JPH06216624A

JPH06216624A - 自動追尾アンテナ装置

Info

Publication number: JPH06216624A
Application number: JP508793A
Authority: JP
Inventors: Hiroshi Hatano; 博司畑野; Mitsuru Maeda; 充前田; Masaru Hashimoto; 勝橋本
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 1993-01-14
Filing date: 1993-01-14
Publication date: 1994-08-05
Anticipated expiration: 2014-10-04
Also published as: JP2957370B2

Abstract

(57)【要約】【目的】弱電界条件下にあっても、安定した追尾性能維
持が可能な自動追尾アンテナ装置を提供するにある。【構成】Ｃ／Ｎ検出回路５２におけるＣ／Ｎ電圧出力の
変化量は直流増幅回路１２で変更されて高周波増幅回路
４３’のＡＧＣ端子に入力される。高周波増幅回路４
３’ではＣ／Ｎ検出回路５２におけるＣ／Ｎ電圧が低下
すると利得が上昇し、誤差角検出ユニット３６の出力で
あるモノパルス電圧特性は常に一定となる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、移動体上で衛星放送や
衛星通信等の電波源を追尾受信するための自動追尾アン
テナ装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】近年、移動体（例えば、列車、船舶、自
動車、航空機）上に、地上局あるいは人工衛星局との移
動体通信や、放送波受信のためのアンテナを搭載してい
る物が出現してきている。特に、衛星放送が普及するに
つれて移動体上においても衛星放送を受信したいという
ニーズが高まりつつある。

【０００３】このような衛星からの微弱な電波を受信す
るには、一般に指向性の鋭い高利得アンテナが必要であ
るため、移動体上で受信しようとした場合、常に電波源
である衛星を高速且つ精度良く追尾する自動追尾アンテ
ナ装置が必要になる。自動追尾アンテナ装置の追尾方式
には、様々な方式が提案されているが、なかでも応答速
度の速いモノパルス式（同時ロービング方式とも呼ぶ）
が比較的小型で移動速度の速い自動車等に搭載するもの
としては適していると言える。更にモノパルス方式に
は、振幅比較モノパルス方式と位相比較モノパルス方式
がある。

【０００４】ここでこれらのモノパルス方式の内代表的
な位相比較モノパルス方式の従来例について説明する。
尚、振幅比較モノパルス方式については説明はしない。
図１０は位相比較モノパルス方式の原理図であり、同図
に示すようにホーン型のアンテナ１，２が同一平面上に
設けられている。尚図中１′，２′はアンテナ１，２の
実質放射点（以後、アンテナ中心という）を表してい
る。アンテナ１には９０度移相器３が接続されており、
アンテナ１，２の受信波出力はミキサー回路４で混合さ
れ、ローパスフィルタ５を介して出力される。

【０００５】ここで、正面方向からθの角度を成す方向
に電波源がある場合、アンテナ１の受信波は、図中Ｌ’
の距離分だけ、アンテナ２の受信波より位相が遅れる。
ここでアンテナ２の受信波をｓｉｎωｔ、アンテナ１、
２の中心１’，２’間の距離をＬとおけば、Ｌ′＝Ｌ・
ｓｉｎθと表せるので、結局アンテナ１の受信波は、ｓ
ｉｎ（ωｔ−２πＬ′／λ）と表せる。ただし、ωは受
信波の角速度、λは波長を表す。

【０００６】ここで、ミキサー回路４により積算する
と、次式のようになる。ｓｉｎωｔ・ｓｉｎ（ωｔ−ｘ−π／２）＝−ｓｉｎωｔ・ｃｏｓ（ωｔ−ｘ）＝−１／２・｛ｓｉｎ（２ωｔ−ｘ）＋ｓｉｎ（ｘ）｝ただし、ｘ＝２πＬ・ｓｉｎθ／λ それ故、ローパスフィルタ５で高周波成分を除去すれ
ば、図１１のように誤差角度θに起因する直流電圧成分
（以後モノパルス電圧と称する）だけが得られる。尚、
図１１において、６は、誤差角θの変化に対するモノパ
ルス電圧の軌跡であり、図示例では振幅レベルを１に正
規化している。

【０００７】アンテナ中心１′，２′間の距離Ｌ、波長
λは既知の定数であるから、この電圧値から誤差角θを
求めることができ、誤差角θを常に零になるようにアン
テナ１，２の姿勢を制御すれば電波源に対する追尾が可
能となる。この位相比較モノパルス方式のアンテナを平
面アンテナで構成した例を図１２に示す。平面アンテナ
は、もともと小さなアンテナ素子をアレー状に並べたア
ンテナの集合体であるから、内部をある程度任意に分割
して、複数のアンテナを構成でき、位相モノパルス方式
に適していると言える。

【０００８】図１２に示すアンテナ８は、仰角及び水平
方向の２軸制御に必要な最小限の３つのアンテナを平面
アンテナで構成した一例を示し、アンテナ８ｂと、８ｃ
との位相差より仰角方向の誤差角を、アンテナ８ａと、
アンテナ８ｂと８ｃの合成出力との位相差より水平方向
の誤差角を求めることができる。例えば、図示するアン
テナ８を衛星放送追尾アンテナとして用いた場合、アン
テナ８ａ、８ｂ、８ｃの各アンテナ受信波を合成して衛
星放送を受信するのが装置系を小型化する上で有効な手
段と考えられるが、実際に３つのアンテナ８ａ、８ｂ、
８ｃを合成する際の合成損失があるため、アンテナ８を
必要最低限の大きさより一回り余裕を持たした大きさに
する必要があり、小型化を図る上で余り効果的ではな
い。その上３つのアンテナ８ａ、８ｂ、８ｃを合成する
には、微妙な位相を調整する必要があり、工業的にも安
定した性能を得ることが困難であった。

