JPH0630563A - 絶縁形ａｃ／ｄｃ変換装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 通常のＲＣＤ形スナバ回路を用いることがで
きるようにして、装置の小型，低コスト化を図る。 【構成】 スイッチング素子８〜１３，２０〜２５とダ
イオード１４〜１９，２６〜３１とを逆並列接続したブ
リッジ回路を２組設け、その交流端子の一方には交流リ
アクトル２〜７を介して交流電源１に接続し、交流端子
の他方はトランス３２〜３４の１次側巻線により互いに
接続し、各トランス３２〜３４の２次側巻線からの出力
を整流し、直流を得るための整流回路３５〜４６を設け
ることにより、双方向スイッチ素子を用いることなく交
−直変換を可能とする。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明は、交流（ＡＣ）電源か
ら直接その基本波よりも高い周波数に変換し絶縁して直
流（ＤＣ）電圧を生成する絶縁形ＡＣ／ＤＣ変換装置、
特にその改良に関する。

【０００２】

【従来の技術】図１３にこの種の従来例を示す。すなわ
ち、３相交流電源１の各相（線）に交流リアクトル４
９，５０，５１の一端がそれぞれ接続されている。この
交流リアクトル４９，５０，５１の他端はそれぞれ半導
体交流スイッチ（双方向スイッチ）８４，８６，８８を
介して高周波トランス７９の１次側巻線の一端に共通に
接続され、同様に各半導体交流スイッチ８５，８７，８
９を介して高周波トランス７９の１次側巻線の残りの一
端にも共通に接続されている。ここで、各半導体交流ス
イッチ８４〜８９はトランジスタ５５，５６とダイオー
ド６７，６８、トランジスタ５７，５８とダイオード６
９，７０、トランジスタ５９，６０とダイオード７１，
７２、トランジスタ６１，６２とダイオード７３，７
４、トランジスタ６３，６４とダイオード７５，７６、
トランジスタ６５，６６とダイオード７７，７８から構
成されている。そして、ダイオード８０ないし８３によ
り構成される単相整流ブリッジ回路の交流入力点には、
それぞれ高周波トランス７９の２次側巻線の両端が接続
され、さらに、その直流出力点間にはコンデンサ４７と
負荷４８が接続されている。

【０００３】このような構成において、半導体交流スイ
ッチ８４と８５、８６と８７、８８と８９の組合わせ
で、それぞれ少なくとも一方は常に導通状態（オン状
態）にしておくことを条件としてこれらのスイッチを動
作させ、そのオン，オフを制御することにより、３相交
流電源１からの入力電流をおよそ力率１の正弦波とし、
さらに高周波トランス７９の１次側巻線間には入力の３
相交流電源１の基本波よりも高い周波数の交流が印加さ
れるように動作させることにより、この装置の出力とな
るＰ点とＮ点との間から、入力の３相交流電源１と高周
波により絶縁された直流電圧を得ることが可能となる。

【０００４】ここで、半導体交流スイッチ８４〜８９の
動作例について説明する。なお、ここでは３相交流電源
１のＲ相が＋の電位でＳ相とＴ相が−電位のときを考
え、動作モード別に以下に説明する。 （モード１）スイッチ８５，８７，８９がオンで、スイ
ッチ８４，８６，８８がオフの場合。このとき、スイッ
チ８５，８７，８９の経路で交流リアクトル４９，５
０，５１を介して交流電源１は短絡状態となり、入力電
流のエネルギーは交流リアクトル４９，５０，５１に蓄
えられる。このとき、入力電流は増加している。

【０００５】（モード２）スイッチ８４，８７，８９が
オンで、スイッチ８５，８６，８８がオフの場合。この
とき、Ｒ相から入って来ている電流は、リアクトル４９
→スイッチ８４→高周波トランスの経路で流れ、その後
スイッチ８７と８９に分流しそれぞれリアクトル５０，
５１を介して交流電源１のＳ相とＴ相に流れている。こ
のとき、モード１でリアクトル４９ないし５１に蓄えら
れたエネルギーは、高周波トランス７９を介して直流出
力側のコンデンサ４７に充電される。このとき入力電流
は減少して行く。 （モード３）スイッチ８４，８６，８８がオンで、スイ
ッチ８５，８７，８９がオフの場合。このときは、モー
ド１の場合と同様にスイッチ８４，８６，８８の経路で
リアクトル４９ないし５１を介して交流電源１が短絡状
態となり、入力電流のエネルギーはリアクトル４９，５
０，５１に蓄えられる。このとき、入力電流は増加して
いる。

【０００６】（モード４）スイッチ８５，８６，８８が
オンで、スイッチ８４，８７，８９がオフの場合。この
とき、Ｒ相から入って来ている電流は、リアクトル４９
→スイッチ８５→高周波トランスの経路で流れ、その後
スイッチ８６と８８に分流しそれぞれリアクトル５０，
５１を介して交流電源１のＳ相とＴ相に流れている。こ
のとき、モード３でリアクトル４９ないし５１に蓄えら
れたエネルギーは、高周波トランス７９を介して直流出
力側のコンデンサ４７に充電される。このとき入力電流
は減少して行く。

