JPH06232793A - ダイバーシチ伝送システム - Google Patents
ダイバーシチ伝送システムInfo
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- JPH06232793A JPH06232793A JP5298715A JP29871593A JPH06232793A JP H06232793 A JPH06232793 A JP H06232793A JP 5298715 A JP5298715 A JP 5298715A JP 29871593 A JP29871593 A JP 29871593A JP H06232793 A JPH06232793 A JP H06232793A
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- H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
- H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
- H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
- H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
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- H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
- H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
- H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
- H04B7/08—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station
- H04B7/0837—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station using pre-detection combining
- H04B7/0842—Weighted combining
- H04B7/0865—Independent weighting, i.e. weights based on own antenna reception parameters
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- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
- H04L1/02—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by diversity reception
- H04L1/06—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by diversity reception using space diversity
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- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
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- H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
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- H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
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- H04B7/08—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station
- H04B7/0837—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station using pre-detection combining
- H04B7/084—Equal gain combining, only phase adjustments
Abstract
(57)【要約】
【目的】 本発明は、受信信号が送信信号の帯域幅の範
囲内に周波数選択性フェージングを示す場合でも、性能
を改善されたダイバーシチ伝送をしうるシステムの提供
を目的とする。 【構成】 本発明のダイバーシチ伝送システムは、フィ
ルタバンク（３４、３６・・・３８）により受信信号を
多数のサブバンド信号に分離する。異なるフィルタバン
クの対応するサブバンド信号は、組合せ器（４０、４
２、・・・４４）により組合されたサブバンド信号に組
合される。これらの組合されたサブバンド信号は、最後
の組合せ器（４６）により広帯域信号に組合される。
囲内に周波数選択性フェージングを示す場合でも、性能
を改善されたダイバーシチ伝送をしうるシステムの提供
を目的とする。 【構成】 本発明のダイバーシチ伝送システムは、フィ
ルタバンク（３４、３６・・・３８）により受信信号を
多数のサブバンド信号に分離する。異なるフィルタバン
クの対応するサブバンド信号は、組合せ器（４０、４
２、・・・４４）により組合されたサブバンド信号に組
