JPH06225313A - テレビジョン方式を識別する回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 （修正有） 【目的】単一の検出しきい値を有し、簡単な構成で、か
つノイズに対し低感度で信頼性の高いテレビジョン方式
識別回路を得る。 【構成】 本テレビジョン方式識別回路はキャパシタＣ
を有しこのキャパシタは、その方式が適切なものである
場合に一定の方向に徐々に充電され、キャパシタの端子
電圧が低しきい値に達した場合はこれが逆方向となる。
方式識別回路は、キャパシタの端子電圧が中間しきい値
より低い場合に対称動作し（キャパシタが互いに等しい
充電及び放電電流を有している）、かつ端子電圧が中間
しきい値より高い場合に非対称動作する（放電電流が充
電電流より高い）。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、カラーテレビジョンの
分野に関し、特に数種類のテレビジョン標準方式を受信
可能なカラーテレビジョン装置におけるテレビジョン方
式を識別する回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】ビデオ信号を復調しカラー画像を再現す
るために、カラーテレビジョン装置は伝送されてきたカ
ラーＴＶ方式を検出しなければならない。既存のカラー
テレビジョン装置は、使用されている標準方式を自動的
に識別するシステムを備えている。

【０００３】ＰＡＬ方式及びＳＥＣＡＭ方式は、使用さ
れているテレビジョン方式の中の２つの方式である。両
方式において、複合映像信号の各走査線は、同期用頂部
と、ある周期の色副搬送波信号を備えた識別バースト
と、それ自体が映像に対応した信号とを含んでいる。こ
の映像信号は、輝度情報とこの輝度信号によって伝送さ
れる色情報とを重畳したものを含んでいる。

【０００４】種々のＰＡＬ方式、ＳＥＣＡＭ方式及び他
の方式における色副搬送波の特徴は、これら方式に関す
る公知文献に定義されているので本明細書では詳しくは
説明しない。しかしながら、ＰＡＬ方式及びＳＥＣＡＭ
方式の主たる特徴について、本発明をより良く理解する
のに有効であるので、簡単に説明しておく。

【０００５】ＰＡＬ方式において、色副搬送波の周波数
は全ての走査線で同一である。識別バーストのために、
変調ベクトルの位相は＋１３５°及び−１３５°間で走
査線毎に反転する。色副搬送波の周波数は、４．４３Ｍ
Ｈｚに規格化されている。

【０００６】ＳＥＣＡＭ方式において、４．２５ＭＨｚ
と４．４０ＭＨｚとの間で走査線毎に交代する２つの色
副搬送波周波数が用いられている。これら２つの色副搬
送波は周波数変調される。

【０００７】既存の複数標準方式のテレビジョンは、各
方式について輝度信号及び色信号を復調する動作が可能
な特別のシステムを内部に備えていなければならない。
従ってテレビジョンは、受信した方式を前もって識別し
なければならない。

【０００８】図１は、ＰＡＬ方式を識別するための従来
の回路を概略的に示している。この回路は、２つの入力
信号間の位相差が正の場合にアクティブとなる信号Ｐ又
は位相差が負の場合にアクティブとなる信号Ｎを供給す
る位相比較器１０を含んでいる。比較器１０の第１の入
力は、副搬送波周波数４．４３ＭＨＺの上述のバースト
（ＢＵＲＳＴ）を受け取る。比較器１０の第２の入力
は、信号Ｆｐに＋９０°又は−９０°の位相変化を与え
る回路１２を介して副搬送波周波数の信号Ｆｐを受け取
る。＋９０°又は−９０°の選択は、走査線周波数に等
しい周波数を有する信号Ｆｈによってクロックされるフ
リップフロップ（ＦＦ）１４の状態によって決められ
る。フリップフロップ１４の役割については、後に理解
されるであろう。

【０００９】正の符号（＋９０°）を示す信号Ｐは、電
源Ｖｃｃに接続された電流源Ｉｃを制御する。負の符号
（−９０°）を示す信号Ｎは、電流源Ｉｃ及びアース間
に直列に接続された電流源Ｉｄを制御する。電流源Ｉｃ
及びＩｄは、互いに等しい電流を供給する。電流源Ｉｃ
及びＩｄの接続点は、接地された他方の端子を有するキ
ャパシタＣの一方の端子Ａに接続されている。電流源Ｉ
ｃ及びＩｄの１つの制御がない場合、キャパシタＣの端
子電圧（両端の電圧）は、抵抗Ｒ１及びＲ２が接続され
ていることによってＶｒｅｆ＝Ｖｃｃ／２まで引き上げ
られる。ＶＡは端子Ａの及びキャパシタＣの端子電圧で
ある。