【０００７】ここで、モード１と２では昇圧チョッパの
１サイクルと同様の動作を行なっており、モード３と４
についても同様である。このことから、図１３の回路が
正常に動作するためには、高周波トランスの巻数比が
１：１のときであれば、コンデンサ４７の電圧は３相交
流電源１の線間電圧の振幅値よりも高い値となることが
必要である。また、この動作のなかでモード１と２また
はモード３と４の時間比率を制御することにより、Ｒ相
の入力電流を力率１の正弦波とすることが可能となる。
さらには、Ｓ相とＴ相の入力電流についても、モード２
とモード４の期間において、スイッチ８６と８７または
８８と８９のどちらか一方のオン，オフを一定時間逆転
させる動作をつけ加えることにより、力率１の正弦波に
制御することが可能となる。また、モード２と４の高周
波トランス７９に印加される電圧は逆向きであるため、
トランス７９を偏磁させずに用いることが可能となる。

【０００８】なお、図１３では３相交流電源１のＲ，
Ｓ，Ｔ相の電位の関係が上記での動作説明の関係と異な
る場合でも、その回路の対称性により同様な動作ができ
る。つまり、このような回路方式によれば、商用変圧器
とサイリスタ整流回路を組み合わせて構成される一般的
な絶縁形ＡＣ／ＤＣ変換装置に比べて、高周波絶縁を用
いているため装置の小型・軽量化が可能であり、また入
力電流が力率１の正弦波であるため、入力容量を低減す
ることができる。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】従来のものでは、高周
波トランス７９の漏れインダクタンスや配線インダクタ
ンスに起因する交流半導体素子スイッチ８４〜８９の、
スイッチング時に生じる飛躍電圧からその半導体素子を
保護するためのスナバ回路として、複雑な回路を必要と
するため高価になるという問題がある。また、動作時に
電流が通流する経路として、高周波トランス７９の１次
側だけを考えた場合、電流は常に４つの半導体素子を通
過することになる。例えば、Ｒ相からＳ相に流れる電流
を考えたとき、上記モード１ではＲ相→リアクトル４９
→トランジスタ５７→ダイオード７０→トランジスタ６
２→ダイオード７３→リアクトル５０→Ｓ相となり、４
つ通過する。

【００１０】同じく、モード２においても、Ｒ相→リア
クトル４９→トランジスタ５６→ダイオード６７→高周
波トランス７９→トランジスタ６２→ダイオード７３→
リアクトル５０→Ｓ相となり、やはり４つ通過する。他
のモードや他の線間に流れる電流も、この回路の対称性
により同様となる。さらに、直流出力側のダイオード８
０〜８３も含めると計６つとなる。このため、半導体素
子の導通損失を考えただけでも大きな損失となり、高効
率化が難しいという問題もある。したがって、この発明
の課題は構成が簡単で安価なスナバ回路を用いることが
できるようにして、装置の小型化・低コスト化を図ると
ともに、電流が通過する半導体素子の数を減らして高効
率化を図り得るようにすることにある。

【００１１】

【課題を解決するための手段】このような課題を解決す
るため、第１の発明では、交流電源から直接その基本波
よりも高い周波数に変換し、絶縁して直流電圧を生成す
る絶縁形ＡＣ／ＤＣ変換装置において、その全てのアー
ムがスイッチング素子とダイオードとを逆並列接続して
構成される第１，第２ブリッジ回路を設け、この第１，
第２ブリッジ回路の交流端子はそれぞれ交流リアクトル
を介して前記交流電源に接続するとともに、第１，第２
ブリッジ回路の交流端子のうち交流電源の同じ相に接続
されている交流端子同士はそれぞれトランスの１次側巻
線を介して互いに接続し、さらに各トランスの２次巻線
側からの出力を整流し直流を得るために整流回路を設け
たことを特徴としている。この発明では、前記第１，第
２ブリッジ回路の同じ極性の直流端子側を互いに接続
し、その直流端子間にコンデンサを設けることができ
る。

【００１２】第２の発明では、交流電源から直接その基
本波よりも高い周波数に変換し、絶縁して直流電圧を生
成する絶縁形ＡＣ／ＤＣ変換装置において、その全ての
アームがスイッチング素子とダイオードとを逆並列接続
して構成される第１，第２ブリッジ回路を設け、この第
１，第２ブリッジ回路の各対応する交流端子間はそれぞ
れトランスの１次側巻線を介して互いに接続するととも
に、この各トランスの１次巻線の中点端子をそれぞれ交
流リアクトルを介して前記交流電源に接続し、かつ複数
のトランスの２次巻線側からの出力を整流し直流を得る
ために整流回路を設けたことを特徴としている。なお、
この発明では、前記第１，第２ブリッジ回路の同じ極性
の直流端子側を互いに接続し、その直流端子間にコンデ
ンサを設けることができる。

【００１３】

【作用】スイッチング素子とダイオードとを逆並列接続
してなるブリッジ回路を２組設け、各ブリッジ回路にお
けるスイッチング素子の動作時間を適宜に制御すること
により、双方向スイッチ（交流スイッチ）を用いなくて
も済むようにし、かつ一般的なＲＣＤ形スナバ回路を用
いられるようにする。

