JPH06217535A - ブロッキング発振式スイッチングレギュレータ - Google Patents

ブロッキング発振式スイッチングレギュレータ

Info

Publication number
JPH06217535A
JPH06217535A JP5308658A JP30865893A JPH06217535A JP H06217535 A JPH06217535 A JP H06217535A JP 5308658 A JP5308658 A JP 5308658A JP 30865893 A JP30865893 A JP 30865893A JP H06217535 A JPH06217535 A JP H06217535A
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
terminal
current
voltage
switching regulator
smoothing capacitor
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
JP5308658A
Other languages
English (en)
Inventor
Peter Preller
プレラー ペーター
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Siemens AG
Original Assignee
Siemens AG
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Siemens AG filed Critical Siemens AG
Publication of JPH06217535A publication Critical patent/JPH06217535A/ja
Pending legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/42—Circuits or arrangements for compensating for or adjusting power factor in converters or inverters
    • H02M1/4208—Arrangements for improving power factor of AC input
    • H02M1/4258—Arrangements for improving power factor of AC input using a single converter stage both for correction of AC input power factor and generation of a regulated and galvanically isolated DC output voltage
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)
  • Rectifiers (AREA)

Abstract

(57)【要約】 【目的】 ブリッジ整流器Ｖ１…Ｖ４により整流された
平滑コンデンサＣL により平滑化された交流電圧ＵN を
スイッチングして変成器ＴＲの第１の一次巻線ｎP に与
えるための半導体スイッチング要素Ｔ１と、半導体スイ
ッチング要素Ｔ１を駆動するための制御装置ＩＣとを有
するブロッキング発振式スイッチングレギュレータにお
いて、簡単な手段で正弦波状電流受入れを達成する。 【構成】 平滑コンデンサＣL およびブリッジ整流器Ｖ
１…Ｖ４と接続された電流ポンプＳＰが設けられ、該電
流ポンプはブリッジ整流器から半導体スイッチング要素
Ｔ１の導通期間の間に電流を受入れ、またこのロードさ
れた電流ＩC を半導体スイッチング要素Ｔ１の遮断期間
の間に平滑コンデンサＣL に与える。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、ブリッジ整流器により
整流されまた平滑コンデンサにより平滑化された交流電
圧をスイッチングして変成器の一次巻線に与えるための
半導体スイッチング要素と、半導体スイッチング要素を
駆動するための制御装置とを有する正弦波状電流受入れ
のためのブロッキング発振式スイッチングレギュレータ
に関する。
【０００２】
【従来の技術】スイッチングレギュレータは無線障害除
去を必要とする高周波ノイズ源である。スイッチングレ
ギュレータが整流された電源網交流電圧を供給される
と、供給電源網に、望ましくなくまた許容高調波電流の
限界値の厳格化により電力会社によりもはや受容され得
ない高調波電流が生ずる。従ってスイッチングレギュレ