【０００９】そのため本出願人は、受信用のアンテナ
と、追尾誤差角を検出するモノパルスアンテナを分離独
立させ、且つ超小型のアンテナで構成して空きスペース
に配置し、装置系全体の小型化を図った自動追尾アンテ
ナ装置を特願平３−３０９２９１号として既に出願して
いる。この自動追尾アンテナ装置のアンテナ部は、図１
４に示すように受信専用アンテナ３１と、超小型の仰角
用モノパルスアンテナ３２，３３を同一平面上に構成し
たアンテナ（以後、主アンテナ）３０と、図１５に示す
ように超小型水平角用モノパルスアンテナ３７，３８を
設けたサブアンテナ３９からなっている。また、主アン
テナ３０には映像受信用ＬＮＢ３４が設けられ、アンテ
ナ３０，３９には、モノパルス用ＬＮＢユニット３５及
び誤差角検出ユニット３６が設けてある。

【００１０】本来は、主アンテナ３０内に水平角用及び
仰角用モノパルスアンテナを構成することが望ましい
が、できるだけ主アンテナ３０を小型にし、且つ受信ア
ンテナ３１の有効受信面積を確保するために、サブアン
テナ３９は図１３に示すように主アンテナ３０とは別場
所に配置し、水平方向にはテーブル８０ごと駆動制御さ
れる構造となっている。

【００１１】仰角方向に対しては主アンテナ３０は駆動
制御可能な構造であるが、サブアンテア３９は４０度で
固定されるため、アンテナビーム幅が広くなるように水
平角用モノパルスアンテナ３７，３８は仰角方向に１素
子配列の平面アンテナで構成している。図１６は自動追
尾アンテナ装置全体のブロック図を示し、受信専用アン
テナ３１、仰角用モノパルスアンテナ３２，３３、水平
角用モノパルスアンテナ３７，３８を備え、アンテナ３
１には映像受信用ＬＮＢ３４を設けている。

【００１２】仰角用モノパルスアンテナ３２，３３から
の信号を受けるモノパルス用ＬＮＢユニット３５は、１
０．６７８ＧＨｚの局発回路４１と、２分配回路４２
と、２つのＬＮＢ回路４０から構成されている。誤差角
検出ユニット３６は、１〜１．３ＧＨｚ帯の高周波増幅
回路４３、周波数変換用ミキサー回路４４、２分配回路
４５、中心周波数が４０２．７８ＭＨｚのバンドパスフ
ィルタ４６、４００ＭＨｚ帯の増幅回路４７、位相差検
出用ミキサー回路４８、ローパスフィルタ４９、直流増
幅回路５０、位相調整用ケーブル５１から構成されてい
る。

【００１３】また、水平角用モノパルスアンテナ３７，
３８に接続されたモノパルス用ＬＮＢユニット３５、及
び誤差角検出ユニット３６は、仰角用モノパルスアンテ
ナ３２，３３に接続されているのと同一の回路構成とな
っている。また、２分配回路８１、Ｃ／Ｎ検出回路５
２、比較回路５３、電圧制御発振器（ＶＣＯ）５４、追
尾チャンネル切換回路５５、制御回路５６、振動子型ジ
ャイロ５７、水平角用及び仰角用サーボコントローラ５
８，５９、水平角用及び仰角用サーボモータ６０，６
２、ロータリーエンコーダ６１，６３を備えている。

【００１４】受信専用アンテナ３１で受信された１２Ｇ
Ｈｚ帯の信号は、ＬＮＢ３４で１．３ＧＨｚ帯の信号に
変換され、２分配回路８１で分配された後、一方はその
まま映像信号として伝送される。そして他方はＣ／Ｎ検
出回路５２に伝送され、追尾チャンネル切換回路５５で
設定されたチャンネル信号のＣ／Ｎ値に対応した直流電
圧（以後Ｃ／Ｎ電圧と称する）が出力される。このＣ／
Ｎ電圧が一定値以上であれば、受信状態であるものとし
て、比較回路５３より制御回路５６へＨレベルの信号が
出力される。

【００１５】一方、仰角用モノパルスアンテナ３２，３
３の受信波は、夫々モノパルス用ＬＮＢユニット３５で
１．３ＧＨｚ帯の信号に変換された後、誤差角検出ユニ
ット３６内で増幅僧服され、、追尾チャンネル切換回路
５５で設定されたチャンネル信号が周波数変換用ミキサ
ー回路４４で、中心周波数４０２．７８ＭＨｚの信号に
変換される。更にこの４００ＭＨｚ帯の信号は増幅さ
れ、位相差検出用ミキサー回路４８に入力され、直流電
圧成分のみが検出されて増幅され、仰角方向用モノパル
ス電圧として制御回路５６に出力される。

