JPH06204918A - 適応エコーコントローラを制御するための非相関制御システム - Google Patents
適応エコーコントローラを制御するための非相関制御システムInfo
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- JPH06204918A JPH06204918A JP5268695A JP26869593A JPH06204918A JP H06204918 A JPH06204918 A JP H06204918A JP 5268695 A JP5268695 A JP 5268695A JP 26869593 A JP26869593 A JP 26869593A JP H06204918 A JPH06204918 A JP H06204918A
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-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B3/00—Line transmission systems
- H04B3/02—Details
- H04B3/20—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other
- H04B3/23—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other using a replica of transmitted signal in the time domain, e.g. echo cancellers
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 符号ベースの非相関検出および適応制御構成
を提供する。 【構成】 この構成は平衡フィルタの後の残留エコーｅ
（ｎＴ）と遠端信号ｘ（ｎＴ）との間の相互相関を検出
するための構造を含む。適応プロセスの間、検出された
相関値があるしきい値を下回れば、２つの信号が非相関
であることを示し、平衡フィルタの適応は停止される。
このような点で、適切なエコー消去が達成されている。
逆に検出された相関値がしきい値を超えれば、相関値が
しきい値を再び下回るまで適応が続けられる。いずれに
せよ、このような非相関コントローラ（４８）は信号の
非相関を検出し、かつ二重送話者の状況の存在下にあっ
ても適用を制御することができる。
を提供する。 【構成】 この構成は平衡フィルタの後の残留エコーｅ
（ｎＴ）と遠端信号ｘ（ｎＴ）との間の相互相関を検出
するための構造を含む。適応プロセスの間、検出された
相関値があるしきい値を下回れば、２つの信号が非相関
であることを示し、平衡フィルタの適応は停止される。
このような点で、適切なエコー消去が達成されている。
逆に検出された相関値がしきい値を超えれば、相関値が
しきい値を再び下回るまで適応が続けられる。いずれに
せよ、このような非相関コントローラ（４８）は信号の
非相関を検出し、かつ二重送話者の状況の存在下にあっ
ても適用を制御することができる。
Description
【０００１】
【発明の背景】この発明は適応デジタルフィルタに関
し、より特定的にはデジタルフィルタ制御手段に関す
る。
し、より特定的にはデジタルフィルタ制御手段に関す
る。
【０００２】
【関連技術の説明】この発明は、米国特許第５，０１
４，２６３号に開示され、特許請求される発明の改良点
である。便宜上、かつその説明を完全なものにするため
に、米国特許第５，０１４，２６３号の内容をここに引
用により援用する。
４，２６３号に開示され、特許請求される発明の改良点
である。便宜上、かつその説明を完全なものにするため
に、米国特許第５，０１４，２６３号の内容をここに引
用により援用する。
【０００３】この発明および米国特許第５，０１４，２
６３号に開示され、特許請求される発明は両方とも、一
般に適応デジタルフィルタに関する。
６３号に開示され、特許請求される発明は両方とも、一
般に適応デジタルフィルタに関する。
【０００４】米国特許第５，０１４，２６３号で指摘さ
れているように、デジタルフィルタは、フィルタ係数の
周期的な更新を必要とする加入者線音声処理回路（ＳＬ
ＡＣ）等の電話コーダ／デコーダにおいて用いられ得
る。たとえば、ＳＬＡＣは、伝送線と相互接続するＳＬ
ＡＣとの間にインピーダンス不整合があると起こるエコ
ー、すなわち反射された信号を消去するために適応フィ
ルタを用いてもよい。
れているように、デジタルフィルタは、フィルタ係数の
周期的な更新を必要とする加入者線音声処理回路（ＳＬ
ＡＣ）等の電話コーダ／デコーダにおいて用いられ得
る。たとえば、ＳＬＡＣは、伝送線と相互接続するＳＬ
ＡＣとの間にインピーダンス不整合があると起こるエコ
ー、すなわち反射された信号を消去するために適応フィ
ルタを用いてもよい。
【０００５】適応フィルタは連続してその係数を調整
し、それが実現する伝達関数を最適化する。適応特性が
なければ、ユーザは最もよくある加入者線特性のための
数組のフィルタ係数を計算して、その適用で用いられる
特定の線に適した最も近い組の係数を選ばなくてはなら
ない。一般に、選択された組がいかなる状況下でも最良
のエコー消去を与えるわけではなく、かつ一般にライン
インピーダンスが時間で変化すれば特に効果的ではな
い。適応を用いることによって、ユーザは係数を計算す
る必要がない。同時に、ユーザは、変化するライン特性
に応答できる、連続的に更新されるエコー消去機能を得
る。
し、それが実現する伝達関数を最適化する。適応特性が
