JPH06342064A - 電磁波の走行時間の測定装置 - Google Patents
電磁波の走行時間の測定装置Info
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- JPH06342064A JPH06342064A JP6017410A JP1741094A JPH06342064A JP H06342064 A JPH06342064 A JP H06342064A JP 6017410 A JP6017410 A JP 6017410A JP 1741094 A JP1741094 A JP 1741094A JP H06342064 A JPH06342064 A JP H06342064A
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- time
- trigger
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- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
- G01R29/00—Arrangements for measuring or indicating electric quantities not covered by groups G01R19/00 - G01R27/00
- G01R29/08—Measuring electromagnetic field characteristics
- G01R29/0864—Measuring electromagnetic field characteristics characterised by constructional or functional features
- G01R29/0892—Details related to signal analysis or treatment; presenting results, e.g. displays; measuring specific signal features other than field strength, e.g. polarisation, field modes, phase, envelope, maximum value
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
- G01S17/00—Systems using the reflection or reradiation of electromagnetic waves other than radio waves, e.g. lidar systems
- G01S17/02—Systems using the reflection of electromagnetic waves other than radio waves
- G01S17/06—Systems determining position data of a target
- G01S17/08—Systems determining position data of a target for measuring distance only
- G01S17/10—Systems determining position data of a target for measuring distance only using transmission of interrupted, pulse-modulated waves
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- Measurement Of Unknown Time Intervals (AREA)
- Optical Radar Systems And Details Thereof (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 ノイズを含む信号を処理したり、ノイズスペ
クトラムから受信信号をフィルタ処理する装置を提供す
る。 【構成】 電磁波の走行時間の測定装置は、フィードバ
ックループ１２を伝わるパルス９，１０によって動作さ
れる。パルス９，１０は測定用パス１３及びリファレン
スパス１４を通過した後で共振器３５に供給される。最
終パルス１０の１８０゜位相シフトによって、共振振動
は終了する。共振振動の前の零点通過によって、パルス
シーケンスの受信時間が確定する。
クトラムから受信信号をフィルタ処理する装置を提供す
る。 【構成】 電磁波の走行時間の測定装置は、フィードバ
ックループ１２を伝わるパルス９，１０によって動作さ
れる。パルス９，１０は測定用パス１３及びリファレン
スパス１４を通過した後で共振器３５に供給される。最
終パルス１０の１８０゜位相シフトによって、共振振動
は終了する。共振振動の前の零点通過によって、パルス
シーケンスの受信時間が確定する。
Description
【０００１】
【技術分野】本発明は、光波を含む電磁波の走行時間を
測定する装置に関する。
測定する装置に関する。
【０００２】
【背景技術】この種（独国特許第３４２９０６２号）の
周知の装置において、パルスジェネレータによって送信
された個々のパルスは、鮮明なピークを有する屋根状の
パルスに形成され、パルス信号の差がパルス受信時間検
出回路にて生じる。故に、差動信号の零点通過検出が連
続して生じる。パルスランプの差によって、正及び負の
領域が生じる。これらの領域において、信号のノイズ信
号は信号処理がない状態となっている。しかしながら、
この領域は信号に依存し、増幅部のアナログ信号処理を
必要とする。信号の制限が破壊されるべきフランク情報
につながるために、簡単な制限増幅器は許容されない。
許容されるノイズ範囲の積分が必要とされるので、測定
領域の長さとのエネルギ結合が生じ、送信パルスのエネ
ルギが十分に活用されない。
周知の装置において、パルスジェネレータによって送信
された個々のパルスは、鮮明なピークを有する屋根状の
パルスに形成され、パルス信号の差がパルス受信時間検
出回路にて生じる。故に、差動信号の零点通過検出が連
続して生じる。パルスランプの差によって、正及び負の
領域が生じる。これらの領域において、信号のノイズ信
号は信号処理がない状態となっている。しかしながら、
この領域は信号に依存し、増幅部のアナログ信号処理を
必要とする。信号の制限が破壊されるべきフランク情報
につながるために、簡単な制限増幅器は許容されない。
許容されるノイズ範囲の積分が必要とされるので、測定
領域の長さとのエネルギ結合が生じ、送信パルスのエネ
ルギが十分に活用されない。
【０００３】
【発明の概要】本発明の目的は、ノイズのある信号を処
理したり、ノイズスペクトラムから受信信号をフィルタ
処理することのできる装置を提供することである。さら
に、アナログ信号処理とディジタル信号処理との途中で
