JPH0634585B2 - パルス幅変調インバ−タの電圧制御法 - Google Patents
パルス幅変調インバ−タの電圧制御法Info
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- JPH0634585B2 JPH0634585B2 JP59231320A JP23132084A JPH0634585B2 JP H0634585 B2 JPH0634585 B2 JP H0634585B2 JP 59231320 A JP59231320 A JP 59231320A JP 23132084 A JP23132084 A JP 23132084A JP H0634585 B2 JPH0634585 B2 JP H0634585B2
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- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
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- Engineering & Computer Science (AREA)
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Description
【発明の詳細な説明】 〔発明の利用分野〕 本発明はパルス幅変調（ＰＷＭ）インバータを用いて誘
導電動機を電圧／周波数一定制御する方法に係り、特に
その電圧制御法に関する。
導電動機を電圧／周波数一定制御する方法に係り、特に
その電圧制御法に関する。
電圧／周波数一定にして誘導電動機を可変駆動する場
合、高効率な運転を行うために１次電流を検出してこの
値に対応して電圧を制御する方法が一般に用いられてい
る。
合、高効率な運転を行うために１次電流を検出してこの
値に対応して電圧を制御する方法が一般に用いられてい
る。
第１図は上記の考え方を使用して誘導電動機を加速駆動
する場合の従来の構成例を示したもので下記のようにな
つている。交流電圧１０をコンバータ１１で整流して直
流電圧に変換して、これを平滑コンデンサ１２で平滑す
る。この結果得られた直流電圧をＰＷＭインバータ１３
で可変周波数の交流電源を形成し、誘導電動機１４を可
変速駆動する。ＰＷＭインバータ１３の制御回路の構成
はポテンシヨメータ１５から発せられる周波数指令ｆＲ
をＶ／Ｆ変換器１６に導入しパルス列に変換する。
する場合の従来の構成例を示したもので下記のようにな
つている。交流電圧１０をコンバータ１１で整流して直
流電圧に変換して、これを平滑コンデンサ１２で平滑す
る。この結果得られた直流電圧をＰＷＭインバータ１３
で可変周波数の交流電源を形成し、誘導電動機１４を可
変速駆動する。ＰＷＭインバータ１３の制御回路の構成
はポテンシヨメータ１５から発せられる周波数指令ｆＲ
をＶ／Ｆ変換器１６に導入しパルス列に変換する。
このパルス列は正弦波形成回路１７に導入され、ｆＲに
対応した１次電圧の指令値ＶＲ′を発生するように正弦
波の振幅値を決定する。この時電圧指令値ＶＲ′は変流
器２１から１次電流を検出しこれを整流回路１９で全波
整流して更にフイルタ回路１８を通して得られる電流検
出値Ｉに対応して決められる。即ち負荷の増減に応じて
Ｉの値が増減するため、負荷に対応した電圧制御が可能
になり、高効率な運転ができる。
対応した１次電圧の指令値ＶＲ′を発生するように正弦
波の振幅値を決定する。この時電圧指令値ＶＲ′は変流
器２１から１次電流を検出しこれを整流回路１９で全波
整流して更にフイルタ回路１８を通して得られる電流検
出値Ｉに対応して決められる。即ち負荷の増減に応じて
Ｉの値が増減するため、負荷に対応した電圧制御が可能
になり、高効率な運転ができる。
また１７から出力された正弦波はＰＷＭ信号発生回路２
０に導入され、ここで三角波と比較され、パルス幅変調
された信号を３相分形成しこれをＰＷＭインバータ１３
のゲートに印加して可変周波数の交流電源を得る。
０に導入され、ここで三角波と比較され、パルス幅変調
された信号を３相分形成しこれをＰＷＭインバータ１３
のゲートに印加して可変周波数の交流電源を得る。
以上述べたような従来の電圧制御方式で特に問題となる
のが電流検出方法と電圧指令の求め方である。従来の方
法だと第２図に示すように電流の検出値Ｉは整流リツプ
ルための同一の負荷状態でも検出時点によつて下記の式
で示すように変動する。
のが電流検出方法と電圧指令の求め方である。従来の方
法だと第２図に示すように電流の検出値Ｉは整流リツプ
ルための同一の負荷状態でも検出時点によつて下記の式
で示すように変動する。
Ｉmin ＩＩmax ………(1) ３相の全波整流器でＩを検出してもその変動分ΔＩは最
大１３％程度変動する。そのためこの値に対応して電圧
指令値を決定した場合その指令値も変動することにな
る。
大１３％程度変動する。そのためこの値に対応して電圧
指令値を決定した場合その指令値も変動することにな
る。
電圧(E)／周波数（ｆ１）一定制御を行つた場合発生ト
ルクＴは Ｔ∝（E1／f1）２ ………(2) となるため、電圧指令が変動するとこれに伴つて発生ト
ルクがその変動分の２乗で変ることになる。そのためこ
の方法で電圧制御をした場合発生トルクに大きな脈動が
発生することになる。そのため従来整流リツプルを制御
するために多相整流したり、大きな時定数を持つフイル
タを付加したりしていた。
ルクＴは Ｔ∝（E1／f1）２ ………(2) となるため、電圧指令が変動するとこれに伴つて発生ト
