１は出力されておらず、第３図のト
ランジスタ１４もオフ状態になる。

トランジスタＱ_２のターンオフによつて、変圧器の励磁
電流は二次巻線Ｎ₂₁の黒丸から流出するが、可飽和リア
クトルＬ_S1が高インピーダンスになつているため、ダイ
オード１２，抵抗１３，トランジスタ１１のベース，エ
ミツタの経路を流れ、該トランジスタ１１を導通させ
る。トランジスタ１１が導通するため、励磁電流はダイ
オード１２，トランジスタ１１の経路を流れ、可飽和リ
アクトルＬ_S1をバイパスする。このため、該可飽和リア
クトルＬ_S1にはトランジスタ１１の飽和電圧とダイオー
ド１２の順電圧降下しか印加されず、該可飽和リアクト
ルＬ_S1の磁束密度の変化を防止する。この様に、信号Ｓ
_１が出力されないと第３図の信号判別回路によって、短
絡回路のトランジスタ１１が導通し、可飽和リアクトル
Ｌ_S1を短絡状態にバイパスして、該可飽和リアクトルＬ
_S1に電圧が印加されることを防止できる。

トランジスタＱ_１がターンオフした場合も同様に可飽和
リアクトルＬ_S2の磁束密度の変化を防止できる。

この様に、第３図に示すインピーダンス低下回路に依れ
ば、トランジスタＱ_１，Ｑ_２のオン期間にはインピーダ
ンス低下回路１が動作することなく、磁気増幅器によつ
て出力を一定に制御でき、トランジスタＱ_１，Ｑ_２のオ
フ期間にそれぞれのトランジスタがオンした時と同一極
性の電圧が可飽和リアクトルＬ_S1，Ｌ_S2に印加される場
合はインピーダンス低下回路によつて該可飽和リアクト
ルＬ_S1，Ｌ_S2をそれぞれ短絡回路でバイパスし、短絡状
態にして、該可飽和リアクトルＬ_S1，Ｌ_S2に電圧が印加
されることを防止できる。

第４図は本発明の第三の実施例を示す要部回路構成図で
あつて、Ｎ_L1，Ｎ_L2はそれぞれ可飽和リアクトルＬ_S1の
第１の巻線，第２の巻線であり、前記第１図と同一符号
は同一部分を示す。

同図において、可飽和リアクトルＬ_S1に負荷電流を流す
第１の巻線Ｎ_L1と、可飽和リアクトルをリセツトするた
めのリセツト電流を流す第２の巻線Ｎ_L2を設け、第２の
巻線Ｎ_L2を並列にインピーダンス低下回路１を接続して
いる。

前記第３図では、可飽和リアクトルＬ_S1の周辺回路のみ
を示しているが他方の可飽和リアクトルＬ_S2も同様の構
成を持たせる。

ここで、信号Ｓ_１によつて第１図のトランジスタＱ_１が
ターンオンした場合を考える。この時、第４図に示すイ
ンピーダンス低下回路１は信号Ｓ_１によつて動作を停止
する。このため、変圧器の二次巻線Ｎ₂₁とセンタタツプ
との間に誘起した電圧は可飽和リアクトルＬ_S1の第１の
巻線Ｎ_L1に図示黒丸と逆極性を正として印加される。こ
の時、第２の巻線Ｎ_L2にも図示黒丸と逆極正を正とする
電圧が誘起すると、インピーダンス低下回路１が動作を
停止しているため、該回路１を通して電流は流れず、第
２の巻線Ｎ_L2の両端は高インピーダンスとなつている。
従つて、可飽和リアクトルＬ_S1は変圧器の二次巻線Ｎ₂₁
に誘起した電圧を所定の期間阻止し、出力を一定に制御
できる。

次に、トランジスタＱ_２がターンオフした後の動作を説
明する。この時、第４図に示すインピーダンス低下回路
１には信号Ｓ_１が入力されておらず、該回路１は動作可
能な状態になつている。ここで、二次巻線Ｎ₂₁から第１
の巻線Ｎ_L1，ダイオードＤ_１を通して変圧器の励磁電流
が流れようとした場合を考える。この時、第１の巻線Ｎ
_L1にはトランジスタＱ_１がオンした時と同一極性の電圧
が印加されようとし、第２の巻線Ｎ_L2にも図示黒丸と逆
極性を正として電愛が誘起される。この電圧によつてイ
ンピーダンス低下回路１が動作し、第２の巻線Ｎ_L2を短
絡回路でバイパスし、短絡状態にして、可飽和リアクト
ルＬ_S1各巻線に電圧が発生するのを防止する。なお、第
４図のｄ，ｅ点はそれぞれ第２図中に示すインピーダン
ス低下回路のｄ，ｅ点と同一の点を示す。