なければ、ユーザは最もよくある加入者線特性のための
数組のフィルタ係数を計算して、その適用で用いられる
特定の線に適した最も近い組の係数を選ばなくてはなら
ない。一般に、選択された組がいかなる状況下でも最良
のエコー消去を与えるわけではなく、かつ一般にライン
インピーダンスが時間で変化すれば特に効果的ではな
い。適応を用いることによって、ユーザは係数を計算す
る必要がない。同時に、ユーザは、変化するライン特性
に応答できる、連続的に更新されるエコー消去機能を得
る。
【０００６】デジタル的に符号化される音声信号は通
常、ＳＬＡＣを用いるネットワーク上を伝送される。し
たがって、エコー消去機能を与える適応デジタルフィル
タの必要性がある。デジタルフィルタリングに関する別
の応用は、デジタルデータの電話線による伝送のために
用いられる変復調装置（モデム）にある。
常、ＳＬＡＣを用いるネットワーク上を伝送される。し
たがって、エコー消去機能を与える適応デジタルフィル
タの必要性がある。デジタルフィルタリングに関する別
の応用は、デジタルデータの電話線による伝送のために
用いられる変復調装置（モデム）にある。
【０００７】ＳＬＡＣまたはモデムの発信音接続の間に
用いられる手順のために、適応エコーキャンセラは、押
しボタン信号の劣化を避けるために不活性化されるべき
である。さらに、相互接続の近端に「送話者」がいれ
ば、エコーコントローラは不活性化されなくてはならな
い。これらのうちのいずれの状況においても、適応フィ
ルタがフィルタ係数を更新しないようにしなくてはなら
ない。したがって、適応フィルタに関連して「二重送話
者（double talker ）」検出が有利に用いられる。
用いられる手順のために、適応エコーキャンセラは、押
しボタン信号の劣化を避けるために不活性化されるべき
である。さらに、相互接続の近端に「送話者」がいれ
ば、エコーコントローラは不活性化されなくてはならな
い。これらのうちのいずれの状況においても、適応フィ
ルタがフィルタ係数を更新しないようにしなくてはなら
ない。したがって、適応フィルタに関連して「二重送話
者（double talker ）」検出が有利に用いられる。
【０００８】電話加入者線カードのエコー制御回路によ
って対処される基本的な問題は、平衡回路網および２線
ループのインピーダンス特性の不整合である。不整合の
ために、受信遠端信号からのあるエネルギは２−４線式
ハイブリッドで反射され、所望されない近端エコーにな
る。近端エコーの減衰を最大にするために、適応フィル
タが通常用いられて、自動平衡機能を実行する。この機
能を実行するために、フィルタはデジタル適応プロセス
によってその応答整合を変化する２線ループインピーダ
ンスに自動的に調整する。
って対処される基本的な問題は、平衡回路網および２線
ループのインピーダンス特性の不整合である。不整合の
ために、受信遠端信号からのあるエネルギは２−４線式
ハイブリッドで反射され、所望されない近端エコーにな
る。近端エコーの減衰を最大にするために、適応フィル
タが通常用いられて、自動平衡機能を実行する。この機
能を実行するために、フィルタはデジタル適応プロセス
によってその応答整合を変化する２線ループインピーダ
ンスに自動的に調整する。
【０００９】適応フィルタの動作中、ある問題が生じる
かもしれない。たとえば、平衡フィルタの制御不可能な
または過剰な適応は、結果としてフィルタ発散が生じる
かもしれず、これは機能的に望ましくない。さらに、近
端および遠端信号の両方が同時に現われると、近端音声
とエコーとが融合するために、適応が誤った方向に導か
れる。この後者の問題は二重送話者検出器によって対処
され得る。二重送話者の状態を検出する従来の方法は、
エネルギ平均化フィルタを用いて近端と遠端とにある信
号レベルを比較するというものである。近端の信号レベ
ルが遠端の信号レベルを予め定められた量だけ上回れ
ば、二重送話者の状態がフラグされ、適応が抑制され
る。
かもしれない。たとえば、平衡フィルタの制御不可能な
または過剰な適応は、結果としてフィルタ発散が生じる
かもしれず、これは機能的に望ましくない。さらに、近
端および遠端信号の両方が同時に現われると、近端音声
とエコーとが融合するために、適応が誤った方向に導か
れる。この後者の問題は二重送話者検出器によって対処
され得る。二重送話者の状態を検出する従来の方法は、
エネルギ平均化フィルタを用いて近端と遠端とにある信
号レベルを比較するというものである。近端の信号レベ
ルが遠端の信号レベルを予め定められた量だけ上回れ
ば、二重送話者の状態がフラグされ、適応が抑制され
る。
【００１０】上述の二重送話者検出器にはいくつかの欠
点および欠陥がある。近端音声または信号の振幅が未知
であり、かつ関連するケーブル損失もまた変化するの
で、検出器はしばしば信頼性に欠ける。この信頼性に欠
けることが検出器の有用性をも制限してしまう。ライン
カードエコーコントローラの信頼できる二重送話者検出
器は、二重動作が行なわれるので、信頼できる高速モデ
ム接続には決定的である。この二重動作は二重送話者の
状況に類似している。モデム接続の間にエコーコントロ
ーラの適応を抑止しなければ、結果として高いビット誤
り率または接続のハングアップが生じるかもしれない。
点および欠陥がある。近端音声または信号の振幅が未知
であり、かつ関連するケーブル損失もまた変化するの
で、検出器はしばしば信頼性に欠ける。この信頼性に欠
けることが検出器の有用性をも制限してしまう。ライン
カードエコーコントローラの信頼できる二重送話者検出
器は、二重動作が行なわれるので、信頼できる高速モデ
ム接続には決定的である。この二重動作は二重送話者の
