JPS6387168A

JPS6387168A - 磁気増幅器制御形スイツチング電源

Info

Publication number: JPS6387168A
Application number: JP22809786A
Authority: JP
Inventors: Kenichi Onda; 謙一恩田; Kimihito Abe; 阿部　公仁; Yasuo Matsuda; 松田　靖夫; Hideo Yoshinaka; 吉中　英夫
Original assignee: Hitachi Ltd; Hitachi Metals Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd; Proterial Ltd
Priority date: 1986-09-29
Filing date: 1986-09-29
Publication date: 1988-04-18
Anticipated expiration: 2009-05-18
Also published as: JPH0638710B2

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕本発明は、磁気増幅器制御形スイッチング電源に係り、
特に磁気増幅器用可飽和リアクトルの鉄損を低減させ、
スイッチング電源の高周波化、小形化を図るのに好適な
磁気増幅器制御形スイッチング電源に関する。

〔従来の技術〕

従来、プッシュプルやハーフブリッジ等のコンバータに
磁気増幅器を用いて出力制御を行う場合、アイ・イー・
イー・イー、ベスク゛８４レコード（”８４．６）第３
８２頁から第３８７頁（ＩＥＥ［！。

ＰＥ５Ｃ’８４　Ｒｅｃｏｒｄ　　（’８４．６）　Ｐ
Ｐ、　　３８２〜３８７）に示されている様に、変圧器
の二次側巻線は一般にセンタタップを設けてこれを基準
電位とし、更に二次側Ｓ線の両端にそれぞれ磁気増幅器
用可飽和リアクトルを接続した構成を採っている。

〔発明が解決しようとする問題点〕

上記従来技術においては、変圧器の一次１！線側に設け
られた一対のスイッチ素子が同時にオフ状態となった時
の変圧器の励磁電流の影響については考慮されていない
。

すなわち、一対のスイッチ素子が同時にオフし、変圧器
の一次巻線側が解放状態になると変圧器の励磁電流は二
次側巻線を流れようとする。しかし、二次側巻線に設け
られた磁気増幅器用可飽和リアクトル（以下、可飽和リ
アクトルと記す）がこの励磁電流を阻止しようとして電
圧を発生する。この電圧によって可飽和リアクトルは出
力制御を行う時以外にも磁束密度の変化を生じ、鉄損が
増大するという問題があった。　本発明は、出力制御を
行う時以外の余分な磁束密度の変化を防止し、可飽和リ
アクトルの鉄損を低減することによって磁気増幅器制御
形スイッチングレギュレータの高周波化、小形化を図っ
た磁気増幅器制御形スイッチング電源を提供することを
目的とする。

〔問題点を解決するための手段〕

上記目的は、変圧器の一次巻線側に設けられる一対のス
イッチ素子のオフ期間に、負荷電流と同一極性のｔ塊が
変圧器の二次側巻線に流れても、この電流がインピーダ
ンスの低い回路を介して流れる様に構成することによっ
て達成される。

〔作用〕

インピーダンス低下回路は、変圧器の一次巻線側に設け
られる一対のスイッチ素子がいずれもオフしている期間
にのみ動作する。これによって、可飽和リアクトルはス
イッチ素子のオン時に変圧器の二次巻線に誘起した電圧
を所定の期間阻止し、出力を一定に制御する。また、ス
イッチ素子のオフ期間にはインピーダンス低下回路が動
作し、変圧器の励磁電流が流れても可飽和リアクトルに
電圧は誘起しない。

〔実施例〕

以下、本発明の実施例を図面を用いて説明する。

第１図は本発明の第一の実施例を示す回路構成図であっ
て、ｌはインピーダンス低下回路、２は制御回路、３は
発振回路、Ｑｌ、Ｑ＊はトランジスタ、Ｔは変圧器、Ｌ
□、Ｌ、！は可飽和リアクトルである。

同図において、一対のトランジスタＱ　＋　、Ｑ　ｓは
変圧器Ｔの一次巻線Ｎｌｌ、Ｎ＋□にそれぞれ接続され
、１８００の位相差で動作する。また、発振回路３は発
振回路３の出力信号Ｓｌ＋３１によってそれぞれトラン
ジスタＱ＋　、Ｑ＊を動作させる。可飽和リアクトルＬ
□、Ｌｓｆｉはそれぞれ変圧器Ｔの二次巻線Ｎ　ｍ　ｌ
＊　Ｎ　ｔ　ｚに接続され、制御回路２から供給される
リセット電流によって該二次巻線Ｎ８．。