ータの正弦波状電流受入れが要望されている。
【０００３】無線障害除去はこれまでスイッチングレギ
ュレータにおいて主として電流補償されたリアクトルに
より良好に機能したが、スイッチングレギュレータによ
り惹起される電源網上の高調波電流は顧みられずにい
る。許容高調波電流の限界値の厳格化は通信技術的機
器、たとえばテレビジョン装置のなかのスイッチングレ
ギュレータに対しても当てはまるので、高調波電流を減
少することが必要である。このことはスイッチングレギ
ュレータの正弦波状電流受入れによってのみ解決され得
る。
【０００４】正弦波状電流受入れを有するブロッキング
発振式スイッチングレギュレータは既に公知である。た
とえばヨーロッパ特許第 0464240A1号明細書にはスイッ
チングレギュレータの正弦波状電流受入れのために、変
成器の一次巻線にブリッジ整流器により整流された平滑
されていない交流電圧を半導体スイッチング要素を介し
てスイッチングして与えることが提案されている。半導
体スイッチング要素は制御装置により制御装置の第１の
入力端子に与えるべき少なくとも１つの一次電流信号の
規範に従って駆動される。この一次電流信号はその際
に、ブリッジ整流器に接続された後段に接続されている
ＲＣ要素を有する単向整流器装置を介して得られる。
【０００５】ドイツ特許出願公開第 4008652号明細書に
示されているスイッチングレギュレータは、インダクタ
ンスおよびダイオード回路網と共同作用して、電源網交
流電圧の短時間の低下または遮断が補償されるように作
用する充電コンデンサを有する。そのためにこのコンデ
ンサは、スイッチング要素がスイッチオフされていると
きに充電され、またスイッチング要素が導通していると
きに放電される。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】本発明の課題は、ブロ
ッキング発振式スイッチングレギュレータにおいて簡単
な手段で正弦波状電流受入れを達成し得る他の可能性を
提供することである。
【０００７】
【課題を解決するための手段】この課題は、平滑コンデ
ンサおよびブリッジ整流器と接続された電流ポンプが設
けられ、該電流ポンプは、ブリッジ整流器から半導体ス
イッチング要素の導通期間の間に電流を受入れ、またこ
のロードされた電流を半導体スイッチング要素の遮断期
間の間に平滑コンデンサに与えることにより解決され
る。
【０００８】本発明の実施態様は請求項２以下の対象で
ある。
【０００９】有利な仕方で本発明による電流ポンプは容
量性装置および整流器装置を有し、その際に整流器装置
はスイッチングレギュレータの入力側のブリッジ整流器
の出力端と平滑コンデンサの端子との間に、平滑コンデ
ンサが充電されるように接続されている。容量性装置は
ブリッジ整流器と変成器の一次巻線の取り出し点、第１
の実施例では好ましくは中央取り出し点との間に接続さ
れる。
【００１０】第２の実施例によれば、ブリッジ整流器の
出力端とそれに向けられた容量性装置および整流器装置
の端子との間にリアクトルが挿入されている。容量性装
置はブリッジ整流器と変成器の一次巻線の取り出し点と
の間に接続される。取り出し点は好ましくは、一次巻線
の整流され平滑化された交流電圧に対する端子の外側に
位置している。電源網からの電流受入れはここでは半導
体スイッチング要素のスイッチオン期間全体の間に、お
よび電源網電圧の瞬時位相に関係して部分的にスイッチ
オフ期間の間に行われる。
【００１１】たとえば容量性装置として単にコンデンサ
が、また整流器装置としてダイオードが使用されると、
この回路装置が半導体スイッチング要素のスイッチオン
およびスイッチオフの際のオーバーシュートを制動する
ためにも有効に使用され得ることが判明している。それ
によって本発明による電流ポンプにより、さもなければ
スイッチングレギュレータに通常設けられている制動回
路（“スナッバ回路”とも呼ばれる）が省略され得る。
公知のブロッキング発振式スイッチングレギュレータで
は、この制動回路は、たとえばシーメンス製品情報“ブ
ロッキング発振式スイッチングレギュレータＩＣ ＴＤ
Ａ４６０５の機能および応用”、注文番号Ｂ１１１‐Ｂ
６０９０、第２５図に示されている（同図のＲ６、Ｃ５
およびＶ５を参照）ように、一般にダイオード、コンデ
ンサおよび抵抗器から成っていた。コンデンサおよびダ
イオードのみを有する本発明による回路装置により、そ
のために必要な構成要素費用が抵抗器の分だけ減ぜられ
得る。
【００１２】本発明による電流ポンプの作用は、容量性
装置のディメンジョニングおよび一次巻線の取り出し点
の選定により、任意に完全作用と無作用との間で設定さ
れ得る。取り出し点の選定により整流器装置と接続され