【００１６】また水平用モノパルスアンテナ３２，３３
の受信波からも全く同様にして、水平方向用のモノパル
ス電圧が求められ、制御回路５６に出力される。比較回
路５３の出力がＨレベルであるとき、制御回路５６は追
尾状態であると認識して、内部スイッチスイッチＳ₁，
Ｓ₂をオンにし、水平方向用モノパルス電圧、仰角方向
用モノパルス電圧を、そのままアナログ制御用サーボコ
ントローラ５８，５９に指示電圧値として与え、サーボ
モータ６０，６２をその指示電圧値に対応した速度で回
転駆動させることによりアンテナを姿勢制御するように
なっている。

【００１７】図１７は実際の自動追尾アンテナ装置の平
面図と側面図を示している。図中７４は電源回路ユニッ
ト、７５は制御回路及びサーボコントローラユニットで
ある。このような従来例では、図１２で示したモノパル
ス電圧６をそのままアナログ制御用サーボコントローラ
５８，５９の指示電圧として取り込み、サーボモータ６
０．６１をその指示電圧に対応した速度で回転させてア
ンテナを制御するので、制御回路５６内でモノパルス電
圧より追尾誤差角を演算したり、デジタル制御用サーボ
コントローラを駆動させるための複雑な演算処理が一切
不要で、すばやい追尾を可能にしている。

【００１８】

【発明が解決しようとする課題】ところで図１６に示す
上記従来例では、弱電界地域や降雨減衰など受信状況が
変化すると、図１１のモノパルス電圧７の特性のように
モノパルス電圧が低下し、追尾性能が著しく劣化する可
能性があった。このモノパルス電圧低下の主原因は、図
１６に示す誤差角検出ユニット３６内の位相差検出用ミ
サキー回路４８に入力される４００ＭＨｚ帯信号のレベ
ルが低下することである。

【００１９】このような場合、図１８に示すように位相
差検出用ミキサー回路４８の入力レベルを直流検波ダイ
オード１０で直流検波し、直流増幅回路１１を介して高
周波増幅回路４３’のゲインを制御するＡＧＣ回路を構
成するのが一般的である。高周波増幅回路４３’には
１．３ＧＨｚ帯びＡＧＣ端子付増幅回路を用いている。

【００２０】しかし、モノパルスアンテナとして超小型
のアンテナを用いた場合、受信信号Ｃ／Ｎ値が極端に悪
く、図１９に示すように位相差検出用ミキサー回路４８
の入力部では受信信号（イ）のレベルがノイズ（ロ）の
レベルに隠れてしまい、信号レベルを検波することがで
きず一般的なＡＧＣ回路を構成することが困難であっ
た。

【００２１】本発明は上記の問題点に鑑みて為されたも
ので、その目的とするところは弱電界条件下にあって
も、安定した追尾性能維持が可能な自動追尾アンテナ装
置を提供するにある。

【００２２】

【課題を解決するための手段】請求項１の発明では、衛
星放送あるいは衛星通信の受信用の第１の平面アンテナ
と、この第１の平面アンテナと同一平面上に設けられ第
１の平面アンテナに比して極めて小型な仰角方向誤差角
検出用の第２の平面アンテナ群と、この第２の平面アン
テナ群の受信波より仰角方向の誤差角を検出する第１の
誤差角検出手段と、第１の平面アンテナに比して極めて
小型な水平方向の誤差角検出用の第３の平面アンテナ群
と、この第３の平面アンテナ群の受信波より水平方向の
誤差角を検出する第２の誤差角検出手段と、上記第１の
平面アンテナを仰角方向に駆動する第１の機構駆動部
と、これら第１の平面アンテナ及び第１の機構駆動部を
水平方向に回転するテーブル上に配設するとともに第３
の平面アンテナ群を上記テーブル上に仰角方向に固定
し、上記テーブルを水平方向に駆動させる第２の機構駆
動部と、第１、第２の誤差角検出手段の出力信号に従っ
て、第１、第２の機構駆動部を駆動する制御手段とを備
えた自動追尾アンテナ装置において、第１の平面アンテ
ナの受信波より、受信信号のＣ／Ｎ値に対応する直流電
圧を検出するＣ／Ｎ検出手段を備え、このＣ／Ｎ検出手
段から出力されるＣ／Ｎ値に対応する直流電圧の変化に
応じて電界条件による誤差角検出の変化を補償するもの
である。

【００２３】請求項２の発明では、請求項１の発明にお
いて、上記Ｃ／Ｎ検出手段から出力されるＣ／Ｎ値に対
応する直流電圧を上記第１、第２の誤差角検出手段内に
設けられた高周波増幅回路に与え、上記Ｃ／Ｎ値に対応
する直流電圧の変化により上記高周波増幅回路の利得を
制御するものである。請求項３の発明では、請求項２の
発明において、上記第１及び第２の誤差角検出手段の近
傍に温度センサを設けると共に、温度特性による各誤差
角検出手段の出力信号の劣化分を補正する係数を予め温
度帯に応じて定めておき、上記制御手段において、温度
センサの温度情報に基づいて補正係数を選択し、誤差角
検出手段の出力信号に選択した補正係数を乗じて第１、
第２の機構駆動部の指示電圧として出力するものであ
る。

【００２４】請求項４の発明では、請求項１の発明にお
いて、上記Ｃ／Ｎ検出手段から出力されるＣ／Ｎ値に対
応する直流電圧を電圧制限手段に入力して、電圧制御手
段の出力電圧を上記第１、第２の誤差角検出手段内に設
けられた高周波増幅回路に与え、上記電圧制限手段の出
力電圧の変化により上記高周波増幅回路のゲインを可変
するとともにゲインの上限を定めたものである。