Ｎｏに誘起した電圧を所定の期間阻止する。

インピーダンス低下回路ｌは、発振回路３の出力Ｓ＋、
Ｓｍの信号を判別し、可飽和リアクトルＬ□、Ｌｏの両
端のインピーダンスを低下させて、出力制御を行う時以
外に該可飽和リアクトルし□。

Ｌｓｌの両端に電圧が発生することを防止する。なお、
Ｄ＋、Ｄｘは整流ダイオードである。

次に上記構成の動作について説明する。

信号ＳｌによってトランジスタＱｌがターンオンすると
同時に、インピーダンス低下回路１は動作を停止する。

また、トランジスタＱ１のターンオンによって一次巻線
Ｎ、には図示黒丸を正極性に直流入力電源Ｅの電圧が印
加され、該−次巻線Ｎｌｌと磁気結合した一次＠腺Ｎｌ
ｉ二次巻線Ｎ□。

Ｎ、Ｉにも図示黒丸を正極性とする電圧が印加される。

この時、トランジスタＱ８がオフ状態であるために一次
ｔ１線Ｎｌ！には電流が流れない、また、二次巻線Ｎ鵞
オに誘起した電圧は整流ダイオードＤ。

を逆バイアスするため、二次＠ｎＮ＊ｚにも電流は流れ
ない、一方、二次巻線Ｎ　ｚ　１に誘起した電圧は可飽
和リアクトルし３１に印加され、この電圧によって咳可
飽和リアクトルＬＳＩの磁束密度が上昇し、やがて飽和
磁束密度に達する。可飽和リアクトルＬ１は、磁束密度
が飽和磁束密度に達するまでは高いインピーダンスを持
ち、二次巻ＨＮ　ｇ　＋に誘起した電圧を阻止して電流
を流さない、飽和磁束密度に達すると可飽和リアクトル
Ｌ３１のインピーダンスが急減し、該可飽和リアクトル
Ｉ−ｓ＋を通して一次巻ＨＮ　ｔ　ｔから電流が流れ、
負荷側に電力を供給する。可飽和リアクトルし、ｌが電
圧を阻止する期間はトランジスタａＳのオン期間に制御
回路２から供給されるリセット電流によって変えること
ができ、これにより出力を一定に制御する。一方、可飽
和リアクトルＬＳＩはトランジスタＱ、のオン期間に制
御回路２から供給されるリセット電流によって高いイン
ピーダンスを持つ。

ここでトランジスタＱ１がターンオフすると、二次巻＆
ＪＩＮ　ｚ　ｒ　、可飽和リアクトルＬｓ＋を通して流
れていた電流がしゃ断され、負荷側に供給される電力も
しゃ断される。一方、トランジスタＱ、の導通期間に変
圧器Ｔを流れていた励磁電流は、−次巻′ＩＩＡＮＩＩ
を流れることができず、二次Ｓ線Ｎ。

から可飽和リアクトルし、８を通して流れようとする。

しかし、可飽和リアクトルＬ。が高いインピーダンスを
持っているため、励磁電流が流れようとすると可飽和リ
アクトルＬ３意は電圧を発生する。

これに引き続いてトランジスタＱ８がターンオンすると
、各巻線には図示黒丸と逆方向を正とする電圧が誘起す
る。二次巻線Ｎ！、に誘起した電圧は出力を一定に制御
するように所定の期間可飽和リアクトルＬ３□によって
阻止される０以上の動作から、咳可飽和リアクトルＬｓ
ｓは出力制御を行う時以外に変圧器Ｔの励ｉｆｆ電流に
よっても電圧が印加され、磁束密度の変化が生じている
ことがわかる。

トランジスタＱ！がターンオフした後は可飽和リアクト
ルＬ３□と同様に可飽和リアクトルし□に励磁電流によ
る電圧が発生する。しかし、可飽和リアクトルＬ　Ｓ　
Ｉ　＋　　Ｌ　３　Ｎとそれぞれ並列に設けられたイン
ピーダンス低下回路ｌは、トランジスタＱ１をターンオ
フさせるために信号Ｓ、が停止すると、該信号Ｓ１を判
別して低インピーダンス状態になる。このため、二次巻
線Ｎ。から流れる励磁電流はインピーダンス低下回路１
を通して流れることができ、しかも、低インピーダンス
回路１が低インピーダンスになっているために、励磁電
流が流れることによる電圧降下は小さく、可飽和リアク
トルＬ３ｔの両端に電圧が発生することを防止できる。