の情報の損失は、できる限り小さくすべきである。しか
しながら、次のディジタルシステムが、アナログ・ディ
ジタル信号処理間の途中及び非常に高価な次の処理シス
テムを形成する情報の負担となることはない。さらに、
装置は、１チップに集積されるように設計されるべきで
ある。
理したり、ノイズスペクトラムから受信信号をフィルタ
処理することのできる装置を提供することである。さら
に、アナログ信号処理とディジタル信号処理との途中で
の情報の損失は、できる限り小さくすべきである。しか
しながら、次のディジタルシステムが、アナログ・ディ
ジタル信号処理間の途中及び非常に高価な次の処理シス
テムを形成する情報の負担となることはない。さらに、
装置は、１チップに集積されるように設計されるべきで
ある。
【０００４】この目的を達成するために、本発明は請求
項１に記載する特徴を有する。このように、本発明によ
り、単一のパルスではなく短いパルスシーケンスが生
じ、パルスの振幅及び休止時間は一定の大きさを有す
る。最終パルスの特徴は、前のパルスシーケンスに対し
て１８０゜の位相シフトを有することである。信号用パ
スに所定周波数の共振回路が挿入された場合、信号エネ
ルギはパルスシーケンスを介して蓄積され、最終パルス
によって急速に消失する。信号列の包絡線が受信される
と、指数関数として記載される位相のロッキング（lock
ing ）が作用して突然に遮断される。これによって、信
号の評価によって、振動回路の後に接続される零点通過
検出器が、パルスシーケンスの終了時の信号エネルギの
蓄積による受信結果の時間の固定に対し、統計的な精度
の最大値が得られる。統計的な信頼性の最大値、すなわ
ち結果の最も生じ得る時間間隔は、動的行程の包絡線の
最終パルスによってマークされる。
項１に記載する特徴を有する。このように、本発明によ
り、単一のパルスではなく短いパルスシーケンスが生
じ、パルスの振幅及び休止時間は一定の大きさを有す
る。最終パルスの特徴は、前のパルスシーケンスに対し
て１８０゜の位相シフトを有することである。信号用パ
スに所定周波数の共振回路が挿入された場合、信号エネ
ルギはパルスシーケンスを介して蓄積され、最終パルス
によって急速に消失する。信号列の包絡線が受信される
と、指数関数として記載される位相のロッキング（lock
ing ）が作用して突然に遮断される。これによって、信
号の評価によって、振動回路の後に接続される零点通過
検出器が、パルスシーケンスの終了時の信号エネルギの
蓄積による受信結果の時間の固定に対し、統計的な精度
の最大値が得られる。統計的な信頼性の最大値、すなわ
ち結果の最も生じ得る時間間隔は、動的行程の包絡線の
最終パルスによってマークされる。
【０００５】本発明のパルスシーケンスの同一の長さゆ
えに、リフレッシュまたは回復時間の導入は重要であ
る。リフレッシュパスの測定用パスが遅延時間を挿入せ
ずにかなり短い場合、パルスシーケンスの最終パルスが
送信される前にトリガパルスが起動される。本発明は請
求項１に従属する請求項の各々によってさらなる特徴を
有する。
えに、リフレッシュまたは回復時間の導入は重要であ
る。リフレッシュパスの測定用パスが遅延時間を挿入せ
ずにかなり短い場合、パルスシーケンスの最終パルスが
送信される前にトリガパルスが起動される。本発明は請
求項１に従属する請求項の各々によってさらなる特徴を
有する。
【０００６】請求項２において、包絡線の消滅によっ
て、零点通過検出による受信時間の正確な測定が行われ
る。零点通過検出器は、ノイズ信号を有し最も高い精度
での測定結果を許容するパルスをマークする。包絡線が
消滅した後では、先の零点通過によって起動されたトリ
ガ時間のリセットが行われ、この零点通過が時間を測定
する。
て、零点通過検出による受信時間の正確な測定が行われ
る。零点通過検出器は、ノイズ信号を有し最も高い精度
での測定結果を許容するパルスをマークする。包絡線が
消滅した後では、先の零点通過によって起動されたトリ
ガ時間のリセットが行われ、この零点通過が時間を測定
する。
【０００７】請求項３記載の包絡線検出器は、先の包絡
線の値の１／√２倍を越えるパルスの各々でタイミング
回路を初期の状態にリセットする。このように、最終の
パルスジャンプの前の最後のパルスシーケンスは、受信
をトリガする結果となる。この結果は、結果空間の最大
精度と一致する。本発明により、請求項８に記載される
ように、装置を１チップに集積させることができる。本
発明の各実施例は、受信結果の正確な時間測定を行うの
みならず、本発明の装置を最適なコストで生産すること
を保証する。
線の値の１／√２倍を越えるパルスの各々でタイミング
回路を初期の状態にリセットする。このように、最終の
パルスジャンプの前の最後のパルスシーケンスは、受信
をトリガする結果となる。この結果は、結果空間の最大
精度と一致する。本発明により、請求項８に記載される
ように、装置を１チップに集積させることができる。本
発明の各実施例は、受信結果の正確な時間測定を行うの
みならず、本発明の装置を最適なコストで生産すること
を保証する。
【０００８】
【実施例】本発明を好ましい実施例に基づき添付図面を
参照しながら説明する。図１において、中央時間制御回
路２５は第１制御ライン４１を介してリフレッシュ時間
回路３９に接続されている。リフレッシュ時間回路３９
の出力はパルスジェネレータ１１のトリガ入力部１８に
供給される。パルスジェネレータ１１は、トリガ信号が
入力されると、図２（Ａ）に示すパルス９，１０のショ
ートシーケンスを送信する。パルスシーケンスは、パル
ス持続時間及び振幅が等しく等間隔に配列された矩形の
８つのパルス９からなるパルスグループ８からなり、パ
ルスグループ８の後に１８０゜増やされた間隔で最終パ
ルス１０が続く。
参照しながら説明する。図１において、中央時間制御回
路２５は第１制御ライン４１を介してリフレッシュ時間
回路３９に接続されている。リフレッシュ時間回路３９
の出力はパルスジェネレータ１１のトリガ入力部１８に
供給される。パルスジェネレータ１１は、トリガ信号が
入力されると、図２（Ａ）に示すパルス９，１０のショ
ートシーケンスを送信する。パルスシーケンスは、パル
ス持続時間及び振幅が等しく等間隔に配列された矩形の
８つのパルス９からなるパルスグループ８からなり、パ
ルスグループ８の後に１８０゜増やされた間隔で最終パ
ルス１０が続く。
【０００９】図２（Ａ）におけるパルス９，１０のショ
ートシーケンスの送信は、時間制御回路２５からのパル
ス形状のスタート信号によってパルスジェネレータ１１
のトリガ入力部１８において始められる。取り付けられ
た変調器３１において、生じたパルスは対応する光パル
スに変換される。変調器３１の出力部はライン４８を介
して光送信機３２に接続される。光送信機３２は、例え
ば半導体送信用ダイオードによって形成される。
ートシーケンスの送信は、時間制御回路２５からのパル
ス形状のスタート信号によってパルスジェネレータ１１