合される。これらの組合されたサブバンド信号は、最後
の組合せ器（４６）により広帯域信号に組合される。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、種々のチャネルを介し
て受信器に結合される送信器より成り、受信器はチャネ
ルの出力信号を組合せる組合せ手段から成るダイバーシ
チ伝送システムに関する。本発明は、かかるシステムに
利用される受信器にも関する。
て受信器に結合される送信器より成り、受信器はチャネ
ルの出力信号を組合せる組合せ手段から成るダイバーシ
チ伝送システムに関する。本発明は、かかるシステムに
利用される受信器にも関する。
【０００２】
【従来の技術】上述のシステムは、D.G.Brennan の論文
“線形ダイバーシチ組合せ技術(Linear Diversity Comb
ining techniques) ”、IRE 論文集、1959年6 月発行に
より周知である。ダイバーシチ伝送システムは、様々な
程度の伝送品質を有し、時間にも依存し得るチャネルを
介した情報の伝送に利用される。伝送品質の低下を回避
するために、多数のかかるチャネルが並列に利用され、
かかるチャネルの出力信号は組合される。この組合せ
は、例えば、チャネルの出力信号を単純に加算し、最良
のチャネルを選択し、又は、チャネルの出力信号の重み
付けされた和を決定するような多種の方法で行われ得
る。更に、重み係数も様々な方法により決定され得る。
“線形ダイバーシチ組合せ技術(Linear Diversity Comb
ining techniques) ”、IRE 論文集、1959年6 月発行に
より周知である。ダイバーシチ伝送システムは、様々な
程度の伝送品質を有し、時間にも依存し得るチャネルを
介した情報の伝送に利用される。伝送品質の低下を回避
するために、多数のかかるチャネルが並列に利用され、
かかるチャネルの出力信号は組合される。この組合せ
は、例えば、チャネルの出力信号を単純に加算し、最良
のチャネルを選択し、又は、チャネルの出力信号の重み
付けされた和を決定するような多種の方法で行われ得
る。更に、重み係数も様々な方法により決定され得る。
【０００３】含まれる全てのチャネルの伝送品質が十分
ではない環境では、ダイバーシチ受信を利用して得られ
る改善は極めて適切であり得る。
ではない環境では、ダイバーシチ受信を利用して得られ
る改善は極めて適切であり得る。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】本発明は、伝送チャネ
ルの品質が十分ではない場合、改善された性能を有する
上述によるダイバーシチ伝送システムの提供を目的とす
る。
ルの品質が十分ではない場合、改善された性能を有する
上述によるダイバーシチ伝送システムの提供を目的とす
る。
【０００５】
【課題を解決するための手段】本発明によるダイバーシ
チ伝送システムは、組合せ手段は各チャネルの出力信号
を多数のサブバンド信号に分離する分離手段から成り、
組合せ手段は様々なチャネルからの対応するサブバンド
信号を組合されたサブバンド信号に組合せるサブバンド
組合せ手段から成ることを特徴とする。
チ伝送システムは、組合せ手段は各チャネルの出力信号
を多数のサブバンド信号に分離する分離手段から成り、
組合せ手段は様々なチャネルからの対応するサブバンド
信号を組合されたサブバンド信号に組合せるサブバンド
組合せ手段から成ることを特徴とする。
【０００６】本発明は、全ての伝送周波数バンドの一部
分だけの伝送品質が十分ではない環境の場合、この部分
は様々なチャネルに対して異なるという考えに基づく。
各チャネルの出力信号を多数のサブバンドチャネルに分
離することにより、全体にわたる伝送品質が十分な最終
的な組合された信号を得るよう様々なチャネルから伝送
されたサブバンド信号を十分に組合せることが可能にな
る。
分だけの伝送品質が十分ではない環境の場合、この部分
は様々なチャネルに対して異なるという考えに基づく。
各チャネルの出力信号を多数のサブバンドチャネルに分
離することにより、全体にわたる伝送品質が十分な最終
的な組合された信号を得るよう様々なチャネルから伝送
されたサブバンド信号を十分に組合せることが可能にな
る。
【０００７】本発明の一実施例は、受信器は対応するチ
ャネルの出力信号を得る様々な場所の多数のアンテナか
ら成ることを特徴とする。この実施例において、各チャ
ネルは送信器と対応するアンテナとの間の無線回線から
成る。測定により、室内受信に関して、受信された信号
はアンテナの配置の場所に極めて依存する深いスペクト
ルノッチを示し、その結果、伝送されたすべての信号を
組合せるのに対照してサブバンド信号を組合せることに
より重大な改善が得られることが明らかにされる。
ャネルの出力信号を得る様々な場所の多数のアンテナか
ら成ることを特徴とする。この実施例において、各チャ
ネルは送信器と対応するアンテナとの間の無線回線から
成る。測定により、室内受信に関して、受信された信号
はアンテナの配置の場所に極めて依存する深いスペクト
ルノッチを示し、その結果、伝送されたすべての信号を
組合せるのに対照してサブバンド信号を組合せることに
より重大な改善が得られることが明らかにされる。
【０００８】本発明の更なる実施例は、受信器は対応す
るチャネルの出力信号を得る様々な偏波状態を有する多
数のアンテナから成ることを特徴とする。本発明に利用
され得る信号を得る他の可能性は、様々な偏波状態を有
するアンテナの利用である。偏波状態は様々な線形偏波
方向から成るが、右側又は左側の回転する円形又は楕円
形の偏波からも成る。線形及び円形／楕円形偏波の組合
せも考え得る。更なる可能性は、様々な方向から信号を
受信するアンテナを利用することにある。