信号Ｓ、によってトランジスタＱｌがターンオンすると
、該信号Ｓオの信号を判別してインピーダンス低下回路
１は動作を停止するため、二次巻線Ｎ□に誘起した電圧
を所定の期間可飽和リアクトルし。が阻止し、これによ
り出力を一定に制御できる。

本実施例によれば、トランジスタＱ＋　、Ｑｍのオフ期
間に変圧器Ｔの二次巻線を流れる励磁電流は、可飽和リ
アクトルＬＳｉ　　ＬＳＩとそれぞれ並列に設けられた
インピーダンス低下回路ｌを流れ、可飽和リアクトルＬ
ｓ＋＋　　Ｌｓｘの両端に発生する電圧を抑制できる。

従って、可飽和リアクトルし、１゜Ｌ、８はトランジス
タＱ＋　、Ｑｚのターンオン後、出力を制御するために
所定の期間電圧を阻止すれば良く、使用磁束密度を低減
でき、鉄損を小さくできる効果がある。

第２図は本発明の第二の実施例を示す要部回路構成図で
あって、本実施例は前記第１図のインピーダンス低下回
路１を変圧器Ｔの二次巻線Ｎ　雪１　＊ＮＨと並列に設
けたものである。インピーダンス低下回路１は変圧器Ｔ
の一次Ｓ線と並列に設けても同様の効果を得ることがで
きるが、その動作は変圧器Ｔの二次巻線Ｎ□、Ｎ、と並
列に設けた場合と同じであり、ここでは−次巻線と並列
に設けた時の説明は省略する。

同図において、第１図に示したトランジスタＱｌが導通
している時は二次＠ＮＮ□から可飽和リアクトルし□、
ダイオードＤ、を通して負荷電流が流れ、負荷に電力を
供給している。この時、信号Ｓ１によって二次巻′ＭＡ
Ｎ□に設けられたインピーダンス低下回路１は動作でき
ない、ここでトランジスタＱｌがターンオフした場合を
考える。トランジスタＱ、がターンオフすると信号Ｓ＋
、Ｓｇはいずれも停止するため、インピーダンス低下回
路１は動作可能になる。また、トランジスタＱ。

のオン期間に流れていた変圧器Ｔの励磁電流が、変圧器
Ｔの二次巻線から放出しようとして二次巻線Ｎ　＠　ｌ
＊　Ｎ　＊　＊には図示黒丸と逆極性を正とする電圧を
生ずる。二次Ｓ線Ｎ宏、に生じた電圧は整流ダイオード
Ｄ、によって阻止される。

一方、二次Ｓ線Ｎ。に設けられたインピーダンス低下回
路１は動作可能な状態にあるため、ｄ点を正とする電圧
が発生すれば、二次巻線Ｎ、の両端のインピーダンスを
低下′させる。このため、変圧ＢＴの励Ｍｉｉ流は二次
巻線Ｎ。からｄ点、インピーダンス低下回路ｌの内部、
６点を通して流れ、二次巻線Ｎ。に発生する電圧を抑制
する０次にトランジスタＱＳがターンオンした時は、信
号Ｓ８によって二次巻１１１Ｎ＊Ｒに設けられたインピ
ーダンス低下回路１は動作を停止し、ｄ、ｅ間を解放す
る。トランジスタＱ８がオフした時は同様に二次巻線Ｎ
ｉｌに設けられたインピーダンス低下回路ｌが動作し、
変圧器Ｔの励Ｍｉｔ流をインピーダンスの低い回路を介
して流す。

この様に、インピーダンス低下回路ｌは変圧器Ｔの巻線
と並列に設けても前記第１図に示した実施例と同様の効
果を得ることができる。

第３図はインピーダンス低下回路の一例を示す回路構成
図であって、１はインピーダンス低下回路、１１はイン
ピーダンス低下用トランジスタ、１２．１６はダイオー
ド、１３．１５は抵抗、１４はトランジスタであり、第
１図、第２図と同一符号は同一部分を示す。