ている容量性装置の端子における電圧振幅が決定され
る。これは、容量性装置が一次巻線のスイッチングされ
かつ整流された交流電圧に対する端子の間の取り出し点
に位置しているならば、半導体スイッチング要素におけ
る電圧振幅よりも小い。容量性装置の前記端子における
電圧振幅は、取り出し点が一次巻線の半導体スイッチン
グ要素に対して設けられている端子と一致しているなら
ば、半導体スイッチング要素における電圧振幅のオーダ
ーである。構成要素の寄生的作用を考慮に入れて、ほぼ
等大の電圧振幅を得るために、一次巻線に容量性装置を
接続するための取り出し点をその電圧供給のための端子
の外側に置くことは有利である。
【００１３】第１の実施例では変成器の一次巻線と二次
巻線との巻数比は、半導体スイッチング要素において降
下する負荷電圧ＵD 、すなわち通常ＭＯＳトランジスタ
ではそのドレイン電圧が、半導体スイッチング要素が再
びスイッチオンされる前に常に０Ｖ線に達するように選
ばれる。他の場合には、本発明による容量性装置と半導
体スイッチング要素の負荷区間に対して並列に接続され
ているコンデンサとのなかに存在する残留電荷が、半導
体スイッチング要素を通って流れ、またこれらを不必要
に加熱するであろう。
【００１４】
【発明の効果】本発明によるブロッキング発振式スイッ
チングレギュレータは下記の利点を有する： ・二次側の出力電圧におけるリップル電圧が小さい。 ・スイッチングエッジがソフトであり、またオーバーシ
ュートが小さいので、高周波範囲内のノイズ放射が小さ
い。 ・電流ポンプによりオーバーシュートが制動され、また
そのエネルギーが回収されるので、オーバーシュートに
対する制動回路が省略され得る。 ・回路費用が少なくてすむ。
【００１５】
【実施例】以下、図面により本発明を一層詳細に説明す
る。
【００１６】図１には第１の実施例による正弦波状電流
受入れを有するブロッキング発振式スイッチングレギュ
レータの原理回路図が示されている。ブロッキング発振
式スイッチングレギュレータは、端子１、２および３を
有する一次巻線ｎP を有する変成器ＴＲを含んでいる。
その際に一次巻線ｎP は端子１と端子２との間に位置し
ており、一方後で一層詳細に説明する端子３は一次巻線
ｎP の中央取り出し点である。二次側に変成器ＴＲは端
子４、５ならびに６を有する二次巻線ｎS を有する。端
子５は基準電位にあり、一方端子４および６はそれぞれ
単向整流器に接続されており、その出力端にそれぞれ負
荷Ｒ１およびＲ２が接続されている。変成器ＴＲの二次
側の構成は、ブロッキング発振式スイッチングレギュレ
ータがどのように多くの出力電圧を与えるべきか、また
相応の二次側の出力電圧ＵS1、ＵS2がどのような大きさ
であるべきかに応じて、任意に選ばれ得る。単一の二次
巻線ｎS の代わりに二次側に複数の二次巻線も設けられ
得る。
【００１７】ブロッキング発振式スイッチングレギュレ
ータはさらに、ブリッジ整流器Ｖ１、Ｖ２、Ｖ３、Ｖ４
により整流され平滑コンデンサＣL により平滑化された
交流電圧ＵN をスイッチングして変成器ＴＲの一次巻線
ｎP に与えるため半導体スイッチング要素Ｔ１、特にＭ
ＯＳトランジスタを有する。そのためにブリッジ整流器
Ｖ１、Ｖ２、Ｖ３、Ｖ４はその入力端子で好ましくはノ
イズ除去フィルタＥＳを介して電源網交流電圧ＵN の端
子Ｅ１、Ｅ２に接続されている。電源網交流電圧ＵN は
たとえば２２０Ｖであり得る。
【００１８】ブリッジ整流器Ｖ１、Ｖ２、Ｖ３、Ｖ４の
出力端から、詳細にはダイオードＶ１およびＶ２の接続
点と基準電位にあるダイオードＶ３およびＶ４の接続点
との間から、整流された出力電圧ＵA が取り出され得
る。ダイオードＶ１およびＶ２の接続点、すなわちそれ
らの陰極端子は本発明によれば整流器装置を介して平滑
化コンデンサＣL の端子に接続されており、その他方の
端子は基準電位にある。この整流器装置は好ましくはダ
イオードＶであり、その陽極端子はブリッジ整流器Ｖ
１、Ｖ２、Ｖ３、Ｖ４のダイオードＶ１およびＶ２の陰
極端子と、またその陰極端子は平滑化コンデンサＣL と
接続されている。ダイオードＶと平滑化コンデンサＣL
との接続点は、一次巻線ｎP の端子２と接続されてい
る。一次巻線ｎ P の端子１は半導体スイッチング要素Ｔ
１の負荷区間を介して基準電位に接続されている。半導
体スイッチング要素Ｔ１としてＭＯＳトランジスタを使
用する場合には、そのために一次巻線ｎP の端子１はＭ
ＯＳトランジスタのドレイン端子に、またＭＯＳトラン
ジスタのソース端子は基準電位に接続される。半導体ス
イッチング要素Ｔ１の負荷区間に対して並列にもう１つ
のキャパシタンスＣ２が接続されている。半導体スイッ