【００２５】請求項５の発明では、請求項１の発明にお
いて、上記Ｃ／Ｎ検出手段から出力されるＣ／Ｎ値に対
応する直流電圧を上記第１、第２の誤差角検出手段に与
え、Ｃ／Ｎ値に対応する直流電圧の変化に応じて上記第
１、第２の誤差角検出手段内に設けられた最終段の直流
増幅回路のゲインを可変するものである。請求項６の発
明では、請求項１の発明において、上記Ｃ／Ｎ検出手段
から出力されるＣ／Ｎ値に対応する直流電圧を制御手段
に与え、制御手段はこのＣ／Ｎ値に対応する直流電圧の
変化に基づいて上記第１、第２の機構駆動部への指示電
圧値を可変制御するものである。

【００２６】

【作用】請求項１の発明によれば、電界条件による受信
信号レベルの変化量が誤差角検出用の第２、第３の平面
アンテナと同じ受信専用の第１の平面アンテナの受信波
から検出されるＣ／Ｎ値に応じた直流電圧を用いて電界
条件による誤差角検出の変化を補償するため、弱電界地
域や降雨減衰等の電界条件の影響を受けることなく誤差
角検出の補償制御ができるものであり、弱電界条件下に
あっても安定した追尾性能の維持が可能となる。

【００２７】請求項２の発明によれば、電界条件の影響
を受けることなく誤差角検出手段内の高周波増幅回路の
ゲインの制御により誤差角検出の信号特性の劣化を防ぐ
ことができ、一定した誤差角検出手段の出力信号の特性
が得られ、安定した追尾が行える。請求項３の発明によ
れば、請求項２の発明において、高温時や低温時、或い
は温度変化の激しい条件下において、高周波増幅回路の
ゲインが変化しても温度補償を行って常に安定した追尾
が行える。

【００２８】請求項４の発明によれば、Ｃ／Ｎ検出手段
から出力されるＣ／Ｎ値に対応する直流電圧を電圧制限
手段に入力して、電圧制御手段の出力電圧を第１、第２
の誤差角検出手段内に設けられた高周波増幅回路に与
え、電圧制限手段の出力電圧の変化により高周波増幅回
路のゲインを可変するとともにゲインの上限を定めたの
で、Ｃ／Ｎ検出手段から出力されるＣ／Ｎ値に対応する
直流電圧が一定値以上になっても高周波増幅回路が飽和
するのを防止することができ、常に正常な誤差角検出の
出力信号が得られ、正常な追尾ができる。

【００２９】請求項５の発明によれば、第１、第２の誤
差角検出手段内に設けられた最終段の直流増幅回路のゲ
インを可変するものであるから、素子ばらつきの影響を
受けることなく誤差角検出の信号特性の劣化を防ぐこと
ができ、一定した誤差角検出手段の出力信号の特性が得
られ、安定した追尾が行える。請求項６記載の発明によ
れば、Ｃ／Ｎ検出手段から出力されるＣ／Ｎ値に対応す
る直流電圧を制御手段に与え、制御手段はこのＣ／Ｎ値
に対応する直流電圧の変化に基づいて第１、第２の機構
駆動部への指示電圧値を可変制御するので、ＡＧＣ回路
を構成することなく電界強度の無関係に追尾速度の一定
化が図れるもので、誤差角検出の劣化が生じてもこれを
補償できる。

【００３０】

【実施例】以下、本発明の実施例を図面を参照して説明
する。（実施例１）本実施例は、図１に示すように図１６の従
来例の誤差角検出ユニット３６内の１．３ＧＨｚ帯の高
周波増幅回路４３に代えて、ＡＧＣ端子付高周波増幅回
路４３’を用い、またＣ／Ｎ電圧特性の傾きを高周波増
幅回路４３’のＡＧＣ特性に合わせるために直流増幅回
路１２を介して高周波増幅回路４３’のＡＧＣ端子にＧ
Ｃ／Ｎ検出回路５２の出力を入力するようになってい
る。勿論水平角側の誤差角検出ユニット３６にも同様な
ＡＧＣ回路構成を用いるが、回路の図示は省略する。ま
た自動追尾アンテナ装置の基本的動作原理及び作用は上
述した図１６の従来例と同様であるため、一部の回路ブ
ロックは図１６より省略している。

【００３１】次に本実施例の変更点についての動作を説
明する。図１において、モノパルスアンテナ３２、３３
で受信した信号は、夫々モノパルス用ＬＮＢユニット３
５によって１．３ＧＨｚ帯の信号に変換され、誤差角検
出ユニット３６内で更に４００ＭＨｚ帯の信号に変換さ
れた後、位相差検出用ミキサー回路４８及びローパスフ
ィルタ４９で位相差に対応した直流電圧成分を求め、制
御回路５６にモノパルス電圧として出力している、この
とき誤差角に対するモノパルス電圧の軌跡は、図１１の
モノパルス電圧６の特性を持つものとする。