【００１４】

【実施例】図１はこの発明の実施例を示す構成図であ
る。３相交流電源１のＲ，Ｓ，Ｔの各相には、交流リア
クトル２〜４の一端がそれぞれ接続されている。この交
流リアクトル２〜４のもう一端には、ダイオード１４〜
１９からなる３相ブリッジ回路の交流端子がそれぞれ接
続され、そのダイオード１４〜１９にはトランジスタ８
〜１３がそれぞれ逆並列に接続される。この交流リアク
トル２〜４，ダイオード１４〜１９およびトランジスタ
８〜１３からなる回路ブロックと同じ構成の回路ブロッ
クが、交流リアクトル５〜７，ダイオード２６〜３１お
よびトランジスタ２０〜２５などにより構成され、３相
交流電源１に接続されている。

【００１５】また、トランジスタ８と９の直列接続点と
トランジスタ２０と２１の直列接続点との間には、高周
波トランス３２の１次側巻線が接続されている。同様
に、トランジスタ１６，１７と２２，２３との間には高
周波トランス３３が、またトランジスタ１２，１３と２
４，２５との間には高周波トランス３４がそれぞれ接続
されている。高周波トランス３２〜３４の２次側巻線
は、ダイオード３５〜４６により構成される６相ダイオ
ード整流ブリッジ回路の、各交流端子に接続されてい
る。さらに、この６相ダイオード整流ブリッジ回路の直
流端子間にはコンデンサ４７と負荷４８が接続されてい
る。以下、その動作について説明する。

【００１６】ここで、まず３相交流電源１の電圧波形が
例えば図２のＡ点にある場合について説明する。このと
きの３相交流電源１のＲ，Ｓ，Ｔ相の各相電圧Ｖｒ，Ｖ
ｓ，Ｖｔをそれぞれ、 Ｖｒ＝＋２ｖ，Ｖｓ＝−１ｖ，Ｖｔ＝−１ｖ とし、リアクトル２〜４に流れている電流Ｉｒ１，Ｉｓ
１，Ｉｔ１をそれぞれ、 Ｉｒ１＝＋２ａ，Ｉｓ１＝−１ａ，Ｉｔ１＝−１ａ とし、同様に、リアクトル５〜７に流れている電流Ｉｒ
２，Ｉｓ２，Ｉｔ２もそれぞれ、 Ｉｒ２＝＋２ａ，Ｉｓ２＝−１ａ，Ｉｔ２＝−１ａ とする。つまり、この装置は入力電流が力率約１の正弦
波で動作するものとし、したがって、各相電圧と各相電
流の大きさは比例関係にあるものとする。

【００１７】また、このとき高周波トランス３２〜３４
の１次側巻線に電流が通過したときに誘起される１次側
の対抗電圧を、例えば＋２．２ｖとする（この対抗電圧
は、トランスの巻線比が１のときには２次側に接続され
ているコンデンサ４７の電圧となる）。以下、動作モー
ドに分けて説明する。 〔モード１〕トランジスタ８，１０，１２，２０，２
２，２４がオンで、トランジスタ９，１１，１３，２
１，２３，２５がオフの場合。このとき、トランジスタ
８，１０，１２とダイオード１４，１６，１８の経路で
リアクトル２〜４を介して電源短絡となり、リアクトル
２〜４に流れる電流は増加しエネルギーは蓄えられる。

【００１８】ここで、各リアクトルに１ｖの電圧が印加
され、そのときに電流の絶対値（振幅）が増加する向き
の電流増加率を＋αとすれば、リアクトル２〜４の電流
増加率はそれぞれ＋２α，＋１α，＋１αとなる。同様
に、トランジスタ２０，２２，２４とダイオード２６，
２８，３０の経路によりリアクトル５〜７を介して電源
短絡となるので、リアクトル５〜７に流れる電流も増加
してエネルギーが蓄えられ、その各電流増加率はそれぞ
れ＋２α，＋１α，＋１αとなる。ここで、リアクトル
２〜７に流れている電流の増加率の符号は全て＋となっ
ているため、全ての電流の絶対値は増加していることに
なる。

【００１９】〔モード２Ａ〕トランジスタ８，１１，１
２，２０，２３，２５がオンで、トランジスタ９，１
０，１３，２１，２２，２４がオフの場合。このとき、
リアクトル５を流れている電流Ｉｒ２の経路は、 ３相交流電源１→リアクトル５→トランス３２ となり、トランス３２を通過することによりエネルギー
が直流出力側のコンデンサ４７に充電される。さらに、
その後リアクトル２を流れる電流Ｉｒ１と合流して（Ｉ
ｒ１＋Ｉｒ２）となってダイオード１４→トランジスタ
１２の経路で流れ、そこで２つに分流して１つはリアク
トル４に流れている電流Ｉｔ１となり、３相交流電源１
に流れて行く。もう一方は、（Ｉｒ１＋Ｉｒ２−Ｉｔ
１）となってトランス３４を通過し、ここでもエネルギ
ーがコンデンサ４７に充電される。