チング要素Ｔ１はその制御端子、ＭＯＳトランジスタの
場合にはそのゲート端子Ｇを介して制御装置ＩＣにより
駆動される。
【００１９】本発明により図１の回路装置は、変成器Ｔ
Ｒの一次巻線ｎP の端子３とブリッジ整流器Ｖ１、Ｖ
２、Ｖ３、Ｖ４のダイオードＶ１、Ｖ２の陰極端子との
間に接続されているもう１つの容量性装置、好ましくは
コンデンサＣを有する。容量性装置Ｃおよび整流器装置
Ｖから成る装置は、半導体スイッチング要素Ｔ１がスイ
ッチオンしているときに、常に電流を受入れ、また半導
体スイッチング要素Ｔ１が遮断しているときに、ロード
された電流を平滑化コンデンサＣL に再び与える電流ポ
ンプとして作用する。図１によるスイッチングレギュレ
ータの作用の仕方は図２および図３と関連して後で詳細
に説明される。
【００２０】図１による回路装置はさらに、変成器ＴＲ
の一次巻線ｎP の端子１と端子２との間に接続されてい
る抵抗とキャパシタンスとの並列回路とダイオードとの
直列回路の形態の制動回路ＤD 、ＲD ならびにＣD を有
する。これらの回路要素は破線でのみ示されている。な
ぜならば本発明の範囲内でこのような制動回路は省略さ
れ得るからである。すなわち容量性装置Ｃおよび整流器
装置Ｖの形態の電流ポンプにより、スイッチングレギュ
レータのオーバーシュートが有効に制動され得る。
【００２１】図１には、図２および図３に経過を説明さ
れている本発明の理解のために重要である電圧および電
流が記入されている。ＵN は端子Ｅ１、Ｅ２における電
源網交流電圧、ＩN はこれらの端子Ｅ１、Ｅ２から取り
出される電流である。ＵA はブリッジ整流器Ｖ１、Ｖ
２、Ｖ３、Ｖ４の出力端子における電圧である。ＩA は
ブリッジ整流器Ｖ１、Ｖ２、Ｖ３、Ｖ４の出力端と電流
ポンプＳＰとの間を流れる電流である。ＩC は電流ポン
プＳＰの容量性装置Ｃを流れる電流、またＩB は電流ポ
ンプＳＰから平滑コンデンサＣL へ流れる電流である。
ＵC は一次巻線ｎP の取り出し点３の電圧、またＵD は
半導体スイッチング要素Ｔ１の負荷区間における電圧で
ある。
【００２２】整定した状態ではスイッチングレギュレー
タのスイッチング周波数はたとえば４０ｋＨｚである。
その場合に一次巻線ｎP の中央取り出し点３から取り出
し可能な電圧ＵC は、図２の上に示されているような経
過を有する。電圧ＵC はたとえば２００Ｖと４５０Ｖと
の間を４０ｋＨｚのスイッチング周波数で振動する。取
り出し点３が一次巻線ｎP の端子２により近くに選ばれ
ると、ＵC の電圧振幅はより小さく、他方において取り
出し点３が一次巻線ｎP の端子１により近くに位置して
いると、ＵC の電圧振幅はより大きい。取り出し点３が
直接に一次巻線ｎP の端子１に選ばれると、電圧ＵC は
半導体スイッチング要素Ｔ１の負荷電圧ＵD に等しい。
電圧振幅はその場合に最大である。
【００２３】図２には、ブロッキング発振式スイッチン
グレギュレータの端子Ｅ１、Ｅ２における電源網交流電
圧ＵN の経過も示されている。２２０Ｖの電源網交流電
圧および５０Ｈｚの電源網交流周波数の際には、入力端
子Ｅ１、Ｅ２における電圧は連続的に＋３１０Ｖと−３
１０Ｖとの間を５０Ｈｚの周波数で振動する（２２０Ｖ
・２1/2 ）。
【００２４】さらに図２には、本発明によるブロッキン
グ発振式スイッチングレギュレータにより交流電圧源か
ら取り出される電流ＩN の経過も示されている。この電
流は図２に実線で示されている。実際にはこの電流ＩN
は４０ｋＨｚのスイッチング周波数で断続されており、
その際にこの電流の包絡線が実線の経過をたどる。それ
に対して破線の曲線ＩNBは従来公知の技術によるブロッ
キング発振式スイッチングレギュレータにおいて通常で
あったような電流の包絡線を示す。
【００２５】交流電圧周期の大部分の間は、電源網電圧
ＵN の瞬時値の絶対値は平滑コンデンサＣL における電
圧ＵB よりも小さい。しかし電流ポンプなしの公知のブ
ロッキング発振式スイッチングレギュレータでは、電源
網電圧ＵN の瞬時値の絶対値が平滑コンデンサＣL にお
ける電圧ＵB よりも大きいときにのみ電流が取り出され
た。このことは、交流電圧源の短時間の電流負荷のみが
生じ、破線の曲線ＩNBが明らかに示すように正弦波状電
流受入れとは程遠いことをもたらした。
【００２６】図２中に示されているような正弦波状電流
受入れは図１の本発明によるブロッキング発振式スイッ
チングレギュレータにおいて、図３中に示されている電
圧ＵC 、ＵD 、電圧ＵA 、ＵB ならびにＵN および電流
ＩA 、ＩB ならびにＩC の時間的経過から説明される。
時点ｔ１とｔ３との間で電圧ＵC が、時点ｔ１での半導
体スイッチング要素Ｔ１の遮断の後に上昇する。電圧Ｕ
