JPH06268448A - Ｆｍ受信装置 - Google Patents
Ｆｍ受信装置Info
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- JPH06268448A JPH06268448A JP4953593A JP4953593A JPH06268448A JP H06268448 A JPH06268448 A JP H06268448A JP 4953593 A JP4953593 A JP 4953593A JP 4953593 A JP4953593 A JP 4953593A JP H06268448 A JPH06268448 A JP H06268448A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】この発明は、過変調が要求されても歪みの少な
い復調出力波形を得ることができるＦＭ受信装置を提供
することを目的としている。 【構成】ＦＭ復調回路１４に一定値のＤＣ電圧範囲が引
き込まれたか否かを判定する引き込み判定回路３０によ
り、引き込まれたと判定された状態で、スイッチ２７を
ＤＣ遮断回路１８で発生される電圧レベルをＶＣＯ２０
に供給するように切り替えるとともに、スイッチ２９
を、ＬＰＦ回路２５で発生される選局用電圧ＶT に代え
て、ＬＰＦ回路２５よりも時定数の大きいＬＰＦ回路２
８で発生される選局用電圧ＶT をＶＣＯ２０に供給する
ように切り替えている。
い復調出力波形を得ることができるＦＭ受信装置を提供
することを目的としている。 【構成】ＦＭ復調回路１４に一定値のＤＣ電圧範囲が引
き込まれたか否かを判定する引き込み判定回路３０によ
り、引き込まれたと判定された状態で、スイッチ２７を
ＤＣ遮断回路１８で発生される電圧レベルをＶＣＯ２０
に供給するように切り替えるとともに、スイッチ２９
を、ＬＰＦ回路２５で発生される選局用電圧ＶT に代え
て、ＬＰＦ回路２５よりも時定数の大きいＬＰＦ回路２
８で発生される選局用電圧ＶT をＶＣＯ２０に供給する
ように切り替えている。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、ＦＭ負帰還方式を用
いたＦＭ受信装置に係り、特にその過変調が要求された
際に有効な復調方式に関する。
いたＦＭ受信装置に係り、特にその過変調が要求された
際に有効な復調方式に関する。
【０００２】
【従来の技術】周知のように、静止衛星を利用したテレ
ビジョン画像信号及び音声信号の伝送システムにあって
は、ＡＭ変調方式に比べて広帯域で低雑音という特徴を
示すことから、通常、ＦＭ変調方式が広く採用されてい
る。ところが、このＦＭ変調方式では、弱電界時にイン
パルスノイズが急激に増加する、いわゆるスレッショー
ルド現象が発生し、画像や音声の品位が著しく低下す
る。
ビジョン画像信号及び音声信号の伝送システムにあって
は、ＡＭ変調方式に比べて広帯域で低雑音という特徴を
示すことから、通常、ＦＭ変調方式が広く採用されてい
る。ところが、このＦＭ変調方式では、弱電界時にイン
パルスノイズが急激に増加する、いわゆるスレッショー
ルド現象が発生し、画像や音声の品位が著しく低下す
る。
【０００３】このため、ＦＭ受信装置には、一般に、ス
レッショールド改善型復調回路（ＴＥＤ；Threshold Ex
tension Demodulator ）が用いられている。そして、こ
のスレッショールド改善型復調回路には、追跡フィルタ
方式，ＦＭ負帰還方式及び負帰還位相検波方式等の、各
種の方式がある。
レッショールド改善型復調回路（ＴＥＤ；Threshold Ex
tension Demodulator ）が用いられている。そして、こ
のスレッショールド改善型復調回路には、追跡フィルタ
方式，ＦＭ負帰還方式及び負帰還位相検波方式等の、各
種の方式がある。
【０００４】図３は、音声信号の伝送システムに好適す
るＦＭ負帰還方式を採用した従来のＦＭ受信装置を示し
ている。すなわち、入力端子１１に供給された音声サブ
キャリアは、ＭＩＸ（ミクサ）回路１２により中間周波
数信号に変換された後、ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）
回路１３を介して、ＦＭ復調回路１４で音声信号に復調
され、増幅回路１５を経て出力端子１６から取り出され
る。
るＦＭ負帰還方式を採用した従来のＦＭ受信装置を示し