この様に、本実施例に依れば負荷電流を流す第１の巻線
と、リセツト電流を流す第２の巻線とを備えた磁気増幅
器用可飽和リアクトルにおいても、変圧器の励磁電流に
よる可飽和リアクトルの磁束密度を低減でき、鉄損も小
さく抑制できる効果がある。なお、第４図において、イ
ンピーダンス低下回路１を第１の巻線Ｎ_L1と並列に設け
ても全く同様の効果が得られるが、この時の動作は第１
図の実施例と同様であり、ここでは省略した。

第５図は本発明の第四の実施例を示す要部回路構成図で
あつて、可飽和リアクトルＬ_S1の周辺回路部のみを示す
が、他方の可飽和リアクトルＬ_S2も同様の構成を持たせ
る。

同図においても、Ｅ_ｒは可飽和リアクトルＬ_S1をリセツ
トさせる電流を流すためのリセツト用電源である。な
お、Ｅ_ｒはスイツチング電源の出力電圧を用いて代用す
ることも可能である。Ｑ_ｃは第１図に示す制御回路２の
出力によつて可飽和リアクトルＬ_S1の第２の巻線Ｎ_L2に
流れるリセツト電流を制御するトランジタ、１′はトラ
ンジスタＱ_ｃと並列に設けられたインピーダンス低下回
路である。

第５図において信号Ｓ_１によつて第１図のトランジスタ
Ｑ_１がターンオンした場合を考える。この時、インピー
ダンス低下回路１′も信号Ｓ_１によつて動作を停止し、
図のｆ，ｇ間を高インピーダンス状態にする。また、ト
ランジスタＱ_ｃも一定のリセツト電流を流す様に制御さ
れているため、コレクタ，エミツタ間は高インピーダン
スになつている。ここで、二次巻線Ｎ₂₁とセンタタツプ
間に発生した電圧は第１の巻線Ｎ_L1の図示黒丸と逆極性
を正にして印加されるが、第２の巻線Ｎ_L2にはリセツト
電流しか流れることができず、第１の巻線Ｎ_L1にもリセ
ツト電流を該第１の巻線Ｎ_L1側に換算した電流が流れる
だけであり、二次巻線Ｎ₂₁に誘起した電圧は第１の巻線
Ｎ_L1によつて阻止される。また、一般に第２の巻線Ｎ_L2
に流れるリセツト電流は負荷電流に比べて十分小さいた
め無視できる。可飽和リアクトルＬ_S1が飽和すると巻線
Ｎ₂₁からＮ_L1，Ｄ_１に介して電流が流れ、負荷側に電力
を供給する。

次に、トランジスタＱ_２がオフした時の動作について述
べる。インピーダンス低下回路１′は信号Ｓ_１が出力さ
れておらず、また、トランジスタＱ_ｃのコレクタ電圧が
Ｅ_ｒよりも大きくなると動作し、ｆ，ｇ間を短絡状態に
し、これにより、トランジスタＱ_ｃのコレクタ電圧がＥ
_ｒに保たれるように動作する。

トランジスタＱ_２がターンオフした時は、信号Ｓ_１が出
力されていない。ここで、変圧器の励磁電流によつて巻
線Ｎ_L1，Ｎ_L2に図示黒丸と逆極性を正とする電圧が誘起
した場合を考える。この時、第２の巻線Ｎ_L2に誘起した
電圧をＶ_２とすれば、トランジスタＱ_ｃのコレクタ電圧
はＥ_ｒ＋Ｖ_２となり、インピーダンス低下回路１′が動
作してｆ，ｇ間に電流が流れる。ｆ，ｇ間のインピーダ
ンスはトランジスタＱ_ｃのコレクタ電圧をＥ_ｒとする様
に動作するため、Ｖ_２はＯＶとなり、見掛け上第２の巻
線Ｎ_L2が短絡された様になつてＮ_L1，Ｎ_L2に電圧が発生
することを防止できる。

本実施例の様に、磁気増幅器用可飽和リアクトルのリセ
ツト電流を制御する制御素子と並列にインピーダンス低
下回路を設けても、変圧器の励磁電流による電圧が可飽
和リアクトルに印加されず、可飽和リアクトルの鉄損を
低減できる効果がある。

第６図は第５図におけるインピーダンス低下回路１′の
一例を示す回路構成図で、抵抗３１とトランジスタ３２
は、信号Ｓ_１の有無を判別する判別回路を構成し、抵抗
３３、トランジスタ３４、定電圧ダイオード３５は、短
絡回路を構成している。