A が、時点ｔ２で整流器装置Ｖが導通状態になるまで、
容量性装置Ｃを介して同じく高められる。電圧ＵA は電
圧ＵB の高さにとどまる。時点ｔ２とｔ３との間で平滑
コンデンサＣLが容量性装置Ｃおよび整流器装置Ｖを介
して電流ＩC ＝ＩB により充電される。二次側での時点
ｔ３とｔ４との間の変成器ＴＲのエネルギーの放電の後
に、電圧ＵC は戻り振動により再び低下する。同じく電
圧ＵA も容量性装置Ｃを介して低下する。時点ｔ５で電
圧ＵA は｜ＵN ｜の瞬時値に達しており、その値にとど
まり、またブリッジ整流器Ｖ１、Ｖ２、Ｖ３およびＶ４
は導通状態になる。すなわち、電流ＩA が−ＩC に等し
くなる。時点ｔ５とｔ６との間で電源網からのエネルギ
ーが容量性装置Ｃのなかに一時蓄積される。
【００２７】時点ｔ６で半導体スイッチング要素Ｔ１の
電圧ＵD は値０に達し、また半導体スイッチング要素Ｔ
１は半導体スイッチング要素のなかに元来存在する逆ダ
イオードを介して逆方向に導通状態になる。半導体スイ
ッチング要素Ｔ１は逆導通期間の間は駆動装置ＩＣ（た
とえばシーメンスのＴＤＡ４６０５と呼ばれる集積回路
装置）によりスイッチオンされる。時点ｔ１で変成器Ｔ
Ｒが再び磁化され、また半導体スイッチング要素Ｔ１が
駆動装置ＩＣにより再び遮断され得るように新たなスイ
ッチング過程が開始される。
【００２８】図３から明らかなように、容量性装置Ｃ
は、時点ｔ５とｔ６との間で蓄積された、時点ｔ２とｔ
３との間で平滑コンデンサＣL に与えられる電流ＩC に
対する一時蓄積装置としての役割をする。電源網電圧周
期の大部分の間は、電源網電圧ＵN の瞬時値の絶対値は
平滑コンデンサＣL における電圧ＵB よりも小さい。本
発明による回路装置によりこれらの時間の間も、最終的
にスイッチングレギュレータの正弦波状電流受入れを可
能にする電流の流れが可能である。
【００２９】電流ポンプＳＰの作用は容量性装置Ｃのデ
ィメンジョニングにより任意に完全作用と無作用（Ｃ＝
０）との間で設定され得る。好ましくは容量性装置Ｃと
半導体スイッチング要素Ｔ１に対して並列に接続されて
いるコンデンサＣ２とはほぼ等しい大きさに、詳細には
ｎＦ範囲内にディメンジョニングされる。これらのキャ
パシタンスはスイッチングレギュレータの振動周波数に
も影響する。容量性装置ＣおよびコンデンサＣ２のキャ
パシタンスが大きくなると共振変成器への移行が生ず
る。
【００３０】図４による実際的な実施例では、ノイズ除
去回路網ＥＳは端子Ｅ１、Ｅ２の間に接続されているコ
ンデンサＣ１０とそれと共にＬ形回路を成すリアクトル
Ｄｒとにより実現されている。リアクトルＤｒは、それ
を通って流れる電流の不変性のゆえに、可能なかぎり正
弦波状の電流受入れを考慮しての一層の改善に寄与す
る。
【００３１】図５には本発明によるブロッキング発振式
スイッチングレギュレータの第２の実施例が示されてい
る。電流ポンプＳＰは一次巻線ｎP の端子１と接続され
ており、この端子にはスイッチングトランジスタＴ１の
ドレイン端子も接続されている。正電圧を取り出すため
のブリッジ整流器の出力端子２０と電流ポンプＳＰの端
子２２との間にリアクトルＬ１が接続されている。相応
にブリッジ整流器の出力端子２１と平滑コンデンサの接
地点と接続されている端子との間にリアクトルＬ２が接
続されている。両リアクトルＬ１、Ｌ２は逆極性に接続
されている。すなわち両リアクトルに誘導される磁界
は、それぞれ等大逆方向の電流がそれらを通って流れる
ときに、同極性に重畳する。図５による回路は図１によ
るスイッチングレギュレータと同じくスナッバ回路、す
なわち構成要素ＤD 、ＲD 、ＣD を必要としない。さら
にここではスイッチングトランジスタＴ１の負荷区間に
対して並列に接続されているコンデンサＣ２も必要とさ
れない。
【００３２】図５による回路の機能をいま、電源網電圧
ＵN の瞬時値に対して示されている図６の電流および電
圧経過に関連付けて説明する。図１中にも示されている
電圧ＵD 、ＵA 、電流ＩA 、ＩB 、ＩC はそれぞれ相応
の個所で取り出されている。時点ｔ１１でスイッチング
トランジスタが制御装置ＩＣにより遮断される。トラン
ジスタＴ１のスイッチオンおよびスイッチオフ時点は、
制御装置ＩＣにより一次電流および二次電圧に応じて決
定される。スイッチングトランジスタＴ１の遮断の直後
にそのドレイン電圧ＵD が急峻に上昇する。この電圧跳
躍は電流ポンプＳＰのコンデンサＣに沿って節点２２に
も伝達される。節点２２における電圧ＵA が平滑コンデ
ンサＣL に沿って降下する電圧ＵB の値に達すると、電
圧ＵA はＵB にクランプされる。コンデンサＣが一次巻
線ｎP に対して並列に接続されている。このコンデンサ