【００３２】ここで、受信条件の変化により、モノパル
スアンテナ３２，３３の受信信号レベルが仮に３ｄＢ低
下してものとすれば、誤差角検出ユニット３６から出力
されるモノパルス電圧は図１１のモノパルス電圧７の特
性のように低下しようとする。しかし、同時に受信専用
アンテナ３１の受信信号レベルも３ｄＢ相当分だけ電圧
低下し、Ｃ／Ｎ検出回路５２から出力するＣ／Ｎ電圧も
３ｄＢ相当分だけ低下する。このＣ／Ｎ電圧の変化量は
直流増幅回路１２で変化量を変更して高周波増幅回路４
３’のＡＧＣ端子に入力されているので、高周波増幅回
路４３’では利得が３ｄＢ上がることになる。

【００３３】そのため、位相差検出用ミキサー回路４８
の入力レベルは一定となり、モノパルス電圧は常に図１
１のモノパルス電圧６の特性となる。以上のように構成
される本実施例の自動追尾アンテナ装置は、弱電界地域
や降雨源巣等の受信状況の変化がある場合においても常
にモノパルス電圧特性が一定で、安定した追尾性能が得
られるのである。

【００３４】（実施例２）ところで上記実施例１の回路
において、誤差角検出ユニット３６の高周波増幅回路４
３’は一般的に温度特性を持ち、低温時には利得が上が
り、高温時には利得が下がる傾向がある。図１８に示す
ような一般的なＡＧＣ回路が可能であれば、位相差検出
用ミキサー回路４８の入力レベルによって高周波増幅回
路４３’へのフィードバック量が変化するので、このよ
うな温度特性も含めたＡＧＣ機能が働くが、実施例１の
ように受信専用アンテナ３１からのＣ／Ｎ電圧を高周波
増幅回路４３’のＡＧＣ電圧として利用した場合、高周
波増幅回路４３’の温度特性に対しては、全くＡＧＣ機
能が働かない。

【００３５】それ故、低温時、高温時にはモノパルス電
圧特性が変動して追尾性能が劣化する場合がある。本実
施例はこの点を解消するために、図１の回路に加えて制
御回路５６内を一部改良したものである。つまり図２に
示すように誤差検出ユニット３６、３６の近傍に設けら
れた温度センサ１５からの温度情報と、各誤差角検出ユ
ニット３６、３６から出力される仰角方向用モノパルス
電圧、水平方向用モノパルス電圧を制御回路５６に入力
し、アナログ／デジタル変換回路１３、１４、１５を通
してＣＰＵ１６に与えるようになっている。

【００３６】ＣＰＵ１６は、温度帯毎に予め定められた
係数を持ち、温度センサ１５よりあ得られた温度情報に
基づいて係数を選択し、仰角方向用モノパルス電圧と、
水平方向用モノパルス電圧夫々にその係数を乗じ、乗じ
て得られた電圧をデジタル／アナログ変換回路１７、１
８を通してサーボコントローラ５８，５９へ指示電圧と
して出力するようになっている。

【００３７】例えば７０℃の高温時の場合、誤差角検出
ユニット３６内の高周波増幅回路４３’のゲイン低下の
ために、モノパルス電圧が平温時に比べて約０．７倍程
度になるものとすれば、７０℃の温度情報が入力すると
１．３の補正係数を選択するようにＣＰＵ１６の選択動
作を予め設定してば良い。このようにして、本実施例で
は、温度変化によりモノパルス電圧の特性が変動しても
サーボモータ６０、６２を駆動させるサーボコントロー
ラ５８、５９への指示電圧は略一定の出力特性を持つこ
とになり、そのため高温時や低温時或いは温度変化の激
しい条件下においても、常に安定した追尾性能が得られ
る。

【００３８】尚図２は本実施例の要部のブロック図を示
し、その他の回路は図１６、図１の回路に準ずる。（実施例３）上記実施例１、２の場合はＣ／Ｎ検出回路
５２の出力電圧、つまりＣ／Ｎ電圧の変化によってＡＧ
Ｃ端子付高周波増幅回路４３’のゲインを制御してモノ
パルス電圧の特性の劣化を防ぎ、安定した追尾性能を得
るようにしたものである。

【００３９】しかし受信電力はアンテナが電波源である
衛星に対して角度を持ったときも減少し、また受信専用
アンテナ３１はモノパルスアンテナ３２，３３及び３
７，３８に対して指向性が鋭いために、ある角度におけ
る受信専用アンテナ３１の受信電力の減少に対してモノ
パルスアンテナ３２，３３及び３７，３８での受信電力
の減少は小さいものである。そのため、受信専用アンテ
ナ３１での受信電力が大きく減少した時、それに比例し
たＣ／Ｎ電圧を各誤差角検出ユニット３６の高周波増幅
回路４３’に入力して増幅量を増やすと、モノパルスア
ンテナ３２，３３及び３７，３８での受信電力があまり
減少していないために、信号レベルが非常に大きくな
り、高周波増幅回路４３’の限界値を超え飽和状態にな
ってしまう。高周波増幅回路４３’が飽和状態になると
信号周波数の他に高調波成分が発生し、図３のように高
調波成分による出力電圧特性イと信号成分による出力電
圧特性ロとが合成されて、最終的に誤差角θに対するモ
ノパルス電圧の軌跡ハは正常な軌跡に対して乱れたもの
となり、モノパルス電圧が零となる点が複数存在する場
合があり得る。このようになると、衛星方向と異なった
角度でもモノパルス電圧が零となるので、衛星を補足し
たと判断して、衛星の追尾が正常に行われない危険性が
ある。