同図においてまず、信号Ｓ_１によつてトランジスタＱ_１
がターンオンした時の動作を考える。この時、信号Ｓ_１
によつてトランジスタ３２も導通する。ここで、変圧器
の二次巻線Ｎ₂₁（第５図）に誘起した電圧は可飽和リア
クトルＬ₂₁の第１の巻線Ｎ_L1に図示黒丸と逆極性に正に
して印加され、第２の巻線Ｎ_L2にも図示黒丸と逆極性を
正にして電圧Ｖ_２が発生する。このため、トランジスタ
Ｑ_ｃのコレクタ電圧はＥ_ｒ＋Ｖ_２となる。いま、定電圧
ダイオード３５が阻止する電圧をＥ_ｒに選定すれば、Ｖ
_２の発生によつて定電圧ダイオード３５，抵抗３３，ト
ランジスタ３２に電流が流れるが、トランジスタ３４に
ベース電流は流れず、該トランジスタ３４はオフ状態で
ある。抵抗３３を大きな値に選定すればｆ，ｇ間のイン
ピーダンスも大きく、可飽和リアクトルＬ_S1は出力を一
定に制御するため、二次巻線Ｎ₂₁に発生した電圧を所定
の期間阻止した。

次に、トランジスタＱ_２がターンオフした後の動作につ
いて説明する。この時、信号Ｓ_１は発生しておらず、ト
ランジスタ３２はオフ状態になつている。ここで、二次
巻線Ｎ₂₁から流れる変圧器の励磁電流によつて、可飽和
リアクトルＬ_S1の各巻線にトランジスタＱ_１が導通した
時と同一極性の電圧が誘起した場合を考える。第２の巻
線Ｎ_L2に発生した電圧によりトランジスタＱ_ｃのコレク
タ電圧がＥ_ｒ以上となるため、定電圧ダイオード３５，
抵抗３３を通して電流が流れる。この電流はトランジス
タ３２がオフしているため、トランジスタ３４のベー
ス，エミツタ間に流れ、該トランジスタ３４を導通させ
る。トランジスタ３４の導通によってｆ，ｇ間が導通状
態になると、リセツト用電源Ｅ_ｒから第２の巻線Ｎ_L2，
トランジスタ３４の経路で電流が流れる。この電流を第
１の巻線Ｎ_L1側に換算した値が該第１の巻線Ｎ_L1を流れ
る変圧器の励磁電流と等しくなると、可飽和リアクトル
Ｌ_S1の各巻線に誘起していた電圧はＯＶとなり、巻線Ｎ
_L1，Ｎ_L2は短絡状態と見なせる様になる。このため可飽
和リアクトルＬ_S1の磁束密度は変化することなく、鉄損
の低減を図ることができる。そして、トランジスタ３４
が導通した結果、第２の巻線Ｎ_L2を流れる電流が増加し
てゆき、この第２の巻線Ｎ_L2を流れる電流を第１の巻線
Ｎ_L1側に換算した値が、第１の巻線Ｎ_L1を流れる励磁電
流よりも大きくなると、可飽和リアクトルＬ_S1の各巻線
には図示黒丸を正極性とする電圧が誘起し、トランジス
タＱ_ｃのコレクタ電圧がＥ_ｒよりも小さくなる。この状
態になると定電圧ダイオード３５は電流を流さず、トラ
ンジスタ３４はオフ状態になる。この様に、本実施例に
依ればインピーダンス低下回路１′は、トランジスタＱ
_１，Ｑ_２のオフ期間に、これ等のトランジスタがオンし
た時と同一極性の電圧が可飽和リアクトルＬ_S1の各巻線
に印加された場合、トランジスタＱ_ｃのコレクタ電圧を
Ｅ_ｒに保つ様に動作し、該可飽和リアクトルＬ_S1の各巻
線を見掛け上短絡状態にして磁束密度の変化を防止で
き、鉄損を低減できる効果がある。

第７図は第１図に示した制御回路の一例を示す回路構成
図であつて、２１は演算増幅器であり、基準電源２２の
電圧とａ点から抜出したスイツチング電源の出力電圧と
の差に比例した出力をトランジスタ２３のベースに供給
し、該トランジスタ２３を介してｃ点から可飽和リアク
トルにリセツト電流を供給する。

第８図は第１図に示した発振回路の一例を示す回路構成
図であつて、３１はタイマー用ＩＣ（日立製ＨＡ１７５
５５等）で構成される発振器であるが、このＩＣの動作
は良く知られているので説明を省略する。また３２はフ
リツプフロツプであり、発振器３１の出力信号を１／２
分周し、発振器３１の信号をトランジスタ３３と３４に
振り分ける。Ｖ_ccは発振回路３を動作させるための電源
であり、トランジスタ３３，３４を介してそれぞれ信号
Ｓ_１，Ｓ_２を構成する。なお、トランジスタＱ_１，Ｑ_２
に供給する信号Ｓ_１，Ｓ_２と、インピーダンス低下回路
に供給する信号との間で絶縁が必要な場合は、トランジ
スタ３３，３４の出力側にそれぞれパルストランスやフ
オトカプラ等の素子を設けることも可能である。