【００１０】信号Ｐ及びＮは、上述したように各走査線
の初めの短い期間（６４ｍｓの走査線期間について約４
ｍｓ）に生じるバーストの間のみ意味を有している。こ
のため、電流源Ｉｃ及びＩｄは、各バースト期間のみア
クティブとなるウィンドウ信号ＢＧによってイネーブル
となる。

【００１１】この構成によれば、キャパシタＣは、信号
Ｐ又はＮがそれぞれイネーブルであるかどうかに応じて
各バーストの間、一定値で充電又は放電される。抵抗Ｒ
１又はＲ２は、バースト毎のキャパシタＣの充電をほぼ
損なわないように大きな値となっている。

【００１２】未だ述べられていない図１の構成要素につ
いては後に説明されよう。

【００１３】図２は、ＳＥＣＡＭ方式を識別するための
従来の回路において、図１のものと異なる構成要素を概
略的に示している。本例におけるフリップフロップ１４
は、このフリップフロップの状態が位相比較器１０から
出力される符号の表示が比較結果に対して反転されるか
否かを決定するように、位相比較器１０に接続されてい
る。比較器１０の第１の入力は、バーストを受け取る。
比較器１０の第２の入力は、並列接続されたキャパシタ
Ｃ１及びインダクタンスＬ１を介して接地されており、
さらにキャパシタＣｓを介して第１の入力に接続されて
いる。回路Ｌ１Ｃ１の共振周波数は、赤色副搬送波周波
数と青色副搬送波周波数との中間周波数に設定される。
ＳＥＣＡＭ方式を識別するための回路の他の構成要素
（図示なし）は、図１の構成要素と同じである。

【００１４】図１及び図２の回路において、フリップフ
ロップ１４の存在を考慮しないと、比較器１０から出力
される符号の表示は、受信した方式が適切なものである
場合には２走査線毎に反転される。状態が各走査線毎に
切り換わるこのフリップフロップ１４を設ける目的は、
受信した方式が適切なものである場合に、比較器１０が
走査線毎に変わらない極性の符号表示を出力することを
保証するためである。

【００１５】図３Ａは、図１及び図２の回路のうちの１
つによって受信した方式が適切なものである場合の時間
に対するキャパシタＣの端子電圧ＶＡを示している。フ
リップフロップ１４の初期状態に応じて電圧ＶＡは、値
Ｖｒｅｆから増加する方向（実線）か又は値Ｖｒｅｆか
ら減少する方向（破線）へと走査線周波数でステップ的
に一定方向へ変化する。１つのステップから次のステッ
プへの遷移段階は、バーストが生じている間のキャパシ
タＣの充電又は放電段階に相当する。受信した方式を識
別するためには、電圧ＶＡが高しきい値Ｖｒｅｆ＋Ｖｔ
に達したか又は低しきい値Ｖｒｅｆ−Ｖｔに達したかの
検出のみを要する。受信した方式が適切なものではない
場合、電圧ＶＡは値Ｖｒｅｆに関してでたらめに振動
し、しきい値Ｖｒｅｆ＋Ｖｔ及びＶｒｅｆ−Ｖｔには理
論的に到達しない。

【００１６】識別回路を実践する特定の例においては、
受信した方式が適切なものである場合にキャパシタＣの
充電を行うことが試みられる。この場合に、フリップフ
ロップ１４の初期状態が誤っているときは、即ち受信し
た方式が適切なものである場合にキャパシタＣが放電か
ら開始したときは、位相比較器１０から出力される符号
表示（Ｐ、Ｎ）の極性を反転すべくフリップフロップ１
４の状態を反転しなければならない。図１に示すよう
に、この反転は、キャパシタＣの端子電圧が低しきい値
Ｖｒｅｆ−Ｖｔに達した際にフリップフロップ１４へ印
加されるリセット信号Ｒを供給する比較器１６によって
なされる。