ている。すなわち、入力端子１１に供給された音声サブ
キャリアは、ＭＩＸ（ミクサ）回路１２により中間周波
数信号に変換された後、ＢＰＦ（バンドパスフィルタ）
回路１３を介して、ＦＭ復調回路１４で音声信号に復調
され、増幅回路１５を経て出力端子１６から取り出され
る。
【０００５】この場合、ＦＭ復調回路１４から出力され
る音声信号が、ＬＦ（ループフィルタ）回路１７，ＤＣ
（直流）遮断回路１８，加算回路１９及びＶＣＯ（電圧
制御発振回路）２０よりなるフィードバックループ２１
を介してＭＩＸ回路１２に帰還されることで、ＭＩＸ回
路１２から、入力音声サブキャリアの周波数と、ＶＣＯ
２０の出力信号の周波数との差の周波数を有する上記中
間周波数信号が発生されている。
る音声信号が、ＬＦ（ループフィルタ）回路１７，ＤＣ
（直流）遮断回路１８，加算回路１９及びＶＣＯ（電圧
制御発振回路）２０よりなるフィードバックループ２１
を介してＭＩＸ回路１２に帰還されることで、ＭＩＸ回
路１２から、入力音声サブキャリアの周波数と、ＶＣＯ
２０の出力信号の周波数との差の周波数を有する上記中
間周波数信号が発生されている。
【０００６】また、上記ＶＣＯ２０の出力信号は、可変
分周回路２２を介して位相比較回路２３に供給され、こ
の位相比較回路２３で、可変分周回路２２の出力信号
と、ローカル発振回路２４から出力される一定周波数の
信号との周波数差成分に対応した信号が発生される。そ
して、この信号が、ＬＰＦ（ローパスフィルタ）回路２
５で電圧ＶT に変換され、加算回路１９によりＤＣ遮断
回路１８の出力電圧に加算されてＶＣＯ２０に供給され
ることにより、ＶＣＯ２０の発振周波数を上記周波数差
成分をなくするように制御されている。
分周回路２２を介して位相比較回路２３に供給され、こ
の位相比較回路２３で、可変分周回路２２の出力信号
と、ローカル発振回路２４から出力される一定周波数の
信号との周波数差成分に対応した信号が発生される。そ
して、この信号が、ＬＰＦ（ローパスフィルタ）回路２
５で電圧ＶT に変換され、加算回路１９によりＤＣ遮断
回路１８の出力電圧に加算されてＶＣＯ２０に供給され
ることにより、ＶＣＯ２０の発振周波数を上記周波数差
成分をなくするように制御されている。
【０００７】このため、ＶＣＯ２０，可変分周回路２
２，位相比較回路２３，可変分周回路２２，ローカル発
振回路２４及びＬＰＦ回路２５は、可変分周回路２２の
分周比を変えることにより音声信号を選局する、音声選
局用ＰＬＬ（位相同期ループ）回路２６を構成してい
る。
２，位相比較回路２３，可変分周回路２２，ローカル発
振回路２４及びＬＰＦ回路２５は、可変分周回路２２の
分周比を変えることにより音声信号を選局する、音声選
局用ＰＬＬ（位相同期ループ）回路２６を構成してい
る。
【０００８】ここで、上述したＦＭ受信装置は、普通の
スーパーヘテロダイン式のＦＭ受信機に、フィードバッ
クループ２１を追加したものである。そこで、例えばＦ
Ｍ信号の周波数偏移ΔＦを±７５ｋＨｚとし、最高変調
周波数ｆmax を１５ｋＨｚとすると、スーパーヘテロダ
イン方式ＦＭ受信機に必要な帯域幅Ｂは、カーソン則に
よりそれらの和の２倍、つまり、 Ｂ＝２（ΔＦ＋ｆmax ）＝２（７５＋１５）＝１８０ｋＨｚ …… (1) となる。
スーパーヘテロダイン式のＦＭ受信機に、フィードバッ
クループ２１を追加したものである。そこで、例えばＦ
Ｍ信号の周波数偏移ΔＦを±７５ｋＨｚとし、最高変調
周波数ｆmax を１５ｋＨｚとすると、スーパーヘテロダ
イン方式ＦＭ受信機に必要な帯域幅Ｂは、カーソン則に
よりそれらの和の２倍、つまり、 Ｂ＝２（ΔＦ＋ｆmax ）＝２（７５＋１５）＝１８０ｋＨｚ …… (1) となる。
【０００９】このため、スレッショールドレベルＰ
THは、ボルツマン定数をｋとし、絶対温度をＴとする
と、 ＰTH＝８ｋＴＢ＝８ｋＴ×１８０×１０-3 …… (2) となる。
THは、ボルツマン定数をｋとし、絶対温度をＴとする
と、 ＰTH＝８ｋＴＢ＝８ｋＴ×１８０×１０-3 …… (2) となる。
【００１０】次に、フィードバックループ２１の存在を
考慮すると、ＭＩＸ回路１２から出力される中間周波数
信号の周波数は、常に、入力信号（音声サブキャリア）
の周波数とＶＣＯ２０の出力信号の周波数との差になっ
ている。そこで、フィードバックループ２１の極性を、
ＶＣＯ２０の発振周波数が入力信号の周波数変化に追従
して変わるように、つまり、負帰還（ネガティブフィー