また、以上の説明はプツシユプル形のスイツチング電源
に磁気増幅器を用いた場合を例に説明したが、ハーフブ
リツジやフルブリツジ及び一石フオワード形のスイツチ
ング電源に磁気増幅器を用いた場合も、同様に本発明は
適用できる。

〔発明の効果〕

以上説明したように、本発明によれば、磁気増幅器用の
可飽和リアクトルは、出力制御を行うために必要な磁束
密度の変化しか生ぜず、鉄損による温度上昇を低減でき
るため、スイツチング電源の高周波化，小形化が可能に
なる。可飽和リアクトルの許容温度上昇を４０deg．と
した場合の一例では、本発明によるスイツチング電源は
周波数を２５０ＫＨｚにすることができ、従来の２．５
倍の高周波動作が可能であつた。これに伴つてスイツチ
ング電源の総体積も従来の６５％に低減できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第一の実施例を示す回路構成図、第２
図は本発明の第二の実施例を示す要部回路構成図、第３
図はインピーダンス低下回路の一例を示す回路構成図、
第４図は本発明の第三の実施例を示す要部回路構成図、
第５図は本発明の第四の実施例を示す要部回路構成図、
第６図は第５図におけるインピーダンス低下回路の一例
を示す回路構成図、第７図は第１図に示した制御回路の
一例を示す回路構成図、第８図は第１図に示した発振回
路の一例を示す回路構成図である。 １……インピーダンス低下回路、２……制御回路、３…
…発振回路、Ｓ_１，Ｓ_２……トランジスタＱ_１，Ｑ_２の
駆動用信号、_S1，Ｌ_S2……磁増幅器用可飽和リアクト
ル、Ｎ₁₁，Ｎ₁₂……変圧器の一次巻線、Ｎ₂₁，Ｎ₂₂……
変圧器の二次巻線、Ｄ_１，Ｄ_２……整流ダイオード、Ｔ
……変圧器。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 松田 靖夫 茨城県日立市久慈町4026番地 株式会社日 立製作所日立研究所内 (72)発明者 吉中 英夫 東京都千代田区丸の内２丁目１番２号 日 立金属株式会社内 (56)参考文献 特開 昭61−170278（ＪＰ，Ａ) 特開 昭60−156268（ＪＰ，Ａ)

Claims (7)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】直流入力電源と変圧器の一次巻線とスイッ
   チ素子とが直列に接続され、前記スイッチ素子の開閉動
   作によって前記変圧器の二次巻線に出力される電力を少
   なくも可飽和リアクトルとダイオードから構成された磁
   気増幅器によって一定出力に制御する磁気増幅器制御形
   スイッチング電源において、前記可飽和リアクトルを短
   絡状態にバイパスする短絡回路と、該短絡回路を前記ス
   イッチ素子のオフ期間中動作させる判別回路とを設け、
   前記スイッチ素子のオン期間に前記可飽和リアクトルに
   対して印加される電圧と同一極性の電圧が、前記スイッ
   チ素子のオフ期間にも前記可飽和リアクトルに対して印
   加されてしまうのを防止するように構成したことを特徴
   とする磁気増幅器形スイッチング電源。
2. 【請求項２】特許請求の範囲第１項において、前記短絡
   回路が、前記変圧器の一次巻線又は二次巻線に並列に接
   続されていることを特徴とする磁気増幅器形スイッチン
   グ電源。
3. 【請求項３】特許請求の範囲第１項において、前記短絡
   回路が、前記可飽和リアクトルに並列に接続されている
   ことを特徴とする磁気増幅器制御形スイッチング電源。
4. 【請求項４】特許請求の範囲第１項において、前記可飽
   和リアクトルが、負荷電流が流れる第１の巻線と、リセ
   ット電流が流れる第２の巻線とを備えていることを特徴
   とする磁気増幅器制御形スイッチング電源。
5. 【請求項５】特許請求の範囲第４項において、前記短絡
   回路が、前記可飽和リアクトルの第１の巻線又は第２の
   巻線の一方に並列に接続されていることを特徴とする磁
   気増幅器制御形スイッチング電源。
6. 【請求項６】特許請求の範囲第４項において、前記短絡
   回路が、前記可飽和リアクトルの第２の巻線に供給すべ
   きリセット電流をスイッチング電源の出力に応じて制御
   する制御素子を備えていることを特徴とする磁気増幅器
   制御形スイッチング電源。
7. 【請求項７】特許請求の範囲第１項において、前記スイ
   ッチ素子が１８０゜の位相差で動作する一対のスイッチ
   素子で構成され、これらスイッチ素子の動作によって前
   記変圧器が正負両極性に磁化され、該変圧器の二次巻線
   に電力を供給するようにしたスイッチング電源回路が形
   成されていることを特徴とする磁気増幅器制御形スイッ
   チング電源。