状況に類似している。モデム接続の間にエコーコントロ
ーラの適応を抑止しなければ、結果として高いビット誤
り率または接続のハングアップが生じるかもしれない。
【００１１】上記に基づいて、トーンの発散から保護
し、二重送話者の状態でも効果的に動作し、かつモデム
接続を容易に可能にする適応平衡フィルタを制御するた
めの、単純で比較的安価でありかつ信頼できる手段がこ
れまで開発されなかったことは、先行技術の欠点および
欠陥であることが理解され、認められるはずである。
し、二重送話者の状態でも効果的に動作し、かつモデム
接続を容易に可能にする適応平衡フィルタを制御するた
めの、単純で比較的安価でありかつ信頼できる手段がこ
れまで開発されなかったことは、先行技術の欠点および
欠陥であることが理解され、認められるはずである。
【００１２】
【発明の概要】この発明は、平衡フィルタの後の残留エ
コーと遠端信号との間の相互相関を検出するために設計
される符号ベースの非相関検出および適応制御構成を含
む。適応プロセスの間、検出された相関値があるしきい
値を下回れば、２つの信号が非相関であることを示し、
平衡フィルタの適応は停止される。このような点で、適
切なエコー消去が達成されている。逆に、検出された相
関値がしきい値を上回れば、相関値がしきい値を再び下
回るまで適応が再開される。いずれにしても、この発明
の教示に従う非相関コントローラは、二重送話者の状況
の存在下であってさえも信号の非相関を検出し適応制御
を実現する能力を維持する。この後者の特性によって、
この発明の実施例では二重送話者検出器の必要性がなく
なる。
コーと遠端信号との間の相互相関を検出するために設計
される符号ベースの非相関検出および適応制御構成を含
む。適応プロセスの間、検出された相関値があるしきい
値を下回れば、２つの信号が非相関であることを示し、
平衡フィルタの適応は停止される。このような点で、適
切なエコー消去が達成されている。逆に、検出された相
関値がしきい値を上回れば、相関値がしきい値を再び下
回るまで適応が再開される。いずれにしても、この発明
の教示に従う非相関コントローラは、二重送話者の状況
の存在下であってさえも信号の非相関を検出し適応制御
を実現する能力を維持する。この後者の特性によって、
この発明の実施例では二重送話者検出器の必要性がなく
なる。
【００１３】したがって、この発明の目的は、適切なエ
コー消去に達すると適応を抑制し、エコーが十分に消去
されていなければ適応を再開する適応平衡フィルタを制
御するための手段を提供することである。このことによ
り、トーン発散を引き起こし得る平衡フィルタの過剰な
適応を防ぐ。
コー消去に達すると適応を抑制し、エコーが十分に消去
されていなければ適応を再開する適応平衡フィルタを制
御するための手段を提供することである。このことによ
り、トーン発散を引き起こし得る平衡フィルタの過剰な
適応を防ぐ。
【００１４】この発明の別の目的は、二重送話者動作の
下でも二重送話者検出器の必要なく、信頼できる動作を
する適応平衡フィルタのための手段を提供することであ
る。
下でも二重送話者検出器の必要なく、信頼できる動作を
する適応平衡フィルタのための手段を提供することであ
る。
【００１５】この発明のさらに別の目的は、相関値の検
出が近端の送話者の存在に依存しない、すなわち近端の
送話者の存在または動作に関係なく適応が停止され得る
非相関コントローラを提供することである。
出が近端の送話者の存在に依存しない、すなわち近端の
送話者の存在または動作に関係なく適応が停止され得る
非相関コントローラを提供することである。
【００１６】この発明のさらに別の目的は、複雑なモデ
ムトーン検出器を用いることなく高速二重モデムの適用
での使用に特によく適した非相関コントローラを提供す
ることである。このようなモデムのＤＴＭＦ受信の発信
音段階の間または通常の接続の間、二重送話者の状態が
存在し、適応が停止されなくてはならないことが認めら
れるであろう。
ムトーン検出器を用いることなく高速二重モデムの適用
での使用に特によく適した非相関コントローラを提供す
ることである。このようなモデムのＤＴＭＦ受信の発信
音段階の間または通常の接続の間、二重送話者の状態が
存在し、適応が停止されなくてはならないことが認めら
れるであろう。
【００１７】この発明の他の目的、利点および新規な特
徴は、添付の図面に関連して以下のこの発明の詳細な説
明より明らかになるであろう。
徴は、添付の図面に関連して以下のこの発明の詳細な説
明より明らかになるであろう。
【００１８】
【詳細な説明】いくつかの図を通して同じまたは同様の
要素は同一の参照符号で示される図面をここで参照し、
特に図１を参照して、この発明の教示に従うこの発明の
フィルタ構成を含む加入者線音声処理ユニット１０が示
される。加入者線音声処理ユニット１０は、アナログ音
声信号をデジタルＰＣＭサンプルに変換するように動作
し、またＰＣＭサンプルをアナログ信号に変換するよう
にも動作する。変換プロセスの間、ユニット１０内のデ
ジタルフィルタは音声信号を整形し、帯域制限し、その
利得を制御するように用いられる。以下により詳細に述
べるように、ユニット１０は適応エコー消去のための適
応平衡機能を与える構成要素を含む。
要素は同一の参照符号で示される図面をここで参照し、
特に図１を参照して、この発明の教示に従うこの発明の
フィルタ構成を含む加入者線音声処理ユニット１０が示
される。加入者線音声処理ユニット１０は、アナログ音
声信号をデジタルＰＣＭサンプルに変換するように動作
し、またＰＣＭサンプルをアナログ信号に変換するよう
にも動作する。変換プロセスの間、ユニット１０内のデ