ルクがその変動分の２乗で変ることになる。そのためこ
の方法で電圧制御をした場合発生トルクに大きな脈動が
発生することになる。そのため従来整流リツプルを制御
するために多相整流したり、大きな時定数を持つフイル
タを付加したりしていた。
このため実用的なレベルまで多相整流する場合は回路が
複雑になり、また、フイルタを用いた場合可変周波数で
誘導電動機が駆動されるためフイルタの時定数を可変す
るなどしないと広範囲の周波数（速度）で使用するのが
難しくなるなどの欠点があつた。また上記の負荷に対応
して電圧指令値ＶＲ′を定めた場合、インバータ入力電
圧の変動による補償が考慮されていないため、余分な電
流が流れ、効率の良い制御ができないという欠点もあ
る。
複雑になり、また、フイルタを用いた場合可変周波数で
誘導電動機が駆動されるためフイルタの時定数を可変す
るなどしないと広範囲の周波数（速度）で使用するのが
難しくなるなどの欠点があつた。また上記の負荷に対応
して電圧指令値ＶＲ′を定めた場合、インバータ入力電
圧の変動による補償が考慮されていないため、余分な電
流が流れ、効率の良い制御ができないという欠点もあ
る。
本発明は上記の問題点を解決すべく提案されたもので、
インバータの入力電圧の定格値を基にして設定されたイ
ンバータ出力電圧設定値パルス幅変調インバータの電圧
制御法を提供することである。
インバータの入力電圧の定格値を基にして設定されたイ
ンバータ出力電圧設定値パルス幅変調インバータの電圧
制御法を提供することである。
本発明は、電動機の１次電流に対応させて前記電動機に
印加する１次電圧と１次周波数との比を変化させて前記
電動機を可変速駆動するパルス幅変調インバータの電圧
制御法において、 前記電動機の１次電流の絶対値を前記１次電流に対応す
る相の１次電圧の位相を基準にして表した(4)，(5)式の
条件を満たす特定位相θ０で検出し、この検出値が電動
機の２次電流値の定格以下の予め定められた値を超えた
ときに前記電流検出値に基づいて前記電動機の負荷に対
応した負荷率αを求め、さらに、インバータの入力電圧
の定格値を基にして設定されたインバータ出力電圧設定
値ＶＲを前記インバータの入力電圧とその値の定格値と
の偏差に基づいて補正して、実のインバータ出力電圧の
設定値ＶＲ″を求め、該設定値ＶＲ″と前記負荷率αを
基に(8)式によってインバータ出力電圧の指令値ＶＲ′
を求め、この値によって前記インバータの出力電圧を制
御することを特徴とする。
印加する１次電圧と１次周波数との比を変化させて前記
電動機を可変速駆動するパルス幅変調インバータの電圧
制御法において、 前記電動機の１次電流の絶対値を前記１次電流に対応す
る相の１次電圧の位相を基準にして表した(4)，(5)式の
条件を満たす特定位相θ０で検出し、この検出値が電動
機の２次電流値の定格以下の予め定められた値を超えた
ときに前記電流検出値に基づいて前記電動機の負荷に対
応した負荷率αを求め、さらに、インバータの入力電圧
の定格値を基にして設定されたインバータ出力電圧設定
値ＶＲを前記インバータの入力電圧とその値の定格値と
の偏差に基づいて補正して、実のインバータ出力電圧の
設定値ＶＲ″を求め、該設定値ＶＲ″と前記負荷率αを
基に(8)式によってインバータ出力電圧の指令値ＶＲ′
を求め、この値によって前記インバータの出力電圧を制
御することを特徴とする。
以下本発明の実施例を詳細に説明する。
先ず第３図及び第４図を用いて本発明の電流検出法から
述べる。第３図のａは相電圧（実線で示す）とそれに対
応する相電流（破線で示す）を示したものである。
述べる。第３図のａは相電圧（実線で示す）とそれに対
応する相電流（破線で示す）を示したものである。
無負荷状態では相電圧と相電流の位相差θ′は電動機の
容量によつても異なるがほぼ９０゜に近い値になつてい
る。一方負荷がかかるにつれて力率（＝cosθ；θ：１
次電圧と１次電流の位相差）が良くなり、定格の負荷が
かかつた状態ではこの値は０．８〜０．９位の値になる
ためこの時の位相差０″は２５゜〜３５゜になる。そこ
で９０゜の点を基準にした場合位相差は無負荷から定格
負荷状態になると０゜から５５゜〜６５゜まで変わる。
そのため９０゜の位相で検出される１次電流は無負荷か
ら定格負荷状態に変化すると点Ｐ０（＝Ｉ1sinθ゜）か
ら点Ｐ１（＝Ｉ1sin（９０゜−３５゜）〜Ｉ1sin（９０
゜−２５゜））になる。即ち負荷によつて、この時点の
１次電流は関数Ｉ1sin（９０゜−θ）で変ることにな
る。
容量によつても異なるがほぼ９０゜に近い値になつてい
る。一方負荷がかかるにつれて力率（＝cosθ；θ：１
次電圧と１次電流の位相差）が良くなり、定格の負荷が
かかつた状態ではこの値は０．８〜０．９位の値になる
ためこの時の位相差０″は２５゜〜３５゜になる。そこ
で９０゜の点を基準にした場合位相差は無負荷から定格
負荷状態になると０゜から５５゜〜６５゜まで変わる。
そのため９０゜の位相で検出される１次電流は無負荷か
ら定格負荷状態に変化すると点Ｐ０（＝Ｉ1sinθ゜）か
ら点Ｐ１（＝Ｉ1sin（９０゜−３５゜）〜Ｉ1sin（９０
゜−２５゜））になる。即ち負荷によつて、この時点の
１次電流は関数Ｉ1sin（９０゜−θ）で変ることにな
る。
第３図の(b)は１次電流Ｉ１を励磁電流成分（Ｉｍ）と
２次電流成分（Ｉ２）とに分解して表わした場合の電流
でトルク図を示したものである。ここで位相は次式で
与えられるものである。
２次電流成分（Ｉ２）とに分解して表わした場合の電流
でトルク図を示したものである。ここで位相は次式で
与えられるものである。