ドバック）になるように選定すると、中間周波数信号の
周波数変化は、入力信号の周波数変化よりも圧縮されて
小さくなる。
考慮すると、ＭＩＸ回路１２から出力される中間周波数
信号の周波数は、常に、入力信号（音声サブキャリア）
の周波数とＶＣＯ２０の出力信号の周波数との差になっ
ている。そこで、フィードバックループ２１の極性を、
ＶＣＯ２０の発振周波数が入力信号の周波数変化に追従
して変わるように、つまり、負帰還（ネガティブフィー
ドバック）になるように選定すると、中間周波数信号の
周波数変化は、入力信号の周波数変化よりも圧縮されて
小さくなる。
【００１１】そして、このようなフィードバックシステ
ムは、通常の低周波増幅回路のフィードバックと同じよ
うに一種の負帰還であり、ループの一部にＦＭ信号が伝
送されることから、ＦＭ負帰還と称されている。
ムは、通常の低周波増幅回路のフィードバックと同じよ
うに一種の負帰還であり、ループの一部にＦＭ信号が伝
送されることから、ＦＭ負帰還と称されている。
【００１２】上記のように、中間周波数信号の周波数偏
移ΔＦ3 は、入力信号の周波数偏移ΔＦ1 と、ＶＣＯ２
０の出力信号の周波数偏移ΔＦ2 との差に等しく、 ΔＦ3 ＝ΔＦ1 −ΔＦ2 …… (3) となる。
移ΔＦ3 は、入力信号の周波数偏移ΔＦ1 と、ＶＣＯ２
０の出力信号の周波数偏移ΔＦ2 との差に等しく、 ΔＦ3 ＝ΔＦ1 −ΔＦ2 …… (3) となる。
【００１３】また、出力端子１６から得られる音声信号
の出力振幅Ｖo は、中間周波数信号の周波数偏移ΔＦ3
と、ＦＭ復調回路１４の復調感度Ｋ1 と、増幅回路１５
の利得Ｇ1 との積であるから、 Ｖo ＝ΔＦ3 ・Ｋ1 ・Ｇ1 …… (4) となる。
の出力振幅Ｖo は、中間周波数信号の周波数偏移ΔＦ3
と、ＦＭ復調回路１４の復調感度Ｋ1 と、増幅回路１５
の利得Ｇ1 との積であるから、 Ｖo ＝ΔＦ3 ・Ｋ1 ・Ｇ1 …… (4) となる。
【００１４】さらに、ＶＣＯ２０の出力信号の周波数偏
移ΔＦ2 は、その変調感度Ｋ2 と、ＦＭ復調回路１４か
ら出力される音声信号の出力振幅（Ｖo ／Ｇ1 ）と、Ｌ
Ｆ回路１７の利得Ｇ2 との積であるから、 ΔＦ2 ＝Ｋ2 （Ｖo ／Ｇ1 ）Ｇ2 …… (5) となる。
移ΔＦ2 は、その変調感度Ｋ2 と、ＦＭ復調回路１４か
ら出力される音声信号の出力振幅（Ｖo ／Ｇ1 ）と、Ｌ
Ｆ回路１７の利得Ｇ2 との積であるから、 ΔＦ2 ＝Ｋ2 （Ｖo ／Ｇ1 ）Ｇ2 …… (5) となる。
【００１５】ここで、上記（３）式，（４）式及び
（５）式から、ＶＣＯ２０の出力信号の周波数偏移ΔＦ
2 と中間周波数信号の周波数偏移ΔＦ3 とを消去して、
入力信号の周波数偏移ΔＦ1 と出力端子１６から得られ
る音声信号の出力振幅Ｖo との関係を求めると、 Ｖo ＝Ｋ1 ・Ｇ1 ・ΔＦ1 ／（１＋Ｋ1 ・Ｋ2 ・Ｇ2 ） …… (6) となり、この（６）式がＦＭ負帰還方式を採用したＦＭ
受信装置の動作を示す基本式となる。
（５）式から、ＶＣＯ２０の出力信号の周波数偏移ΔＦ
2 と中間周波数信号の周波数偏移ΔＦ3 とを消去して、
入力信号の周波数偏移ΔＦ1 と出力端子１６から得られ
る音声信号の出力振幅Ｖo との関係を求めると、 Ｖo ＝Ｋ1 ・Ｇ1 ・ΔＦ1 ／（１＋Ｋ1 ・Ｋ2 ・Ｇ2 ） …… (6) となり、この（６）式がＦＭ負帰還方式を採用したＦＭ
受信装置の動作を示す基本式となる。
【００１６】次に、上記（４）式及び（６）式から、入
力信号の周波数偏移ΔＦ1 と中間周波数信号の周波数偏
移ΔＦ3 との関係を求めると、 ΔＦ3 ＝ΔＦ1 ／（１＋Ｋ1 ・Ｋ2 ・Ｇ2 ） …… (7) となる。この（７）式は、中間周波数信号の周波数偏移
ΔＦ3 が、入力ＦＭ信号の周波数偏移ΔＦ1 の１／（１
＋Ｋ1 ・Ｋ2 ・Ｇ2 ）倍に圧縮されることを示してい
る。
力信号の周波数偏移ΔＦ1 と中間周波数信号の周波数偏
移ΔＦ3 との関係を求めると、 ΔＦ3 ＝ΔＦ1 ／（１＋Ｋ1 ・Ｋ2 ・Ｇ2 ） …… (7) となる。この（７）式は、中間周波数信号の周波数偏移
ΔＦ3 が、入力ＦＭ信号の周波数偏移ΔＦ1 の１／（１
＋Ｋ1 ・Ｋ2 ・Ｇ2 ）倍に圧縮されることを示してい
る。
【００１７】ところで、以上の説明だけから考えると、
負帰還ループのゲインを増やしていくと、スレッショー
ルドレベルはどこまでもよくなるように思えるが、実際
には、ＦＭ負帰還ループを通って回り込む雑音があり、