【００１７】図３Ｂは、上述した例において、受信した
方式が適切なものである場合の時間に対する電圧ＶＡを
示している。フリップフロップ１４の初期状態は誤って
いる。電圧ＶＡは徐々に減少することから始まってい
る。時刻ｔ１において、電圧ＶＡが低しきい値Ｖｒｅｆ
−Ｖｔより低くなってフリップフロップ１４のリセット
信号Ｒがイネーブルとなる。信号Ｒがイネーブルである
限り、フリップフロップ１４はその最後の状態のままと
なる。この状態は、時刻ｔ２から始まる次の遷移段階に
おけるフリップフロップの状態を反転したものに等価で
ある。時刻ｔ２からは、電圧ＶＡが増大してしきい値Ｖ
ｒｅｆ−Ｖｔを通過し、信号Ｒがディスエーブルとな
る。次いで、電圧ＶＡは徐々に増加を始め、最終的に高
しきい値Ｖｒｅｆ＋Ｖｔに到達しこれが比較器１８によ
って検出される。これにより、比較器１８は、受信した
方式が識別されたことを指摘する。

【００１８】後に理解できるように、本発明は単一の検
出しきい値（Ｖｒｅｆ＋Ｖｔ）を有するこの種の識別回
路に適用されるものである。

【００１９】

【発明が解決しようとする課題】図１及び図２の回路の
現実の動作は理想的なものではない。実際にこれら回路
の各々は、受信信号内のノイズの存在や寄生位相変動現
象によって適切でない方式を適切であると検出する可能
性がある。このようなランダムな現象は、長い期間内で
は、比較器１０の出力に負符合の表示と同数の正符号の
表示を発生させることとなる。しかしながら、短い期間
内では、負の表示に比して多数の正の表示が現れるかも
しれない。これにより、キャパシタＣの端子電圧が検出
しきい値Ｖｒｅｆ＋Ｖｔに到達して誤った検出を引き起
こす恐れがある。

【００２０】この問題を避ける１つの解決法は、電圧Ｖ
Ａの変化速度を遅くすることによって検出段階の前段階
の期間を増大させることにある。これは、電流Ｉｃ及び
Ｉｄの値を小さくするか又はプルバック抵抗Ｒ１及びＲ
２の値を小さくすることによって行われる。しかしなが
ら、この解決法によると、識別回路の感度を低下させて
しまい、非常にノイズの多い信号の方式についてはもは
や識別できなくなってしまう。ノイズの存在は、受信し
た方式が適切なものであっても、誤った極性を有する符
号発生を時々引き起こす。このような寄生表示は、特に
電圧ＶＡの変化が低速度となると、電圧ＶＡが検出しき
い値に到達することを妨げるかもしれない。

【００２１】他の解決法は、異なる検出基準に従って動
作する幾つかの識別回路を並列接続することにある。し
かしながらこのような解決法は、構成が複雑となる。

【００２２】さらに他の解決法は、方式を選択する前
に、単一の識別回路が検出を表示するまで種々の方式識
別回路の表示をチェックして識別段階を再度行う（即ち
キャパシタＣの端子電圧を値Ｖｒｅｆまでプルバックす
る）ことにある。しかしながらこのような方法は、識別
段階がほぼ２フレームに渡って実行されるので時間の浪
費となる。

【００２３】従って本発明は、単一の検出しきい値を有
しており、特に簡単な構成でありかつノイズに対して低
感度であって信頼性の高いテレビジョン方式識別回路を
提供するものである。

【００２４】

【課題を解決するための手段】この目的は本発明によれ
ば、電圧ＶＡがリセットしきい値（Ｖｒｅｆ−Ｖｔ）を
含む範囲内にある場合に対称動作し（キャパシタＣが互
いに等しい充電及び放電電流を有している）、かつ電圧
ＶＡが検出しきい値（Ｖｒｅｆ＋Ｖｔ）を含む範囲内に
ある場合に非対称動作する（放電電流が充電電流より高
い）回路によって達成される。