るチャネルの出力信号を得る様々な偏波状態を有する多
数のアンテナから成ることを特徴とする。本発明に利用
され得る信号を得る他の可能性は、様々な偏波状態を有
するアンテナの利用である。偏波状態は様々な線形偏波
方向から成るが、右側又は左側の回転する円形又は楕円
形の偏波からも成る。線形及び円形／楕円形偏波の組合
せも考え得る。更なる可能性は、様々な方向から信号を
受信するアンテナを利用することにある。
【０００９】本発明の更なる実施例は、チャネルの出力
信号は周波数分割多重信号から成り、サブバンドは周波
数分割多重信号の少なくとも一の成分から成ることを特
徴とする。受信された信号の周波数分割多重部分に対応
するサブバンドを選ぶことにより、分離手段は、ダイバ
ーシチ受信のサブバンドに受信された信号を分離し、受
信された（周波数分割多重）信号をデマルチプレクス化
することに同時に利用される。
信号は周波数分割多重信号から成り、サブバンドは周波
数分割多重信号の少なくとも一の成分から成ることを特
徴とする。受信された信号の周波数分割多重部分に対応
するサブバンドを選ぶことにより、分離手段は、ダイバ
ーシチ受信のサブバンドに受信された信号を分離し、受
信された（周波数分割多重）信号をデマルチプレクス化
することに同時に利用される。
【００１０】本発明の更なる実施例は、チャネルの出力
信号は直交周波数分割多重信号から成ることを特徴とす
る。直交周波数分割多重信号に対し本発明を利用するこ
とにより、受信された信号の多数のサブバンドへの分割
は、ＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）信号の様々なサブ
チャネルを得るためのデマルチプレクス化手段の複雑さ
を低減し、或いは、全体的な不足さえ低減するので、か
なり余分の実装コストをかけずに重大な改善が得られ
る。
信号は直交周波数分割多重信号から成ることを特徴とす
る。直交周波数分割多重信号に対し本発明を利用するこ
とにより、受信された信号の多数のサブバンドへの分割
は、ＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）信号の様々なサブ
チャネルを得るためのデマルチプレクス化手段の複雑さ
を低減し、或いは、全体的な不足さえ低減するので、か
なり余分の実装コストをかけずに重大な改善が得られ
る。
【００１１】
【実施例】以下、図面を参照してより本発明を詳細に説
明する。図１による伝送システムにおいて、信号源２の
出力は送信器４、６、８の入力に接続される。送信器４
の出力はチャネル１０を介して受信器１６の第１の入力
に結合される。送信器６の出力はチャネル１２を介して
受信器１６の第２の入力に結合され、送信器８の出力は
チャネル１４を介して受信器１６の第３の入力に結合さ
れる。受信器１６の出力に目的信号が得られる。
明する。図１による伝送システムにおいて、信号源２の
出力は送信器４、６、８の入力に接続される。送信器４
の出力はチャネル１０を介して受信器１６の第１の入力
に結合される。送信器６の出力はチャネル１２を介して
受信器１６の第２の入力に結合され、送信器８の出力は
チャネル１４を介して受信器１６の第３の入力に結合さ
れる。受信器１６の出力に目的信号が得られる。
【００１２】図１による伝送システムにおいて、原信号
は送信器４、６及び８を利用して分離した３つのチャネ
ル１０、１２及び１４を介して伝送される。受信器１６
は、入力信号を適切な方法で組合せて、３つの入力信号
から更なる処理のための目的信号を得る。図２による伝
送システムにおいて、信号源２は、送信用アンテナ５に
結合された単一の送信器４に結合される。受信器１６の
３つの入力は、対応する受信用アンテナ９、１１又は１
３に接続される。チャネルは、共通送信用アンテナ５と
様々な受信用アンテナ９、１１及び１３との間にある３
つの無線回線１０と１２と１４とから成る。図１及び図
２による伝送システムにおけるチャネルの数は、１より
大きい任意の値Ｎをとり得ることが明らかである。アン
テナ２０、２２・・・２４は、様々な位置又は様々な偏
波状態、若しくはそれらの組合せを持ち得る。
は送信器４、６及び８を利用して分離した３つのチャネ
ル１０、１２及び１４を介して伝送される。受信器１６
は、入力信号を適切な方法で組合せて、３つの入力信号
から更なる処理のための目的信号を得る。図２による伝
送システムにおいて、信号源２は、送信用アンテナ５に
結合された単一の送信器４に結合される。受信器１６の
３つの入力は、対応する受信用アンテナ９、１１又は１
３に接続される。チャネルは、共通送信用アンテナ５と
様々な受信用アンテナ９、１１及び１３との間にある３
つの無線回線１０と１２と１４とから成る。図１及び図
２による伝送システムにおけるチャネルの数は、１より
大きい任意の値Ｎをとり得ることが明らかである。アン
テナ２０、２２・・・２４は、様々な位置又は様々な偏
波状態、若しくはそれらの組合せを持ち得る。
【００１３】図３による受信器１６において、多数のＮ
台の受信用アンテナ２０、２２・・・２４は受信器１６
のＮ個の入力に結合される。受信器において、これらの
入力は対応するＮ台のフロントエンド２６、２８・・・
３０に接続される。フロントエンド２６、２８・・・３
０の出力は組合せ手段３２のＮ個の入力に接続される。
本発明の独創的な考えにより、組合せ手段の各入力は、
広帯域信号を多数のサブバンド信号に分離するための分
離手段３４、３６・・・３８に接続される。
台の受信用アンテナ２０、２２・・・２４は受信器１６
のＮ個の入力に結合される。受信器において、これらの
入力は対応するＮ台のフロントエンド２６、２８・・・
３０に接続される。フロントエンド２６、２８・・・３