【００２０】次に、また分流して一方はＩｔ２となり、
もう一方は（Ｉｒ１＋Ｉｒ２−Ｉｔ１−Ｉｔ２）となっ
てトランジスタ２５→ダイオード２９の経路で流れてそ
こでも分流し、一方はＩｓ２となる。そのもう一方は
（Ｉｒ１＋Ｉｒ２−Ｉｔ１−Ｉｔ２−Ｉｓ２）となって
トランス３３を通過し、ここでもコンデンサ４７にエネ
ルギーを充電し、その後Ｉｓ１となる。上記モード２Ａ
の動作を簡略化したモデルを図３に示す。図３におい
て、各リアクトルに流れている電流の増加率は重ねの理
より、 Ｉｒ１→＋０．９α，Ｉｒ２→−１．３α，Ｉｓ１→−
２．３α，Ｉｓ２→−０．１α，Ｉｔ１→＋２．１α，
Ｉｔ２→−０．１α となる。ここで、全ての電流増加率の総和は、−０．８
αとなり、全体では減少している。

【００２１】〔モード２Ｂ〕トランジスタ８，１１，１
３，２０，２３，２４がオンで、トランジスタ９，１
０，１２，２１，２２，２５がオフの場合。このとき、
リアクトル２を流れている電流Ｉｒ１の経路は、 ３相交流電源１→リアクトル２→トランス３２ となり、トランス３２を通過することによりエネルギー
が直流出力側のコンデンサ４７に充電される。さらに、
その後リアクトル５を流れる電流Ｉｒ２と合流して（Ｉ
ｒ１＋Ｉｒ２）となって、ダイオード２６→トランジス
タ２４の経路で流れ、そこで２つに分流し、１つはリア
クトル７に流れている電流Ｉｔ２となり、３相交流電源
１に流れて行く。もう一方は、（Ｉｒ１＋Ｉｒ２−Ｉｔ
２）となってトランス３４を通過し、ここでもエネルギ
ーがコンデンサ４７に充電されることになる。

【００２２】次に、また分流して一方はＩｔ１となり、
もう一方は（Ｉｒ１＋Ｉｒ２−Ｉｔ１−Ｉｔ２）となっ
てトランジスタ１３→ダイオード１７の経路で流れてそ
こでも分流し、一方はＩｓ１となる。そのもう一方は
（Ｉｒ１＋Ｉｒ２−Ｉｔ１−Ｉｔ２−Ｉｓ１）となって
トランス３３を通過し、ここでもコンデンサ４７にエネ
ルギーを充電し、その後Ｉｓ２となる。上記モード２Ｂ
の動作を簡略化したモデルを図４に示す。図４におい
て、各リアクトルに流れている電流の増加率は重ねの理
より、 Ｉｒ１→−１．３α，Ｉｒ２→＋０．９α，Ｉｓ１→−
０．１α，Ｉｓ２→−２．３α，Ｉｔ１→−０．１α，
Ｉｔ２→＋２．１α となる。ここで、全ての電流増加率の総和は、−０．８
αとなり、全体では減少している。

【００２３】〔モード３Ａ〕トランジスタ８，１０，１
３，２０，２３，２５がオンで、トランジスタ９，１
１，１２，２１，２２，２４がオフの場合。このとき、
リアクトル５を流れている電流Ｉｒ２の経路は、 ３相交流電源１→リアクトル５→トランス３２ となり、トランス３２を通過することによりエネルギー
が直流出力側のコンデンサ４７に充電される。さらに、
その後リアクトル２を流れる電流Ｉｒ１と合流して（Ｉ
ｒ１＋Ｉｒ２）となって、ダイオード１４→トランジス
タ１０の経路で流れ、そこで２つに分流し、１つはリア
クトル３に流れている電流Ｉｓ１となり、３相交流電源
１に流れて行く。もう一方は、（Ｉｒ１＋Ｉｒ２−Ｉｓ
１）となってトランス３３を通過し、ここでもエネルギ
ーがコンデンサ４７に充電されることになる。

【００２４】次に、また分流して一方はＩｓ２となり、
もう一方は（Ｉｒ１＋Ｉｒ２−Ｉｓ１−Ｉｓ２）となっ
てトランジスタ２３→ダイオード３１の経路で流れてそ
こでも分流し、一方はＩｔ２となる。そのもう一方は
（Ｉｒ１＋Ｉｒ２−Ｉｓ１−Ｉｓ２−Ｉｔ２）となって
トランス３４を通過し、ここでもコンデンサ４７にエネ
ルギーを充電し、その後Ｉｔ１となる。上記モード３Ａ
の動作を簡略化したモデルを図５に示す。図５におい
て、各リアクトルに流れている電流の増加率は重ねの理
より、 Ｉｒ１→＋０．９α，Ｉｒ２→−１．３α，Ｉｓ１→＋
２．１α，Ｉｓ２→−０．１α，Ｉｔ１→−２．３α，
Ｉｔ２→−０．１α となる。ここで、全ての電流増加率の総和は、−０．８
αとなり、全体では減少している。

【００２５】〔モード３Ｂ〕トランジスタ８，１１，１
３，２０，２２，２５がオンで、トランジスタ９，１
０，１２，２１，２３，２４がオフの場合。このとき、
リアクトル２を流れている電流Ｉｒ１の経路は、 ３相交流電源１→リアクトル２→トランス３２ となり、トランス３２を通過することによりエネルギー
が直流出力側のコンデンサ４７に充電される。さらに、
その後リアクトル５を流れる電流Ｉｒ２と合流して（Ｉ
ｒ１＋Ｉｒ２）となって、ダイオード２６→トランジス
タ２２の経路で流れ、そこで２つに分流し、１つはリア
クトル６に流れている電流Ｉｓ２となり、３相交流電源
１に流れて行く。もう一方は、（Ｉｒ１＋Ｉｒ２−Ｉｓ
２）となってトランス３３を通過し、ここでもエネルギ
ーがコンデンサ４７に充電されることになる。