同図において、ダイオード１２．トランジスタ１１、抵
抗１３は可飽和リアクトルＬ３１の両端のインピーダン
スを低下させるための回路を構成し、抵抗１５．ダイオ
ード１６およびトランジスタ１４は判別回路を構成する
。信号Ｓ、によって第１図のＱ、がターンオンすると、
第３図のトランジスタ１４もターンオンする。トランジ
スタＱｌ　ｆ）ターンオンによって変圧器Ｔの二次＠線
Ｎ雪、の黒丸を工種性にした電圧が誘起し、二次巻線Ｎ
ｍｌからダイオード１２．抵抗１３．トランジスタ１４
゜二次側巻線のセンタタップの経路で電流が流れるが、
トランジスタ１１のベースには電流が流れず、該トラン
ジスタ１１はオフ状態となっている。

このため、二次巻ＴＩＡ　Ｎ　Ｉ　Ｉに誘起した電圧は
可飽和リアクトルＬＳＩによって所定の期間阻止される
。

トランジスタＱｔがターンオンした時も可飽和リアクト
ルＬｌと並列に設けられたインピーダンス低下回路ｌが
同様に動作し、二次巻＆ＩＮ　ｔ　ｔに誘起した電圧を
可飽和リアクトルＬｌが所定の期間阻止する。この様に
、信号Ｓ＋、Ｓ＊によってトランジスタＱ＋、Ｑ＊のい
ずれかが導通している期間は第３図のトランジスタ１１
がオフ状態になり、インピーダンス低下回路ｌは動作し
ない。

次に、トランジスタＱ３がターンオフした場合を考える
。この時、信号Ｓ１は出力されておらず、第３図のトラ
ンジスタ１４もオフ状態になる。

トランジスタＱｔのターンオフによって、変圧器の励磁
電流は二次巻線Ｎ冨、の黒丸から流出するが、可飽和リ
アクトルＬ３１が高インピーダンスになっているため、
ダイオード１２．抵抗１３．トランジスタ１１のベース
、エミッタの経路を流れ、該トランジスタ１１を導通さ
せる。トランジスタ１１が導通するため、励磁電流はダ
イオード１２゜トランジスタ１１の経路を流れ、可飽和
リアクトルＬｓ＋をバイパスする。このため、該可飽和
リアクトルＬＳＩにはトランジスタ１１の飽和電圧とダ
イオード１２の順電圧降下しか印加されず、該可飽和リ
アクトルＬｔｔの磁束密度の変化を防止する。

この様に、信号Ｓｌが出力されないと第３図の信号判別
回路によってトランジスタ１１が導通し、可飽和リアク
トルＬｓ＋の両端のインピーダンスを低下させ、該可飽
和リアクトルＬ□に電圧が印加されることを防止できる
。

トランジスタＱ、がターンオフした場合も同様に可飽和
リアクトルＬｓｔの磁束密度の変化を防止できる。

この様に、第３図に示すインピーダンス低下回路に依れ
ば、トランジスタＱ＋　、Ｑｔのオン期間にはインピー
ダンス低下回路ｌが動作することな（、磁気増幅器によ
って出力を一定に制御でき、トランジスタＱｔ　、Ｑｔ
のオフ期間にそれぞれのトランジスタがオンした時と同
一極性の電圧が可飽和リアクトルＬ　１１＋　　Ｌ　ｓ
ｔに印加される場合はインピーダンス低下回路によって
該可飽和リアクトルし３１　＋　　Ｌ　Ｓ　Ｉの両端の
インピーダンスを低下させ、該可飽和リアクトルＬＳ１
．　ＬＳｇに電圧が印加されることを防止できる。

第４図は本発明の第三の実施例を示す！部回路構成図で
あって、Ｎ　Ｌ　ｌ　ｌ　Ｎ　ｔ　ｚはそれぞれ可飽和
リアクトルし３１の第１の巻線、第２の巻線であり、前
記第１図と同一符号は同一部分を示す。

同図において、可飽和リアクトルし□に負荷電流を流す
第１の巻線ＮＬｌと、可飽和リアクトルをリセットする
ためのリセット電流を流す第２の巻線ＮＬＩを設け、第
２のＳｎ　Ｎ　ｔ　＊を並列にインピーダンス低下回路
１を接続している。