【００２５】本発明は、より特定的には、テレビジョン
方式が識別すべき１つの方式である場合は同一極性を常
に有するようにした符号表示を供給すべく所定の形態で
接続された位相比較器と、キャパシタを充電及び放電す
るための互いに等しい電流値を有しており、一定の期間
を有する周期的時間間隔の間、上述の符号表示のそれぞ
れの極性によってそれぞれイネーブルとなる定電流源
と、位相比較器と組み合わされており、キャパシタの端
子電圧が第１の最端しきい値電圧に達した場合に上述の
符号表示の極性を切り換えるフリップフロップと、キャ
パシタの端子電圧が第２の最端しきい値電圧を越えた場
合にイネーブルとなる方式検出器とを含むテレビジョン
方式識別回路に関している。特に本発明は、充電又は放
電電流源の電流を所定係数で増大させキャパシタの端子
電圧が第２のしきい値電圧から離れるようにすべく、第
２のしきい値電圧を含む範囲にキャパシタの端子電圧が
入った場合にイネーブルとなる手段を提供するものであ
る。上述の範囲は、第１及び第２のしきい値電圧の間の
中間しきい値電圧から始まる。

【００２６】本発明の一実施態様によれば、上述の手段
が、キャパシタの端子電圧及び中間しきい値電圧を受け
取る第２の比較器と、キャパシタの端子電圧が第２の最
端しきい値電圧から離れるようにすべく、この第２の比
較器の作動によって充電及び放電電流源に並列に接続さ
れる付加的な定電流源とを含んでいる。

【００２７】本発明の一実施態様によれば、上述の第２
の比較器が２つのトランジスタを有する差動段を含んで
おり、付加的な電流源が該トランジスタのエミッタの充
電源を構成しており、キャパシタのフローティング端子
が該２つのトランジスタの第１のトランジスタのコレク
タ及びベースに接続されている。

【００２８】本発明の一実施態様によれば、第１のトラ
ンジスタがダーリントン回路として接続されている。

【００２９】本発明の一実施態様によれば、付加的な電
流源が、該付加的な電流源が並列接続されるべき電流源
を構成しているカラントミラー出力トランジスタのベー
ス及びエミッタに並列に接続されたトランジスタによっ
て構成されている。

【００３０】

【実施例】本発明による上述した及び他の目的、構成、
実施態様及び効果は、添付の図面を参照した本発明の以
下の詳細な説明によって明らかとなるであろう。

【００３１】図４は、図１及び図２の識別回路における
充電及び放電電流源Ｉｃ及びＩｄの通常の構成例を示し
ている。前に述べた図における比較器１０の出力Ｐ及び
Ｎを表す符号は、２つのＰＮＰトランジスタＱ１及びＱ
２を含む差動段の入力に印加される。トランジスタＱ１
及びＱ２のエミッタは、電圧源Ｖｃｃに接続された定電
流源Ｉによって充電される。電流源Ｉは、バーストウィ
ンドウ信号ＢＧによって付加的にイネーブルされる。ト
ランジスタＱ１は、そのベースで信号Ｐを受け取り、そ
のコレクタはＮＰＮトランジスタＱ３及びＱ４によって
形成されるカレントミラー回路の入力に接続されてい
る。トランジスタＱ３はダイオード接続されている。即
ち、そのコレクタ及びベースが相互接続されている。ト
ランジスタＱ３のコレクタ及びベースは、ミラー回路の
入力を構成しておりトランジスタＱ４のベースに接続さ
れている。トランジスタＱ４のコレクタは、ミラー回路
の出力を構成している。トランジスタＱ３及びＱ４のエ
ミッタは接地されている。

【００３２】トランジスタＱ２は、そのベースで信号Ｎ
を受け取り、そのコレクタはトランジスタＱ３及びＱ４
と同じように接続されたＮＰＮトランジスタＱ５及びＱ
６によって構成されるミラー回路の入力に接続されてい
る。トランジスタＱ５はダイオード接続されている。ト
ランジスタＱ６のコレクタは、電源Ｖｃｃに接続されて
おり、トランジスタＱ５及びＱ６のエミッタはトランジ
スタＱ４のコレクタ及びキャパシタＣの端子Ａに接続さ
れている。さらに、ミラー回路Ｑ３、Ｑ４は係数ｎ＋１
の乗算器であり、ミラー回路Ｑ５、Ｑ６は係数ｎの乗算
器である。これは、トランジスタＱ３〜Ｑ６の面積を適
宜選ぶことによって得られる。