ループゲインを増加させるとこの雑音までもが増加し、
その妨害によってスレッショールドが劣化する。このた
め、入力ＦＭ信号の変調度や変調周波数、さらにＶＣＯ
２０の直線性等により決定される最適のループゲインが
あり、そのときに最良のスレッショールドレベルが得ら
れることになる。
負帰還ループのゲインを増やしていくと、スレッショー
ルドレベルはどこまでもよくなるように思えるが、実際
には、ＦＭ負帰還ループを通って回り込む雑音があり、
ループゲインを増加させるとこの雑音までもが増加し、
その妨害によってスレッショールドが劣化する。このた
め、入力ＦＭ信号の変調度や変調周波数、さらにＶＣＯ
２０の直線性等により決定される最適のループゲインが
あり、そのときに最良のスレッショールドレベルが得ら
れることになる。
【００１８】次に、上記のようなＦＭ負帰還方式を衛星
放送に適用することを考えると、例えば４ＧＨｚ帯ＳＨ
Ｆ放送（通信）では、画像信号とＦＭ変調された音声サ
ブキャリアとのコンポジット信号で、４ＧＨｚ搬送波を
ＦＭ変調して伝送するようにしている。このうち、音声
サブキャリアは、５．０〜８．５ＭＨｚの間に複数本存
在しており、使用者はその中から希望する音声サブキャ
リアを選局して受信することになる。
放送に適用することを考えると、例えば４ＧＨｚ帯ＳＨ
Ｆ放送（通信）では、画像信号とＦＭ変調された音声サ
ブキャリアとのコンポジット信号で、４ＧＨｚ搬送波を
ＦＭ変調して伝送するようにしている。このうち、音声
サブキャリアは、５．０〜８．５ＭＨｚの間に複数本存
在しており、使用者はその中から希望する音声サブキャ
リアを選局して受信することになる。
【００１９】このため、図３に示したＦＭ受信装置で
は、前述したように、音声選局用ＰＬＬ回路２６によ
り、ＬＰＦ回路２５から出力される選局用電圧ＶT を、
ＤＣ遮断回路１８の出力電圧に加算した電圧でＶＣＯ２
０の発振周波数を制御することによって、ＦＭ負帰還と
音声選局とを同時に行なうようにしている。
は、前述したように、音声選局用ＰＬＬ回路２６によ
り、ＬＰＦ回路２５から出力される選局用電圧ＶT を、
ＤＣ遮断回路１８の出力電圧に加算した電圧でＶＣＯ２
０の発振周波数を制御することによって、ＦＭ負帰還と
音声選局とを同時に行なうようにしている。
【００２０】しかしながら、このようなＦＭ負帰還方式
を用いた従来のＦＭ受信装置では、変調度がある一定値
（これはＢＰＦ回路１３やＦＭ復調回路１４のダイナミ
ックレンジによって決まる）以上になる、つまり、過変
調が要求されると、ＦＭ負帰還をかけているＬＦ回路１
７の帰還量が少ないため、音声出力が歪むという問題が
生じる。
を用いた従来のＦＭ受信装置では、変調度がある一定値
（これはＢＰＦ回路１３やＦＭ復調回路１４のダイナミ
ックレンジによって決まる）以上になる、つまり、過変
調が要求されると、ＦＭ負帰還をかけているＬＦ回路１
７の帰還量が少ないため、音声出力が歪むという問題が
生じる。
【００２１】また、だからといって、ＦＭ負帰還の帰還
量を増やすために増幅回路等を挿入して増幅しようとす
ると低域まで負帰還がかかってしまい、音声選局用ＰＬ
Ｌ回路２６の低域のＤＣ成分が、ＦＭ負帰還ループ回路
のバンドパスされたＡＣ（交流）成分とぶつかり会っ
て、うまく動作しなくなるという不都合が生じる。
量を増やすために増幅回路等を挿入して増幅しようとす
ると低域まで負帰還がかかってしまい、音声選局用ＰＬ
Ｌ回路２６の低域のＤＣ成分が、ＦＭ負帰還ループ回路
のバンドパスされたＡＣ（交流）成分とぶつかり会っ
て、うまく動作しなくなるという不都合が生じる。
【００２２】
【発明が解決しようとする課題】以上のように、ＦＭ負
帰還方式を用いた従来のＦＭ受信装置では、過変調が要
求されるとＦＭ帰還量が少ないため復調出力波形に歪み
が発生するという問題を有している。
帰還方式を用いた従来のＦＭ受信装置では、過変調が要
求されるとＦＭ帰還量が少ないため復調出力波形に歪み
が発生するという問題を有している。
【００２３】そこで、この発明は上記事情を考慮してな
されたもので、過変調が要求されても歪みの少ない復調
出力波形を得ることができる極めて良好なＦＭ受信装置
を提供することを目的とする。
されたもので、過変調が要求されても歪みの少ない復調
出力波形を得ることができる極めて良好なＦＭ受信装置
を提供することを目的とする。
【００２４】
【課題を解決するための手段】この発明に係るＦＭ受信
装置は、電圧制御発振器の発振出力を選局要求に応じた