＝tan-1（Ｉ２／Ｉｍ） ………(3) 第３図のベクトル図より２次電流Ｉ２はＩ１・sinと
表わすことができるため、これは第３図の(a)９０゜の
位相で検出される１次電流の値に対応していることが分
る。
表わすことができるため、これは第３図の(a)９０゜の
位相で検出される１次電流の値に対応していることが分
る。
以上は１次電流を１次電圧の位相に対して９０゜の時点
に注目して検出することを述べたが、１次電流を全波整
流（絶対値）して検出する場合電流波形の０，１８０゜
に対する対称性から２７０゜の時点で検出しても同様な
ことがいえる。つまり１次電流を全波整流して検出する
場合は１サイクル中２つの位相９０゜，２７０゜で検出
したものが２次電流成分に相当することになる。
に注目して検出することを述べたが、１次電流を全波整
流（絶対値）して検出する場合電流波形の０，１８０゜
に対する対称性から２７０゜の時点で検出しても同様な
ことがいえる。つまり１次電流を全波整流して検出する
場合は１サイクル中２つの位相９０゜，２７０゜で検出
したものが２次電流成分に相当することになる。
負荷のレベルを検出する場合は１次電流の検出点として
は上記で述べた９０゜，２７０゜に限定する必要はな
い。第４図は１次電流の全波整流した値から負荷レベル
を検出する場合の電流の検出位相の許容範囲を示したも
のである。ここで実線は相電圧、破線は相電流を示し、
Ａ，Ｂ，Ｃの各点は上記の電流が０゜〜９０゜の範囲で
ゼロとなる位相を示しＡ′，Ｂ′，Ｃ″は９０゜〜１８
０゜の範囲で波高値を与える位相を示す。この場合上記
の各位相での負荷はＣ（Ｃ′），Ｂ（Ｂ′），Ａ
（Ａ′）の順で増加している。負荷レベルの検出位相θ
０を固定した場合無負荷から定格負荷に至る負荷レベル
を検出するには負荷と供に電流が増加する領域で検出電
流波形の傾斜が正の領域で検出すれば良い。この条件は
第４図ではθ０（９０゜位相）〜θ１（定格負荷時の電
流の波高値を与える位相）の区間がこれに該当すること
になる。一般にこの条件を０〜１８０゜の区間で表わす
と、 ９０゜θ0１８０゜−tan-1（Ｉ20／Ｉm0）……(4) となる。電流波形の対称性を考えると ２７０゜θ0３６０゜−tan-1（Ｉ20／Ｉm0）……
(5) の範囲の位相θ０で検出しても同等である。
は上記で述べた９０゜，２７０゜に限定する必要はな
い。第４図は１次電流の全波整流した値から負荷レベル
を検出する場合の電流の検出位相の許容範囲を示したも
のである。ここで実線は相電圧、破線は相電流を示し、
Ａ，Ｂ，Ｃの各点は上記の電流が０゜〜９０゜の範囲で
ゼロとなる位相を示しＡ′，Ｂ′，Ｃ″は９０゜〜１８
０゜の範囲で波高値を与える位相を示す。この場合上記
の各位相での負荷はＣ（Ｃ′），Ｂ（Ｂ′），Ａ
（Ａ′）の順で増加している。負荷レベルの検出位相θ
０を固定した場合無負荷から定格負荷に至る負荷レベル
を検出するには負荷と供に電流が増加する領域で検出電
流波形の傾斜が正の領域で検出すれば良い。この条件は
第４図ではθ０（９０゜位相）〜θ１（定格負荷時の電
流の波高値を与える位相）の区間がこれに該当すること
になる。一般にこの条件を０〜１８０゜の区間で表わす
と、 ９０゜θ0１８０゜−tan-1（Ｉ20／Ｉm0）……(4) となる。電流波形の対称性を考えると ２７０゜θ0３６０゜−tan-1（Ｉ20／Ｉm0）……
(5) の範囲の位相θ０で検出しても同等である。
以上は無負荷から定格負荷に至るまでの負荷レベルを連
続に検出する場合の位相の範囲を示した。しかし数十パ
ーセント台の軽負荷状態から検出しても良い場合は
(4)，(5)の下限値９０゜，２７０゜はこれよりも負荷が
加わることにより第４図の点Ｃの位相よりも０゜側にず
れるため、この分だけ(4)式は(5)式で与えられる下限値
が小さくなつて検出範囲が広がることになる。
続に検出する場合の位相の範囲を示した。しかし数十パ
ーセント台の軽負荷状態から検出しても良い場合は
(4)，(5)の下限値９０゜，２７０゜はこれよりも負荷が
加わることにより第４図の点Ｃの位相よりも０゜側にず
れるため、この分だけ(4)式は(5)式で与えられる下限値
が小さくなつて検出範囲が広がることになる。
次に以上述べた電流検出法を適用したＰＷＭインバータ
の電圧制御について具体的に述べる。
の電圧制御について具体的に述べる。
第５図はこの電圧制御のブロツク構成を示したもので、
第６図はその電圧制御を行う時のシステム構成の実施例
をそれぞれ示したものである。
第６図はその電圧制御を行う時のシステム構成の実施例
をそれぞれ示したものである。
最初に第５図に示す電圧制御のブロツク構成から説明す
る。この構成はブロツク１００〜１０４から成り、それ
ぞれのブロツクは次のような機能を持つ。ブロツク１０
０，１０１は負荷に対応した電圧指令演算係数αを求め
る機能を持ち、ブロツク１０３，１０４はインバータの
入力電圧Ｅｄの変動分を配慮してインバータの入力電圧
の定格値を基にして設定されたインバータ出力電圧設定
値ＶＲを補正して実の電圧設定値ＶＲ″を求めるもので
ブロツク１０２は上記のα及びＶＲ″に基づいて実の電
圧指令ＶＲ′を求めるものである。以下各ブロツクの機
能について詳細に説明する。
る。この構成はブロツク１００〜１０４から成り、それ
ぞれのブロツクは次のような機能を持つ。ブロツク１０
０，１０１は負荷に対応した電圧指令演算係数αを求め
る機能を持ち、ブロツク１０３，１０４はインバータの
入力電圧Ｅｄの変動分を配慮してインバータの入力電圧
の定格値を基にして設定されたインバータ出力電圧設定
値ＶＲを補正して実の電圧設定値ＶＲ″を求めるもので
ブロツク１０２は上記のα及びＶＲ″に基づいて実の電