ジタルフィルタは音声信号を整形し、帯域制限し、その
利得を制御するように用いられる。以下により詳細に述
べるように、ユニット１０は適応エコー消去のための適
応平衡機能を与える構成要素を含む。
【００１９】引続き図１を参照すると、送信路は一般に
右向きの矢印によって示され、受信路は一般に左向きの
矢印によって示されることがわかるだろう。送信路はア
ナログ音声信号をデジタルＰＣＭサンプルに変換するこ
とが明らかなはずである。図１に示されるユニット１０
は、アナログ−デジタル（Ａ／Ｄ）変換器１２、関連す
るデシメータ（ＤＥＣ）１４、適応エコーコントローラ
１６、帯域フィルタ（ＢＰＦ）１８、送信利得制御ブロ
ック（ＧＸ）２０、等化ブロック（Ｘ）２２、およびＡ
／ｕ則圧縮器（ＣＯＭＰ）２４をその送信路に有する。
Ａ／Ｄ変換器１２および関連するデシメータ１４はアナ
ログ信号をデジタル線形符号に変換する。帯域フィルタ
１８は５０／６０Ｈｚ誘導および４ＫＨｚを上回る信号
を拒絶する。送信利得制御および等化ブロック２０、２
２は、振幅および周波数応答補正を与える。Ａ／ｕ則圧
縮器２４は線形−ＰＣＭ変換を与える。適応エコーコン
トローラ１６の構造および動作は以下に詳細に説明され
る。
右向きの矢印によって示され、受信路は一般に左向きの
矢印によって示されることがわかるだろう。送信路はア
ナログ音声信号をデジタルＰＣＭサンプルに変換するこ
とが明らかなはずである。図１に示されるユニット１０
は、アナログ−デジタル（Ａ／Ｄ）変換器１２、関連す
るデシメータ（ＤＥＣ）１４、適応エコーコントローラ
１６、帯域フィルタ（ＢＰＦ）１８、送信利得制御ブロ
ック（ＧＸ）２０、等化ブロック（Ｘ）２２、およびＡ
／ｕ則圧縮器（ＣＯＭＰ）２４をその送信路に有する。
Ａ／Ｄ変換器１２および関連するデシメータ１４はアナ
ログ信号をデジタル線形符号に変換する。帯域フィルタ
１８は５０／６０Ｈｚ誘導および４ＫＨｚを上回る信号
を拒絶する。送信利得制御および等化ブロック２０、２
２は、振幅および周波数応答補正を与える。Ａ／ｕ則圧
縮器２４は線形−ＰＣＭ変換を与える。適応エコーコン
トローラ１６の構造および動作は以下に詳細に説明され
る。
【００２０】ユニット１０の受信路はデジタルＰＣＭサ
ンプルをアナログ信号に変換する。図１に示される受信
路において、伸長器（ＥＸＰ）２６はＰＣＭ−線形変換
を行なう。伸長器２６の出力は、４ＫＨｚを下回る信号
を帯域制限するローパスフィルタ（ＬＰＦ）２８に入力
される。ローパスフィルタ２８の出力は、振幅および周
波数応答補正のために等化および受信利得制御ブロック
（それぞれＲおよびＧＲ）３０、３２に入力される。受
信利得制御ブロック３２の出力は、補間回路（ＩＮＴ）
３４およびそれに関連するデジタル−アナログ（Ｄ／
Ａ）変換器３６に入力されて、線形符号をアナログ信号
に変換する。
ンプルをアナログ信号に変換する。図１に示される受信
路において、伸長器（ＥＸＰ）２６はＰＣＭ−線形変換
を行なう。伸長器２６の出力は、４ＫＨｚを下回る信号
を帯域制限するローパスフィルタ（ＬＰＦ）２８に入力
される。ローパスフィルタ２８の出力は、振幅および周
波数応答補正のために等化および受信利得制御ブロック
（それぞれＲおよびＧＲ）３０、３２に入力される。受
信利得制御ブロック３２の出力は、補間回路（ＩＮＴ）
３４およびそれに関連するデジタル−アナログ（Ｄ／
Ａ）変換器３６に入力されて、線形符号をアナログ信号
に変換する。
【００２１】引続き図１を参照すると、上述のように、
加入者線音声処理ユニット１０はまた、適応エコーコン
トローラ１６を含む。このコントローラ１６は、前置平
衡回路（ＰＲＥ）３８、適応平衡フィルタ（Ｂ）４０、
エコー経路利得検出器（ＥＰＧ）４２、エラーレベルし
きい値（ＥＬＴ）４４、ローレベル信号検出器（ＬＳ
Ｔ）４６、および非相関コントローラ（ＤＣＤ）４８を
含む。適応エコーコントローラ１６は、本質的にデジタ
ルであり、２つの入力を有する。一方の入力は受信利得
制御ブロック３２の出力であり、他方の入力はデシメー
タ１４の出力である。前者の入力は遠端信号の受信のた
めのものであり、後者の入力はエコーおよび／または近
端の送話者の受信のためのものである。残留エコーおよ
び／または近端送話者信号を含む適応エコーコントロー
ラ１６の出力は、送信路の帯域フィルタ１８に送られ
る。
加入者線音声処理ユニット１０はまた、適応エコーコン
トローラ１６を含む。このコントローラ１６は、前置平
衡回路（ＰＲＥ）３８、適応平衡フィルタ（Ｂ）４０、
エコー経路利得検出器（ＥＰＧ）４２、エラーレベルし
きい値（ＥＬＴ）４４、ローレベル信号検出器（ＬＳ
Ｔ）４６、および非相関コントローラ（ＤＣＤ）４８を
含む。適応エコーコントローラ１６は、本質的にデジタ
ルであり、２つの入力を有する。一方の入力は受信利得
制御ブロック３２の出力であり、他方の入力はデシメー
タ１４の出力である。前者の入力は遠端信号の受信のた
めのものであり、後者の入力はエコーおよび／または近
端の送話者の受信のためのものである。残留エコーおよ
び／または近端送話者信号を含む適応エコーコントロー
ラ１６の出力は、送信路の帯域フィルタ１８に送られ
る。
【００２２】適応平衡フィルタ４０は、インピーダンス
不整合点から送信路に反射されたエコーを消去するよう
に動作する。このフィルタ４０は、帯域フィルタ１８の
前、かつエコー消去減算器の後の残留エコーを評価する
ことによって、その伝達関数を適応プロセスによってエ
コー経路の伝達関数にできるだけ近くなるように調節す
る。典型的には、フィルタ４０等の適応平衡フィルタは
最小自乗平均または符号アルゴリズムに基づいて動作す