のトリガ入力部１８において始められる。取り付けられ
た変調器３１において、生じたパルスは対応する光パル
スに変換される。変調器３１の出力部はライン４８を介
して光送信機３２に接続される。光送信機３２は、例え
ば半導体送信用ダイオードによって形成される。
【００１０】送信機３２から放出される光波４２は一部
が測定用パス１３に送られる。測定用パス１３の端部に
は例えば反射体４３が整列されている。測定用パス１３
の開始点には、送信された光を透過し且つ反射光をピン
ダイオードにて形成された測定用受信機１５へと偏向さ
せるビーム分割器４４が配置されている。さらに、送信
された光の一部は、可能な限り短く形成されたリファレ
ンスパス１４を介してＰＩＮダイオードにて形成された
リファレンス受信機１６へと向けられる。
が測定用パス１３に送られる。測定用パス１３の端部に
は例えば反射体４３が整列されている。測定用パス１３
の開始点には、送信された光を透過し且つ反射光をピン
ダイオードにて形成された測定用受信機１５へと偏向さ
せるビーム分割器４４が配置されている。さらに、送信
された光の一部は、可能な限り短く形成されたリファレ
ンスパス１４を介してＰＩＮダイオードにて形成された
リファレンス受信機１６へと向けられる。
【００１１】可能な限り、送信機３２とリファレンス受
信機１６との間隔は、送信機３２とビーム分割器４４と
の間の間隔とは同一とすべきである。これが不可能であ
れば、間隔の差を数値評価の際に考慮することもでき
る。電子スイッチ２６，２７がそれぞれ対応する測定用
受信機１５とリファレンス受信機１６とに接続され、さ
らに、時間制御回路２５によって制御ライン４６，４７
を介してそれぞれ制御される。
信機１６との間隔は、送信機３２とビーム分割器４４と
の間の間隔とは同一とすべきである。これが不可能であ
れば、間隔の差を数値評価の際に考慮することもでき
る。電子スイッチ２６，２７がそれぞれ対応する測定用
受信機１５とリファレンス受信機１６とに接続され、さ
らに、時間制御回路２５によって制御ライン４６，４７
を介してそれぞれ制御される。
【００１２】スイッチ２６，２７の出力は振幅リミッタ
３４の入力部に供給される。振幅リミッタ３４の次にパ
ルスグループ８の周波数に調整された共振器３５が接続
されている。受信用プリアンプを振幅リミッタ３４に設
けることもできる。この受信用プリアンプは、実際のリ
ミッタステージへの信号送信用のＳＮ比を改善するため
に入力信号の増幅を行うものである。
３４の入力部に供給される。振幅リミッタ３４の次にパ
ルスグループ８の周波数に調整された共振器３５が接続
されている。受信用プリアンプを振幅リミッタ３４に設
けることもできる。この受信用プリアンプは、実際のリ
ミッタステージへの信号送信用のＳＮ比を改善するため
に入力信号の増幅を行うものである。
【００１３】振幅リミッタ３４は動作を制限する不動時
間フリー信号を有する。振幅リミッタ３４は、次の回路
ステージのマッチングに対して所望の信号入力動作を行
う。大きな増幅によって、かなり高価な調整用増幅器の
特性が、ここでは有効な信号必要条件に取り替わられ
る。原理的に生じた側部の歪みは次の共振器３５による
対称性によって除去され、リミッタ３４の積分が可能に
なる。これは、高い作動周波数ゆえに、積分可能な減結
合コンデンサともに取り付けられた単一のネガティブフ
ィードバッグ反転器によって行われる。
間フリー信号を有する。振幅リミッタ３４は、次の回路
ステージのマッチングに対して所望の信号入力動作を行
う。大きな増幅によって、かなり高価な調整用増幅器の
特性が、ここでは有効な信号必要条件に取り替わられ
る。原理的に生じた側部の歪みは次の共振器３５による
対称性によって除去され、リミッタ３４の積分が可能に
なる。これは、高い作動周波数ゆえに、積分可能な減結
合コンデンサともに取り付けられた単一のネガティブフ
ィードバッグ反転器によって行われる。
【００１４】装置３４から３１までのユニットの一構成
要素であり且つ同一の半導体チップに集積されていない
共振器３５は、簡単なＬＣ回路からなり、振幅リミッタ
３４の後に設けられている。共振器３５は、リミッタの
歪みの除去や有効な信号のフィルタリングのために動作
する。図２（Ｂ）に共振器３５の出力部に現れる振動信
号を示す。信号エネルギはパルスシーケンスに亘り共振
器のマッチングによってパルス９からなるパルスグルー
プ８の周波数に蓄積される。１８０゜位相がシフトされ
た最終パルス１０によって、共振器の振動は急速に停止
される。互いに並列に接続された零点通過検出器３６及
び包絡線検出器３７が、共振器３５に接続されている。
要素であり且つ同一の半導体チップに集積されていない
共振器３５は、簡単なＬＣ回路からなり、振幅リミッタ
３４の後に設けられている。共振器３５は、リミッタの
歪みの除去や有効な信号のフィルタリングのために動作
する。図２（Ｂ）に共振器３５の出力部に現れる振動信
号を示す。信号エネルギはパルスシーケンスに亘り共振
器のマッチングによってパルス９からなるパルスグルー
プ８の周波数に蓄積される。１８０゜位相がシフトされ
た最終パルス１０によって、共振器の振動は急速に停止
される。互いに並列に接続された零点通過検出器３６及
び包絡線検出器３７が、共振器３５に接続されている。
【００１５】零点通過検出器３６は、タイムジッタの静
電評価に関する対称条件を満足する。また、零点通過検
出器３６は、符号に応じた対応する零点通過によって次
に設けられたプレトリガ３８をトリガするように接続さ
れている。包絡線検出器３７の出力部はプレトリガ３８
のリセット入力部Ｒに接続され、零点通過検出器３６の
出力はプレトリガのセット入力部Ｓに供給される。さら
に、包絡線検出器３７は、検出の内容（パルスの数及び
分布状態）に関する情報を双方向接続ライン３を介して
時間制御回路２５に供給する。よって、時間制御回路２
５は、所望値及び実測値の比較（ディジタルカウント処
理）によって応答しきい値を調整する。このように、自
動マッチングが共振器レベル及びその入力信号に対して
簡単な方法で行われる。
電評価に関する対称条件を満足する。また、零点通過検
出器３６は、符号に応じた対応する零点通過によって次
に設けられたプレトリガ３８をトリガするように接続さ
れている。包絡線検出器３７の出力部はプレトリガ３８
のリセット入力部Ｒに接続され、零点通過検出器３６の
出力はプレトリガのセット入力部Ｓに供給される。さら
に、包絡線検出器３７は、検出の内容（パルスの数及び
分布状態）に関する情報を双方向接続ライン３を介して
時間制御回路２５に供給する。よって、時間制御回路２
５は、所望値及び実測値の比較（ディジタルカウント処
理）によって応答しきい値を調整する。このように、自
動マッチングが共振器レベル及びその入力信号に対して
簡単な方法で行われる。
【００１６】プリトリガ３８の次にリフレッシュ時間回
路３９が接続される。リフレッシュ時間回路３９は、瞬
間的な処理の全てに対して必要とされる回復時間を与え