【００４０】この点に鑑みて為されたのが本実施例であ
り、本実施例では、実施例１、２に用いていた直流増幅
回路１２の代わりに、図４に示すように電圧制御手段た
るリミッタ回路２１を用い、Ｃ／Ｎ検出回路５２から出
力されるＣ／Ｎ電圧をリミッタ回路２１に入力し、その
リミッタ回路２１の出力電圧により高周波増幅回路４
３’のゲインを制御する。リミッタ回路２１はある閾値
以上の電圧が入力した場合は、その閾値の電圧を出力す
るのであり、この閾値は高周波増幅回路４３’が飽和し
ない値に設定されている。

【００４１】これより、弱電界地域、降雨減衰、或いは
アンテナが衛星に対しある角度を持つことによって受信
専用アンテナ３１からの受信信号が減少した場合、Ｃ／
Ｎ検出回路５２からのＣ／Ｎ電圧もそれに比例して減少
し、リミッタ回路２１に入力されるが、このＣ／Ｎ電圧
が閾値以上のときはそのまま高周波増幅回路４３’に出
力されるので、閾値以上の電圧が高周波増幅回路４３’
に入力されることがなく、高周波増幅回路４３’は飽和
せず、高調波成分が発生しない。そのためモノパルス電
圧は乱れることが無く正常に保つことができる。

【００４２】尚リミッタ回路２１としては、例えば図５
に示すようにオペアンプ１９とダイオード２０により構
成された回路が用いられる。また水平各側の回路は省略
しているが仰角側の回路と同様な回路構成となる。以上
のように本実施例ではＣ／Ｎ検出回路５２の後ろにリミ
ッタ回路２１を設けることにより高周波増幅回路４３’
が飽和しない範囲で高周波増幅回路４３’の利得を制御
できるので、弱電界地域、降雨減衰に対するモノパルス
電圧の低下に対してはその低下量を補償することがで
き、アンテナが電波源である衛星に対してある角度を持
ったときにも高周波増幅回路４３’を飽和させてモノパ
ルス電圧を乱すということがなく、そのため弱電界地
域、降雨減衰に対しても衛星の追尾性能は劣化すること
がなく、且つ正確に追尾が行える。（実施例４）上記実施例１、２、３の場合はＣ／Ｎ検出
回路５２の出力電圧、つまりＣ／Ｎ電圧を用いてＡＧＣ
端子付高周波増幅回路４３’のゲインを制御していた
が、個々のＡＧＣ端子付高周波増幅回路４３’の特性の
ばらつきにより、２系列のミキサー出力に歪が生じる恐
れがある。

【００４３】そこで本実施例では、図６に示すように受
信専用アンテナ３１での受信信号を映像受信用ＬＮＢ３
４で１．３ＧＨｚ帯の信号に変換し、２分配器８１を通
して一方は映像信号として取り出し、もう一方はＣ／Ｎ
検出回路５２に入力され、この出力電圧を比較回路５３
で閾値と比較し、Ｃ／Ｎ値がある一定値以上になればＨ
レベルの信号を出力する。

【００４４】またＣ／Ｎ検出回路５２の出力であるＣ／
Ｎ電圧を誤差角検出ユニット３６内のゲインコントロー
ル付直流増幅回路２２に入力し、この電圧によって直流
増幅回路２２のゲインを変え、モノパルス電圧を略一定
に保つようになっている。モノパルス電圧は図７に示す
ように入力信号のＣ／Ｎにより変動するため、この変動
比に相当するゲインを余分に加える。

【００４５】図８はゲインコントロール付直流増幅回路
２２の具体回路例を示し、この具体回路ではオペアンプ
からなる反転増幅器２３に傾き補正回路２４の出力を加
えて、この電圧値によってフィードバックループに並列
に接続した抵抗Ｒ₁…をスイッチ回路２５のスイッチＳ
₁…で切り換え、ゲインを変えるようになっている。つ
まりＣ／Ｎ検出回路５２のＣ／Ｎ出力を傾き補正回路２
４を通じて比較回路２６…に入力し、この比較回路２６
…の信号のレベルがＨかＬかによって場合分けを表１に
示すように行っている。

【００４６】

【表１】

【００４７】例えば表１においてＡの時はスイッチＳＷ
₁がオン、Ｂの時はスイッチＳＷ₂がオン、Ｃの時には
スイッチＳＷ₃がオン、Ｄの時はスイッチＳＷ₄がオン
というようになりＣ／Ｎに応じたゲインを得ることがで
きる。而して本実施例では１系列であるミキサー出力の
ゲインをコントロールするため素子のばらつきの影響を
受けることがなく、モノパルス電圧を一定に保ち、追尾
性能を維持することができるのである。

【００４８】（実施例５）実施例１〜４はＣ／Ｎ検出回
路５２の出力であるＣ／Ｎ電圧の変化により誤差角検出
角ユニット３６内の増幅回路のゲインをコントロールす
る構成を基本としているが、本実施例はＣ／Ｎ電圧の変
化を制御回路５６のＣＰＵ１６で判断して、サーボモー
タコントローラ５８、５９への指示電圧値を制御し、電
界強度に無関係に安定した追尾制御を行うようにしたも
のである。その要部の回路構成を図９に示す。