る。
不整合点から送信路に反射されたエコーを消去するよう
に動作する。このフィルタ４０は、帯域フィルタ１８の
前、かつエコー消去減算器の後の残留エコーを評価する
ことによって、その伝達関数を適応プロセスによってエ
コー経路の伝達関数にできるだけ近くなるように調節す
る。典型的には、フィルタ４０等の適応平衡フィルタは
最小自乗平均または符号アルゴリズムに基づいて動作す
る。
【００２３】エコー経路利得検出器４２は、２つの信号
レベル検出器および１つのコンパレータから成る。これ
らのサブエレメントは、受信利得制御ブロック３２およ
び前置平衡回路３８の出力を感知して比較するように協
働する。前置平衡回路３８の減算器出力の信号パワー
が、受信利得制御ブロック３２の出力のそれよりも予め
定められたしきい値だけ高ければ、適応平衡フィルタ４
０の適応は停止される。これにより、エコーコントロー
ラが遠端線回路に接続されて４線式ループが形成される
ときのバーストループの不安定性を防ぐ。遠隔２−４線
式ハイブリッドのハイブリッドを通しての損失が小さけ
れば、エコーコントローラの活性近端信号は遠端信号と
して遠隔ハイブリッドを介して小さな損失で送信され、
受信される。この状況下で、適応平衡フィルタは近端信
号、すなわちそれ自体を消去する傾向があり、それによ
って遠端信号を減じる。減少する遠端信号に応答して、
残留エコーは増加し、これがまた遠端信号を増す。増加
し、減少する残留エコー（または等価には遠端信号）の
交互のシーケンスは、事実上バーストループ発振であ
る。エコー経路利得検出器４２のしきい値の適切な値、
すなわち遠隔ハイブリッドのトランスハイブリッド損失
の値よりも小さい値を選択することによって、発振が始
まる前に適応が停止される。しかしながら、通常動作モ
ードにおいて設定されるしきい値が低すぎれば、ハイイ
ンピーダンス加入者ループから反射されるエコーはエコ
ー経路利得検出器４２をトリガして、適応を停止する。
したがって、以下に説明するように、比較的低いエコー
経路利得しきい値を可能にする前置平衡回路が導入され
ることが非常に重要である。
レベル検出器および１つのコンパレータから成る。これ
らのサブエレメントは、受信利得制御ブロック３２およ
び前置平衡回路３８の出力を感知して比較するように協
働する。前置平衡回路３８の減算器出力の信号パワー
が、受信利得制御ブロック３２の出力のそれよりも予め
定められたしきい値だけ高ければ、適応平衡フィルタ４
０の適応は停止される。これにより、エコーコントロー
ラが遠端線回路に接続されて４線式ループが形成される
ときのバーストループの不安定性を防ぐ。遠隔２−４線
式ハイブリッドのハイブリッドを通しての損失が小さけ
れば、エコーコントローラの活性近端信号は遠端信号と
して遠隔ハイブリッドを介して小さな損失で送信され、
受信される。この状況下で、適応平衡フィルタは近端信
号、すなわちそれ自体を消去する傾向があり、それによ
って遠端信号を減じる。減少する遠端信号に応答して、
残留エコーは増加し、これがまた遠端信号を増す。増加
し、減少する残留エコー（または等価には遠端信号）の
交互のシーケンスは、事実上バーストループ発振であ
る。エコー経路利得検出器４２のしきい値の適切な値、
すなわち遠隔ハイブリッドのトランスハイブリッド損失
の値よりも小さい値を選択することによって、発振が始
まる前に適応が停止される。しかしながら、通常動作モ
ードにおいて設定されるしきい値が低すぎれば、ハイイ
ンピーダンス加入者ループから反射されるエコーはエコ
ー経路利得検出器４２をトリガして、適応を停止する。
したがって、以下に説明するように、比較的低いエコー
経路利得しきい値を可能にする前置平衡回路が導入され
ることが非常に重要である。
【００２４】１タップデジタル減算器によって実現され
てもよい前置平衡回路３８は、微調適応平衡フィルタ４
０に入力されるのに先立って、少なくとも６ｄＢだけエ
コーを減じるために用いられる。さらに、適応平衡フィ
ルタ４０のダイナミックレンジを減じるために、前置平
衡回路３８はエコー経路利得検出器４２が６ｄＢだけ低
いしきい値を有することを可能にし、そのため通常の動
作条件下で不安定状態が生じることはなく、エコー経路
利得検出器４２はハイインピーダンスの負荷で駆動しな
い。
てもよい前置平衡回路３８は、微調適応平衡フィルタ４
０に入力されるのに先立って、少なくとも６ｄＢだけエ
コーを減じるために用いられる。さらに、適応平衡フィ
ルタ４０のダイナミックレンジを減じるために、前置平
衡回路３８はエコー経路利得検出器４２が６ｄＢだけ低
いしきい値を有することを可能にし、そのため通常の動
作条件下で不安定状態が生じることはなく、エコー経路
利得検出器４２はハイインピーダンスの負荷で駆動しな
い。
【００２５】図１に示される適応エコーコントローラの
種々の構成要素を引続き説明すると、２つの信号レベル
検出器および１つのコンパレータで構成され得るエラー
レベルしきい値４４は、受信利得制御３２の出力および
帯域フィルタ１８の出力での残留エコー信号レベルをモ
ニタし、比較する。適応は、受信利得制御出力に対する
残留エコーの比がエラーレベルしきい値を下回るまで反
復し続ける。これによりエコー消去のレベルを制御す
る。
種々の構成要素を引続き説明すると、２つの信号レベル
検出器および１つのコンパレータで構成され得るエラー
レベルしきい値４４は、受信利得制御３２の出力および
帯域フィルタ１８の出力での残留エコー信号レベルをモ
ニタし、比較する。適応は、受信利得制御出力に対する
残留エコーの比がエラーレベルしきい値を下回るまで反
復し続ける。これによりエコー消去のレベルを制御す