る。非同期でクロック依存性の無い開始及び停止ジェネ
レータ（リングオッシレータ）を短いカウンタチェーン
とともに用いるディジタル化は、この必要条件を満足し
ている。
路３９が接続される。リフレッシュ時間回路３９は、瞬
間的な処理の全てに対して必要とされる回復時間を与え
る。非同期でクロック依存性の無い開始及び停止ジェネ
レータ（リングオッシレータ）を短いカウンタチェーン
とともに用いるディジタル化は、この必要条件を満足し
ている。
【００１７】リフレッシュ時間回路３９の出力はパルス
ジェネレータ１１のトリガ入力部１８に供給される。こ
のようにして、フィードバック回路１２が形成される。
１８０゜位相シフトパルス１０を除く全てのパルス９
は、好ましくはパルスのベース幅及びパルス間の休止時
間に対して対称に形成される。このように、利用可能な
基本波成分が増加され、高調波成分が低減される。パル
ス幅も共振周波数によってプリセットされる。なお、共
振周波数としては、１０ＭＨｚから１ＧＨｚまでが考え
られるが、経済的な理由から動作時には１００ＭＨｚを
越えることはない。パルス時間は全体で０．５ｎｓから
５０ｎｓに達する。
ジェネレータ１１のトリガ入力部１８に供給される。こ
のようにして、フィードバック回路１２が形成される。
１８０゜位相シフトパルス１０を除く全てのパルス９
は、好ましくはパルスのベース幅及びパルス間の休止時
間に対して対称に形成される。このように、利用可能な
基本波成分が増加され、高調波成分が低減される。パル
ス幅も共振周波数によってプリセットされる。なお、共
振周波数としては、１０ＭＨｚから１ＧＨｚまでが考え
られるが、経済的な理由から動作時には１００ＭＨｚを
越えることはない。パルス時間は全体で０．５ｎｓから
５０ｎｓに達する。
【００１８】上記記載の回路の動作を図２を参照しなが
ら以下に説明する。図２（Ａ）のパルスシーケンスは、
共振器３５では図２（Ｂ）に示す振動７となる。この振
動７は同時に包絡線６を画定する。零点通過検出器３６
において、パルスは、振動７の負から正への零点通過に
対して立ち上がり、正から負への零点通過に対してリセ
ットされるので、パルスシーケンスは図２（Ｃ）に示す
ように生じる。
ら以下に説明する。図２（Ａ）のパルスシーケンスは、
共振器３５では図２（Ｂ）に示す振動７となる。この振
動７は同時に包絡線６を画定する。零点通過検出器３６
において、パルスは、振動７の負から正への零点通過に
対して立ち上がり、正から負への零点通過に対してリセ
ットされるので、パルスシーケンスは図２（Ｃ）に示す
ように生じる。
【００１９】上記サイクルにて検出された内容は、各サ
イクル毎に時間制御回路２５に保存される。従って、包
絡線そのものではなく包絡線６の検出結果のみが保存さ
れる。この評価は、包絡線検出器のスイッチングパルス
のカウントや予め設定されたｎ個のパルスとの比較（図
２（Ｂ）では６個のパルスが存在する）によって行われ
るので、検出しきい値５のリセットが実際のパルス時間
の偏差に基づいて行われ、さらにレベルの自動調節が行
われる。
イクル毎に時間制御回路２５に保存される。従って、包
絡線そのものではなく包絡線６の検出結果のみが保存さ
れる。この評価は、包絡線検出器のスイッチングパルス
のカウントや予め設定されたｎ個のパルスとの比較（図
２（Ｂ）では６個のパルスが存在する）によって行われ
るので、検出しきい値５のリセットが実際のパルス時間
の偏差に基づいて行われ、さらにレベルの自動調節が行
われる。
【００２０】例えば、図２（Ｂ）に示す６個のパルスに
替わりにパルスの５個のみがカウントされた場合、しき
い値５が小さくなるように修正しなければならない。７
個のパルスに対して、しきい値５はあまりにも小さいの
で大きくなるように修正しなければならない。これは、
３つの出力ステージによる３点レギュレータによって行
われる。しきい値５は、図２（Ｂ）に示すように６個の
パルスがカウントされるレベルに設定される。検出され
た内容は理想的であって、修正を要しない。パルスの数
が異なる場合、検出された内容は満足できるものではな
く、修正が行われる。この間、先のサイクルの検出の内
容は、次のサイクルのために設定されるしきい値を決め
る。検出結果、すなわち検出内容の保存は、偏差及び出
力を記録することによってディジタルに行われ、正また
は負のパルスに比例した時間で生じる。なお、このパル
スは アナログコンデンサに供給され、しきい値レベル
を表す。この機能は、ディジタルストレージ及びｎパル
スの伝送に比例する後の時間によって時間制御回路２５
に関係する。
替わりにパルスの５個のみがカウントされた場合、しき
い値５が小さくなるように修正しなければならない。７
個のパルスに対して、しきい値５はあまりにも小さいの
で大きくなるように修正しなければならない。これは、
３つの出力ステージによる３点レギュレータによって行
われる。しきい値５は、図２（Ｂ）に示すように６個の
パルスがカウントされるレベルに設定される。検出され
た内容は理想的であって、修正を要しない。パルスの数
が異なる場合、検出された内容は満足できるものではな
く、修正が行われる。この間、先のサイクルの検出の内
容は、次のサイクルのために設定されるしきい値を決め
る。検出結果、すなわち検出内容の保存は、偏差及び出
力を記録することによってディジタルに行われ、正また
は負のパルスに比例した時間で生じる。なお、このパル
スは アナログコンデンサに供給され、しきい値レベル
を表す。この機能は、ディジタルストレージ及びｎパル
スの伝送に比例する後の時間によって時間制御回路２５
に関係する。
【００２１】図２（Ｂ）に示すしきい値５は前回の包絡
線６の最大値の１／（√２）倍に相当する。図２（Ｂ）
の共振がしきい値５に達しない場合、包絡線検出器３７
はプレトリガ３８のリセット入力部にパルスを常時伝達
するようになっている。このように、図２（Ｄ）に示す
パルスシーケンスが包絡線検出器３７の出力部に現れ
る。
線６の最大値の１／（√２）倍に相当する。図２（Ｂ）
の共振がしきい値５に達しない場合、包絡線検出器３７
はプレトリガ３８のリセット入力部にパルスを常時伝達
するようになっている。このように、図２（Ｄ）に示す
パルスシーケンスが包絡線検出器３７の出力部に現れ
る。
【００２２】零点通過検出器３６からプレトリガ３８の
セッティング入力部Ｓに送られたパルス（図２（Ｃ））
の立ち上がり端部がプレトリガ３８をセットするのに対
して、プレトリガ３８は図２（Ｄ）に示す包絡線パルス
の立ち上がり端部によってリセットされる。従って、パ
ルスシーケンスが図２（Ｅ）に示すようにプレトリガ３
８の出力部に現れる。プレトリガ３８の最終のセッティ
ング処理の立ち上がり端部４は、精度良く測定されてノ
イズフリーであるから、パルスシーケンス到来の測定値
として用いられる。
セッティング入力部Ｓに送られたパルス（図２（Ｃ））
の立ち上がり端部がプレトリガ３８をセットするのに対
して、プレトリガ３８は図２（Ｄ）に示す包絡線パルス