【００４９】受信専用アンテナ３１での受信信号を、映
像受信用ＬＮＢ３４で１．３ＧＨｚ帯の信号に変換し
て、２分配器８１を通して一方は映像信号として取り出
され、他方はＣ／Ｎ検出回路５２に入力され、Ｃ／Ｎ検
出回路５２の出力であるＣ／Ｎ電圧は比較回路５３で閾
値と比較され、Ｃ／Ｎ電圧値が一定値以上になれば”
Ｈ”の信号が制御回路５６に出力され、この出力を受け
た制御回路５６はアンテナの追尾動作の制御を行う。ま
た各誤差角検出ユニット３６からの仰角方向用モノパル
ス電圧、水平方向用モノパルス電圧は制御回路５６内で
アナログ／デジタル変換回路１４、１５を通してＣＰＵ
１６に与えられ、またＣ／Ｎ検出回路５２のＣ／Ｎ電圧
もアナログ／デジタル変換回路１３’を通してＣＰＵ１
６に与えられる。

【００５０】ＣＰＵ１６は、Ｃ／Ｎ電圧に応じてＣＰＵ
１６内で仰角方向用モノパルス電圧と、水平方向用モノ
パルス電圧夫々に係数を乗じ、乗じて得られた電圧をデ
ジタル／アナログ変換回路１７、１８を通してサーボモ
ータコントローラ５８、５９へ指示電圧として出力する
ようになっている。上記の係数を乗じる方法について上
記の図７により説明する。図７は受信信号のＣ／Ｎに対
するアンテナずれ角−モノパルス電圧特性図を示し、こ
の図におけるＣ／Ｎ１６ｄＢのカーブに一致するように
所定の係数を乗ずる。例えばＣ／Ｎ１４ｄＢであれば乗
ずる係数は１．２となる。

【００５１】この結果受信信号のＣ／Ｎ、即ち電界強度
の変動によりモノパルス電圧の劣化が生じても、サーボ
コントローラ５８、５９に送られる指示電圧値が略一定
となり、安定した追尾性能が得られる。

【００５２】

【発明の効果】請求項１の発明は、電界条件による受信
信号レベルの変化量が誤差角検出用の第２、第３の平面
アンテナと同じ受信専用の第１の平面アンテナの受信波
より、受信信号のＣ／Ｎ値に対応する直流電圧を検出す
るＣ／Ｎ検出手段を備え、このＣ／Ｎ検出手段から出力
されるＣ／Ｎ値に対応する直流電圧の変化に応じて電界
条件による誤差角検出の変化を補償するため、弱電界地
域や降雨減衰等の電界条件の影響を受けることなく誤差
角検出の補償制御ができるものであり、弱電界条件下に
あっても安定した追尾性能の維持が可能となるという効
果がある。

【００５３】請求項２の発明は、Ｃ／Ｎ検出手段から出
力されるＣ／Ｎ値に対応する直流電圧を上記第１、第２
の誤差角検出手段内に設けられた高周波増幅回路に与
え、Ｃ／Ｎ値に対応する直流電圧の変化により上記高周
波増幅回路の利得を制御するので、電界条件の影響を受
けることなく誤差角検出手段内の高周波増幅回路のゲイ
ンの制御により誤差角検出の信号特性の劣化を防ぐこと
ができ、一定した誤差角検出手段の出力信号の特性が得
られ、安定した追尾が行えるという効果がある。

【００５４】請求項３の発明は、請求項２の発明におい
て、第１及び第２の誤差角検出手段の近傍に温度センサ
を設けると共に、温度特性による各誤差角検出手段の出
力信号の劣化分を補正する係数を予め温度帯に応じて定
めておき、上記制御手段において、温度センサの温度情
報に基づいて補正係数を選択し、誤差角検出手段の出力
信号に選択した補正係数を乗じて第１、第２の機構駆動
部の指示電圧として出力するので、高温時や低温時、或
いは温度変化の激しい条件下において、高周波増幅回路
のゲインが変化しても温度補償を行って常に安定した追
尾が行えるという効果がある。

【００５５】請求項４の発明は、Ｃ／Ｎ検出手段から出
力されるＣ／Ｎ値に対応する直流電圧を電圧制限手段に
入力して、電圧制御手段の出力電圧を第１、第２の誤差
角検出手段内に設けられた高周波増幅回路に与え、電圧
制限手段の出力電圧の変化により高周波増幅回路のゲイ
ンを可変するとともにゲインの上限を定めたので、Ｃ／
Ｎ検出手段から出力されるＣ／Ｎ値に対応する直流電圧
が一定値以上になっても高周波増幅回路が飽和するのを
防止することができ、常に正常な誤差角検出の出力信号
が得られ、正常な追尾ができるという効果がある。

【００５６】請求項５の発明は、Ｃ／Ｎ検出手段から出
力されるＣ／Ｎ値に対応する直流電圧を第１、第２の誤
差角検出手段に与え、Ｃ／Ｎ値に対応する直流電圧の変
化に応じて第１、第２の誤差角検出手段内に設けられた
最終段の直流増幅回路のゲインを可変するから、素子ば
らつきの影響を受けることなく誤差角検出の信号特性の
劣化を防ぐことができ、一定した誤差角検出手段の出力
信号の特性が得られ、安定した追尾が行えるという効果
がある。

【００５７】請求項６記載の発明は、Ｃ／Ｎ検出手段か
ら出力されるＣ／Ｎ値に対応する直流電圧を制御手段に
与え、制御手段はこのＣ／Ｎ値に対応する直流電圧の変
化に基づいて第１、第２の機構駆動部への指示電圧値を
可変制御するので、ＡＧＣ回路を構成することなく電界
強度の無関係に追尾速度の一定化が図れるもので、誤差
角検出の劣化が生じてもこれを補償できるという効果が
ある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施例１の一部省略した回路ブロック
図である。