分周比で分周し、この分周信号と基準周波数信号との位
相比較結果を第１のフィルタで第１の電圧レベルに変換
し、この第１の電圧レベルに基づいて電圧制御発振器の
発振周波数を制御する選局用位相同期ループと、この選
局用位相同期ループの電圧制御発振器の発振出力に基づ
いて、入力されたＦＭ変調信号を中間周波数信号に変換
してＦＭ復調処理を施す復調手段と、この復調手段から
出力される復調信号を帯域制限し、この帯域制限結果に
対応する第２の電圧レベルを第１の電圧レベルに加算し
て、電圧制御発振器に供給するフィードバックループと
を有するＦＭ負帰還方式を用いたものを対象としてい
る。
装置は、電圧制御発振器の発振出力を選局要求に応じた
分周比で分周し、この分周信号と基準周波数信号との位
相比較結果を第１のフィルタで第１の電圧レベルに変換
し、この第１の電圧レベルに基づいて電圧制御発振器の
発振周波数を制御する選局用位相同期ループと、この選
局用位相同期ループの電圧制御発振器の発振出力に基づ
いて、入力されたＦＭ変調信号を中間周波数信号に変換
してＦＭ復調処理を施す復調手段と、この復調手段から
出力される復調信号を帯域制限し、この帯域制限結果に
対応する第２の電圧レベルを第１の電圧レベルに加算し
て、電圧制御発振器に供給するフィードバックループと
を有するＦＭ負帰還方式を用いたものを対象としてい
る。
【００２５】そして、第１のフィルタよりも大きい時定
数を有し、選局用位相同期ループにおける分周信号と基
準周波数信号との位相比較結果を電圧レベルに変換する
第２のフィルタと、復調手段に所定レベル以上のＦＭ変
調信号が入力されているか否かを判定する判定手段と、
この判定手段により所定レベル以上のＦＭ変調信号が入
力されていないと判定された状態で、フィードバックル
ープで発生される第２の電圧レベルを電圧制御発振器に
供給させないとともに、第１のフィルタで発生される第
１の電圧レベルを電圧制御発振器に供給し、判定手段に
より所定レベル以上のＦＭ変調信号が入力されていると
判定された状態で、フィードバックループで発生される
第２の電圧レベルを電圧制御発振器に供給するととも
に、第１のフィルタで発生される第１の電圧レベルに代
えて、第２のフィルタで発生される電圧レベルを電圧制
御発振器に供給する切替手段とを備えるようにしたもの
である。
数を有し、選局用位相同期ループにおける分周信号と基
準周波数信号との位相比較結果を電圧レベルに変換する
第２のフィルタと、復調手段に所定レベル以上のＦＭ変
調信号が入力されているか否かを判定する判定手段と、
この判定手段により所定レベル以上のＦＭ変調信号が入
力されていないと判定された状態で、フィードバックル
ープで発生される第２の電圧レベルを電圧制御発振器に
供給させないとともに、第１のフィルタで発生される第
１の電圧レベルを電圧制御発振器に供給し、判定手段に
より所定レベル以上のＦＭ変調信号が入力されていると
判定された状態で、フィードバックループで発生される
第２の電圧レベルを電圧制御発振器に供給するととも
に、第１のフィルタで発生される第１の電圧レベルに代
えて、第２のフィルタで発生される電圧レベルを電圧制
御発振器に供給する切替手段とを備えるようにしたもの
である。
【００２６】
【作用】上記のような構成によれば、復調手段に所定レ
ベル以上のＦＭ変調信号が入力されていると判定された
状態で、フィードバックループで発生される第２の電圧
レベルを電圧制御発振器に供給するとともに、第１のフ
ィルタで発生される第１の電圧レベルに代えて、時定数
の大きい第２のフィルタで発生される電圧レベルを電圧
制御発振器に供給するようにしたので、過変調が要求さ
れたときＦＭ負帰還の帰還量を増やしても、選局用位相
同期ループには何の影響もなくなるので、過変調に対し
ても復調出力波形が歪むことを防止することができる。
ベル以上のＦＭ変調信号が入力されていると判定された
状態で、フィードバックループで発生される第２の電圧
レベルを電圧制御発振器に供給するとともに、第１のフ
ィルタで発生される第１の電圧レベルに代えて、時定数
の大きい第２のフィルタで発生される電圧レベルを電圧
制御発振器に供給するようにしたので、過変調が要求さ
れたときＦＭ負帰還の帰還量を増やしても、選局用位相
同期ループには何の影響もなくなるので、過変調に対し
ても復調出力波形が歪むことを防止することができる。
【００２７】
【実施例】以下、この発明の一実施例について図面を参