の立ち上がり端部によってリセットされる。従って、パ
ルスシーケンスが図２（Ｅ）に示すようにプレトリガ３
８の出力部に現れる。プレトリガ３８の最終のセッティ
ング処理の立ち上がり端部４は、精度良く測定されてノ
イズフリーであるから、パルスシーケンス到来の測定値
として用いられる。
【００２３】次のリフレッシュ時間回路３９では、一定
の遅延時間Ｔが図２（Ｆ）に示すように導入される。こ
の遅延時間Ｔの経過後、この時まで一定であった信号が
ゼロに降下し、トリガパルスの立ち上がり２が図２
（Ｇ）に示すように発生する。このトリガパルスは、パ
ルスジェネレータ１１のトリガ入力部１８にて図２
（Ａ）に示す次のパルスシーケンス９，１０をトリガす
る。
の遅延時間Ｔが図２（Ｆ）に示すように導入される。こ
の遅延時間Ｔの経過後、この時まで一定であった信号が
ゼロに降下し、トリガパルスの立ち上がり２が図２
（Ｇ）に示すように発生する。このトリガパルスは、パ
ルスジェネレータ１１のトリガ入力部１８にて図２
（Ａ）に示す次のパルスシーケンス９，１０をトリガす
る。
【００２４】遅延時間Ｔは、全ての瞬間的な処理に対し
て適切な回復時間が存在するように選択される。遅延時
間Ｔの導入によって、パルスシーケンス９，１０の無視
できない時間の長さが考慮される。図２（Ａ）と図２
（Ｅ）とを比較して判るように、結果を測定する図２
（Ｅ）のパルス列の立ち上がり４は、パルスシーケンス
９，１０の最終パルス１０の前に発生して送信される。
より短い測定用パス１３とリファレンスパス１４の各々
に対し、パルスジェネレータ１１の新しいパルスシーケ
ンスがパルスジェネレータ１１の先の送信行程が十分に
消滅した後で最初に確実にトリガされるために、対応し
て選択された一定の遅延時間Ｔ（図２（Ｆ）参照）が、
図２（Ｅ）において結果を表す立ち上がり４の後にくわ
えられる。立ち上がり４は、既に示したように、最終パ
ルス１０の送信の前の短いパスとともに現れる。このよ
うに、トリガパルスの立ち上がり２は遅延時間Ｔの終了
時に形成される。遅延時間Ｔは有効な測定問題に依存し
て確実にプリセットされる。例えば、より長い測定用パ
ス１３のみ用いられる場合、またリファレンスパス１４
も十分に長い場合、遅延時間Ｔは比較的短く設定され
る。短い測定用パス及びリファレンスパスに対して、遅
延時間Ｔは長く設定されなければならない。ショートカ
ウンタチェーンとともに非同期クロック依存性の無い開
始・停止ジェネレータ（リングオッシレータ）を用いた
ディジタル化はこの必要条件を満たしている。
て適切な回復時間が存在するように選択される。遅延時
間Ｔの導入によって、パルスシーケンス９，１０の無視
できない時間の長さが考慮される。図２（Ａ）と図２
（Ｅ）とを比較して判るように、結果を測定する図２
（Ｅ）のパルス列の立ち上がり４は、パルスシーケンス
９，１０の最終パルス１０の前に発生して送信される。
より短い測定用パス１３とリファレンスパス１４の各々
に対し、パルスジェネレータ１１の新しいパルスシーケ
ンスがパルスジェネレータ１１の先の送信行程が十分に
消滅した後で最初に確実にトリガされるために、対応し
て選択された一定の遅延時間Ｔ（図２（Ｆ）参照）が、
図２（Ｅ）において結果を表す立ち上がり４の後にくわ
えられる。立ち上がり４は、既に示したように、最終パ
ルス１０の送信の前の短いパスとともに現れる。このよ
うに、トリガパルスの立ち上がり２は遅延時間Ｔの終了
時に形成される。遅延時間Ｔは有効な測定問題に依存し
て確実にプリセットされる。例えば、より長い測定用パ
ス１３のみ用いられる場合、またリファレンスパス１４
も十分に長い場合、遅延時間Ｔは比較的短く設定され
る。短い測定用パス及びリファレンスパスに対して、遅
延時間Ｔは長く設定されなければならない。ショートカ
ウンタチェーンとともに非同期クロック依存性の無い開
始・停止ジェネレータ（リングオッシレータ）を用いた
ディジタル化はこの必要条件を満たしている。
【００２５】リフレッシュ時間回路３９の出力部はライ
ン４０を介して計算・カウントステージ１９に接続され
る。計算・カウントステージ１９は２つの電子スイッチ
２８，２９を含み、各スイッチ２８，２９は電子スイッ
チ２６，２７と同様に時間制御回路２５により制御ライ
ン４６’，４７’を介して制御される。測定用カウンタ
２０とリファレンスカウンタ２１とがそれぞれスイッチ
２８，２９の出力部に接続される。カウント値は分割ス
テージ２２，２３に供給される。分割ステージ２２，２
３には、測定時間間隔Ｔ１とリファレンス時間間隔Ｔ２
とを表す入力信号がそれぞれさらなる入力信号として供
給される。分割ステージ２２，２３の出力は差動ステー
ジ（difference forming stage）２４に供給される。差
動ステージ２４の出力部は表示装置４９に接続され、表
示装置４９は測定用パス１３を通過したパルスの走行時
間を表示する。
ン４０を介して計算・カウントステージ１９に接続され
る。計算・カウントステージ１９は２つの電子スイッチ
２８，２９を含み、各スイッチ２８，２９は電子スイッ
チ２６，２７と同様に時間制御回路２５により制御ライ
ン４６’，４７’を介して制御される。測定用カウンタ
２０とリファレンスカウンタ２１とがそれぞれスイッチ
２８，２９の出力部に接続される。カウント値は分割ス
テージ２２，２３に供給される。分割ステージ２２，２
３には、測定時間間隔Ｔ１とリファレンス時間間隔Ｔ２
とを表す入力信号がそれぞれさらなる入力信号として供
給される。分割ステージ２２，２３の出力は差動ステー
ジ（difference forming stage）２４に供給される。差
動ステージ２４の出力部は表示装置４９に接続され、表
示装置４９は測定用パス１３を通過したパルスの走行時
間を表示する。
【００２６】ノイズ帯域幅のかなり制限とこれによる検
出可能性の増大とは別にして、図１に示す装置の動作
は、特に走行時間の測定値の評価に関しては独国特許第
３４２９０６２号の明細書に記載の装置と同一である。
本発明により形成され且つ回路２５のスイッチングしき
い値の再調整機能が拡大されたスイッチングステージ３
４〜３９，及び１１，１３は、独国特許第３４２９０６
２号の回路素子１５，１６，１９，２６，２７，３２，
４９として既に周知の回路素子と有効に組み合わせるこ
とができる。
出可能性の増大とは別にして、図１に示す装置の動作
は、特に走行時間の測定値の評価に関しては独国特許第
３４２９０６２号の明細書に記載の装置と同一である。
本発明により形成され且つ回路２５のスイッチングしき
い値の再調整機能が拡大されたスイッチングステージ３
４〜３９，及び１１，１３は、独国特許第３４２９０６
２号の回路素子１５，１６，１９，２６，２７，３２，
４９として既に周知の回路素子と有効に組み合わせるこ
とができる。
【００２７】リフレッシュタイマ３９に対するパルスジ
ェネレータの時間に関する同期カップリングは、リング
オッシレータとして作用されるが、これら部品の純粋な