【図２】本発明の実施例２の一部省略した回路ブロック
図である。

【図３】本発明の実施例３で解決しようとする問題点の
説明図である。

【図４】同上の一部省略した回路ブロック図である。

【図５】同上に用いるリミッタ回路の具体回路図であ
る。

【図６】本発明の実施例４の一部省略した回路ブロック
図である。

【図７】同上の動作説明図である。

【図８】同上の要部の具体回路ブロック図である。

【図９】本発明の実施例５の一部省略した回路ブロック
図である。

【図１０】位相モノパルス方式の原理図である。

【図１１】同上の誤差角の変化に対するモノパルス電圧
変化の軌跡を示す図である。

【図１２】従来例のアンテナ装置全体のブロック図であ
る。

【図１３】本発明の基本となる従来例のアンテナ部分の
正面図である。

【図１４】同上の主アンテナの平面図である。

【図１５】同上の水平角方向のアンテナの平面図であ
る。

【図１６】同上の自動追尾アンテナ装置全体のブロック
図である。

【図１７】（ａ）（ｂ）は同上の自動追尾アンテナ装置
の平面図及び側面図である。

【図１８】ＡＧＣ回路構成を用いた従来例の一部省略し
た回路ブロック図である。

【図１９】同上の問題点の説明図である。

【符号の説明】

１２直流増幅回路３１受信専用アンテナ３６誤差角検出ユニット４３’ 高周波増幅回路５２Ｃ／Ｎ検出回路

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】衛星放送あるいは衛星通信の受信用の第１
の平面アンテナと、この第１の平面アンテナと同一平面
上に設けられ第１の平面アンテナに比して極めて小型な
仰角方向誤差角検出用の第２の平面アンテナ群と、この
第２の平面アンテナ群の受信波より仰角方向の誤差角を
検出する第１の誤差角検出手段と、第１の平面アンテナ
に比して極めて小型な水平方向の誤差角検出用の第３の
平面アンテナ群と、この第３の平面アンテナ群の受信波
より水平方向の誤差角を検出する第２の誤差角検出手段
と、上記第１の平面アンテナを仰角方向に駆動する第１
の機構駆動部と、これら第１の平面アンテナ及び第１の
機構駆動部を水平方向に回転するテーブル上に配設する
とともに第３の平面アンテナ群を上記テーブル上に仰角
方向に固定し、上記テーブルを水平方向に駆動させる第
２の機構駆動部と、第１、第２の誤差角検出手段の出力
信号に従って、第１、第２の機構駆動部を駆動する制御
手段とを備えた自動追尾アンテナ装置において、第１の
平面アンテナの受信波より、受信信号のＣ／Ｎ値に対応
する直流電圧を検出するＣ／Ｎ検出手段を備え、このＣ
／Ｎ検出手段から出力されるＣ／Ｎ値に対応する直流電
圧の変化に応じて電界条件による誤差角検出の変化を補
償することを特徴とする自動追尾アンテナ装置。
【請求項２】上記Ｃ／Ｎ検出手段から出力されるＣ／Ｎ
値に対応する直流電圧を上記第１、第２の誤差角検出手
段内に設けられた高周波増幅回路に与え、上記Ｃ／Ｎ値
に対応する直流電圧の変化により上記高周波増幅回路の
利得を制御することを特徴とする請求項１記載の自動追
尾アンテナ装置。
【請求項３】上記第１及び第２の誤差角検出手段の近傍
に温度センサを設けると共に、温度特性による各誤差角
検出手段の出力信号の劣化分を補正する係数を予め温度
帯に応じて定めておき、上記制御手段において、温度セ
ンサの温度情報に基づいて補正係数を選択し、誤差角検
出手段の出力信号に選択した補正係数を乗じて第１、第
２の機構駆動部の指示電圧として出力することを特徴と
する請求項２記載の自動追尾アンテナ装置。
【請求項４】上記Ｃ／Ｎ検出手段から出力されるＣ／Ｎ
値に対応する直流電圧を電圧制限手段に入力して、電圧
制御手段の出力電圧を上記第１、第２の誤差角検出手段
内に設けられた高周波増幅回路に与え、上記電圧制限手
段の出力電圧の変化により上記高周波増幅回路のゲイン
を可変するとともにゲインの上限を定めたことを特徴と
する請求項１記載の自動追尾アンテナ装置。
【請求項５】上記Ｃ／Ｎ検出手段から出力されるＣ／Ｎ
値に対応する直流電圧を上記第１、第２の誤差角検出手
段に与え、Ｃ／Ｎ値に対応する直流電圧の変化に応じて
上記第１、第２の誤差角検出手段内に設けられた最終段
の直流増幅回路のゲインを可変することを特徴とする請
求項１記載の自動追尾アンテナ装置。
【請求項６】上記Ｃ／Ｎ検出手段から出力されるＣ／Ｎ
値に対応する直流電圧を制御手段に与え、制御手段はこ
のＣ／Ｎ値に対応する直流電圧の変化に基づいて上記第
１、第２の機構駆動部への指示電圧値を可変制御するこ
とを特徴とする請求項１記載の自動追尾アンテナ装置。