は平滑コンデンサＣL に対する充電電流ＩB の一部を形
成する電流ＩC を介して放電される。コンデンサＣの放
電時間の間に電圧ＵD の上昇は遅らされて経過する。リ
アクトルＬ１を通る電流ＩA の不変性に基づいてさらに
ブリッジ整流器Ｖ１…Ｖ４から電流が引き出される。こ
の電流は平滑コンデンサＣL の充電電流ＩB への別の分
担分を供給する。節点２２の電圧が上昇するので、電流
ＩA は時間と共に減少する。コンデンサＣおよびリアク
トルＬ１のなかに蓄積されたエネルギーは、こうしてト
ランジスタＴ１のスイッチオフ期間の間に平滑コンデン
サＣL に伝達される。コンデンサＣのなかに蓄積された
電荷が放出された時点ｔ１２以降は電圧ＵD は一定にと
どまる。電流ＩB はその後は電流ＩA に等しい。
【００３３】時点ｔ１３でスイッチングトランジスタＴ
１が制御装置ＩＣを介して導通状態に切換えられる。ト
ランジスタＴ１のドレイン端子が接地点と接続され、従
って電圧ＵD はいまや０Ｖである。等大の電圧跳躍がコ
ンデンサＣを介して節点２２に伝達され、従ってその電
圧は接地電位に関して負でもあり得る。電流ポンプＳＰ
のダイオードＶが，次いで遮断され、その結果として電
流ＩB が零になる。リアクトルＬ１を通る電流の不変性
のゆえに電流ＩA が流れ続け、またコンデンサＣを充電
する。ブリッジ整流器の出力端２０に関して負の節点２
２の電位により、電流ＩA は時間と共に上昇する。電圧
ＵA もコンデンサＣの充電特性曲線に従って上昇する。
時点ｔ１４でのトランジスタＴ１のスイッチオフにより
前記のサイクが新たに開始する。
【００３４】リアクトルＬ１はブリッジ整流器Ｖ１…Ｖ
４から一定の電流ＩA が引き出されるように作用する。
制御装置ＩＣの調節に従ってトランジスタＴ１のスイッ
チオン継続時間は電源網電圧ＵN の実効値の減少または
二次負荷の増大と共に増大する。リアクトルを通る電流
はスイッチオン期間の間のスイッチオン継続時間の増大
と共に増大する。同じくこの場合に電流ポンプの電流受
入れが高まる。すなわち電源網電圧の実効値の減少およ
び二次負荷の増大の際に電流ポンプの作用も高まる。そ
の結果、電源網からの電流受入れはなお一層正弦波状に
近付けられており、また供給電源網への電流高調波の反
作用はなお一層減ぜられている。
【００３５】電流受入れは、まさに節点２２における電
圧振幅が電源網電圧の波高値に等しいときに、可能なか
ぎり正弦波状である。構成要素の寄生的な作用に基づい
て節点２２における電圧振幅は電源網電圧の波高値より
もわずかに小さいことが判明している。このことを補償
するため、図７によれば、電流ポンプＳＰのコンデンサ
Ｃが、平滑コンデンサＣL またはスイッチングトランジ
スタＴ１に対する端子１２、１３の外側に位置する一次
巻線ｎP の巻線端子に接続されている。それにより節点
２２における振幅が増大される。取り出し点の適当な選
定により電圧振幅が電源網電圧の波高値の大きさに設定
され得る。
【００３６】図５、７の回路では、上方へのスイッチン
グトランジスタＴ１のドレイン電圧ＵD のオーバーシュ
ートは、トランジスタのスイッチオフの直後に電流ポン
プＳＰのコンデンサにより効果的に断ち切られる。その
結果、スナッバ回路は必要でない。さらに、さもなけれ
ば一般にスイッチングトランジスタＴ１のドレイン‐ソ
ース区間に対して並列に接続されているコンデンサが省
略され得る。それによりスイッチングトランジスタＴ１
のスイッチオンが各時点で、すなわち二次電圧の値に無
関係に可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による正弦波状電流受入れのためのブロ
ッキング発振式スイッチングレギュレータの第１の実施
例の原理回路図。
【図２】図１によるブロッキング発振式スイッチングレ
ギュレータのなかの電流および電圧経過。
【図３】図２にくらべて時間軸を拡大した電流および電
圧経過。
【図４】本発明の第１の実施例による電流ポンプを有す
るブロッキング発振式スイッチングレギュレータの詳細
な回路図。
【図５】本発明による正弦波状電流受入れのためのブロ
ッキング発振式スイッチングレギュレータの第２の実施
例の原理回路図。
【図６】図５によるブロッキング発振式スイッチングレ
ギュレータのなかの電流および電圧経過。
【図７】第２の実施例のブロッキング発振式スイッチン
グレギュレータの変形例。
【符号の説明】
Ｃ 容量性装置 ＣD 、ＤD 、ＲD 制動回路 ＣL 平滑コンデンサ Ｄｒ リアクトル ＥＳ ノイズ除去フィルタ ＩＣ 制御装置 Ｌ１、Ｌ２ リアクトル ｎP 一次巻線 ｎS 二次巻線 ＳＰ 電流ポンプ Ｔ１ 半導体スイッチング要素 ＴＲ 変成器 Ｖ 整流器装置 Ｖ１…Ｖ４ ブリッジ整流器