照して詳細に説明する。図１において、図３と同一部分
には同一符号を付して示している。すなわち、前記ＤＣ
遮断回路１８と加算回路１９との間には、オン状態及び
オフ状態に切り替えられることで、ＤＣ遮断回路１８の
出力を加算回路１９に供給することを許容及び遮断する
スイッチ２７が介挿接続されている。
照して詳細に説明する。図１において、図３と同一部分
には同一符号を付して示している。すなわち、前記ＤＣ
遮断回路１８と加算回路１９との間には、オン状態及び
オフ状態に切り替えられることで、ＤＣ遮断回路１８の
出力を加算回路１９に供給することを許容及び遮断する
スイッチ２７が介挿接続されている。
【００２８】また、前記ＬＰＦ回路２５よりも大きい時
定数を有し前記位相比較回路２３の出力信号が供給され
るＬＰＦ回路２８と、このＬＰＦ回路２８から出力され
る選局用電圧ＶT とＬＰＦ回路２５から出力される選局
用電圧ＶT とを選択的に加算回路１９に導くスイッチ２
９とが設置されている。
定数を有し前記位相比較回路２３の出力信号が供給され
るＬＰＦ回路２８と、このＬＰＦ回路２８から出力され
る選局用電圧ＶT とＬＰＦ回路２５から出力される選局
用電圧ＶT とを選択的に加算回路１９に導くスイッチ２
９とが設置されている。
【００２９】そして、これらスイッチ２７，２９は、引
き込み判定回路３０の出力により、スイッチ２７がオフ
でスイッチ２９がＬＰＦ回路２５側に切り替えられる第
１の状態と、スイッチ２７がオンでスイッチ２９がＬＰ
Ｆ回路２８側に切り替えられる第２の状態との、２つの
状態に切り替え制御される。
き込み判定回路３０の出力により、スイッチ２７がオフ
でスイッチ２９がＬＰＦ回路２５側に切り替えられる第
１の状態と、スイッチ２７がオンでスイッチ２９がＬＰ
Ｆ回路２８側に切り替えられる第２の状態との、２つの
状態に切り替え制御される。
【００３０】この引き込み判定回路３０は、ＦＭ復調回
路１４で一定値のＤＣ電圧範囲が引き込まれたか否か、
つまり、ＦＭ復調回路１４に所定レベル以上の音声サブ
キャリアが入力されているか否かを判断するもので、引
き込まれていないときスイッチ２７，２９を第１の状態
に切り替え制御し、引き込まれているときスイッチ２
７，２９を第２の状態に切り替え制御する。
路１４で一定値のＤＣ電圧範囲が引き込まれたか否か、
つまり、ＦＭ復調回路１４に所定レベル以上の音声サブ
キャリアが入力されているか否かを判断するもので、引
き込まれていないときスイッチ２７，２９を第１の状態
に切り替え制御し、引き込まれているときスイッチ２
７，２９を第２の状態に切り替え制御する。
【００３１】上記のような構成において、まず、音声選
局時には、ＦＭ復調回路１４で一定値のＤＣ電圧範囲が
引き込まれていないため、引き込み判定回路３０はスイ
ッチ２７，２９を第１の状態に切り替え制御する。この
ため、負帰還ループは遮断され、音声選局用ＰＬＬ回路
２６が選局したい音声サブキャリアにロックするように
動作される。そして、音声選局用ＰＬＬ回路２６がロッ
クすると、そのときに時定数の大きいＬＰＦ回路２８か
ら出力されている選局用電圧ＶT は、そのまま保持され
る。
局時には、ＦＭ復調回路１４で一定値のＤＣ電圧範囲が
引き込まれていないため、引き込み判定回路３０はスイ
ッチ２７，２９を第１の状態に切り替え制御する。この
ため、負帰還ループは遮断され、音声選局用ＰＬＬ回路
２６が選局したい音声サブキャリアにロックするように
動作される。そして、音声選局用ＰＬＬ回路２６がロッ
クすると、そのときに時定数の大きいＬＰＦ回路２８か
ら出力されている選局用電圧ＶT は、そのまま保持され
る。
【００３２】また、音声選局用ＰＬＬ回路２６がロック
したときには、ＦＭ復調回路１４で一定値のＤＣ電圧範
囲が引き込まれているため、引き込み判定回路３０はス
イッチ２７，２９を第２の状態に切り替え制御する。こ
のため、負帰還ループによる負帰還作用が開始されると
ともに、音声選局用ＰＬＬ回路２６が遮断され、ＬＰＦ
回路２８に保持された選局用電圧ＶT がＶＣＯ２０に供
給される。
したときには、ＦＭ復調回路１４で一定値のＤＣ電圧範
囲が引き込まれているため、引き込み判定回路３０はス
イッチ２７，２９を第２の状態に切り替え制御する。こ
のため、負帰還ループによる負帰還作用が開始されると
ともに、音声選局用ＰＬＬ回路２６が遮断され、ＬＰＦ
回路２８に保持された選局用電圧ＶT がＶＣＯ２０に供
給される。