圧指令ＶＲ′を求めるものである。以下各ブロツクの機
能について詳細に説明する。
ブロツク１００の機能は１次電流から２次電流に相当し
た負荷レベルを検出するもので次のように行われる。変
流器を通して１次電流Ｉを１相分検出する。この電流は
ブロツク１００内の負荷レベル検出器に導入される。こ
の負荷レベル検出器は次のような機能を持つ。低域ろ過
特性を持つフイルタで１次電流Ｉ中の高周波成分を除去
する。次に前記フイルタを通して得られる値を上記のフ
イルタ時定数を考慮して前記(4)式及び(5)式を満足する
ように取込む。例えば前記フイルタを通して検出される
電流が実際の１次電流よりｘ゜遅れたとすると、実際の
１次電流を取込む位相が９０゜及び２７０゜の場合（９
０゜−ｘ゜）或は（２７０゜−ｘ゜）の位相で上記のフ
イルタを通して検出される電流を取込むようにするので
ある。この検出位相を決めるのが信号ｈである。
た負荷レベルを検出するもので次のように行われる。変
流器を通して１次電流Ｉを１相分検出する。この電流は
ブロツク１００内の負荷レベル検出器に導入される。こ
の負荷レベル検出器は次のような機能を持つ。低域ろ過
特性を持つフイルタで１次電流Ｉ中の高周波成分を除去
する。次に前記フイルタを通して得られる値を上記のフ
イルタ時定数を考慮して前記(4)式及び(5)式を満足する
ように取込む。例えば前記フイルタを通して検出される
電流が実際の１次電流よりｘ゜遅れたとすると、実際の
１次電流を取込む位相が９０゜及び２７０゜の場合（９
０゜−ｘ゜）或は（２７０゜−ｘ゜）の位相で上記のフ
イルタを通して検出される電流を取込むようにするので
ある。この検出位相を決めるのが信号ｈである。
以上のようにしてブロツク１００では１次電流から負荷
レベルが把握できる２次電流相当の量β（直流量）が求
められ、この量がブロツク１０２に入力される。そこで
ブロツク１０１では前記βの値に対応して次のような手
順によつて電圧指令演算係数αを求める。
レベルが把握できる２次電流相当の量β（直流量）が求
められ、この量がブロツク１０２に入力される。そこで
ブロツク１０１では前記βの値に対応して次のような手
順によつて電圧指令演算係数αを求める。
上記のβとαは次のような条件が必要になる。即ち負荷
が増えればそれに見合つたトルクが必要になる。そのた
めには電圧を増加させなければならない。そこでβとα
とを関係付ける関数ｇ（β）はβの増加関数であること
が要求される。その他のβとαの条件としては負荷トル
クに対じてトルクが発生できるように上記のβの関数ｇ
（β）を決定すれば良い。この場合一般に関数ｇ（β）
はβの増加関数であるとから ｇ（β）＝Ｋ・β1/n （ｎ＞０，Ｋ；比例定数）……
(6) と与えられる。ｇ（β）の関数としてｎがｎ≧１の範囲
で与えられるものは０＜ｎ＜１の範囲で与えられるもの
よりβの小さい状態（軽負荷状態）でのｇ（β）の傾斜
が大きいため負荷（β）の変動に対して発生するトルク
が大きくなる。そのため負荷が軽負荷から重負荷に急峻
に変化する用途にはｎの条件としてｎ≧１を満足するも
のを採用すると良い。
が増えればそれに見合つたトルクが必要になる。そのた
めには電圧を増加させなければならない。そこでβとα
とを関係付ける関数ｇ（β）はβの増加関数であること
が要求される。その他のβとαの条件としては負荷トル
クに対じてトルクが発生できるように上記のβの関数ｇ
（β）を決定すれば良い。この場合一般に関数ｇ（β）
はβの増加関数であるとから ｇ（β）＝Ｋ・β1/n （ｎ＞０，Ｋ；比例定数）……
(6) と与えられる。ｇ（β）の関数としてｎがｎ≧１の範囲
で与えられるものは０＜ｎ＜１の範囲で与えられるもの
よりβの小さい状態（軽負荷状態）でのｇ（β）の傾斜
が大きいため負荷（β）の変動に対して発生するトルク
が大きくなる。そのため負荷が軽負荷から重負荷に急峻
に変化する用途にはｎの条件としてｎ≧１を満足するも
のを採用すると良い。
次にβの検出範囲について述べる。この場合も軽負荷で
の負荷変動に対応できるように決める。通常βの範囲と
しては次のような理由で数十パーセント（図５のブロッ
ク１０１に示されるように４０〜６０％程度）台の負荷
から定格負荷までとする。数十パーセントの負荷以下の
状態、すなわち、２次電流値の定格以下の予め定められ
た値以下の状態では電圧指令を常に負荷の量に関係な
く、一定にし、この電圧に対応する磁束を電動機内に確
立しておくようにするためである。このようにすること
によつて無負荷（β０）状態でも磁束が確立している
ため、急激に負荷が加わつてもトルクが発生し、安定に
電動機を駆動することができるわけである。
の負荷変動に対応できるように決める。通常βの範囲と
しては次のような理由で数十パーセント（図５のブロッ
ク１０１に示されるように４０〜６０％程度）台の負荷
から定格負荷までとする。数十パーセントの負荷以下の
状態、すなわち、２次電流値の定格以下の予め定められ
た値以下の状態では電圧指令を常に負荷の量に関係な
く、一定にし、この電圧に対応する磁束を電動機内に確
立しておくようにするためである。このようにすること
によつて無負荷（β０）状態でも磁束が確立している
ため、急激に負荷が加わつてもトルクが発生し、安定に
電動機を駆動することができるわけである。
以上から望ましいβの関数ｇ（β）（＝α）としては下
記のように表わせる。
記のように表わせる。
なお（β）minの値として使途に応じて変えれば良い。
前述した関数を持つブロツク１０１からβに対応した電
圧指令演算係数αが求められ、ブロツク１０２に入力さ
れる。
圧指令演算係数αが求められ、ブロツク１０２に入力さ