【００３３】信号Ｎがアクティブである場合、トランジ
スタＱ２は遮断状態となりトランジスタＱ１は導通状態
となる。電流源Ｉからの電流は、ミラートランジスタＱ
３、Ｑ４の入力までトランジスタＱ１を完全に通過す
る。トランジスタＱ４のコレクタにはキャパシタＣを放
電する値（ｎ＋１）Ｉの電流が流れる。信号Ｐがアクテ
ィブである場合、トランジスタＱ１は遮断状態となりト
ランジスタＱ２は導通状態となる。電流Ｉは、ミラート
ランジスタＱ５、Ｑ６の入力までトランジスタＱ２を完
全に通過する。トランジスタＱ６のコレクタ電流はｎＩ
となり、トランジスタＱ５及びＱ６のエミッタ電流の和
（ｎ＋１）ＩがキャパシタＣを充電する。

【００３４】図５は、図４の回路において、キャパシタ
Ｃの端子電圧ＶＡがＶｒｅｆにほぼ等しい値Ｖｏより高
くなった際にキャパシタＣの放電電流を一定係数で増大
させるための本発明による装置の実施例を矩形の破線内
に表している。この種の装置は、２つのＮＰＮトランジ
スタＱ７及びＱ８を有する差動段を含んでいる。トラン
ジスタＱ７及びＱ８のエミッタは、トランジスタＱ４の
ベース及びエミッタ間に並列接続されているＮＰＮトラ
ンジスタＱ９のコレクタに接続されている。トランジス
タＱ９及びＱ３間の面積比はｍに等しい。このような構
成によれば、トランジスタＱ９は、ｍ倍したトランジス
タＱ３のコレクタ電流に等しい電流を供給する電流源と
して動作する。トランジスタＱ７のベースは電圧Ｖｏを
受け取り、トランジスタＱ７のコレクタは電源Ｖｃｃに
接続されている。トランジスタＱ８のコレクタは、キャ
パシタＣの端子Ａに接続されている。トランジスタＱ８
は、端子Ａに接続されたベース及び電源Ｖｃｃに接続さ
れたコレクタを有するトランジスタＱ１０と共にダーリ
ントン回路として接続されている。この構成によれば、
端子Ａの電圧がＶｏ＋Ｖｂｅ（ＶｂｅはトランジスタＱ
１０のベース・エミッタ電圧）より低い場合に、トラン
ジスタＱ７が導通状態となりトランジスタＱ８が遮断状
態となる。これによりトランジスタＱ７は、トランジス
タＱ９の全コレクタ電流を引き出すこととなる。このよ
うな条件下において本回路の動作は図３の回路の動作と
同じになる。

【００３５】電圧ＶＡがＶｏ＋Ｖｂｅを越えた場合、ト
ランジスタＱ８が導通状態となりトランジスタＱ７が遮
断状態となる。これによりトランジスタＱ９のコレクタ
電流は、端子Ａから完全に引き出される。この電流は、
キャパシタＣの非充電段階においては、即ちトランジス
タＱ３のコレクタ電流がゼロの場合は、ゼロである。キ
ャパシタＣの放電段階においては（ｎ＋ｍ＋１）Ｉに等
しい電流によってこのキャパシタＣが放電され、充電段
階においては（ｎ＋１）Ｉに等しい電流によってこのキ
ャパシタＣが充電される。

【００３６】従って、キャパシタＣの端子電圧がＶｏ＋
Ｖｂｅより低い値である限り、キャパシタＣは位相比較
器１０によって供給される符号表示の関数として電流
（ｎ＋１）Ｉによって充電又は放電される。キャパシタ
Ｃの端子電圧がＶｏ＋Ｖｂｅを越えると直ちにキャパシ
タＣは電流（ｎ＋１）Ｉによって充電されるが電流（ｎ
＋ｍ＋１）Ｉによって放電される。その結果、キャパシ
タＣの端子電圧がＶｏ＋Ｖｂｅ及びＶｒｅｆ＋Ｖｔ間か
らなる範囲内にある場合、負の表示に正の表示より大き
な重み付けがなされる。

【００３７】上述したように、適切ではない方式信号が
受信された場合、比較器１０によって供給される符号の
表示は実質的に任意であり、長い期間においては正の表
示の数は負の表示の数に等しい。しかしながら、短い期
間においてはこれにより電圧ＶＡが検出しきい値Ｖｒｅ
ｆ＋Ｖｔに到達するべく正の表示の数が負の表示の数よ
りかなり大きいかもしれない。負の表示により大きい重
みを与えることによって、電圧ＶＡが検出しきい値に到
達しそうな時刻が遅延し、等しい数の負及び正の表示を
得る機会が多くなる。即ち、キャパシタＣの端子電圧を
変動させる機会が少なくなる。