ディジタル設計を可能とする。これのため、状態制御論
理モジュールがコードＲＯＭと同様な方法で適してい
る。変調器３１は能力が増大した出力ステージからな
る。純粋なディジタル化、すなわちスイッチト変調ゆえ
に、標準的な方法に代えることができる。ワンチップ化
によって、別々の供給ラインを介した入力信号との結合
が回避される。
ェネレータの時間に関する同期カップリングは、リング
オッシレータとして作用されるが、これら部品の純粋な
ディジタル設計を可能とする。これのため、状態制御論
理モジュールがコードＲＯＭと同様な方法で適してい
る。変調器３１は能力が増大した出力ステージからな
る。純粋なディジタル化、すなわちスイッチト変調ゆえ
に、標準的な方法に代えることができる。ワンチップ化
によって、別々の供給ラインを介した入力信号との結合
が回避される。
【００２８】本発明により、ノイズが低下された信号を
検出することができる。この間、重畳されたノイズ信号
に対して真の統計的評価を行うことができる。ノイズ帯
域幅は共振器３５によってかなり低減される。両者が、
システムの検出感度のかなりの増加につながる。同時
に、同一の共振器３５が、信号増幅期間の許容される積
分可能なリミッタの有効走行時間の均等化に対し機能す
る。零点通過検出器によって従来のコンパレータを使用
せずに済む。これらも積分可能なリミッタに替えること
ができる。このように、走行時間の分散の乱れが低減さ
れるのみならず、コストや占有体積、パワー損失が低減
される。これは、零点通過検出器と包絡線検出器との有
効な組み合わせによって可能となる。キーとなる機能
は、送信信号の特別なレイアウトと関連する共振器３５
によって有するようになる。また、これによって送信機
の簡単なディジタル変調が可能となる。このディジタル
飽和抵抗設計によって、信号入力部の積分可能なリミッ
タ３４に対して適した値を使用することができる。送受
信スペクトルの相互関係によって達成される送信エネル
ギの利用の高さは、効率を増加させる。
検出することができる。この間、重畳されたノイズ信号
に対して真の統計的評価を行うことができる。ノイズ帯
域幅は共振器３５によってかなり低減される。両者が、
システムの検出感度のかなりの増加につながる。同時
に、同一の共振器３５が、信号増幅期間の許容される積
分可能なリミッタの有効走行時間の均等化に対し機能す
る。零点通過検出器によって従来のコンパレータを使用
せずに済む。これらも積分可能なリミッタに替えること
ができる。このように、走行時間の分散の乱れが低減さ
れるのみならず、コストや占有体積、パワー損失が低減
される。これは、零点通過検出器と包絡線検出器との有
効な組み合わせによって可能となる。キーとなる機能
は、送信信号の特別なレイアウトと関連する共振器３５
によって有するようになる。また、これによって送信機
の簡単なディジタル変調が可能となる。このディジタル
飽和抵抗設計によって、信号入力部の積分可能なリミッ
タ３４に対して適した値を使用することができる。送受
信スペクトルの相互関係によって達成される送信エネル
ギの利用の高さは、効率を増加させる。
【００２９】送信素子としてレーザーダイオードを用い
た場合、いわゆるモード補償がパルスレベル制御と関連
して生じる。これによって、数１００ｐｓの走行時間の
不安定さが生じる。この影響は、高精度での再現の外乱
となるが、送信機側の設計によって整数の位相プロット
の形成によって効率良く減少される。次に、ＣＷ法と比
較可能な位相休止が得られる。
た場合、いわゆるモード補償がパルスレベル制御と関連
して生じる。これによって、数１００ｐｓの走行時間の
不安定さが生じる。この影響は、高精度での再現の外乱
となるが、送信機側の設計によって整数の位相プロット
の形成によって効率良く減少される。次に、ＣＷ法と比
較可能な位相休止が得られる。
【００３０】本発明の重要な効果は、ディジタル積分法
との互換性にあるので、低システムコストでの積分が可
能である。トリガパルスは、送信時間から、内部アセン
ブリ、外部媒体固有走行時間、及びノイズに依存する時
間のゆらぎのトリガ開始走行時間成分までを含む。イン
ターン（intern）群走行時間は、特定の装置の走行時間
に依存する静的成分に、さらに走行時間成分に依存する
温度及びエージングにと分割される。特に後者の成分に
よって、必要な短絡測定用パスを有するリファレンス測
定によって補償や修正が行われる。ノイズ依存性を有す
るゆらぎ成分は、かなりのサンプル数を有する統計的方
法によって妨げられる。これらの測定によって、結果の
質的な改善が可能となる。これらは、測定用パスに関し
て意味がある。第１に克服すべき問題は、数ピコ秒また
はそれ以下のかなり速い時間に対してである。このた
め、独国特許第３４２９０６２号明細書に記載の基本原
理が用いられている。
との互換性にあるので、低システムコストでの積分が可
能である。トリガパルスは、送信時間から、内部アセン
ブリ、外部媒体固有走行時間、及びノイズに依存する時
間のゆらぎのトリガ開始走行時間成分までを含む。イン
ターン（intern）群走行時間は、特定の装置の走行時間
に依存する静的成分に、さらに走行時間成分に依存する
温度及びエージングにと分割される。特に後者の成分に
よって、必要な短絡測定用パスを有するリファレンス測
定によって補償や修正が行われる。ノイズ依存性を有す
るゆらぎ成分は、かなりのサンプル数を有する統計的方
法によって妨げられる。これらの測定によって、結果の
質的な改善が可能となる。これらは、測定用パスに関し
て意味がある。第１に克服すべき問題は、数ピコ秒また
はそれ以下のかなり速い時間に対してである。このた
め、独国特許第３４２９０６２号明細書に記載の基本原
理が用いられている。
【００３１】所望の速い時間の解像度は振幅の数オーダ
による時間領域の変換によって獲得される。この間、閉
じた時間鎖が形成される。上述の時間切片の走行時間を
有する送信信号が負担となる受信信号は、全過渡現象の
回復時間として機能する時間回路をトリガし、上述する
パルスシーケンスの新たな送信を生じさせる。評価時間
間隔の間に数千に達するかなりの時間鎖成分によって、
クォーツ安定時間周期内のループ通過を単にカウントす
ることによって、または所定数ｎのループ通過内の時間
スケールをカウントすることによって、数値化を行うこ
とができる。システム固有の群走行時間は、全体の測定
時間から差し引かれる。
による時間領域の変換によって獲得される。この間、閉
じた時間鎖が形成される。上述の時間切片の走行時間を
有する送信信号が負担となる受信信号は、全過渡現象の
回復時間として機能する時間回路をトリガし、上述する
パルスシーケンスの新たな送信を生じさせる。評価時間
間隔の間に数千に達するかなりの時間鎖成分によって、
クォーツ安定時間周期内のループ通過を単にカウントす
ることによって、または所定数ｎのループ通過内の時間
スケールをカウントすることによって、数値化を行うこ
とができる。システム固有の群走行時間は、全体の測定