れる。
そこでブロツク１０２では上記のαの値と以下で述べる
実の電圧設定値ＶＲ″に基づいて、下記に示す式によつ
て実の電圧指令ＶＲ′を演算する。
実の電圧設定値ＶＲ″に基づいて、下記に示す式によつ
て実の電圧指令ＶＲ′を演算する。
ＶＲ′＝δ・ＶＲ″＋α・ＶＲ″ ………(8) 但しδ，α：定格のＶＲ″／ｆ値に対応する電圧値
ＶＲ″を１とした場合の係数（単位ｐ，ｕ） (8)式の第１項は(7)式においてβの値が０＜β＜（β）
minの範囲（α＝０）にある場合の電圧指令値で負荷に
無関係にインバータに印加される固定電圧分で第２項の
みがαの値によつて電圧指令が変ることになる。
ＶＲ″を１とした場合の係数（単位ｐ，ｕ） (8)式の第１項は(7)式においてβの値が０＜β＜（β）
minの範囲（α＝０）にある場合の電圧指令値で負荷に
無関係にインバータに印加される固定電圧分で第２項の
みがαの値によつて電圧指令が変ることになる。
ブロツク１０２（式(8)）で使用する電圧値ＶＲ″はブ
ロツク１０３，１０４で次のようにしてインバータの入
力電圧（直流電圧）Ｅｄの変動分を配慮して、決められ
たものである。ブロツク１０３では下記に示す演算式に
よつて電圧設定補正係数γを求める。
ロツク１０３，１０４で次のようにしてインバータの入
力電圧（直流電圧）Ｅｄの変動分を配慮して、決められ
たものである。ブロツク１０３では下記に示す演算式に
よつて電圧設定補正係数γを求める。
ΔＥd＝Ｅd0−Ｅd ………(9) （Ｅd0：定格入力電圧，ΔＥd：Ｅd0との偏差） γ＝１＋ΔＥd／Ｅd0＝１＋ｋ ………(10) （ｋ≡ΔＥd／Ｅd0） 即ち電流電圧Ｅｄを取込み、この値と定格電圧Ｅd0との
偏差ΔＥｄを(9)式にしたがつて求め、次に(10)式で定
義される補正係数γを求め、ブロツク１０４に入力す
る。ブロツク１０４では上記のγに対応して電圧設定値
ＶＲ（定格入力電圧のもとで定格の電圧／周波数比を与
える電圧指令値）を補正した電圧設定値ＶＲ″下記の式
より求める。
偏差ΔＥｄを(9)式にしたがつて求め、次に(10)式で定
義される補正係数γを求め、ブロツク１０４に入力す
る。ブロツク１０４では上記のγに対応して電圧設定値
ＶＲ（定格入力電圧のもとで定格の電圧／周波数比を与
える電圧指令値）を補正した電圧設定値ＶＲ″下記の式
より求める。
ＶＲ″＝γ・ＶＲ ………(11) 以上説明した機能を持つブロツク１０３，１０４によつ
て電圧設定値の補正は次のよう行われることになる。
て電圧設定値の補正は次のよう行われることになる。
入力電圧Ｅｄが定格電圧Ｅｄ０より増加するとΔＥｄが
負になるためｋの値も負となる。したがつて電圧指令を
補正する係数γもｋ分だけ小さくなり、電圧の設定値を
入力電圧の増加分だけ減少するように補正することがで
きる。
負になるためｋの値も負となる。したがつて電圧指令を
補正する係数γもｋ分だけ小さくなり、電圧の設定値を
入力電圧の増加分だけ減少するように補正することがで
きる。
また同様の理由で入力電圧が定格値より減少した場合は
逆に電圧の設定値をｋの分だけ増加するように補正され
る。このような方法をとることによつてインバータの入
力電圧が何らかの原因によつて増減してもその分だけ電
圧設定値ＶＲを自動に補正して電動機を駆動するため、
このような要因によつて過負荷になることはなく安定に
駆動することができる。
逆に電圧の設定値をｋの分だけ増加するように補正され
る。このような方法をとることによつてインバータの入
力電圧が何らかの原因によつて増減してもその分だけ電
圧設定値ＶＲを自動に補正して電動機を駆動するため、
このような要因によつて過負荷になることはなく安定に
駆動することができる。
次に第５図に示す電圧制御法を実際に使用して誘導電動
機を駆動する場合のシステム構成を、第６図のブロツク
構成図を用いて説明する。
機を駆動する場合のシステム構成を、第６図のブロツク
構成図を用いて説明する。
電力変換器は交流電源１０、コンバータ１１、平滑コン
デンサ１２、ＰＷＭインバータ１３で構成され、誘導電
動機１４を駆動する。上記の各構成要素の各々の動作及
び機能については既に一般に知られているのでここでは
省略することにする。ここではＰＷＭインバータ１３を
用いて誘導電動機１４を可変速駆動する際の制御回路特
に本発明に係りのある電圧制御の構成について述べる。
第６図の構成はマイクロコンピュータを使用して電圧制
御を行う場合を示したものである。マイクロコンピュー
タ５０はＲＡＭ，ＲＯＭ等のメモリ及びタイマなどを持
つたワンチツプのマイクロコンピュータで第５図に示し
た制御ブロツク１０１，１０２，１０３，１０４の各機
能を得る制御処理を実行する。この制御処理では外部か
ら電圧設定値ＶＲ、インバータの入力電圧Ｅｄ、２次電
流相当の量βを取込み、実の電圧指令ＶＲ′を求めるも
である。これらの変数の取込みは次のようにして行われ
る。電圧設定値ＶＲはポテンシヨメータ２２で設定さ
れ、この値はマルチプレクサ５５に導入される。マルチ
プレクサ５５にはこの他上記のインバータの入力電圧Ｅ
ｄ及びβが導入されており、マイクロコンピュータ５０
によつて上記の３者の中からＶＲを選択して、Ａ／Ｄ変
換器の入力端子に導入して、この値をデイジタル量に変
換して、マイクロコンピュータ５０の所定のワークエリ
ア内に取込む。
デンサ１２、ＰＷＭインバータ１３で構成され、誘導電
動機１４を駆動する。上記の各構成要素の各々の動作及
び機能については既に一般に知られているのでここでは
省略することにする。ここではＰＷＭインバータ１３を
用いて誘導電動機１４を可変速駆動する際の制御回路特