０の出力は組合せ手段３２のＮ個の入力に接続される。
本発明の独創的な考えにより、組合せ手段の各入力は、
広帯域信号を多数のサブバンド信号に分離するための分
離手段３４、３６・・・３８に接続される。
【００１４】同一サブバンドにサブバンド信号を搬送す
る分離手段３４、３６・・・３８の出力は、サブバンド
組合せ手段４０、４２・・・４４の入力に接続される。
サブバンドの数は、値Ｌを有すると想定される。サブバ
ンド組合せ手段４０、４２・・・４４の出力は、例え
ば、単に加算によって組合せされた広帯域信号を得るた
めの最終的な組合せ手段に接続される。組合せの前に、
サブバンド組合せ手段の出力信号のパワーを等化するこ
とも可能である。これにより、広帯域信号用のチャネル
の組合せのフラットな周波数応答が得られる。分離手段
３４、３６・・・３８は、Ｌ個のサブバンド信号を得る
よう隣接した通過域を有するＬ個のバンドパスフィルタ
よりなるフィルタバンクから成る。
る分離手段３４、３６・・・３８の出力は、サブバンド
組合せ手段４０、４２・・・４４の入力に接続される。
サブバンドの数は、値Ｌを有すると想定される。サブバ
ンド組合せ手段４０、４２・・・４４の出力は、例え
ば、単に加算によって組合せされた広帯域信号を得るた
めの最終的な組合せ手段に接続される。組合せの前に、
サブバンド組合せ手段の出力信号のパワーを等化するこ
とも可能である。これにより、広帯域信号用のチャネル
の組合せのフラットな周波数応答が得られる。分離手段
３４、３６・・・３８は、Ｌ個のサブバンド信号を得る
よう隣接した通過域を有するＬ個のバンドパスフィルタ
よりなるフィルタバンクから成る。
【００１５】図４によるＰＡＬ方式テレビ信号受信用の
ダイバーシチ受信器は、図３による受信器からフィルタ
バンク３４、３６・・・３８をＰＡＬ方式デマルチプレ
クサ５０、５２・・・５４に置き換え、最後の組合せ手
段４６を割愛することにより得られる。ＰＡＬ方式デマ
ルチプレクサ５０、５２・・・５４は、対応するフロン
トエンドにより入力に供給されたＩＦ（中間周波）信号
から輝度信号と、色信号と、音響信号とを分離するため
の３つのフィルタから成る。フロントエンドからのＩＦ
信号から輝度信号を分離するために、約５ＭＨｚの帯域
幅を有する通過域が利用され得る。色信号を分離するた
めに、約２ＭＨｚの帯域幅を有するバンドパスフィルタ
が利用されるべきであり、音響信号を分離するために、
バンドパスフィルタと２００から３００ｋＨｚの帯域幅
が必要になる。これらのフィルタの中央周波数は、フロ
ントエンド２６、２８・・・３０より供給されるＩＦ信
号の周波数により決められる。様々なフロントエンド２
６、２８・・・３０より供給されるビデオ信号の３つの
成分（サブバンド）は、サブバンド組合せ手段５６、５
８・・・６０により、組合された輝度信号と、組合され
た色信号と、組合された音響信号よりなる組合されたサ
ブバンド信号に成分に関して組合される。これらの信号
はビデオ表示装置により直接に処理され得るので、更な
る組合せの必要がない。
ダイバーシチ受信器は、図３による受信器からフィルタ
バンク３４、３６・・・３８をＰＡＬ方式デマルチプレ
クサ５０、５２・・・５４に置き換え、最後の組合せ手
段４６を割愛することにより得られる。ＰＡＬ方式デマ
ルチプレクサ５０、５２・・・５４は、対応するフロン
トエンドにより入力に供給されたＩＦ（中間周波）信号
から輝度信号と、色信号と、音響信号とを分離するため
の３つのフィルタから成る。フロントエンドからのＩＦ
信号から輝度信号を分離するために、約５ＭＨｚの帯域
幅を有する通過域が利用され得る。色信号を分離するた
めに、約２ＭＨｚの帯域幅を有するバンドパスフィルタ
が利用されるべきであり、音響信号を分離するために、
バンドパスフィルタと２００から３００ｋＨｚの帯域幅
が必要になる。これらのフィルタの中央周波数は、フロ
ントエンド２６、２８・・・３０より供給されるＩＦ信
号の周波数により決められる。様々なフロントエンド２
６、２８・・・３０より供給されるビデオ信号の３つの
成分（サブバンド）は、サブバンド組合せ手段５６、５
８・・・６０により、組合された輝度信号と、組合され
た色信号と、組合された音響信号よりなる組合されたサ
ブバンド信号に成分に関して組合される。これらの信号
はビデオ表示装置により直接に処理され得るので、更な
る組合せの必要がない。
【００１６】図５によるディジタル的に変調されたＯＦ
ＤＭ信号受信用の受信器は、図３による受信器からフィ
ルタバンク３４、３６・・・３８（分離手段）をＦＦＴ
（高速フーリエ変換）ユニット６２、６４・・・６６に
置き換え、フロントエンド２６、２８・・・３０にアナ
ログ・ディジタル変換手段を導入することにより得られ
る。最後の組合せ手段４６（図３）は省略され得る。
ＤＭ信号受信用の受信器は、図３による受信器からフィ
ルタバンク３４、３６・・・３８（分離手段）をＦＦＴ
（高速フーリエ変換）ユニット６２、６４・・・６６に
置き換え、フロントエンド２６、２８・・・３０にアナ
ログ・ディジタル変換手段を導入することにより得られ
る。最後の組合せ手段４６（図３）は省略され得る。
【００１７】直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）は、高速
フーリエ変換（ＦＦＴ）を利用して多数の狭い帯域信号
を１つの広帯域信号に組合せる方法である。ＯＦＤＭ
は、L.J.Ciminiによる“直交周波数分割多重を利用する
ディジタル移動チャネルの解析とシミュレーション（An
alysis and simulation of a digital mobile channelu
sing orthogonal frequency division multiplexin