前記第３図では、可飽和リアクトルＬ３１の周辺回路の
みを示しているが他方の可飽和リアクトルｔｓｘも同様
の構成を持たせる。

ここで、信号Ｓｌによって第１図のトランジスタＱＩが
ターンオンした場合を考える。この時、第４図に示すイ
ンピーダンス低下回路ｌは信号Ｓ１によって動作を停止
する。このため、変圧器の二次Ｓ線Ｎ□とセンタタップ
との間に誘起した電圧は可飽和リアクトルＩ−ｓ＋の第
１のｅ線ＮＬＩに図示黒丸と逆極性を正として印加され
る。この時、第２のｔｉ線ＮＬ！にも図示黒丸と逆極圧
を正とする電圧が誘起するが、インピーダンス低下回路
１が動作を停止しているため、該回路１を通して２１は
流れず、第２の巻線ＮＬ１の両端は高インピーダンスと
なっている。従って、可飽和リアクトルＬＳＩは変圧器
の二次巻線Ｎ、１に誘起した電圧を所定の期間阻止し、
出力を一定に制御できる。

次に、トランジスタＱ８がターンオフした後の動作を説
明する。この時、第４図に示すインピーダンス低下回路
ｌには信号Ｓｌが入力されておらず、該回路ｌは動作可
能な状態になっている。ここで、二次＠ｍＮ□から第１
の巻線ＮＬ、、ダイオードＤ、を通して変圧器の励磁電
流が流れようとした場合を考える。この時、第１の巻線
ＮＬ、にはトランジスタＱ、がオンした時と同一極性の
電圧が印加されようとし、第２の巻線ＮＬ！にも図示黒
丸と逆極性を正として電圧が誘起される。この電圧によ
ってインピーダンス低下回路１が動作し、第２の巻線Ｎ
Ｌ、の両端のインピーダンスを低下させ、第１の巻線Ｎ
いを流れる変圧器の励磁電流を第２の巻ＨＮ　ｔ　ｘ側
に換算した電流が第２のｔ！ＭＡ　Ｎ　Ｌ　ｓの図示黒
丸と逆極性側からインピーダンス低下回路１を通して流
れ、可飽和リアクトルＬ□の各巻線に電圧が発生するこ
とを防止する。なお、第４図のｄ、ｅ点はそれぞれ第２
図中に示すインピーダンス低下回路のｄ、ｅ点と同一の
点を示す。

この様に、本実施例に依れば負荷電流を流す第１の巻線
と、リセット電流を流す第２のｔ！線とを備えた磁気増
幅器用可飽和リアクトルにおいても、変圧器の励磁電流
による可飽和リアクトルの磁束密度を低減でき、鉄損も
小さく抑制できる効果がある。なお、第４図において、
インピーダンス低下回路１を第１の一＠　＊　Ｎ　Ｌ　
ｔと並列に設けても全く同様の効果が得られるが、この
時の動作は第１図の実施例と同様であり、ここでは省略
した。

第５図は本発明の第四の実施例を示す要部回路構成図で
あって、可飽和リアクトルＬ□の周辺回路部のみを示す
が、他方の可飽和リアクトルＬｓ雪も同様の構成を持た
せる。

同図において、Ｅ、は可飽和リアクトルしｓｌをリセッ
トさせる電流を流すためのリセット用電源である。なお
、Ｅ、はスイッチング電源の出力電圧を用いて代用する
ことも可能である。Ｑｃは第１図に示す制御回路２の出
力によって可飽和リアクトルＬ□の第２の巻線Ｎｔｔに
流れるリセット電流を制御するトランジスタ、１°はト
ランジスタＱｃと並列に設けられたインピーダンス低下
回路である。

第５図において信号ＳＩによって第１図のトランジスタ
Ｑ、がターンオンした場合を考える。この時、インピー
ダンス低下回路ｌ°も信号Ｓ、によって動作を停止し、
図のｆ、　　ｇ間を高インピーダンス状態にする。また
、トランジスタＱ、も一定のリセット電流を流す様に制
御されているため、コレクタ、エミッタ間は高インピー
ダンスになっている。ここで、二次’Ｊ　ＨＮ　ｚ　＋
とセンタタップ間に発生した電圧は第１のＳ線ＮＬｌの
図示黒丸と逆極性を正にして印加されるが、第２の壱＆
ｌ　Ｎ　Ｌ　ｔにはリセット電流しか流れることができ
ず、第１の巻線ＮＬｌにもリセット電流を該第１の巻＊
　Ｎ　Ｌ　＋側に換算した電流が流れるだけであり、二
次巻線Ｎ□に誘起した電圧は第１のｔＡｓｔＮｔ＋によ
って阻止される。また、一般に第２の巻線ＮＬｆｆｉに
流れるリセット電流は負荷電流に比べて十分中さいため
無視できる。可飽和リアクトルＬ□が飽和すると巻線Ｎ
■からＮＬｌ、ＤＩ　に介して電流が流れ、負荷側に電
力を供給する。