に本発明に係りのある電圧制御の構成について述べる。
第６図の構成はマイクロコンピュータを使用して電圧制
御を行う場合を示したものである。マイクロコンピュー
タ５０はＲＡＭ，ＲＯＭ等のメモリ及びタイマなどを持
つたワンチツプのマイクロコンピュータで第５図に示し
た制御ブロツク１０１，１０２，１０３，１０４の各機
能を得る制御処理を実行する。この制御処理では外部か
ら電圧設定値ＶＲ、インバータの入力電圧Ｅｄ、２次電
流相当の量βを取込み、実の電圧指令ＶＲ′を求めるも
である。これらの変数の取込みは次のようにして行われ
る。電圧設定値ＶＲはポテンシヨメータ２２で設定さ
れ、この値はマルチプレクサ５５に導入される。マルチ
プレクサ５５にはこの他上記のインバータの入力電圧Ｅ
ｄ及びβが導入されており、マイクロコンピュータ５０
によつて上記の３者の中からＶＲを選択して、Ａ／Ｄ変
換器の入力端子に導入して、この値をデイジタル量に変
換して、マイクロコンピュータ５０の所定のワークエリ
ア内に取込む。
また入力電圧Ｅｄは平滑コンデンサ１２の端子電圧を直
流電圧検出回路５７を介して絶縁した状態でマルチプレ
クサ５５に導入され、Ａ／Ｄ変換器５６でデイジタル量
に変換される。マイクロコンピュータ５０はこの値を使
用してインバータの入力電圧の変動に伴う電圧設定値Ｖ
Ｒの補正を行う。
流電圧検出回路５７を介して絶縁した状態でマルチプレ
クサ５５に導入され、Ａ／Ｄ変換器５６でデイジタル量
に変換される。マイクロコンピュータ５０はこの値を使
用してインバータの入力電圧の変動に伴う電圧設定値Ｖ
Ｒの補正を行う。
更に２次電流相当の量βは次のような構成でマイクロコ
ンピュータ５０に取込まれる。先ず変流器２１によつて
誘導電動機１４の１次電流Ｉを取込む。これは全波整流
回路５２を介して絶対値波形に変換され、フイルタ回路
５３に導入され、１次電流に含まれる高調波成分が除去
される。このフイルタ回路５３の出力はサンプルホール
ド回路５４に入力される。このサンプルホールド回路５
４では次に説明する過程で得られるサンプリング信号ｈ
でフイルタ回路５３の出力信号をサンプリングする。こ
の結果得られる信号がβで、これはマルチプレクサ５５
に導入され、Ａ／Ｄ変換器５６によつてデイジタル量に
変換される。
ンピュータ５０に取込まれる。先ず変流器２１によつて
誘導電動機１４の１次電流Ｉを取込む。これは全波整流
回路５２を介して絶対値波形に変換され、フイルタ回路
５３に導入され、１次電流に含まれる高調波成分が除去
される。このフイルタ回路５３の出力はサンプルホール
ド回路５４に入力される。このサンプルホールド回路５
４では次に説明する過程で得られるサンプリング信号ｈ
でフイルタ回路５３の出力信号をサンプリングする。こ
の結果得られる信号がβで、これはマルチプレクサ５５
に導入され、Ａ／Ｄ変換器５６によつてデイジタル量に
変換される。
そこでマイクロコンピュータ５０はこのデイジタル量を
取込み、第５図のブロツク１０１，１０２に相当する処
理を実行し電圧指令演算係数αを求める。
取込み、第５図のブロツク１０１，１０２に相当する処
理を実行し電圧指令演算係数αを求める。
次に上述したサンプリング信号ｈを形成する方法の一例
を説明する。第７図は上記の信号ｈを得るためのタイム
チャートを示したものである。この信号はインバータの
相電圧と位相が合致している変調波（正弦波）の位相を
基準に作られる。そこで変調波の形成法を簡単に説明す
る。周波数設定値ｆＲがポテンシヨメータ１５から与え
られ、Ｖ／Ｆ変換器１６に導入される。１６ではｆＲの
値に対応した周期を持つたパルス列に変換され、タイマ
モジュール５１のタイマＡに導入される。タイマＡは上
記のパルス列によつてカウントアツプされて行き、この
タイマの出力が変調波の360゜分に相当したデータに到
達すると、タイマＡはリセツトされ、元の状態に戻る。
再び同様のことを繰返して行き第７図に示すようなタイ
マＡの波形を得る。マイロコンピュータ５０は上記のタ
イマＡの出力を読み取り、この値に対応したマイクロコ
ンピュータ５０に格納されている正弦波データを読み取
る。この結果第７図に示す正弦波の変調波を得る。そこ
でサンプリング信号ｈはこのようにして作られた変調波
の位相を基準に作られる。第７図ではこの信号ｈは変調
波の位相の９０゜，２７０゜で発生する場合を示したも
のである。これは次のようにして作られる。タイマＡの
９０゜に相当するデータをタイムモジュール５１内にあ
るもう一方のタイマＢにセットしておく。このタイマＢ
にはタイマＡに入力されているパルス列と同一のものが
入力されており、このパルスによつてカウントアツプさ
れて行く。そしてこのタイマＢがタイマＡの９０゜に相
当するデータに到達するとその都度第７図に示すパルス
εを発生して、タイマＢの内容がリセツトされ、再び初
期状態からカウントアツプして行く。この操作を繰返す
ことによつて第７図に示すような周期εなるタイマＢの
出力波形を得る。
を説明する。第７図は上記の信号ｈを得るためのタイム
チャートを示したものである。この信号はインバータの
相電圧と位相が合致している変調波（正弦波）の位相を
基準に作られる。そこで変調波の形成法を簡単に説明す
る。周波数設定値ｆＲがポテンシヨメータ１５から与え
られ、Ｖ／Ｆ変換器１６に導入される。１６ではｆＲの
値に対応した周期を持つたパルス列に変換され、タイマ
モジュール５１のタイマＡに導入される。タイマＡは上
記のパルス列によつてカウントアツプされて行き、この
タイマの出力が変調波の360゜分に相当したデータに到
達すると、タイマＡはリセツトされ、元の状態に戻る。
再び同様のことを繰返して行き第７図に示すようなタイ