g）”、ＩＥＥＥ通信学会誌COM-33、1985年6 月、pp.66
5-675に記載されている。テレビ伝送に適当なＯＦＤＭ
信号は、各々が８ｋＨｚの帯域幅を有する１０２４のサ
ブチャネルを含む８．１９２ＭＨｚの帯域幅を有する。
ＯＦＤＭは、地上のＶＨＦ／ＵＨＦチャネルのように多
重路フェージングチャネルによる伝送に極めて良く適合
する。多重路受信により、多重路フェージングチャネル
は、周波数選択の特性を有する。ＯＦＤＭによる組合せ
において、このことは各サブチャネルの情報が異なる実
効ＳＮ比を示すことを意味する。相互に独立したＳＮ比
を有する狭い帯域幅信号の間の最小周波数は、コヒーレ
ンス帯域幅Ｂc と呼ばれる。室内受信における計測か
ら、周波数領域におけるフェージング特性は、受信用ア
ンテナの位置に強く依存することが明らかになる（空間
的フェージング）。この依存性により、本発明は、ＯＦ
ＤＭと空間的なアンテナダイバーシチの組合せに有利に
利用され得る。
フーリエ変換（ＦＦＴ）を利用して多数の狭い帯域信号
を１つの広帯域信号に組合せる方法である。ＯＦＤＭ
は、L.J.Ciminiによる“直交周波数分割多重を利用する
ディジタル移動チャネルの解析とシミュレーション（An
alysis and simulation of a digital mobile channelu
sing orthogonal frequency division multiplexin
g）”、ＩＥＥＥ通信学会誌COM-33、1985年6 月、pp.66
5-675に記載されている。テレビ伝送に適当なＯＦＤＭ
信号は、各々が８ｋＨｚの帯域幅を有する１０２４のサ
ブチャネルを含む８．１９２ＭＨｚの帯域幅を有する。
ＯＦＤＭは、地上のＶＨＦ／ＵＨＦチャネルのように多
重路フェージングチャネルによる伝送に極めて良く適合
する。多重路受信により、多重路フェージングチャネル
は、周波数選択の特性を有する。ＯＦＤＭによる組合せ
において、このことは各サブチャネルの情報が異なる実
効ＳＮ比を示すことを意味する。相互に独立したＳＮ比
を有する狭い帯域幅信号の間の最小周波数は、コヒーレ
ンス帯域幅Ｂc と呼ばれる。室内受信における計測か
ら、周波数領域におけるフェージング特性は、受信用ア
ンテナの位置に強く依存することが明らかになる（空間
的フェージング）。この依存性により、本発明は、ＯＦ
ＤＭと空間的なアンテナダイバーシチの組合せに有利に
利用され得る。
【００１８】各フロントエンド２６、２８・・・３０
は、対応するＦＦＴユニット６２、６４・・・６６にデ
ィジタル信号を供給する。この一実施例では、ＦＦＴユ
ニット６２、６４・・・６６は、フロントエンドの出力
信号の順次の１０２４個のサンプルから１０２４点のＦ
ＦＴを計算する。ＦＦＴの計算は、１０２４のサブバン
ドへの入力信号の分割と機能的に等しい。様々なＦＦＴ
ユニットからの対応するサブバンドは、サブバンド組合
せ手段６８、７０・・・７２により組合されたサブバン
ド信号に組合される。サブバンド組合せ手段６８、７０
・・・７２の１０２４個の出力において、組合されたサ
ブバンド信号（サブチャネル）を更なる処理に利用でき
る。
は、対応するＦＦＴユニット６２、６４・・・６６にデ
ィジタル信号を供給する。この一実施例では、ＦＦＴユ
ニット６２、６４・・・６６は、フロントエンドの出力
信号の順次の１０２４個のサンプルから１０２４点のＦ
ＦＴを計算する。ＦＦＴの計算は、１０２４のサブバン
ドへの入力信号の分割と機能的に等しい。様々なＦＦＴ
ユニットからの対応するサブバンドは、サブバンド組合
せ手段６８、７０・・・７２により組合されたサブバン
ド信号に組合される。サブバンド組合せ手段６８、７０
・・・７２の１０２４個の出力において、組合されたサ
ブバンド信号（サブチャネル）を更なる処理に利用でき
る。
【００１９】装置の複雑さを軽減するために、フロント
エンド２６、２８・・・３０の出力信号は１０２４個よ
り少ないサブバンド、例えば６４個のサブバンドに分割
されると想定する。サブバンド組合せ手段により組合さ
れたサブバンド信号に組合された後、これらのサブバン
ド信号は、１０２４個のサブチャネルを得るためにサブ
バンド分離手段７４、７６・・・７８により１６個の分
離信号に分離されなければならない。
エンド２６、２８・・・３０の出力信号は１０２４個よ
り少ないサブバンド、例えば６４個のサブバンドに分割
されると想定する。サブバンド組合せ手段により組合さ
れたサブバンド信号に組合された後、これらのサブバン
ド信号は、１０２４個のサブチャネルを得るためにサブ
バンド分離手段７４、７６・・・７８により１６個の分
離信号に分離されなければならない。
【００２０】サブバンドチャネルを組合せる適切な方法
は、選択スイッチを用いてこれらのチャネルの一つを選
択することである。このスイッチは、最大パワーを有す
るサブバンドを選択するよう制御され得る。測定された
符号化誤り率にしたがってこの選択スイッチを制御し、
最小の符号化誤り率を得られるサブバンドを選ぶことも
可能である。周期的にサブバンドを走査する第１の選択
スイッチに加え、第２の選択スイッチを利用することも
可能である。ここで、第１の選択スイッチは、最良の受
信品質を与える第２の選択スイッチの位置に設定され
る。
は、選択スイッチを用いてこれらのチャネルの一つを選
択することである。このスイッチは、最大パワーを有す
るサブバンドを選択するよう制御され得る。測定された
符号化誤り率にしたがってこの選択スイッチを制御し、
最小の符号化誤り率を得られるサブバンドを選ぶことも
可能である。周期的にサブバンドを走査する第１の選択
スイッチに加え、第２の選択スイッチを利用することも
可能である。ここで、第１の選択スイッチは、最良の受
信品質を与える第２の選択スイッチの位置に設定され