【００２６】次に、また分流して一方はＩｓ１となり、
もう一方は（Ｉｒ１＋Ｉｒ２−Ｉｓ１−Ｉｓ２）となっ
てトランジスタ１１→ダイオード１９の経路で流れてそ
こでも分流し、一方はＩｔ１となる。そのもう一方は
（Ｉｒ１＋Ｉｒ２−Ｉｓ１−Ｉｓ２−Ｉｔ１）となって
トランス３４を通過し、ここでもコンデンサ４７にエネ
ルギーを充電し、その後Ｉｔ２となる。上記モード３Ｂ
の動作を簡略化したモデルを図６に示す。図６におい
て、各リアクトルに流れている電流の増加率は重ねの理
より、 Ｉｒ１→−１．３α，Ｉｒ２→＋０．９α，Ｉｓ１→−
０．１α，Ｉｓ２→＋２．１α，Ｉｔ１→−０．１α，
Ｉｔ２→−２．３α となる。ここで、全ての電流増加率の総和は、−０．８
αとなり、全体では減少している。

【００２７】以上のモード１からモード３Ｂを１サイク
ルとして、３相交流電源１の基本波の周波数よりも高い
周波数で繰り返し動作する。ここで、モード２Ａと２Ｂ
の時ではトランス３２〜３４に誘起される電圧の向きは
全て逆になるので、常にモード２Ａと２Ｂの時間が等し
くなるように動作させれば、その期間による各トランス
の残留励磁エネルギーは０となる。また、モード３Ａと
３Ｂの期間についても同様である。さらに、モード１の
期間には各トランスは励磁されないため、トランス３２
〜３４として、このモード１からモード３Ｂの１サイク
ルと同じ高周波のトランスが使用可能となる。ここで、
３相交流電源１の各相電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔについてま
とめると、各電流増加率は、 モード１では、＋４α，＋２α，＋２α モード２（２Ａと２Ｂの和）では、−０．４α，−２．
４α，＋２α モード３（３Ａと３Ｂの和）では、−０．４α，＋２
α，−２．４α となる。その結果、モード１からモード３Ｂを１サイク
ルとする動作では、モード１ないし３の各時間比率を制
御し調整することで、任意に各相の電流の増減を制御す
ることが可能となる。

【００２８】さらに、図２に示す期間Ｘの間に、上記モ
ード１ないし３と同じトランジスタのオン，オフを行な
い、そのなかでモード１ないし３の動作時間比率を制御
調節することで、上記と同様に任意に各相の電流の増減
を制御することができる。また、期間Ｘ以外の期間にお
いても、３相交流電源１の各相電圧における対称性とこ
の回路構成の対称性により、期間Ｘと同様の動作が可能
となる。その結果、３相交流電源１からの交流入力電流
をほぼ力率１の正弦波として運転しながら、さらに高周
波絶縁した直流電圧を出力することが可能となる。

【００２９】図７にこの発明の他の実施例を示す。３相
交流電源１のＲ，Ｓ，Ｔ各相には交流リアクトル４９〜
５１の一端が接続されている。この交流リアクトル４９
〜５１のもう一端には、高周波トランス５２〜５４の１
次側巻線の中点端子がそれぞれ接続されている。そし
て、ダイオード１４〜１９により構成される３相ブリッ
ジ回路の３つの交流端子と、ダイオード２６〜３１によ
り構成されるもう１つの３相ブリッジ回路の３つの交流
端子との間に、高周波トランス５２〜５４の１次側巻線
がそれぞれ接続されている。ダイオード１４〜１９には
トランジスタ８〜１３がそれぞれ逆並列接続され、ダイ
オード２６〜３１にはトランジスタ２０〜２５がそれぞ
れ逆並列接続される。高周波トランス５２〜５４の２次
側巻線は、ダイオード３５〜４６からなる６相ダイオー
ド整流ブリッジ回路の各交流端子に接続され、その直流
端子間にはコンデンサ４７と負荷４８とが接続される。

【００３０】その動作について説明する。ここでも、３
相交流電源１の電圧波形が例えば図２のＡ点にある場合
について説明する。このときの３相交流電源１のＲ，
Ｓ，Ｔ相の各相電圧Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔをそれぞれ、 Ｖｒ＝＋２ｖ，Ｖｓ＝−１ｖ，Ｖｔ＝−１ｖ とし、リアクトル４９〜５１に流れている電流Ｉｒ１，
Ｉｓ１，Ｉｔ１をそれぞれ、 Ｉｒ１＝＋２ａ，Ｉｓ１＝−１ａ，Ｉｔ１＝−１ａ とする。つまり、この装置も入力電流が力率約１の正弦
波で動作するものとし、したがって、各相電圧と各相電
流の大きさは比例関係にあるものとする。