【００３８】また、適切な方式に対応する信号が受信さ
れた場合、理論的には大部分の符号表示が最終的に正の
表示となり、これは、負の表示へ割り当てられた最も大
きな重み付けもキャパシタＣの充電速度にほとんど影響
を与えない結果となる。さらに、検出期間を広げるため
に充電電流が低い値に選ばれること（これは誤った検出
を規制するための従来方法の１つである）は決してない
ので、本発明による回路のノイズに対する感度はほとん
ど影響されない。

【００３９】完全に非対称のシステム、即ち電圧ＶＡの
全変動域において放電電流が充電電流より高いシステ
ム、は不可能である。

【００４０】図６は、このような場合に何が起こるかを
例示しており、受信した方式が適切なものでありかつフ
リップフロップ１４の初期状態が最初に誤っている際の
時間に対する電圧ＶＡを示している。電圧ＶＡが前のス
テップの値に近い値を有している場合、電圧ＶＡは徐々
に減少することから始まり例えば時刻ｔ３においてしき
い値Ｖｒｅｆ−Ｖｔに達する。次のステップである遷移
段階の開始時ｔ４において、リセット信号Ｒはイネーブ
ルとなりフリップフロップ１４は時刻ｔ３における状態
のままである。時刻ｔ４において、電圧ＶＡは増大する
がしきい値Ｖｒｅｆ−Ｖｔを越えることはない。これ
は、充電電流が放電電流より低いので確実に可能なので
ある。次の遷移段階の開始時ｔ５においても、リセット
信号Ｒはイネーブルのままでありフリップフロップ１４
も同じ状態に維持される。時刻ｔ５において、電圧ＶＡ
は減少し、上述と同様の動作が行われる。電圧ＶＡはも
はやしきい値Ｖｒｅｆ−Ｖｔを越えることができないで
あろうし、受信した方式が適切なものであることを検出
することができないであろう。

【００４１】一例として、以下の各値をあげることがで
きる。 Ｖｏ＝Ｖｒｅｆ＝Ｖｃｃ／２ Ｉ ＝５０マイクロアンペア Ｃ ＝１０ナノファラド ｎ ＝４

【００４２】トランジスタＱ９のコレクタ電流値はトラ
ンジスタＱ４のそれの１０〜３０％から選択することが
できる。例えばｍ＝１で２０％である。

【００４３】等業者であれば明らかのように、上述した
本発明の実施例について変更及び修正が可能である。例
えば、トランジスタＱ８のベースはキャパシタＣの端子
Ａに直接接続することが可能である。電圧ＶｏはＶｒｅ
ｆに近いどのような値であってもよい。方式検出しきい
値が低いしきい値Ｖｒｅｆ−Ｖｔである場合には、充電
電流は放電電流に対して増大させることができよう。

【００４４】本発明を特定の実施例で説明したが、当業
者によれば以上記載の実施例について種々の変更、修正
及び改善を容易に行えることは明らかであり、このよう
な変更、修正及び改善態様は、本発明の特許請求の範囲
を逸脱しない限度において上述の記載の一部に含まれる
ものである。従って、以上の記載は単なる一例であり、
本発明を限定するものではない。本発明は、特許請求の
範囲及びその均等となるものによってのみ限定されるも
のである。

【００４５】

【発明の効果】以上詳細に説明したように本発明によれ
ば、テレビジョン方式識別回路はキャパシタを有してお
り、このキャパシタがその方式が適切なものである場合
に一定の方向に徐々に充電され、キャパシタの端子電圧
が低しきい値に達した場合はこれが逆方向となり、しか
も方式識別回路は、キャパシタの端子電圧が中間しきい
値より低い場合に対称動作し（キャパシタが互いに等し
い充電及び放電電流を有している）、かつ端子電圧が中
間しきい値より高い場合に非対称動作する（放電電流が
充電電流より高い）。従って、簡単な構成で、ノイズに
対して低感度でありかつ信頼性の高いテレビジョン方式
識別回路を得ることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】従来の方式識別回路の一例を概略的に示すブロ
ック図である。