る。
【００２１】図６によるサブバンド組合せ手段におい
て、組合されるＮ個のサブバンド信号は、対応する乗算
器８４、９０・・・９６の第１の入力と、サブバンド信
号の絶対値を決めるための手段８０、８６・・・９２の
入力に供給される。手段８０（８６）〔９２〕の出力
は、ローパスフィルタ８２（８８）〔９４〕の入力に接
続される。ローパスフィルタ８２（８８）〔９４〕の出
力は、乗算器８４（９０）〔９６〕の第２の入力に接続
される。乗算器８４、９０・・・９６の出力は、加算器
９８の入力に接続される。加算器の出力において、組合
されたサブバンド信号を得ることができる。
て、組合されるＮ個のサブバンド信号は、対応する乗算
器８４、９０・・・９６の第１の入力と、サブバンド信
号の絶対値を決めるための手段８０、８６・・・９２の
入力に供給される。手段８０（８６）〔９２〕の出力
は、ローパスフィルタ８２（８８）〔９４〕の入力に接
続される。ローパスフィルタ８２（８８）〔９４〕の出
力は、乗算器８４（９０）〔９６〕の第２の入力に接続
される。乗算器８４、９０・・・９６の出力は、加算器
９８の入力に接続される。加算器の出力において、組合
されたサブバンド信号を得ることができる。
【００２２】チャネルｉから受信された信号から得られ
るサブバンド信号に関して、次式を表わし得る：
るサブバンド信号に関して、次式を表わし得る：
【００２３】
【数１】
【００２４】（１）式において、ｒi は組合されるＮ個
のサブバンド信号の中の第ｉ番目のサブバンド信号であ
り、αi は伝送システムの第ｉ番目のチャネルの複素減
衰率であり、ｎi は第ｉ番目のサブバンドチャネルの雑
音であり、Ｓはサブバンドにより伝送される信号であ
る。図６による組合せ器は、次に値：
のサブバンド信号の中の第ｉ番目のサブバンド信号であ
り、αi は伝送システムの第ｉ番目のチャネルの複素減
衰率であり、ｎi は第ｉ番目のサブバンドチャネルの雑
音であり、Ｓはサブバンドにより伝送される信号であ
る。図６による組合せ器は、次に値：
【００２５】
【数２】
【００２６】を決める。最も好ましい状況は、全ての値
αi の独立変数が一致する場合に生じ、（２）式は次の
ように書ける：
αi の独立変数が一致する場合に生じ、（２）式は次の
ように書ける：
【００２７】
【数３】
【００２８】ここで、θはαi の独立変数である。信号
パワーに関して、（３）式より：
パワーに関して、（３）式より：
【００２９】
【数４】
【００３０】を導き得る。全チャネルの雑音信号は相関
されず、均等なパワーｎ2 を有することを仮定してい
る。雑音パワーに関して：
されず、均等なパワーｎ2 を有することを仮定してい
る。雑音パワーに関して：
【００３１】
【数５】
【００３２】と書ける。組合された信号のＳＮ比に関し
て：
て：
【００３３】
【数６】
【００３４】を見い出し得る。（６）式により、全チャ
ネルの信号パワーは加算されることが分かる。しかし、
これはすべての複素減衰率αi が一致する場合に限られ
る。一般的に、全ＳＮ比は（６）式による値より小さく
なろう。図７によるサブバンド組合せ手段は、図６によ
りサブバンド信号の絶対値を決めるための手段とローパ
スフィルタの組合せを特定チャネルのサブバンドの複素
減衰率を評価するチャネル状態評価器に置き換えて得ら
れる。乗算器８４、９０・・・９６は、サブバンド信号
とサブバンドの複素減衰率の評価の複素共役を乗算する
ために利用される。図７によるサブバンド組合せ器の出
力信号に関して：
ネルの信号パワーは加算されることが分かる。しかし、
これはすべての複素減衰率αi が一致する場合に限られ
る。一般的に、全ＳＮ比は（６）式による値より小さく
なろう。図７によるサブバンド組合せ手段は、図６によ
りサブバンド信号の絶対値を決めるための手段とローパ
スフィルタの組合せを特定チャネルのサブバンドの複素
減衰率を評価するチャネル状態評価器に置き換えて得ら
れる。乗算器８４、９０・・・９６は、サブバンド信号
とサブバンドの複素減衰率の評価の複素共役を乗算する
ために利用される。図７によるサブバンド組合せ器の出
力信号に関して：
【００３５】
【数７】
【００３６】と表わし得る。αi とαi * の積を｜αi
｜2 に置き換えることにより、（７）式は：
｜2 に置き換えることにより、（７）式は：
【００３７】
【数８】
【００３８】に変形される。（８）式により、信号パワ
ーと雑音パワーは、（４）式と（５）式夫々にしたがう
信号パワーと雑音パワーに等しいことが容易に得られ
る。しかし、（８）式は、各αi の独立変数が同一の値
を有する場合に限られる（３）式と対照して、あらゆる
環境において有効である。したがって、図７によるサブ
バンド組合せ器のＳＮ比は、（６）式により与えられ
る。
ーと雑音パワーは、（４）式と（５）式夫々にしたがう
信号パワーと雑音パワーに等しいことが容易に得られ
る。しかし、（８）式は、各αi の独立変数が同一の値
を有する場合に限られる（３）式と対照して、あらゆる
環境において有効である。したがって、図７によるサブ
バンド組合せ器のＳＮ比は、（６）式により与えられ
る。
【００３９】αの評価は、従来技術において周知な種々
の方法により行われ得る。ディジタル信号に対して、ア
ダプティブパスバンド等化に利用されるチャネルの伝達
関数を決めるための非常に多くの方法が利用され得る。
これらの方法の多くは、例えば、リー（Lee ）とメッサ
ーシュミット（Messerchmitt）による文献“ディジタル
通信（Digital Communication ）”、1990年発行、ISBN
0-89838-274-2の第9.5 章、ページ309-402 に記載され
ている。アナログ信号にも利用できる方法は、ジェイク