時間から差し引かれる。
【００３２】前述の計算カウントステージ１９は次に示
すように簡単になる。本発明の方法による走行時間の形
成後、全測定値ｔg は測定用パスの走行時間ｔm を含
み、リファレンス測定値ｔr に対する時間の必要条件は
一定数のｎループ通過に対する全測定値ｔg のために時
間必要条件から引かれる。この結果は次式で表される。
すように簡単になる。本発明の方法による走行時間の形
成後、全測定値ｔg は測定用パスの走行時間ｔm を含
み、リファレンス測定値ｔr に対する時間の必要条件は
一定数のｎループ通過に対する全測定値ｔg のために時
間必要条件から引かれる。この結果は次式で表される。
【００３３】ｔm ＝ ｔg − ｔr これは、カウンタ２０，２１に替わる前方向後方向カウ
ンタを備えた装置の簡単な場合に行われる。これによっ
て、２つの分割ステージ２２，２３を省略することがで
きる。切り換えスイッチ２８，２９は、対応するカウン
ト方向を決定する切り換え制御回路に替えられる。この
間、時間スケールがクロックされ、一方全体の測定時間
及びリファレンス測定時間に亘る立上がりが、同一の時
間スケールでクロックされる。時間変換因子が乗算され
た測定用パスからの走行時間の結果がカウンタの中にあ
る。この結果は測定用パスに正比例する。これは、群走
行時間及びそのドリフト成分とは独立で、変換因子の平
方根の下で統計的に作られる。例えば因子１０Ｋでは、
因子１００によってさらに安定な結果を得ることができ
る。ｍｍ，ｃｍまたはインチ単位の目盛りは、クォーツ
時間ベースの選択によってループ通過の数ｎの設定によ
って直接可能となる。
ンタを備えた装置の簡単な場合に行われる。これによっ
て、２つの分割ステージ２２，２３を省略することがで
きる。切り換えスイッチ２８，２９は、対応するカウン
ト方向を決定する切り換え制御回路に替えられる。この
間、時間スケールがクロックされ、一方全体の測定時間
及びリファレンス測定時間に亘る立上がりが、同一の時
間スケールでクロックされる。時間変換因子が乗算され
た測定用パスからの走行時間の結果がカウンタの中にあ
る。この結果は測定用パスに正比例する。これは、群走
行時間及びそのドリフト成分とは独立で、変換因子の平
方根の下で統計的に作られる。例えば因子１０Ｋでは、
因子１００によってさらに安定な結果を得ることができ
る。ｍｍ，ｃｍまたはインチ単位の目盛りは、クォーツ
時間ベースの選択によってループ通過の数ｎの設定によ
って直接可能となる。
【図１】走行時間を測定する本発明による装置の回路構
成図を示す。
成図を示す。
【図２】（Ａ）は共振器３５の入力部に入力された後に
図１のパルスジェネレータによって生じたパルスシーケ
ンスを示し、（Ｂ）は図１の共振器に生じた共振を示
し、（Ｃ）は零点通過検出器３６の出力信号を示し、
（Ｄ）は包絡線検出器３７の出力信号を示し、（Ｅ）は
プレトリガ３８の出力信号を示し、（Ｆ）はリフレッシ
ュ時間回路３９の出力信号を示し、（Ｇ）はパルスジェ
ネレータ１１のトリガ入力部１８におけるトリガ信号を
示す。
図１のパルスジェネレータによって生じたパルスシーケ
ンスを示し、（Ｂ）は図１の共振器に生じた共振を示
し、（Ｃ）は零点通過検出器３６の出力信号を示し、
（Ｄ）は包絡線検出器３７の出力信号を示し、（Ｅ）は
プレトリガ３８の出力信号を示し、（Ｆ）はリフレッシ
ュ時間回路３９の出力信号を示し、（Ｇ）はパルスジェ
ネレータ１１のトリガ入力部１８におけるトリガ信号を
示す。
１１ パルスジェネレータ １２ フィードバックループ １３ 測定用パス １４ リファレンスパス １５ 測定用受信機 １６ リファレンス受信機 １７ 出力部 １８ トリガ入力部 １９ 計算カウントステージ ３１ 光変調器 ３２ 送信機 ３５ 共振器 ３６ 零点通過検出器 ３７ 包絡線検出器 ３８ プレトリガ ３９ リフレッシュ時間回路
─────────────────────────────────────────────────────
【手続補正書】
【提出日】平成６年７月４日
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】図２
【補正方法】変更
【補正内容】
【図２】図１に示す回路におけるパルスジェネレータ１
１の入出力、共振器３５の出力、零点通過検出器３６の
出力、包絡線検出器３７の出力、プレトリガ３８の出
力、及びリフレッシュ時間回路３９の出力の関係を説明
する図である。
１の入出力、共振器３５の出力、零点通過検出器３６の
出力、包絡線検出器３７の出力、プレトリガ３８の出
力、及びリフレッシュ時間回路３９の出力の関係を説明
する図である。
Claims (10)
- 【請求項１】 電気的パルスジェネレータ（１１）によ
って制御され且つ所定の長さの測定用パス（１３）に亘
って波状パルスの形状をした電気波を送信する送信機
（３２）と、前記測定用パス（１３）の一端部に設けら
れ且つ前記波状パルスを受信して電気的受信信号に変換
する測定用受信機（１５）と、を有し、１パルスフラン
クによってトリガされる前記パルスジェネレータと前記
パルスジェネレータによって作動される光変調器（３
１）とが出力部（１７）とトリガ入力部（１８）との間
に延在するフィードバックループ（１２）に配列され、
前記フィードバックループは前記パルスジェネレータ
（１１）の前に受信パルス時間測定回路（３４，３５，
３６，３７，３９）を有し、前記受信パルス時間測定回
路に前記測定用パス（１３）またはリファレンス受信機
（１６）を有するリファレンスパス（１４）のいずれか
一方がパルス反復時間に対して長い測定用時間間隔（Ｔ
１）及びリファレンス時間間隔（Ｔ２）でそれぞれ交互
に前記一端部にて組み込まれ、計算カウントステージ
（１９）が前記フィードバックループ（１２）の前記波
状パルスの周回回数をカウントし且つ前記測定時間間隔
の長さ及び前記リファレンス時間間隔の長さから前記走
行時間及びその間に送信されたパルスの数を計算し、前
記測定用パス（１３）における光波を含む電磁波の走行
時間を測定する装置であって、 前記パルスジェネレータ（１１）は、最終パルス（１
０）以外は同一の間隔で配列され且つ好ましくは前記最
終パルス（１０）は最後から２番目のパルスに対して１
８０゜の位相シフトを有する同一の長さ及び同一の振幅
の短いパルスシーケンス（９，１０）がトリガされる度
に送信し、 前記パルス受信時間測定回路は、１８０゜位相シフトさ
れた前記最終パルス（１０）の前にある等間隔に配置さ
れたパルスグループ（８）の周波数に調整される共振器
（３５）と、前記パルスグループ（８）によって励起さ
れる共振の突然の消滅の結果前記パルス（９，１０）の
ショートシーケンスの受信時間として前の零点通過時間
を画定し好ましくは所定のリフレッシュ時間の後で次の
パルス（９，１０）のショートシーケンスをトリガする
検出回路（３６，３７，３８，３９）と、を有すること
を特徴とする装置。 - 【請求項２】 前記検出回路は、零点通過検出器（３