【００３３】なお、再度、音声選局が行なわれたときに
は、ＦＭ復調回路１４で一定値のＤＣ電圧範囲が引き込
まれなくなるため、引き込み判定回路３０がスイッチ２
７，２９を第１の状態に切り替え制御し、ＬＰＦ回路２
５の出力電圧がＶＣＯ２０に供給されるようになる。
は、ＦＭ復調回路１４で一定値のＤＣ電圧範囲が引き込
まれなくなるため、引き込み判定回路３０がスイッチ２
７，２９を第１の状態に切り替え制御し、ＬＰＦ回路２
５の出力電圧がＶＣＯ２０に供給されるようになる。
【００３４】したがって、上記実施例のような構成によ
れば、音声選局用ＰＬＬ回路２６がロックし、ＦＭ復調
回路１４で一定値のＤＣ電圧範囲が引き込まれている状
態では、音声選局用ＰＬＬ回路２６が遮断され、ＬＰＦ
回路２８に保持された選局用電圧ＶT がＶＣＯ２０に供
給されるようにしたので、過変調が要求されたときＦＭ
負帰還の帰還量を増やしても、音声選局用ＰＬＬ回路２
６には何の影響もなくなるので、およそ±５００ｋＨｚ
の過変調に対しても、音声出力が歪むことを防止するこ
とができるようになる。
れば、音声選局用ＰＬＬ回路２６がロックし、ＦＭ復調
回路１４で一定値のＤＣ電圧範囲が引き込まれている状
態では、音声選局用ＰＬＬ回路２６が遮断され、ＬＰＦ
回路２８に保持された選局用電圧ＶT がＶＣＯ２０に供
給されるようにしたので、過変調が要求されたときＦＭ
負帰還の帰還量を増やしても、音声選局用ＰＬＬ回路２
６には何の影響もなくなるので、およそ±５００ｋＨｚ
の過変調に対しても、音声出力が歪むことを防止するこ
とができるようになる。
【００３５】ここで、図２は、上記ＶＣＯ２０の詳細を
示している。すなわち、入力端子３１に供給される上記
ＤＣ遮断回路１８の出力電圧と、入力端子３２に供給さ
れるスイッチ２９で選択された選局用電圧ＶT とは、そ
れぞれコンデンサＣ１と、抵抗Ｒ１及びコンデンサＣ２
よりなる回路とを介して電圧加算された後、バリキャッ
プダイオードＤ１，コイルＬ１，ＮＰＮ型のトランジス
タＱ１，抵抗Ｒ２〜Ｒ４及びコンデンサＣ３〜Ｃ５より
なる変形コルピッツ発振回路に構成されたＶＣＯ２０に
供給される。
示している。すなわち、入力端子３１に供給される上記
ＤＣ遮断回路１８の出力電圧と、入力端子３２に供給さ
れるスイッチ２９で選択された選局用電圧ＶT とは、そ
れぞれコンデンサＣ１と、抵抗Ｒ１及びコンデンサＣ２
よりなる回路とを介して電圧加算された後、バリキャッ
プダイオードＤ１，コイルＬ１，ＮＰＮ型のトランジス
タＱ１，抵抗Ｒ２〜Ｒ４及びコンデンサＣ３〜Ｃ５より
なる変形コルピッツ発振回路に構成されたＶＣＯ２０に
供給される。
【００３６】この場合、ＶＣＯ２０の発振出力は、出力
端子３３から取り出され、その発振周波数ｆo は、バリ
キャップダイオードＤ１の容量をＣD とし、コンデンサ
Ｃ３〜Ｃ５の並列合成容量をＣo とし、その他の分布容
量をＣs とすると、 ｆo ＝［２π｛Ｌ１（ＣD ＋Ｃo ＋Ｃs ）｝1/2 ］-1 で与えられ、上記加算電圧でバリキャップダイオードＤ
１の容量ＣD を可変することで制御される。なお、この
発明は上記実施例に限定されるものではなく、この外そ
の要旨を逸脱しない範囲で種々変形して実施することが
できる。
端子３３から取り出され、その発振周波数ｆo は、バリ
キャップダイオードＤ１の容量をＣD とし、コンデンサ
Ｃ３〜Ｃ５の並列合成容量をＣo とし、その他の分布容
量をＣs とすると、 ｆo ＝［２π｛Ｌ１（ＣD ＋Ｃo ＋Ｃs ）｝1/2 ］-1 で与えられ、上記加算電圧でバリキャップダイオードＤ
１の容量ＣD を可変することで制御される。なお、この
発明は上記実施例に限定されるものではなく、この外そ
の要旨を逸脱しない範囲で種々変形して実施することが
できる。
【００３７】
【発明の効果】以上詳述したようにこの発明によれば、
過変調が要求されても歪みの少ない復調出力波形を得る
ことができる極めて良好なＦＭ受信装置を提供すること
ができる。
過変調が要求されても歪みの少ない復調出力波形を得る
ことができる極めて良好なＦＭ受信装置を提供すること
ができる。
【図１】この発明に係るＦＭ受信装置の一実施例を示す
ブロック構成図。
ブロック構成図。
【図２】同実施例の電圧制御発振回路の詳細を示す回路
構成図。
構成図。
【図３】従来のＦＭ受信装置を示すブロック構成図。
１１…入力端子、１２…ＭＩＸ回路、１３…ＢＰＦ回
路、１４…ＦＭ復調回路、１５…増幅回路、１６…出力