ス（Jakes ）による文献“マイクロ波移動通信（Microw
ave Mobile Communications ）”、1974年、Wiley 出版
の第6.3 章の図6.3-3 に説明されている。なされるべき
唯一の変更は、４２６ページに記載された制限演算の省
略であるが、制限演算が利用される場合、有効な組合せ
演算を得ることも可能である。
の方法により行われ得る。ディジタル信号に対して、ア
ダプティブパスバンド等化に利用されるチャネルの伝達
関数を決めるための非常に多くの方法が利用され得る。
これらの方法の多くは、例えば、リー（Lee ）とメッサ
ーシュミット（Messerchmitt）による文献“ディジタル
通信（Digital Communication ）”、1990年発行、ISBN
0-89838-274-2の第9.5 章、ページ309-402 に記載され
ている。アナログ信号にも利用できる方法は、ジェイク
ス（Jakes ）による文献“マイクロ波移動通信（Microw
ave Mobile Communications ）”、1974年、Wiley 出版
の第6.3 章の図6.3-3 に説明されている。なされるべき
唯一の変更は、４２６ページに記載された制限演算の省
略であるが、制限演算が利用される場合、有効な組合せ
演算を得ることも可能である。
【００４０】図８によるサブバンド組合せ手段４０にお
いて、チャネル状態評価器は、遅延時間Ｔを有する遅延
素子に置き換えられる。この形のサブバンド組合せ手段
は、差動符号化ディジタル伝送に利用され得る。組合せ
器４０の第ｉ番目の入力の入力信号に関して：
いて、チャネル状態評価器は、遅延時間Ｔを有する遅延
素子に置き換えられる。この形のサブバンド組合せ手段
は、差動符号化ディジタル伝送に利用され得る。組合せ
器４０の第ｉ番目の入力の入力信号に関して：
【００４１】
【数９】
【００４２】と書ける。（９）式において、ｒi,j は時
点ｊＴにサブバンド組合せ手段の第ｉ番目の入力におけ
る入力信号であり、Ｓj は時点ｊＴに伝送された信号で
あり、ｎi,j は時点ｊＴにサブバンド組合せ手段の第ｉ
番目の入力における雑音信号である。第ｉ番目の乗算器
の出力に関して：
点ｊＴにサブバンド組合せ手段の第ｉ番目の入力におけ
る入力信号であり、Ｓj は時点ｊＴに伝送された信号で
あり、ｎi,j は時点ｊＴにサブバンド組合せ手段の第ｉ
番目の入力における雑音信号である。第ｉ番目の乗算器
の出力に関して：
【００４３】
【数１０】
【００４４】が得られる。ＳＮ比の大きい場合、雑音項
のクロス積は無視され得る。サブバンド組合せ手段４０
の出力に関して：
のクロス積は無視され得る。サブバンド組合せ手段４０
の出力に関して：
【００４５】
【数１１】
【００４６】と書ける。例えば差動位相シフトキーイン
グのように、送信器において差動符号化を仮定し、雑音
信号の統計的独立性を仮定すると、ＳＮ比に関して次の
式が導かれる：
グのように、送信器において差動符号化を仮定し、雑音
信号の統計的独立性を仮定すると、ＳＮ比に関して次の
式が導かれる：
【００４７】
【数１２】
【００４８】（１２）により、図７によるサブバンド組
合せ手段４０に対して必要とされる搬送波再生装置の必
要はなく、サブバンド信号の準最適（３ｄＢの損失）な
組合せが得られることが分かる。図９の（ａ）及び
（ｂ）は、建物の外にある送信器から建物の中に受信さ
れ、７６２ＭＨｚの搬送波周波数と３．５ＭＨｚの帯域
幅を有する（本来、白色の）ＯＦＤＭ信号のパワースペ
クトルのグラフを示す。これらの２つのパワースペクト
ルは、１メートル離れた２つの受信用アンテナ位置にお
いて計測されている。フェードの位置は、アンテナ位置
に強く依存することが分かる。これらの図から、本発明
による組合せ方法を利用してフェードのない信号が得ら
れることが分かる。
合せ手段４０に対して必要とされる搬送波再生装置の必
要はなく、サブバンド信号の準最適（３ｄＢの損失）な
組合せが得られることが分かる。図９の（ａ）及び
（ｂ）は、建物の外にある送信器から建物の中に受信さ
れ、７６２ＭＨｚの搬送波周波数と３．５ＭＨｚの帯域
幅を有する（本来、白色の）ＯＦＤＭ信号のパワースペ
クトルのグラフを示す。これらの２つのパワースペクト
ルは、１メートル離れた２つの受信用アンテナ位置にお
いて計測されている。フェードの位置は、アンテナ位置
に強く依存することが分かる。これらの図から、本発明
による組合せ方法を利用してフェードのない信号が得ら
れることが分かる。
【図１】本発明を利用可能な第１のダイバーシチ伝送シ
ステムのブロック図である。
ステムのブロック図である。
【図２】本発明を利用可能な第１のダイバーシチ伝送シ
ステムのブロック図である。
ステムのブロック図である。
【図３】本発明による広帯域信号の伝送用ダイバーシチ
伝送システムのブロック図である。
伝送システムのブロック図である。
【図４】本発明によるテレビ信号の伝送用ダイバーシチ
伝送システムのブロック図である。
伝送システムのブロック図である。
【図５】本発明による、例えば、ディジタル音響又はデ
ィジタル映像伝送に適したＯＦＤＭ信号の伝送用ダイバ
ーシチ伝送システムのブロック図である。
ィジタル映像伝送に適したＯＦＤＭ信号の伝送用ダイバ
ーシチ伝送システムのブロック図である。
【図６】図３、４、及び５に記載のサブバンド組合せ手
段の第１の実施例のブロック図である。
段の第１の実施例のブロック図である。
【図７】図３、４、及び５に記載のサブバンド組合せ手
段の第２の実施例のブロック図である。
段の第２の実施例のブロック図である。
【図８】図３、４、及び５に記載のサブバンド組合せ手
段の第３の実施例のブロック図である。
段の第３の実施例のブロック図である。
【図９】受信アンテナの２つの異なる場所におけるＯＦ