次に、トランジスタＱ、がオフした時の動作について述
べる。インピーダンス低下回路１゛は信号Ｓ１が出力さ
れておらず、また、トランジスタＱ、のコレクタ電圧が
Ｅ、よりも大きくなると動作し、ｆ、ｇ間のインピーダ
ンスを低下させる。

また、インピーダンス低下回路１”はｆ、ｇ間のインピ
ーダンスがトランジスタＱＣのコレクタ電圧をＥ、、と
する様に動作する。

トランジスタＱ意がターンオフした時は、信号Ｓｌが出
力されていない、ここで、変圧器の励磁電流によってｔ
１線ＮＬ１．ＮＬ、に図示黒丸と逆極性を正とする電圧
が誘起した場合を考える。この時、第２の＠腺ＮＬ１に
誘起した電圧をＶオとすれば、トランジスタＱｃのコレ
クタ電圧はＥ、＋Ｖ、となり、インピーダンス低下回路
１″が動作してｆ。

ｇ間に電流が流れる。　ｒ、　　ｇ間のインピーダンス
はトランジスタＱｃのコレクタ電圧をＥｌとする様に動
作するため、■、はＯｖとなり、見掛は上第２の’Ｊ　
ＨＮｔ　＊が短絡された様になって巻線ＮＬ、。

ＮＬ、に電圧が発生することを防止できる。

本実施例の様に、磁気制御用可飽和リアクトルのリセッ
ト電流を制御する制御素子と並列にインピーダンス低下
回路を設けても、変圧器の励磁電流による電圧が可飽和
リアクトルに印加されず、可飽和リアクトルの鉄損を低
減できる効果がある。

第６図は第５図におけるインピーダンス低下回路の一例
を示す回路構成図であって、３１．３２はそれぞれ抵抗
とトランジスタであり、信号Ｓ。

の有無を判別する判別回路を構成する。また、抵抗３３
．トランジスタ３４．定電圧ダイオード３５は、前記抵
抗３１．トランジスタ３２と共にインピーダンス低下回
路１”を構成する。

同図においてまず、信号Ｓ、によってトランジスタＱ、
がターンオンした時の動作を考える。この時、信号Ｓｌ
によってトランジスタ３２も導通する。ここで、変圧器
の二次巻ｖＡＮ□（第５図）に誘起した電圧は可飽和リ
アクトルＬ８．の第１の巻線ＮＬｌに図示黒丸と逆極性
を正にして印加され、第２の巻線Ｎ■にも図示黒丸と逆
極性を正にして電圧■８が発生する。このため、トラン
ジスタＱＣのコレクタ電圧はＥ、＋Ｖ、となる。いま、
定電圧ダイオード３５が阻止する電圧をＥｌに選定すれ
ば、■、の発生によって定電圧ダイオード３５゜抵抗３
３．トランジスタ３２に電流が流れるが、トランジスタ
３４にベース電流は流れず、該トランジスタ３４はオフ
状態である。抵抗３３を大きな値に選定すればｆ、ｇ間
のインピーダンスも大きく、可飽和リアクトルＬｓ＋は
出力を一定に制御Ｍするため、二次巻線Ｎ８．に発生し
た電圧を所定の期間阻止できる。

次に、トランジスタＱ８がターンオフした後の動作につ
いて説明する。この時、信号ｓ１は発生しておらず、ト
ランジスタ３２はオフ状態になっている。ここで、二次
巻線Ｎ□から流れる変圧器の励磁電流によって、可飽和
リアクトルＬＳＩの各巻線にトランジスタＱ１が導通し
た時と同一極性の電圧が誘起した場合を考える。第２の
巻線ＮＬｔに発生した電圧によりトランジスタＱｃのコ
レクタ電圧がＥ、以上となるため、定電圧ダイオード３
５、抵抗３３を通して電流が流れる。この電流はトラン
ジスタ３２がオフしているため、トランジスタ３４のベ
ース、エミッタ間に流れ、該トランジスタ３４を導通さ
せる。トランジスタ３４の導通によってｆ、ｇ間のイン
ピーダンスが低下し、リセット用電源Ｅ、、から第２の
巻＆１Ｎｔｔ、　　）ランジスタ３４の経路で電流が流
れる。この電流を第１の巻線ＮＬｌ側に換算した値が該
第１の巻線Ｎ。