る。
【００２６】図１に示されるローレベル信号検出器４６
は、信号レベル検出器およびコンパレータを含む。これ
らの２つの構成要素は、予め設定されたしきい値に対し
て利得受信制御出力をモニタする。利得受信制御出力信
号レベルがそのしきい値を下回ると、適応は停止され
る。この特徴が必要なのは、信号が小さいときに連続的
な適応が送信性能を損うノイズをもたらすからである。
は、信号レベル検出器およびコンパレータを含む。これ
らの２つの構成要素は、予め設定されたしきい値に対し
て利得受信制御出力をモニタする。利得受信制御出力信
号レベルがそのしきい値を下回ると、適応は停止され
る。この特徴が必要なのは、信号が小さいときに連続的
な適応が送信性能を損うノイズをもたらすからである。
【００２７】図１に示される適応エコーコントローラ１
６の最後の主要なサブコンポーネントは、非相関コント
ローラ４８である。遠端信号と残留エコーとの間の相互
相関を検出することによってエコーコントローラ１６の
適応平衡フィルタ４０を制御するこのコントローラ４８
は、図２により詳細に示される。非相関コントローラ４
８は、図２において符号レジスタ５０、符号相関器５
２、ゼロクロス検出器５４、量子化器５６、ローパスフ
ィルタ５８、絶対値抽出器６０、およびコンパレータ６
２からなるように示される。コントローラ４８へは、利
得受信制御３２からの信号および帯域フィルタ１８の後
の残留エコーの２つの入力がある。振幅が高ければ遠端
信号と強い相関を示し得る５０／６０Ｈｚの電力線誘導
のために、残留エコー信号の感知点は帯域フィルタの直
後に位置付けられなくてはならない。これが適応を停止
させると考えられる。適応ＯＮ／ＯＦＦ表示を伴う非相
関コントローラの出力は、適応の活性化または不活性化
が制御される適応平衡フィルタ４０（図１に示される）
に送られる。
６の最後の主要なサブコンポーネントは、非相関コント
ローラ４８である。遠端信号と残留エコーとの間の相互
相関を検出することによってエコーコントローラ１６の
適応平衡フィルタ４０を制御するこのコントローラ４８
は、図２により詳細に示される。非相関コントローラ４
８は、図２において符号レジスタ５０、符号相関器５
２、ゼロクロス検出器５４、量子化器５６、ローパスフ
ィルタ５８、絶対値抽出器６０、およびコンパレータ６
２からなるように示される。コントローラ４８へは、利
得受信制御３２からの信号および帯域フィルタ１８の後
の残留エコーの２つの入力がある。振幅が高ければ遠端
信号と強い相関を示し得る５０／６０Ｈｚの電力線誘導
のために、残留エコー信号の感知点は帯域フィルタの直
後に位置付けられなくてはならない。これが適応を停止
させると考えられる。適応ＯＮ／ＯＦＦ表示を伴う非相
関コントローラの出力は、適応の活性化または不活性化
が制御される適応平衡フィルタ４０（図１に示される）
に送られる。
【００２８】ここに教示されるように、非相関検出は、
２つの信号が完全に無相関であればある時間期間の間の
２つの信号の積の和はゼロになるという事実に基づいて
いる。同様に、２つの信号の符号の乗算の和がゼロに近
づけば、２つの信号は事実上非相関であることもまた真
である。一般に、符号乗算計算は振幅乗算計算よりも実
行がはるかに簡単で、和が十分に長い時間期間にわたっ
て積分されれば同じ効果を有する。
２つの信号が完全に無相関であればある時間期間の間の
２つの信号の積の和はゼロになるという事実に基づいて
いる。同様に、２つの信号の符号の乗算の和がゼロに近
づけば、２つの信号は事実上非相関であることもまた真
である。一般に、符号乗算計算は振幅乗算計算よりも実
行がはるかに簡単で、和が十分に長い時間期間にわたっ
て積分されれば同じ効果を有する。
【００２９】再び図１を参照すると、適応エコーコント
ローラ１６は、その平衡フィルタを調整することによっ
て残留エコーを遠端信号から適応制御を用いて非相関す
る非相関マシンとして見ることができる。したがってこ
の発明はある実施例において、非相関を検出しエコー消
去を制御する独自の符号ベースの非相関コントローラ４
８を含む。この発明の教示に従う非相関コントローラ４
８は、遠端信号と近端信号とが非相関である限り、近端
送話者信号レベルに依存しない。好都合に、電話の応用
では遠端信号と近端信号とは常に非相関である。
ローラ１６は、その平衡フィルタを調整することによっ
て残留エコーを遠端信号から適応制御を用いて非相関す
る非相関マシンとして見ることができる。したがってこ
の発明はある実施例において、非相関を検出しエコー消
去を制御する独自の符号ベースの非相関コントローラ４
８を含む。この発明の教示に従う非相関コントローラ４
８は、遠端信号と近端信号とが非相関である限り、近端
送話者信号レベルに依存しない。好都合に、電話の応用
では遠端信号と近端信号とは常に非相関である。
【００３０】ここで再び図２を参照すると、非相関コン
トローラ４８は、電流の符号（プラスまたはマイナス）
および遠端からの７つまでの前のサンプルをストアする
符号レジスタ５０を含む。遠端信号サンプル、すなわち
ｘ（ｎＴ）の符号がまず抽出され、レジスタにストアさ
れる。時間がたつにつれて、符号ビットはサンプルクロ
ックＴごとに一度シフトダウンされる。先入れ先出しシ
フトの結果として、符号レジスタ５０は常に、最も最近
の８つのサンプル、すなわちｘ（ｎＴ）、ｘ（ｎＴ−
Ｔ）、ｘ（ｎＴ−２Ｔ）、…、ｘ（ｎＴ−７Ｔ）の符号
をストアする。符号レジスタ５０の８つの出力は、符号
相関器５２の入力に接続される。
トローラ４８は、電流の符号（プラスまたはマイナス）
および遠端からの７つまでの前のサンプルをストアする