マＡの波形を得る。マイロコンピュータ５０は上記のタ
イマＡの出力を読み取り、この値に対応したマイクロコ
ンピュータ５０に格納されている正弦波データを読み取
る。この結果第７図に示す正弦波の変調波を得る。そこ
でサンプリング信号ｈはこのようにして作られた変調波
の位相を基準に作られる。第７図ではこの信号ｈは変調
波の位相の９０゜，２７０゜で発生する場合を示したも
のである。これは次のようにして作られる。タイマＡの
９０゜に相当するデータをタイムモジュール５１内にあ
るもう一方のタイマＢにセットしておく。このタイマＢ
にはタイマＡに入力されているパルス列と同一のものが
入力されており、このパルスによつてカウントアツプさ
れて行く。そしてこのタイマＢがタイマＡの９０゜に相
当するデータに到達するとその都度第７図に示すパルス
εを発生して、タイマＢの内容がリセツトされ、再び初
期状態からカウントアツプして行く。この操作を繰返す
ことによつて第７図に示すような周期εなるタイマＢの
出力波形を得る。
更に上記の信号εはシフトレジスタに印加される。この
シフトレジスタの段数はタイマＡの１周期のデータとタ
イマＢにセツトされるデータとの比から決まる値であ
る。なおこの値は整数になるようにタイマＢにセツトさ
れるデータは選択するものとする。今回の実施例ではこ
の数は４になる。そこで四段で構成されるシフトレジス
タはｇ１〜ｇ４の信号で示す信号が時系列的に発生す
る。そして９０゜，２７０゜の位相は上記の信号のうち
ｇ２の立上り時点をとることによつて得ることができ
る。この信号をサンプリング信号ｈとするのである。
シフトレジスタの段数はタイマＡの１周期のデータとタ
イマＢにセツトされるデータとの比から決まる値であ
る。なおこの値は整数になるようにタイマＢにセツトさ
れるデータは選択するものとする。今回の実施例ではこ
の数は４になる。そこで四段で構成されるシフトレジス
タはｇ１〜ｇ４の信号で示す信号が時系列的に発生す
る。そして９０゜，２７０゜の位相は上記の信号のうち
ｇ２の立上り時点をとることによつて得ることができ
る。この信号をサンプリング信号ｈとするのである。
以上はサンプリング信号ｈが９０゜，２７０゜の位相で
発生させる場合を示したが、の検出位相はフイルタ回路
５３の遅れ分も考えて、(4)，(5)の各式が満足する決め
ることが必要である。例えばその一例としてフイルタ定
数を一定にしてインバータの運転周波数を可変にした場
合は(4)，(5)を満足する検出位相のデータ（タイマＢに
セツトすべきデータ）を運転周波数に対応さて予めメモ
リ内に格納しておき、このデータを上記の周波数に応じ
て読み出すようにすれば比較的簡単に検出位相を決める
ことができる。
発生させる場合を示したが、の検出位相はフイルタ回路
５３の遅れ分も考えて、(4)，(5)の各式が満足する決め
ることが必要である。例えばその一例としてフイルタ定
数を一定にしてインバータの運転周波数を可変にした場
合は(4)，(5)を満足する検出位相のデータ（タイマＢに
セツトすべきデータ）を運転周波数に対応さて予めメモ
リ内に格納しておき、このデータを上記の周波数に応じ
て読み出すようにすれば比較的簡単に検出位相を決める
ことができる。
以上説明した過程によつて得られた実の電圧指令ＶＲ′
と周波数指令ｆＲに対応した振幅値と周波数を持つ変調
波のデータをマイクロコンピュータ５０によつてＰＷＭ
信号発生回路５８に転送する。ここで上記の変調波と三
角波（搬送波）と比較されＰＷＭ信号を３相分得、ＰＷ
Ｍインバータ１３のゲートに印加する。そしてＰＷＭイ
ンバータ１３では負荷に対応した交流電圧が発生し、誘
導電動機１４が駆動される。
と周波数指令ｆＲに対応した振幅値と周波数を持つ変調
波のデータをマイクロコンピュータ５０によつてＰＷＭ
信号発生回路５８に転送する。ここで上記の変調波と三
角波（搬送波）と比較されＰＷＭ信号を３相分得、ＰＷ
Ｍインバータ１３のゲートに印加する。そしてＰＷＭイ
ンバータ１３では負荷に対応した交流電圧が発生し、誘
導電動機１４が駆動される。
以上本発明によれば、軽負荷（定格の数十パーセント以
下）での負荷の急峻な変動に対して電動機を安定に制御
したうえで、定格負荷近傍において電動機の負荷レベル
の大きさに応じてインバータ出力電圧を制御するので、
負荷状態に係わらず常に安定で高効率な運転特性が得ら
れるという効果を奏する。
下）での負荷の急峻な変動に対して電動機を安定に制御
したうえで、定格負荷近傍において電動機の負荷レベル
の大きさに応じてインバータ出力電圧を制御するので、
負荷状態に係わらず常に安定で高効率な運転特性が得ら
れるという効果を奏する。
第１図は従来方法に電圧制御法、第２図は従来の検出電
流波形、第３図は本発明による電流検出法の原理を説明
する図、第４図は本発明による電流検出時点の許容範囲
を説明する図、第５図は本発明の電流検出法を採用して
電圧制御を行う場合のブロツク構成図、第６図は本発明
の電圧制御法を用いて誘導電動機を可変速駆動する場合
のシステム構成図、第７図は第６図で１次電流を検出す
る信号を形成する回路の動作を説明するタイムチヤート
をそれぞれ示したものである。 １０……３相交流電源、１１……コンバータ、１２……
平滑コンデンサ、１３……ＰＷＭインバータ、１４……
誘導電動機、１５，２２……ポテンシヨメータ、１６…
…Ｖ／Ｆ変換器、１７……正弦波形成回路、２０，５８
……ＰＷＭ信号発生回路、１９，５２……全波整流回
路、２１……変流器、１８，５３……フイルタ回路、５
０……マイクロコンピユータ、５１……タイマモジユー
ル、５５……マルチプレクサ、５６……Ａ／Ｄ変換器、