を流れる変圧器の励磁電流と等しくなると、可飽和リア
クトルＬ３１の各巻線に誘起していた電圧は０■となり
、巻線ＮＬｌ、ＮＬ！は短絡状態と見なせる様になる。

このため可飽和リアクトルＬｓ＋の磁束密度は変化する
ことな（、鉄損の低減を図ることができる。トランジス
タ３４のインピーダンスが低下し、第２の巻線ＮＬ、を
流れる電流を第１の巻線ＮＬｌ側に換算した値が、第１
の＠線ＮＬＩを流れる励磁電流よりも大きくなると、可
飽和リアクトルＬｓ＋の各巻線には図示黒丸を正極性と
する電圧が誘起し、トランジスタＱｃのコレクタ電圧が
Ｅ、、よりも小さくなる。この状態になると定電圧ダイ
オード３５は電流を流さず、トランジスタ３４はオフ状
態になる。この様に、本実施例に依ればインピーダンス
低下回路１°は、トランジスタＱ　ｌ。

Ｑｌのオフ期間に、これ等のトランジスタがオンした時
と同一種性の電圧が可飽和リアクトルＬｓ＋の各巻線に
印加された場合、トランジスタＱｃのコレクタ電圧をＥ
ｌに保つ様に動作し、該可飽和リアクトルＬ□の各ＳＪ
を見掛は上短絡状態にして磁束密度の変化を防止でき、
鉄損を低減できる効果がある。

第７図は第１図に示した制御回路の一例を示す回路構成
図であって、２１は演算増幅器であり、基準電′ｓ２２
の電圧とａ点から抜出したスイッチング電源の出力電圧
との差に比例した出力をトランジスタ２３のベースに供
給し、該トランジスタ２３を介して０点から可飽和リア
クトルにリセット電流を供給する。

第８図は第１図に示した発振回路の一例を示す回路構成
図であって、３１はタイマー用ＩＣ（Ｅ車装ＨＡ１７５
５５等）で構成される発振器であるが、このＩＣの動作
は良く知られているので説明を省略する。また３２はフ
リップフロップであり、発振器３１の出力信号を１／２
分周し、発振器３１の信号をトランジスタ３３と３４に
振り分ける。ｖｃｃは発振回路３を動作させるための電
源であり、トランジスタ３３．３４を介してそれぞれ信
号Ｓ＋、Ｓｓを構成する。なお、トランジスタＱｌ　、
Ｑｘに供給する信号Ｓ＋、Ｓ怠と、インピーダンス低下
回路に供給する信号との間で絶縁が必要な場合は、トラ
ンジスタ３３．３４の出力側にそれぞれパルストランス
やフォトカブラ等の素子を設けることも可能である。

また、以上の説明はプッシュプル形のスイッチング電源
に磁気増幅器を用いた場合を例に説明したが、ハーフブ
リッジやフルブリッジ及び−石フォワード形のスイッチ
ング電源に磁気増幅器を用いた場合も、同様に本発明は
通用できる。

〔発明の効果〕

以上説明したように、本発明によれば、磁気増幅器用の
可飽和リアクトルは、出力制御を行うために必要な磁束
密度の変化しか生ぜず、鉄損による温度上昇を低減でき
るため、スイッチング電源の高周波化、小形化が可能に
なる。可飽和リアクトルの許容温度上昇を４Ｑｄｅｇ、
とした場合の一例では、本発明によるスイッチング電源
は周波数を２５０ＫＨ，にすることができ、従来の２．
５倍の高周波動作が可能であった。これに伴ってスイッ
チング電源の総体積も従来の６５％に低減できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第一の実施例を示す回路構成図、第２
図は本発明の第二の実施例を示す要部回路構成図、第３
図はインピーダンス低下回路の一例を示す回路構成図、
第４図は本発明の第三の実施例を示す要部回路構成図、
第５図は本発明の第四の実施例を示す要部回路構成図、
第６図は第５図におけるインピーダンス低下回路の一例
を示す回路構成図、第７図は第１図に示した制御回路の
一例を示す回路構成図、第８図は第１図に示した発振回
路の一例を示す回路構成図である。１・・・インピーダンス低下回路、２・・・制８１回路
、・・・発振回路、３１．３１・・・トランジスタＱｔ
。ユ□の駆動用信号、Ｌｓ＋＋　　Ｌｓｘ・・・磁気幅器
用可飽クリアクドル、Ｎ　ｒ　＋　＋　Ｎ　ｌｘ・・・
変圧器の一次巻線、Ｎ□、Ｎ、・・・変圧器の二次巻線
、Ｄｌ、Ｄｘ・・・整流ダイオード、Ｔ・・・変圧器。第１図Ｄ２・　整流ディ１−ド　　　　　　　　　　　Ｔ゛°
゛変５４ゞ第２図第３図第４図第５図第６図第７図、２第８図