符号レジスタ５０を含む。遠端信号サンプル、すなわち
ｘ（ｎＴ）の符号がまず抽出され、レジスタにストアさ
れる。時間がたつにつれて、符号ビットはサンプルクロ
ックＴごとに一度シフトダウンされる。先入れ先出しシ
フトの結果として、符号レジスタ５０は常に、最も最近
の８つのサンプル、すなわちｘ（ｎＴ）、ｘ（ｎＴ−
Ｔ）、ｘ（ｎＴ−２Ｔ）、…、ｘ（ｎＴ−７Ｔ）の符号
をストアする。符号レジスタ５０の８つの出力は、符号
相関器５２の入力に接続される。
【００３１】非相関コントローラ４８の符号相関器５２
は、符号レジスタ５０および現在の残留エコーｅ（ｎ
Ｔ）の符号抽出器からの入力を伴う８つの排他的ＯＲゲ
ートのアレイからなる。８つの排他的ＯＲゲートの出力
は加算されて、符号相関器５２の出力を形成する。機能
的には、符号相関器５２は、以下に示す通り現在の残留
エコーサンプルの符号および最も最近の８つの遠端信号
サンプルの符号に基づいて相関検出を行なう。
は、符号レジスタ５０および現在の残留エコーｅ（ｎ
Ｔ）の符号抽出器からの入力を伴う８つの排他的ＯＲゲ
ートのアレイからなる。８つの排他的ＯＲゲートの出力
は加算されて、符号相関器５２の出力を形成する。機能
的には、符号相関器５２は、以下に示す通り現在の残留
エコーサンプルの符号および最も最近の８つの遠端信号
サンプルの符号に基づいて相関検出を行なう。
【００３２】
【数１】
【００３３】値が−８と＋８との間で変化する符号相関
器５２の出力は、ゼロクロス検出器５４によって制御さ
れるスイッチ６４を介して経路指定される。符号相関器
５２の結果として生じる相関出力値は、ゼロでなけれ
ば、スイッチを介して量子化器５６に渡される。逆に、
符号相関器出力がゼロであれば、別のスイッチ６６がオ
ンされ、第１の排他的ＯＲゲートの出力のみが量子化器
５６にわたることを可能にする。これは純音励振と作用
するように意図され、ある特定の周波数（サンプリング
速度に依存する、たとえば１６ｋＨｚサンプリングで２
ｋＨｚトーン）が、エコーコントローラの出力に関係な
く、常にゼロ相関出力となり得る。
器５２の出力は、ゼロクロス検出器５４によって制御さ
れるスイッチ６４を介して経路指定される。符号相関器
５２の結果として生じる相関出力値は、ゼロでなけれ
ば、スイッチを介して量子化器５６に渡される。逆に、
符号相関器出力がゼロであれば、別のスイッチ６６がオ
ンされ、第１の排他的ＯＲゲートの出力のみが量子化器
５６にわたることを可能にする。これは純音励振と作用
するように意図され、ある特定の周波数（サンプリング
速度に依存する、たとえば１６ｋＨｚサンプリングで２
ｋＨｚトーン）が、エコーコントローラの出力に関係な
く、常にゼロ相関出力となり得る。
【００３４】非相関コントローラ４８の量子化器５６
は、符号相関器５２の出力を、相関器出力の符号に依存
して、−８と＋８との間の範囲から量子化された値の−
１または＋１に変換する。低周波数信号は高周波数信号
よりも長い時間期間にわたって同じ符号を有する傾向が
あるため、入力信号が２００Ｈｚから３４００Ｈｚに変
化する、均質で正確な検出を確実にするためにこのよう
な量子化が必要である。
は、符号相関器５２の出力を、相関器出力の符号に依存
して、−８と＋８との間の範囲から量子化された値の−
１または＋１に変換する。低周波数信号は高周波数信号
よりも長い時間期間にわたって同じ符号を有する傾向が
あるため、入力信号が２００Ｈｚから３４００Ｈｚに変
化する、均質で正確な検出を確実にするためにこのよう
な量子化が必要である。
【００３５】量子化器５６に続いて、量子化器５６から
の量子化された一連の＋１および−１の短期積分のため
に、デジタルローパスフィルタ５８が組入れられる。ロ
ーパスフィルタ５８は出力を平滑化し、短期の平均され
た相関値を与える。ローパスフィルタ５８に絶対値抽出
器６０が続き、ローパスフィルタ出力から符号を取り、
符号のない値をコンパレータ６２に送る。
の量子化された一連の＋１および−１の短期積分のため
に、デジタルローパスフィルタ５８が組入れられる。ロ
ーパスフィルタ５８は出力を平滑化し、短期の平均され
た相関値を与える。ローパスフィルタ５８に絶対値抽出
器６０が続き、ローパスフィルタ出力から符号を取り、
符号のない値をコンパレータ６２に送る。
【００３６】ヒステリシスによって特徴付けられるコン
パレータ６２は非相関コントローラ４８に含まれて、平
均された相関値を予め定められたしきい値と比較する。
相関の状態を示すコンパレータ６２の出力は、適応を活
性化または不活性化するために適応平衡フィルタ４０
（図１参照）に送られる。
パレータ６２は非相関コントローラ４８に含まれて、平
均された相関値を予め定められたしきい値と比較する。
相関の状態を示すコンパレータ６２の出力は、適応を活
性化または不活性化するために適応平衡フィルタ４０
（図１参照）に送られる。
【００３７】非相関コントローラ４８から派生したもの
が図３に示される。図３に示されるこの非相関コントロ
ーラは、より高い再適応可能性を必要とする応用のため
に特に設計されている。これは、現在の残留エコーサン
プルと前の７番目の遠端信号サンプルとの間の相関をチ
ェックする１タップ非相関検出器を加えることにより与
えられる。図３に示される非相関コントローラは、ＯＲ
ゲート６８、ローパスフィルタ７０、および絶対値抽出
器７２を有する点において図２に示されるものとは異な
る。
が図３に示される。図３に示されるこの非相関コントロ
ーラは、より高い再適応可能性を必要とする応用のため
に特に設計されている。これは、現在の残留エコーサン
プルと前の７番目の遠端信号サンプルとの間の相関をチ
ェックする１タップ非相関検出器を加えることにより与