５４……サンプルホールド回路、５７……インバータ入
力電圧検出回路。
流波形、第３図は本発明による電流検出法の原理を説明
する図、第４図は本発明による電流検出時点の許容範囲
を説明する図、第５図は本発明の電流検出法を採用して
電圧制御を行う場合のブロツク構成図、第６図は本発明
の電圧制御法を用いて誘導電動機を可変速駆動する場合
のシステム構成図、第７図は第６図で１次電流を検出す
る信号を形成する回路の動作を説明するタイムチヤート
をそれぞれ示したものである。 １０……３相交流電源、１１……コンバータ、１２……
平滑コンデンサ、１３……ＰＷＭインバータ、１４……
誘導電動機、１５，２２……ポテンシヨメータ、１６…
…Ｖ／Ｆ変換器、１７……正弦波形成回路、２０，５８
……ＰＷＭ信号発生回路、１９，５２……全波整流回
路、２１……変流器、１８，５３……フイルタ回路、５
０……マイクロコンピユータ、５１……タイマモジユー
ル、５５……マルチプレクサ、５６……Ａ／Ｄ変換器、
５４……サンプルホールド回路、５７……インバータ入
力電圧検出回路。
Claims (1)
- 【請求項１】電動機の１次電流に対応させて前記電動機
に印加する１次電圧と１次周波数との比を変化させて前
記電動機を可変速駆動するパルス幅変調インバータの電
圧制御法において、 前記電動機の１次電流の絶対値を前記１次電流に対応す
る相の１次電圧の位相を基準にして表した下記の条件式
を満たす特定位相θ０ ９０゜＜θ０＜１８０゜−tan-1（Ｉ20／Ｉm0） ２７０゜＜θ０＜３６０゜−tan-1（Ｉ20／Ｉm0） ただし Ｉm0：電動機の定格の励磁電流値 Ｉ20：電動機の定格の２次電流値 で検出し、この検出値が電動機の２次電流値の定格以下
の予め定められた値を超えたときに前記電流検出値に基
づいて前記電動機の負荷に対応した負荷率α（電圧指令
演算係数）を求め、さらに、インバータの入力電圧Ｅｄ
の定格値Ed0を基にして設定されたインバータ出力電圧
設定値ＶＲを前記インバータの入力電圧Ｅｄとその値の
定格値Ｅd0との偏差ΔＥｄに基づいて補正して、実のイ
ンバータ出力電圧の設定値ＶＲ″を求め、該設定値
ＶＲ″と前記負荷率αを基に下記の式によってインバー
タ出力電圧の指令値ＶＲ′を求め、この指令値ＶＲ′に
よって前記インバータの出力電圧を制御することを特徴
とするパルス幅変調インバータの電圧制御法。 ＶＲ′＝δ・ＶＲ″＋α・ＶＲ″ δ：定数 α：２次電流が定格値以下の予め定められた値以下の場
合は零
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59231320A JPH0634585B2 (ja) | 1984-11-05 | 1984-11-05 | パルス幅変調インバ−タの電圧制御法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59231320A JPH0634585B2 (ja) | 1984-11-05 | 1984-11-05 | パルス幅変調インバ−タの電圧制御法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61112574A JPS61112574A (ja) | 1986-05-30 |
| JPH0634585B2 true JPH0634585B2 (ja) | 1994-05-02 |
Family
ID=16921782
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59231320A Expired - Lifetime JPH0634585B2 (ja) | 1984-11-05 | 1984-11-05 | パルス幅変調インバ−タの電圧制御法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0634585B2 (ja) |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS59159695A (ja) * | 1983-02-28 | 1984-09-10 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 不等幅ｐｗｍインバータ |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3718847A (en) * | 1971-05-28 | 1973-02-27 | Gen Electric | Adjustable speed polyphase a-c motor drive utilizing an in-phase current signal for motor control |
-
1984
- 1984-11-05 JP JP59231320A patent/JPH0634585B2/ja not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS59159695A (ja) * | 1983-02-28 | 1984-09-10 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 不等幅ｐｗｍインバータ |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS61112574A (ja) | 1986-05-30 |
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