Claims

【特許請求の範囲】１、直流入力電源と変圧器の一次巻線とスイッチ素子と
が直列に接続され、前記スイッチ素子の開閉動作によつ
て前記変圧器の二次側巻線に出力される電力を磁気増幅
器によつて一定出力に制御する磁気増幅器制御形スイッ
チング電源において、前記スイッチ素子のオフ期間に、
前記変圧器の励磁電流がインピーダンスの低い回路を介
して放出される様に、前記スイッチ素子のオフ期間にの
み動作できるインピーダンス低下回路を設け、前記スイ
ッチ素子のオフ期間に磁気増幅器用可飽和リアクトルに
スイッチ素子のオン期間と同一極性の電圧が印加される
様に構成したことを防止したことを特徴とする磁気増幅
器制御形スイッチング電源。２、特許請求の範囲第１項記載の磁気増幅器制御形スイ
ッチング電源において、前記インピーダンス低下回路は
、前記変圧器の一次巻線又は二次巻線と並列に設けたこ
とを特徴とする磁気増幅器制御形スイッチング電源。３、特許請求の範囲第１項記載の磁気増幅器制御形スイ
ッチング電源において、前記インピーダンス低下回路は
、前記磁気増幅器用可飽和リアクトルと並列に設けたこ
とを特徴とする磁気増幅器制御形スイッチング電源。４、特許請求の範囲第２項又は第３項記載の磁気増幅器
制御形スイッチング電源において、前記インピーダンス
低下回路は、すくなくとも前記スイッチ素子のオン、オ
フを判別する判別回路と、この判別回路によつて前記ス
イッチ素子のオフ期間にのみベース電流が供給できる様
に制御されるトランジスタとで構成したことを特徴とす
る磁気増幅器制御形スイッチング電源。５、特許請求の範囲第１項記載の磁気増幅器制御形スイ
ッチング電源において、前記磁気増幅器用可飽和リアク
トルは、負荷電流が流れる第１の巻線と、前記磁気増幅
器用可飽和リアクトルをリセットするためのリセット電
流を流す第２の巻線とを設けたことを特徴とする磁気増
幅器制御形スイッチング電源。６、特許請求の範囲第５項記載の磁気増幅器制御形スイ
ッチング電源において、前記インピーダンス低下回路は
、前記磁気増幅器用可飽和リアクトルの第１の巻線、又
は第２の巻線と並列に設けたことを特徴とする磁気増幅
器制御形スイッチング電源。７、特許請求の範囲第６項記載の磁気増幅器制御形スイ
ッチング電源において、前記インピーダンス低下回路は
、すくなくとも前記スイッチ素子のオン、オフを判別す
る判別回路と、この判別回路によつて前記スイッチ素子
のオフ期間にのみベース電流が供給できる様に制御され
るトランジスタとで構成したことを特徴とする磁気増幅
器制御形スイッチング電源。８、特許請求の範囲第５項記載の磁気増幅器制御形スイ
ッチング電源において、前記第２の巻線に流すリセット
電流を、前記スイッチング電源の出力に応じて制御する
制御素子と、前記インピーダンス低下回路とを並列に設
けたことを特徴とする磁気増幅器制御形スイッチング電
源。９、特許請求の範囲第８項記載の磁気増幅器制御形スイ
ッチング電源において、前記インピーダンス低下回路は
、すくなくとも前記スイッチ素子のオン、オフを判別す
る判別回路と、この判別回路によつて前記スイッチ素子
のオフ期間にのみベース電流が供給できる様に制御され
るトランジスタとで構成したことを特徴とする磁気増幅
器制御形スイッチング電源。１０、特許請求の範囲第１項記載の磁気増幅器制御形ス
イッチング電源において、前記スイッチング電源は、変
圧器の一次巻線側に１８０°の位相差で動作する一対の
スイッチ素子が設けられ、これ等のスイッチ素子の動作
によつて前記変圧器を正負両極性に磁化し、変圧器の二
次側巻線に電力を供給する回路構成としたことを特徴と
する磁気増幅器制御形スイッチング電源。