端子、１７…ＬＦ回路、１８…ＤＣ遮断回路、１９…加
算回路、２０…ＶＣＯ、２１…フィードバックループ、
２２…可変分周回路、２３…位相比較回路、２４…ロー
カル発振回路、２５…ＬＰＦ回路、２６…音声選局用Ｐ
ＬＬ回路、２７…スイッチ、２８…ＬＰＦ回路、２９…
スイッチ、３０…引き込み判定回路、３１，３２…入力
端子、３３…出力端子。
路、１４…ＦＭ復調回路、１５…増幅回路、１６…出力
端子、１７…ＬＦ回路、１８…ＤＣ遮断回路、１９…加
算回路、２０…ＶＣＯ、２１…フィードバックループ、
２２…可変分周回路、２３…位相比較回路、２４…ロー
カル発振回路、２５…ＬＰＦ回路、２６…音声選局用Ｐ
ＬＬ回路、２７…スイッチ、２８…ＬＰＦ回路、２９…
スイッチ、３０…引き込み判定回路、３１，３２…入力
端子、３３…出力端子。
Claims (1)
- 【請求項１】 電圧制御発振器の発振出力を選局要求に
応じた分周比で分周し、この分周信号と基準周波数信号
との位相比較結果を第１のフィルタで第１の電圧レベル
に変換し、この第１の電圧レベルに基づいて前記電圧制
御発振器の発振周波数を制御する選局用位相同期ループ
と、この選局用位相同期ループの前記電圧制御発振器の
発振出力に基づいて、入力されたＦＭ変調信号を中間周
波数信号に変換してＦＭ復調処理を施す復調手段と、こ
の復調手段から出力される復調信号を帯域制限し、この
帯域制限結果に対応する第２の電圧レベルを前記第１の
電圧レベルに加算して、前記電圧制御発振器に供給する
フィードバックループとを有するＦＭ負帰還方式を用い
たＦＭ受信装置において、 前記第１のフィルタよりも大きい時定数を有し、前記選
局用位相同期ループにおける分周信号と基準周波数信号
との位相比較結果を電圧レベルに変換する第２のフィル
タと、前記復調手段に所定レベル以上のＦＭ変調信号が
入力されているか否かを判定する判定手段と、この判定
手段により所定レベル以上のＦＭ変調信号が入力されて
いないと判定された状態で、前記フィードバックループ
で発生される第２の電圧レベルを前記電圧制御発振器に
供給させないとともに、前記第１のフィルタで発生され
る前記第１の電圧レベルを前記電圧制御発振器に供給
し、前記判定手段により所定レベル以上のＦＭ変調信号
が入力されていると判定された状態で、前記フィードバ
ックループで発生される第２の電圧レベルを前記電圧制
御発振器に供給するとともに、前記第１のフィルタで発
生される前記第１の電圧レベルに代えて、前記第２のフ
ィルタで発生される電圧レベルを前記電圧制御発振器に
供給する切替手段とを具備してなることを特徴とするＦ
Ｍ受信装置。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4953593A JPH06268448A (ja) | 1993-03-10 | 1993-03-10 | Ｆｍ受信装置 |
| CN 94190115 CN1040601C (zh) | 1993-03-10 | 1994-03-10 | 调频接收装置 |
| PCT/JP1994/000385 WO1994021052A1 (en) | 1993-03-10 | 1994-03-10 | Fm receiver |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4953593A JPH06268448A (ja) | 1993-03-10 | 1993-03-10 | Ｆｍ受信装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06268448A true JPH06268448A (ja) | 1994-09-22 |
Family
ID=12833869
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4953593A Pending JPH06268448A (ja) | 1993-03-10 | 1993-03-10 | Ｆｍ受信装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH06268448A (ja) |
-
1993
- 1993-03-10 JP JP4953593A patent/JPH06268448A/ja active Pending
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