【図２】従来の方式識別回路の一例を概略的に示すブロ
ック図である。

【図３Ａ】図１及び図２の回路の時間に対するキャパシ
タの端子電圧を概略的に示す図である。

【図３Ｂ】図１及び図２の回路における時間に対するキ
ャパシタの端子電圧を概略的に示す図である。

【図４】図１及び図２の回路におけるキャパシタ用の充
電及び放電電流源の従来例を示す回路図である。

【図５】図４の回路に組み入れられる本発明による装置
の一実施例を示す回路図である。

【図６】非対称動作が検出しきい値及びリセットしきい
値間に含まれる全ての範囲に渡って生じる一例における
時間に対するキャパシタの端子電圧を示す図である。

【符号の説明】

１０ 位相比較器 １４ フリップフロップ １６、１８ 比較器 Ｃ キャパシタ Ｉｃ、Ｉｄ 定電流源 Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４、Ｑ５、Ｑ６、Ｑ７、Ｑ８、Ｑ
９、Ｑ１０ トランジスタ

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 シルバン ケムネ フランス国，38850 シラン， ル ガイ エ（ 番地なし)

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 テレビジョン方式が識別すべき１つの方
   式である場合は同一極性を常に有するようにした符号表
   示（Ｐ、Ｎ）を供給すべく所定の形態で接続された位相
   比較器（１０）と、 キャパシタ（Ｃ）を充電及び放電するための互いに等し
   い電流値を有しており、一定の期間を有する周期的時間
   間隔の間、前記符号表示のそれぞれの極性によってそれ
   ぞれイネーブルとなる定電流源（Ｉｃ、Ｉｄ）と、 前記位相比較器と組み合わされており、前記キャパシタ
   の端子電圧（ＶＡ）が第１の最端しきい値電圧（Ｖｒｅ
   ｆ−Ｖｔ）に達した場合に前記符号表示の極性を切り換
   えるフリップフロップ（１４）と、 前記キャパシタの端子電圧が第２の最端しきい値電圧
   （Ｖｒｅｆ＋Ｖｔ）を越えた場合にイネーブルとなる方
   式検出器（１８）と、 前記充電又は放電電流源の電流を所定係数で増大させ前
   記キャパシタの端子電圧が前記第２のしきい値電圧から
   離れるようにすべく、前記第２のしきい値電圧を含みか
   つ前記第１及び第２のしきい値電圧の間の中間しきい値
   電圧（Ｖｏ）から始まる範囲に前記キャパシタの端子電
   圧が入った場合にイネーブルとなる手段とを含むことを
   特徴とするテレビジョン方式を識別する回路。
2. 【請求項２】 前記手段が、前記キャパシタ（Ｃ）の端
   子電圧及び前記中間しきい値電圧（Ｖｏ）を受け取る第
   ２の比較器（Ｑ７、Ｑ８）と、前記キャパシタの端子電
   圧が前記第２の最端しきい値電圧（Ｖｒｅｆ＋Ｖｔ）か
   ら離れるようにすべく、前記第２の比較器の作動によっ
   て前記充電及び放電電流源に並列に接続される付加的な
   定電流源（Ｑ９）とを含むことを特徴とする請求項１に
   記載の回路。
3. 【請求項３】 前記第２の比較器が２つのトランジスタ
   （Ｑ７、Ｑ８）を有する差動段を含んでおり、前記付加
   的な電流源（Ｑ９）が該トランジスタのエミッタの充電
   源を構成しており、キャパシタ（Ｃ）のフローティング
   端子（Ａ）が該２つのトランジスタの第１のトランジス
   タ（Ｑ８）のコレクタ及びベースに接続されていること
   を特徴とする請求項２に記載の回路。
4. 【請求項４】 前記第１のトランジスタ（Ｑ８）がダー
   リントン回路として接続されていることを特徴とする請
   求項３に記載の回路。
5. 【請求項５】 前記付加的な電流源が、該付加的な電流
   源が並列接続されるべき電流源を構成しているカラント
   ミラー出力トランジスタ（Ｑ４）のベース及びエミッタ
   に並列に接続されたトランジスタ（Ｑ９）によって構成
   されていることを特徴とする請求項３に記載の回路。