【００３１】また、このとき高周波トランス５２〜５４
の１次側巻線に電流が通過したときに誘起される１次側
の対抗電圧を、例えば＋４．４ｖとする（中点までの電
圧は＋２．２ｖ）。以下、動作モードに分けて説明す
る。 〔モード１〕トランジスタ８，１０，１２，２０，２
２，２４がオンで、トランジスタ９，１１，１３，２
１，２３，２５がオフの場合。このとき、高周波トラン
ス５２〜５４は短絡状態となり、リアクトル４９〜５１
に流れる電流は増加し、エネルギーが各リアクトルに蓄
えられる。このときの電流増加率はそれぞれ、＋２α，
＋１α，＋１αとなる。

【００３２】〔モード２Ａ〕トランジスタ８，１０，１
２，２０，２３，２５がオンで、トランジスタ９，１
１，１３，２１，２２，２４がオフの場合。このとき、
リアクトル４９を流れている電流Ｉｒの経路は、 ３相交流電源１→リアクトル４９→トランス５２→ダイ
オード１４ となり、トランス５２を通過することにより、エネルギ
ーが直流出力側のコンデンサ４７に充電される。さら
に、そこで２つに分流し、一方はトランジスタ１０→ト
ランス５３→リアクトル５０→３相交流電源１のＳ相に
流れてＩｓとなる。ここでも、トランス５３を通過し、
エネルギーがコンデンサ４７に充電される。もう一方は
トランジスタ１２→トランス５４→リアクトル５１→３
相交流電源１のＴ相に流れてＩｔとなる。また、ここで
もトランス５４を通過し、エネルギーがコンデンサ４７
に充電される。モード２Ａの動作を簡略化したモデルを
図８に示す。図８において、各リアクトルに流れている
各電流の電流増加率は重ねの理からそれぞれ、−０．９
３α，−０．６７α，−０．６７αであり、全ての電流
の増加率の総和は−２．２７αとなり、全体で減少して
いることになる。

【００３３】〔モード２Ｂ〕トランジスタ８，１１，１
３，２０，２２，２４がオンで、トランジスタ９，１
０，１２，２１，２３，２５がオフの場合。このとき、
リアクトル４９を流れている電流Ｉｒの経路は、 ３相交流電源１→リアクトル４９→トランス５２→ダイ
オード２６ となり、トランス５２を通過することにより、エネルギ
ーが直流出力側のコンデンサ４７に充電される。さら
に、そこで２つに分流し、一方はトランジスタ２２→ト
ランス５３→リアクトル５０→３相交流電源１のＳ相に
流れてＩｓとなる。ここでも、トランス５３を通過し、
エネルギーがコンデンサ４７に充電される。もう一方は
トランジスタ２４→トランス５４→リアクトル５１→３
相交流電源１のＴ相に流れてＩｔとなる。また、ここで
もトランス５４を通過し、エネルギーがコンデンサ４７
に充電される。モード２Ｂの動作を簡略化したモデルは
図８と同じになる。そのため、各リアクトルに流れてい
る各電流の電流増加率も、モード２Ａの場合と全く同じ
となる。

【００３４】〔モード３Ａ〕トランジスタ８，１０，１
２，２０，２３，２４がオンで、トランジスタ９，１
１，１３，２１，２２，２５がオフの場合。このとき、
リアクトル４９を流れている電流Ｉｒは３相交流電源１
→リアクトル４９の経路で流れ、トランス５２の１次側
巻線の中点で２つに分流する。その一方は、 トランス５２→ダイオード２６→トランジスタ２４→ト
ランス５４ の経路で流れ、もう一方は、 トランス５２→ダイオード１４ の経路で流れてからさらに２つに分流し、一方はトラン
ジスタ２４→トランス５４の経路で流れ、最初に分流し
た電流とトランス５４の中点で合流してＩｔとなり、リ
アクトル５１を介して３相交流電源１のＴ相に流れる。
残りのもう一方は、ダイオード１４の点からトランジス
タ１０→トランス５３→リアクトル５０の経路で流れて
Ｉｓとなり、３相交流電源１のＳ相に流れる。

【００３５】ここで、トランス５２で分流した２つの電
流の絶対値の差分についてのエネルギーは、トランス５
２を介してコンデンサ４７に充電される。また、トラン
ス５３に流れる電流のエネルギーも、トランス５３を介
してコンデンサ４７に充電される。しかし、トランス５
４ではトランジスタ１２を通って入って来る電流と、ト
ランジスタ２４を通って入ってくる電流とによって相殺
されるため、電流のエネルギーをコンデンサ４７に充電
することができない。モード３Ａの動作を簡略化したモ
デルを図９に示す。この場合の各リアクトルに流れる電
流の増加率はそれぞれ−０．５３α，−１．２７α，＋
３．１３αとなる。

【００３６】〔モード３Ｂ〕トランジスタ８，１１，１
２，２０，２２，２４がオンで、トランジスタ９，１
０，１３，２１，２３，２５がオフの場合。このとき、
リアクトル４９を流れている電流Ｉｒは３相交流電源１
→リアクトル４９の経路で流れ、トランス５２の１次側
巻線の中点で２つに分流する。その一方は、 トランス５２→ダイオード１４→トランジスタ１２→ト
ランス５４ の経路で流れ、もう一方は、 トランス５２→ダイオード２６ の経路で流れてからさらに２つに分流し、一方はトラン
ジスタ２４→トランス５４の経路で流れ、最初に分流し
た電流とトランス５４の中点で合流してＩｔとなり、リ
アクトル５１を介して３相交流電源１のＴ相に流れる。
残りのもう一方は、ダイオード２６の点からトランジス
タ２２→トランス５３→リアクトル５０の経路で流れて
Ｉｓとなり、３相交流電源１のＳ相に流れる。