６）と前記零点通過検出器と並列に接続された包絡線検
出器（３７）とを有するとともに前記零点通過検出器
（３６）及び前記包絡線検出器（３７）の入力部に接続
され、前記零点通過検出器（３６）及び前記包絡線検出
器（３７）の出力はそれぞれプレトリガ（３８）のセッ
ティング入力部（Ｓ）及びリセット入力部（Ｒ）に供給
され、前記パルスグループ（８）によって励起された共
振（７）の減衰後、前記共振の前の零点通過は直ちに前
記プレトリガ（３８）をセットし、前記共振の次の最大
値は前記プレトリガ（３８）をもはやリセットしないこ
とを特徴とする請求項１記載の装置。 - 【請求項３】 前記共振が前のサイクルの共振（７）の
包絡線の最大値の好ましくは１／√２倍の所定値を越え
たときに、前記包絡線検出器（３７）はリセット信号を
送信し、これに必要とされるしきい値形成は包絡線パル
スのカウントによるディジタル３点調整によって行われ
ることを特徴とする請求項２記載の装置。 - 【請求項４】 前記リフレッシュ時間回路（３９）は、
前記パルスジェネレータ（１１）及び前記計算カウント
ステージ（１９）へのカウントトリガパルスの送信を所
定の再生時間だけ遅延させる前記プレトリガ（３８）に
隣接して設けられることを特徴とする先行する請求項記
載の装置。 - 【請求項５】 所定のリフレッシュ時間または再生時
間は、特に共振周波数の２つの振動周期に対して２乃至
２００ｎｓ、好ましくは２０乃至１００ｎｓに達するこ
とを特徴とする先行する請求項記載の装置。 - 【請求項６】 ３乃至１０個の、好ましくは５乃至９個
の、特に８個の等間隔に配置されたパルス（９）が、１
８０゜位相シフトされた最終パルス（１０）の前に形成
されることを特徴とする先行する請求項記載の装置。 - 【請求項７】 振幅リミッタ（３４）が前記共振器（３
５）の前に配列されることを特徴とする先行する請求項
記載の装置。 - 【請求項８】 前記リミッタ（３４）、前記零点通過検
出器（３６）、前記包絡線検出器（３７）、前記リフレ
ッシュ時間回路（３９）及び前記パルスジェネレータ
（１１）は単一の半導体チップに形成されることを特徴
とする先行する請求項記載の装置。 - 【請求項９】 前記計算カウントステージ（１９）は、
測定時間が最初に１カウント方向にクロックされ次に反
対のカウント方向にクロックされる前方向後方向カウン
タを含むことを特徴とする先行する請求項記載の装置。 - 【請求項１０】 前記リフレッシュ時間または再生時間
（Ｔ）は、トリガパルスの立上がり（２）が現れる前に
前記パルスジェネレータ（１１）の対応する送信プロセ
スが完全に終了する程十分な長さに選択されることを特
徴とする先行する請求項記載の装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| DE43042902 | 1993-02-12 | ||
| DE4304290A DE4304290C1 (de) | 1993-02-12 | 1993-02-12 | Vorrichtung zur Messung der Laufzeit von elektromagnetischen Wellen |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06342064A true JPH06342064A (ja) | 1994-12-13 |
Family
ID=6480339
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6017410A Pending JPH06342064A (ja) | 1993-02-12 | 1994-02-14 | 電磁波の走行時間の測定装置 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5530539A (ja) |
| EP (1) | EP0610918B1 (ja) |
| JP (1) | JPH06342064A (ja) |
| DE (2) | DE4304290C1 (ja) |
| DK (1) | DK0610918T3 (ja) |
Families Citing this family (13)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE19520663A1 (de) * | 1995-06-07 | 1996-12-12 | Thomas Merker | Abstandssensor |
| DE19520993A1 (de) * | 1995-06-08 | 1996-12-12 | Sick Optik Elektronik Erwin | Verfahren und Vorrichtung zur Abstandsmessung |
| DE19537281A1 (de) * | 1995-10-06 | 1997-04-10 | Thomas Merker | Distanzmeßgerät |
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1993
- 1993-02-12 DE DE4304290A patent/DE4304290C1/de not_active Expired - Fee Related
-
1994
- 1994-02-09 DE DE59403589T patent/DE59403589D1/de not_active Expired - Lifetime
- 1994-02-09 EP EP94101989A patent/EP0610918B1/de not_active Expired - Lifetime
- 1994-02-09 DK DK94101989.5T patent/DK0610918T3/da active
- 1994-02-10 US US08/194,949 patent/US5530539A/en not_active Expired - Fee Related
- 1994-02-14 JP JP6017410A patent/JPH06342064A/ja active Pending
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US5530539A (en) | 1996-06-25 |
| EP0610918A2 (de) | 1994-08-17 |
| DE59403589D1 (de) | 1997-09-11 |
| EP0610918B1 (de) | 1997-08-06 |
| DE4304290C1 (de) | 1994-03-03 |
| EP0610918A3 (de) | 1995-02-15 |
| DK0610918T3 (da) | 1998-03-02 |
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