Claims (10)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 ブリッジ整流器（Ｖ１…Ｖ４）により整
    流された平滑コンデンサ（ＣL ）により平滑化された交
    流電圧（ＵN ）をスイッチングして変成器（ＴＲ）の一
    次巻線（ｎP ）に与えるための半導体スイッチング要素
    （Ｔ１）と、半導体スイッチング要素（Ｔ１）を駆動す
    るための制御装置（ＩＣ）とを有する正弦波状電流受入
    れのためのブロッキング発振式スイッチングレギュレー
    タにおいて、 平滑コンデンサ（ＣL ）およびブリッジ整流器（Ｖ１…
    Ｖ４）と接続された電流ポンプ（ＳＰ）が設けられ、該
    電流ポンプはブリッジ整流器から半導体スイッチング要
    素（Ｔ１）の導通期間の間に電流を受入れ、またこのロ
    ードされた電流（ＩC ）を半導体スイッチング要素（Ｔ
    １）の遮断期間の間に平滑コンデンサ（ＣL ）に与える
    ことを特徴とするブロッキング発振式スイッチングレギ
    ュレータ。
  2. 【請求項２】 電流ポンプ（ＳＰ）が容量性装置（Ｃ）
    および整流器装置（Ｖ）を有し、整流器装置（Ｖ）が正
    電圧を取り出し得るブリッジ整流器（Ｖ１…Ｖ４）の出
    力端に接続されている第１の端子と、平滑コンデンサ
    （ＣL ）の端子（Ｂ）に接続されている第２の端子とを
    有し、整流器装置（Ｖ）の導通方向が、平滑コンデンサ
    （ＣL ）が充電可能であるように向けられており、容量
    性装置（Ｃ）がブリッジ整流器（Ｖ１…Ｖ４）の前記出
    力端に接続されている第１の端子と、半導体スイッチン
    グ要素（Ｔ１）の負荷区間の両端から取り出し可能な電
    圧（ＵD ）と同一極性でそれに比例する電圧（ＵC ）を
    取り出し得る変成器（ＴＲ）の端子と接続されている第
    ２の端子とを有することを特徴とする請求項１記載のブ
    ロッキング発振式スイッチングレギュレータ。
  3. 【請求項３】 変成器（ＴＲ）の一次巻線（ｎP ）が、
    半導体スイッチング要素（Ｔ１）の負荷区間と接続され
    ている第１の取り出し端子（１）と、平滑コンデンサ
    （ＣL ）の端子と接続されている第２の取り出し端子
    （２）と、容量性装置（Ｃ）の第２の端子と接続された
    かつ第１の取り出し端子（１）と第２の取り出し端子
    （２）との間で一次巻線（ｎP ）に接続されている第３
    の取り出し端子（３）とを有することを特徴とする請求
    項２記載のブロッキング発振式スイッチングレギュレー
    タ。
  4. 【請求項４】 ブリッジ整流器（Ｖ１…Ｖ４）の出力端
    がリアクトル（Ｌ１）を介して整流器装置（Ｖ）の第１
    の端子および容量性装置（Ｃ）の第１の端子と接続され
    ていることを特徴とする請求項２記載のブロッキング発
    振式スイッチングレギュレータ。
  5. 【請求項５】 変成器（ＴＲ）の一次巻線（ｎP ）が、
    容量性装置（Ｃ）の第２の端子と接続されている第１の
    取り出し端子（１１）と、平滑コンデンサ（ＣL ）の端
    子と接続されている第２の取り出し端子（１２）と、半
    導体スイッチング要素（Ｔ１）の負荷区間と接続された
    第１の取り出し端子（１１）と第２の取り出し端子（１
    ２）との間で一次巻線（ｎP ）に接続されている第３の
    取り出し端子（１３）とを有することを特徴とする請求
    項４記載のブロッキング発振式スイッチングレギュレー
    タ。
  6. 【請求項６】 容量性装置（Ｃ）がコンデンサを含んで
    いることを特徴とする請求項１ないし５の１つに記載の
    ブロッキング発振式スイッチングレギュレータ。
  7. 【請求項７】 整流器装置（Ｖ）が、電流をブリッジ整
    流器（Ｖ１…Ｖ４）および容量性装置（Ｃ）から平滑コ
    ンデンサ（ＣL ）へ導くダイオードを含んでいることを
    特徴とする請求項１ないし６の１つに記載のブロッキン
    グ発振式スイッチングレギュレータ。
  8. 【請求項８】 ブリッジ整流器（Ｖ１…Ｖ４）の前に、
    少なくとも１つのリアクトル（Ｄｒ）を含むノイズ抑制
    回路網（ＥＳ）が接続されていることを特徴とする請求
    項１ないし７の１つに記載のブロッキング発振式スイッ
    チングレギュレータ。
  9. 【請求項９】 容量性装置（Ｃ）がｎＦ範囲のキャパシ
    タンスを有するコンデンサを含んでいることを特徴とす
    る請求項１ないし８の１つに記載のブロッキング発振式
    スイッチングレギュレータ。
  10. 【請求項１０】 半導体スイッチング要素（Ｔ１）のス
    イッチオンおよびスイッチオフの際のオーバシュートを
    制動するために電流ポンプ（ＳＰ）が利用されることを
    特徴とする請求項１ないし９の１つに記載のブロッキン
    グ発振式スイッチングレギュレータ。
JP5308658A 1992-11-17 1993-11-15 ブロッキング発振式スイッチングレギュレータ Pending JPH06217535A (ja)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
DE4238808A DE4238808C2 (de) 1992-11-17 1992-11-17 Sperrwandler-Schaltnetzteil mit sinusförmiger Stromaufnahme
DE4238808.2 1992-11-17