【００３７】ここで、トランス５２で分流した２つの電
流の絶対値の差分についてのエネルギーは、トランス５
２を介してコンデンサ４７に充電される。また、トラン
ス５３に流れる電流のエネルギーも、トランス５３を介
してコンデンサ４７に充電される。しかし、トランス５
４ではトランジスタ１２を通って入って来る電流と、ト
ランジスタ２４を通って入ってくる電流とによって相殺
されるため、電流のエネルギーをコンデンサ４７に充電
することができない。モード３Ｂの動作を簡略化したモ
デルも図９と同じであり、この場合の各リアクトルに流
れる電流の増加率も同様にそれぞれ−０．５３α，−
１．２７α，＋３．１３αとなる。

【００３８】以上のモード１からモード３Ｂを１サイク
ルとして、３相交流電源１の基本波の周波数よりも高い
周波数で繰り返し動作する。ここで、モード２Ａと２Ｂ
の時ではトランス５２〜５４に誘起される電圧の向きは
全て逆になるので、常にモード２Ａと２Ｂの時間が等し
くなるように動作させれば、その期間による各トランス
の残留励磁エネルギーは０となる。また、モード３Ａと
３Ｂの期間についても同様である。さらに、モード１の
期間には各トランスは励磁されないため、トランス５２
〜５４として、このモード１からモード３Ｂの１サイク
ルと同じ高周波のトランスが使用可能となる。ここで、
３相交流電源１の各相電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔについてま
とめると、各電流増加率は、 モード１では、＋４α，＋２α，＋２α モード２（２Ａと２Ｂの和）では、−１．８７α，−
１．３３α，−１．３３α モード３（３Ａと３Ｂの和）では、−１．０７α，−
２．５３α，＋６．２７α となる。その結果、モード１からモード３の各時間比率
を制御し調整することで、任意に各相の電流の増減を制
御することが可能となる。

【００３９】さらに、図２に示す期間Ｘの間に、上記モ
ード１ないし３と同じトランジスタのオン，オフを行な
い、そのなかでモード１ないし３の動作時間比率を制御
調節することで、上記と同様に任意に各相の電流の増減
を制御することができる。また、期間Ｘ以外の期間にお
いても、３相交流電源１の各相電圧における対称性とこ
の回路構成の対称性により、期間Ｘと同様の動作が可能
となる。その結果、３相交流電源１からの交流入力電流
をほぼ力率１の正弦波として運転しながら、さらに高周
波絶縁した直流電圧を出力することが可能となる。

【００４０】図１０に図１の変形例を示す。ここでは、
トランジスタ８〜１３とダイオード１４〜１９からなる
３相ブリッジ回路と、トランジスタ２０〜２５とダイオ
ード２６〜３１からなる３相ブリッジ回路の２組の同じ
各極性の直流端子同士を接続するとともに、この間にコ
ンデンサ９０を接続して構成される。また、直流出力側
ではコンデンサ４７の代わりに、リアクトル１００が負
荷４８と直列に接続されている。その動作について、以
下に説明する。

【００４１】まず、トランジスタ８〜１３とダイオード
１４〜１９からなる３相ブリッジ回路は、一般的に良く
知られている昇圧形の３相ＰＷＭコンバータとして動作
し、入力電力をコンデンサ９０に一旦蓄えるようにして
いる。次に、トランジスタ２０〜２５とダイオード２６
〜３１からなる３相ブリッジ回路も、同様に昇圧形の３
相ＰＷＭコンバータとして動作し、入力電力をコンデン
サ９０に一旦蓄えるように働く。ここで、トランジスタ
８と９のオン，オフ信号は、例えば図１１に示すような
制御信号（正弦波）９１と、三角波９２とを比較して
（イ）のように作成され、また、トランジスタ２０と２
１のオン，オフ信号も制御信号（正弦波）９１と、三角
波９２を反転した三角波９３とから（ロ）のように作成
される。そのため、高周波トランス３２の１次側巻線の
両端には同図（ハ）のような電圧が印加されることにな
る。

【００４２】つまり、制御信号（正弦波）９１と同じ周
波数成分（３相交流電源の基本波の周波数）の電圧では
なく、三角波９２，９３の周波数以上の交流電圧だけが
印加されることになる。また、トランス３３，３４につ
いても、回路構成の対称性と３相交流電源の対称性とに
より、トランス３２と同様となる。その結果、コンデン
サ９０に一旦蓄えられていたエネルギーは、高周波トラ
ンス３２〜３４を介して高周波絶縁され、負荷４８に供
給される。ここで、２組の３相ブリッジ回路はともに昇
圧形のＰＷＭコンバータとして動作しているため、３相
交流電源１からの入力電流をほぼ力率１の正弦波となる
ように動作させることができる。