ＤＭ信号の（室内）受信スペクトルのグラフである。
ＤＭ信号の（室内）受信スペクトルのグラフである。
２ 信号源 ４，６，８ 送信器 ５ 送信用アンテナ ９，１１，１３，２０，２２，２４ 受信用アンテナ １０，１２，１４ チャネル １６ 受信器 ２６，２８，３０ フロントエンド ３２ 組合せ手段 ３４，３６，３８ 分離手段 ４０，４２，４４，５６，５８，６０ サブバンド組
合せ手段 ５０，５２，５４ ＰＡＬ方式デマルチプレクサ ６２，６４，６６ 高速フーリエ変換ユニット ６８，７０，７２，７４，７６，７８ サブバンド分
離手段 ８０，８６，９２ 絶対値決定手段 ８２，８８，９４ ローパスフィルタ ８４，９０，９６ 乗算器 ９８ 加算器 １００，１０２，１０４ 遅延素子
合せ手段 ５０，５２，５４ ＰＡＬ方式デマルチプレクサ ６２，６４，６６ 高速フーリエ変換ユニット ６８，７０，７２，７４，７６，７８ サブバンド分
離手段 ８０，８６，９２ 絶対値決定手段 ８２，８８，９４ ローパスフィルタ ８４，９０，９６ 乗算器 ９８ 加算器 １００，１０２，１０４ 遅延素子
Claims (10)
- 【請求項１】 種々のチャネルを介して受信器に結合さ
れる送信器より成り、該受信器はチャネルの出力信号を
組合せる組合せ手段から成るダイバーシチ伝送システム
であって、 該組合せ手段は各チャネルの該出力信号を多数のサブバ
ンド信号に分離する分離手段から成り、該組合せ手段は
様々なチャネルからの対応する該サブバンド信号を組合
されたサブバンド信号に組合せるサブバンド組合せ手段
から成ることを特徴とするダイバーシチ伝送システム。 - 【請求項２】 前記受信器は対応するチャネルの前記出
力信号を得る様々な場所の多数のアンテナから成ること
を特徴とする請求項１記載のダイバーシチ伝送システ
ム。 - 【請求項３】 前記受信器は対応するチャネルの前記出
力信号を得る様々な偏波状態を有する多数のアンテナか
ら成ることを特徴とする請求項１又は２記載のダイバー
シチ伝送システム。 - 【請求項４】 チャネルの前記出力信号は周波数分割多
重信号から成り、サブバンドは該周波数分割多重信号の
少なくとも一の成分から成ることを特徴とする請求項１
乃至３のうちいずれか１項記載のダイバーシチ伝送シス
テム。 - 【請求項５】 チャネルの前記出力信号は直交周波数分
割多重信号から成ることを特徴とする請求項４記載のダ
イバーシチ伝送システム。 - 【請求項６】 前記サブバンド組合せ手段は各サブバン
ド信号から重み付けされたサブバンド信号を決め、該重
み付けされたサブバンド信号を組合せるよう配置される
ことを特徴とする請求項１乃至５のうちいずれか１項記
載のダイバーシチ伝送システム。 - 【請求項７】 前記サブバンド組合せ手段は一の前記サ
ブバンド信号を選択する選択手段から成ることを特徴と
する請求項１乃至５のうちいずれか１項記載のダイバー
シチ伝送システム。 - 【請求項８】 多数のチャネルからの多数の出力信号を
受信し、該チャネルの該出力信号を組合せる組合せ手段
から成る受信器であって、 該組合せ手段は各チャネルの該出力信号を多数のサブバ
ンド信号に分離する分離手段から成り、該組合せ手段は
様々なチャネルからの対応する該サブバンド信号を組合
されたサブバンド信号に組合せるサブバンド組合せ手段
から成ることを特徴とする受信器。 - 【請求項９】 前記チャネルの前記出力信号を得る多数
のアンテナから成ることを特徴とする請求項８記載の受
信器。 - 【請求項１０】 様々なチャネルからの多数の出力信号
を組合せる組合せ手段であって、 各チャネルの該出力信号を多数のサブバンド信号に分離
する分離手段から成り、様々なチャネルからの対応する
該サブバンド信号を組合されたサブバンド信号に組合せ
るサブバンド組合せ手段から成ることを特徴とする組合
せ手段。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| NL92120487:1 | 1992-12-01 | ||
| EP92120487 | 1992-12-01 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06232793A true JPH06232793A (ja) | 1994-08-19 |
| JP3582845B2 JP3582845B2 (ja) | 2004-10-27 |
Family
ID=8210268
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP29871593A Expired - Fee Related JP3582845B2 (ja) | 1992-12-01 | 1993-11-29 | ダイバーシチ伝送システム |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5528581A (ja) |
| JP (1) | JP3582845B2 (ja) |
| KR (1) | KR100299596B1 (ja) |
| DE (1) | DE69327837T2 (ja) |
| FI (1) | FI935355A (ja) |
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| US10355666B2 (en) | 2014-12-10 | 2019-07-16 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Variable filter circuit |
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