Publications (1)

Publication Number Publication Date
JPH06217535A true JPH06217535A (ja) 1994-08-05

Family

ID=6473116

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP5308658A Pending JPH06217535A (ja) 1992-11-17 1993-11-15 ブロッキング発振式スイッチングレギュレータ

Country Status (6)

Country Link
US (1) US5420776A (ja)
EP (1) EP0598197B1 (ja)
JP (1) JPH06217535A (ja)
KR (1) KR100288566B1 (ja)
DE (2) DE4238808C2 (ja)
ES (1) ES2109408T3 (ja)

Families Citing this family (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
FI941299A (fi) * 1994-03-18 1995-09-19 Salcomp Oy Piirijärjestely hakkuriteholähteen tehokertoimen parantamiseksi
US5673184A (en) * 1994-09-01 1997-09-30 Deutsche Thomson-Brandt Gmbh Switch mode power supply circuit with increased power factor for mains
DE4431120A1 (de) * 1994-09-01 1996-03-07 Thomson Brandt Gmbh Schaltnetzteil mit verringerten Oberwellenbelastung des Netzes
FR2740627B1 (fr) * 1995-10-30 1998-01-23 Sgs Thomson Microelectronics Alimentation a decoupage a correction de facteur de puissance
DE19739178A1 (de) * 1997-09-04 1999-03-11 Siemens Ag Schaltnetzteil
DE19747801A1 (de) * 1997-10-30 1999-05-06 Thomson Brandt Gmbh Schaltnetzteil
FR2781637B1 (fr) * 1998-07-21 2002-10-31 Marc Charbonneaux Traitement de signal electrique pour transducteur electroacoustique
US7443123B2 (en) * 2004-10-21 2008-10-28 Shop Vac Corporation Method and apparatus for preventing overheating in an electronically commutated motor assembly

Family Cites Families (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE3340138A1 (de) * 1983-11-07 1985-05-15 Siemens AG, 1000 Berlin und 8000 München Sperrwandler-schaltnetzteil
DE3405833A1 (de) * 1984-02-17 1985-08-22 Siemens Ag Schaltungsanordnung fuer ein sperrwandler-schaltnetzteil
YU47882B (sh) * 1989-01-25 1996-05-20 Siemens Ag. Sklop kola za slobodno oscilujući prekidački mrežni deo sa bloking oscilatorom
DE4008652C2 (de) * 1990-03-17 2000-06-21 Schneider Automation Gmbh Netzteil mit Gleichspannungs-Gleichspannungs-Wandler
EP0464240B1 (de) * 1990-07-03 1995-09-27 Siemens Aktiengesellschaft Schaltungsanordnung für ein freischwingendes Sperrwandler-Schaltnetzteil
DE4025322A1 (de) * 1990-08-10 1992-02-13 Thomson Brandt Gmbh Netzbetriebene phasenanschnitt-steuerschaltung
JP2697748B2 (ja) * 1990-09-19 1998-01-14 株式会社日立製作所 電源装置
JP2513381B2 (ja) * 1991-09-24 1996-07-03 ヤマハ株式会社 電源回路
US5155670A (en) * 1991-09-24 1992-10-13 Brian Matley J Bootstrap modified topologies for wide-input range switchmode DC to DC converters

Also Published As

Publication number Publication date
KR940012774A (ko) 1994-06-24
EP0598197A3 (en) 1995-10-11
DE4238808A1 (de) 1994-05-26
ES2109408T3 (es) 1998-01-16
KR100288566B1 (ko) 2001-05-02
DE59307706D1 (de) 1998-01-02
EP0598197B1 (de) 1997-11-19
EP0598197A2 (de) 1994-05-25
DE4238808C2 (de) 1996-12-19
US5420776A (en) 1995-05-30

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US5383109A (en) High power factor boost rectifier apparatus
US6169391B1 (en) Device for converting high voltage alternating current to low voltage direct current
EP0653831B1 (en) Power circuit
JP3459142B2 (ja) 駆動パルス出力制限回路
US5353213A (en) Circuit configuration for a self-oscillating blocking oscillator switched-mode power supply
JP2000502868A (ja) 待機作動中の損失電力の小さいスイッチング電源
US4821165A (en) High voltage DC power supply
US6867634B2 (en) Method for detecting the null current condition in a PWM driven inductor and a relative driving circuit
US6046914A (en) AC/DC converter
KR100535297B1 (ko) 스위치방식전원공급장치
JPH06217535A (ja) ブロッキング発振式スイッチングレギュレータ
US4945464A (en) High voltage DC power supply
US5675483A (en) Power supply comprising means for improving the power factor
EP0058399A2 (en) High frequency switching circuit
KR940003774B1 (ko) 전원회로
JPH08154379A (ja) 直流電源装置
US8779749B2 (en) Circuit for controlling an A.C. switch
JP3354454B2 (ja) スイッチング電源装置
JPH1141930A (ja) 平滑回路
JPH02155470A (ja) スイッチング回路
JPH07170734A (ja) フライバック形ｄｃ−ｄｃコンバ−タ
KR20020045442A (ko) 역률 보상 회로
JP3331973B2 (ja) 力率改善回路
CA2211467C (en) Inverter for the power supply of discharge lamps with means for improving the power factor
SU1365312A1 (ru) Преобразователь посто нного напр жени

Legal Events

Date Code Title Description
A02 Decision of refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02

Effective date: 20000418