【００４３】図１２に図７の変形例を示す。すなわち、
トランジスタ８〜１３とダイオード１４〜１９からなる
３相ブリッジ回路と、トランジスタ２０〜２５とダイオ
ード２６〜３１からなる３相ブリッジ回路の２組の同じ
各極性の直流端子同士を接続するとともに、この間にコ
ンデンサ９０を接続して構成される。また、直流出力側
ではコンデンサ４７の代わりに、リアクトル１００が負
荷４８と直列に接続されている。その動作は図１０の場
合と殆ど同じであり、入力電流をほぼ力率１の正弦波と
なるように動作しながら、高周波絶縁を行ない絶縁され
た直流を負荷４８に供給するようにしている。

【００４４】

【発明の効果】この発明によれば、ブリッジ回路を２組
用いるだけで従来必要であった半導体交流スイッチ（双
方向スイッチ）が不要となり、したがって実用化する上
で回路構成を著しく簡略化することができる（これは、
ブリッジ回路は一般的であり多くのメーカから多数発売
されているが、双方向の電流をスイッチングし得る素子
単体またはモジュールは、現在では殆ど発売されていな
いためである）。また、半導体スイッチを保護するため
のスナバ回路として、一般的なＰＮ一括の放電阻止形Ｒ
ＣＤスナバ回路や各素子個別の放電阻止形ＲＣＤスナバ
回路を用いることができるため、装置のコストダウンを
図ることができる。さらに、入力の交流電流が通過する
半導体素子の数を従来よりも少なくし得るので、装置の
高効率化に有利となる。つまり、電流が通過する半導体
素子の数は、交流入力から直流出力間で４つまたは６つ
となり、特に昇圧比（交流入力電源の振幅に対するＮ相
ブリッジ回路の直流端子間に印加される定常的な直流最
大電圧の比率）が２以上の場合は常に４つとすることが
でき、高効率化に有利となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明の実施例を示す構成図である。

【図２】３相交流電源の各相電圧波形例を示す波形図で
ある。

【図３】図１におけるモード２Ａ時の等価回路を示す回
路図である。

【図４】図１におけるモード２Ｂ時の等価回路を示す回
路図である。

【図５】図１におけるモード３Ａ時の等価回路を示す回
路図である。

【図６】図１におけるモード３Ｂ時の等価回路を示す回
路図である。

【図７】この発明の他の実施例を示す構成図である。

【図８】図７におけるモード２Ａ時の等価回路を示す回
路図である。

【図９】図７におけるモード２Ｂ時の等価回路を示す回
路図である。

【図１０】図１の変形例を示す構成図である。

【図１１】図１０の動作を説明するための波形図であ
る。

【図１２】図７の変形例を示す構成図である。

【図１３】絶縁形ＡＣ／ＤＣ変換装置の従来例を示す構
成図である。

【符号の説明】

１…３相交流電源、２〜７…交流リアクトル、８〜１
３，２０〜２５…トランジスタ、１４〜１９，２６〜３
１，３５〜４６…ダイオード、３２〜３４…高周波トラ
ンス、４７…コンデンサ、４８…負荷。

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 交流電源から直接その基本波よりも高い
   周波数に変換し、絶縁して直流電圧を生成する絶縁形Ａ
   Ｃ／ＤＣ変換装置において、 その全てのアームがスイッチング素子とダイオードとを
   逆並列接続して構成される第１，第２ブリッジ回路を設
   け、この第１，第２ブリッジ回路の交流端子はそれぞれ
   交流リアクトルを介して前記交流電源に接続するととも
   に、第１，第２ブリッジ回路の交流端子のうち交流電源
   の同じ相に接続されている交流端子同士はそれぞれトラ
   ンスの１次側巻線を介して互いに接続し、さらに各トラ
   ンスの２次巻線側からの出力を整流し直流を得るために
   整流回路を設けたことを特徴とする絶縁形ＡＣ／ＤＣ変
   換装置。
2. 【請求項２】 交流電源から直接その基本波よりも高い
   周波数に変換し、絶縁して直流電圧を生成する絶縁形Ａ
   Ｃ／ＤＣ変換装置において、 その全てのアームがスイッチング素子とダイオードとを
   逆並列接続して構成される第１，第２ブリッジ回路を設
   け、この第１，第２ブリッジ回路の各対応する交流端子
   間はそれぞれトランスの１次側巻線を介して互いに接続
   するとともに、この各トランスの１次巻線の中点端子を
   それぞれ交流リアクトルを介して前記交流電源に接続
   し、かつ複数のトランスの２次巻線側からの出力を整流
   し直流を得るために整流回路を設けたことを特徴とする
   絶縁形ＡＣ／ＤＣ変換装置。
3. 【請求項３】 前記第１，第２ブリッジ回路の同じ極性
   の直流端子側を互いに接続し、その直流端子間にコンデ
   ンサを設けたことを特徴とする請求項１に記載の絶縁形
   ＡＣ／ＤＣ変換装置。
4. 【請求項４】 前記第１，第２ブリッジ回路の同じ極性
   の直流端子側を互いに接続し、その直流端子間にコンデ
   ンサを設けたことを特徴とする請求項２に記載の絶縁形
   ＡＣ／ＤＣ変換装置。