えられる。図３に示される非相関コントローラは、ＯＲ
ゲート６８、ローパスフィルタ７０、および絶対値抽出
器７２を有する点において図２に示されるものとは異な
る。
【００３８】上記に基づいて当業者は、この発明が平衡
フィルタの後の残留エコーと遠端信号との間の相互相関
を検出するために設計される符号ベースの非相関検出お
よび適応制御構成を提供することがよくわかるはずであ
る。当業者はまた、この発明の実施例が平衡フィルタの
過剰な適応をいかに簡単にかつ効果的に防ぐか、かつひ
いては平衡フィルタのトーン発散を防ぐかについて理解
し、認めるはずである。この発明はまた、二重送話者の
状況下でも二重送話者検出器の必要なく信頼度の高い動
作をする適応平衡フィルタのための手段を提供する。こ
の発明の実施例の特徴によって、これらは高速二重動作
モデムまたはＤＴＭＦ受信適用で用いられるのに特によ
く適する。さらにこの発明は、比較的複雑でコストのか
かる装置であるモデム応答音検出器を使用する必要なく
モデム接続を容易にするための簡単でコスト効率の良い
手段を提供する。
フィルタの後の残留エコーと遠端信号との間の相互相関
を検出するために設計される符号ベースの非相関検出お
よび適応制御構成を提供することがよくわかるはずであ
る。当業者はまた、この発明の実施例が平衡フィルタの
過剰な適応をいかに簡単にかつ効果的に防ぐか、かつひ
いては平衡フィルタのトーン発散を防ぐかについて理解
し、認めるはずである。この発明はまた、二重送話者の
状況下でも二重送話者検出器の必要なく信頼度の高い動
作をする適応平衡フィルタのための手段を提供する。こ
の発明の実施例の特徴によって、これらは高速二重動作
モデムまたはＤＴＭＦ受信適用で用いられるのに特によ
く適する。さらにこの発明は、比較的複雑でコストのか
かる装置であるモデム応答音検出器を使用する必要なく
モデム接続を容易にするための簡単でコスト効率の良い
手段を提供する。
【００３９】明らかに、この発明の数々の変形および変
更が上述の教示の観点から可能かもしれない。たとえ
ば、ここで説明したこの発明の実施例における種々のサ
ブエレメントの順序を変更しても、この発明の実施例に
おいて実行される必要のあるすべての機能を実行でき
る、全体的に申し分のないシステムを得ることが可能で
ある。たとえば、図１に示される回路内の帯域フィルタ
１８を等化ブロック２２と圧縮器２４との間の点に移動
してもよい。これは実際にこの発明の発明者らによって
行なわれ、エラーレベルしきい値４４および非相関コン
トローラ４８のタップが圧縮器ブロック２４と帯域フィ
ルタ１８との間の点に接続されれば、うまく機能するこ
とが見出された。他の多くのこのような実施例が開発さ
れ得る。したがって、前掲の特許請求の範囲内におい
て、この発明はここで特定的に述べられたのとは別の方
法で実施され得る。
更が上述の教示の観点から可能かもしれない。たとえ
ば、ここで説明したこの発明の実施例における種々のサ
ブエレメントの順序を変更しても、この発明の実施例に
おいて実行される必要のあるすべての機能を実行でき
る、全体的に申し分のないシステムを得ることが可能で
ある。たとえば、図１に示される回路内の帯域フィルタ
１８を等化ブロック２２と圧縮器２４との間の点に移動
してもよい。これは実際にこの発明の発明者らによって
行なわれ、エラーレベルしきい値４４および非相関コン
トローラ４８のタップが圧縮器ブロック２４と帯域フィ
ルタ１８との間の点に接続されれば、うまく機能するこ
とが見出された。他の多くのこのような実施例が開発さ
れ得る。したがって、前掲の特許請求の範囲内におい
て、この発明はここで特定的に述べられたのとは別の方
法で実施され得る。
【図１】この発明の教示に従う非相関コントローラを含
む加入者線音声処理回路のブロック図である。
む加入者線音声処理回路のブロック図である。
【図２】この発明の教示に従う非相関コントローラのブ
ロック図である。
ロック図である。
【図３】この発明の教示に従う非相関コントローラの別
のブロック図である。
のブロック図である。
４８ 非相関コントローラ ５０ 符号レジスタ ５２ 符号相関器 ５４ ゼロクロス検出器 ５６ 量子化器 ５８ ローパスフィルタ ６０ 絶対値抽出器
フロントページの続き (72)発明者 ハーバート・エム・チェン アメリカ合衆国、78746 テキサス州、オ ースティン、ホリー・ヒル・ドライブ、 1804 (72)発明者 ブイ・ビハヤクマラン・ナイール アメリカ合衆国、78749 テキサス州、オ ースティン、モロカイ・トライブ、4205
Claims (8)
- 【請求項１】 適応エコーコントローラを制御するため
の非相関制御システムであって、前記システムはそこか
ら出力され得る信号サンプルの符号をストアするための
符号レジスタ手段と、 前記符号レジスタの出力および残留エコーの符号を受取
るように回路をなして接続され、２つの信号の相関を検
出するための符号相関器手段と、 前記符号相関器手段に作動的に接続され、瞬時ゼロ相関
を検出するためのゼロクロス検出器手段と、 瞬時相関値を制限するための量子化器手段と、 短期の平均化された相関値を発生するためのローパスフ
ィルタ手段と、 平均化された相関値の符号をとるための絶対値抽出器手
段と、 符号のない平均化された相関値をしきい値と比較するた
めのコンパレータ手段とを含む、システム。 - 【請求項２】 １タップ相関検出およびＯＲゲートをさ
らに含み、第２のローパスフィルタと絶対値抽出器とが
それらの間で回路をなすように直列に接続される、請求
項１に記載の非相関制御システム。 - 【請求項３】 前記符号レジスタ手段が複数個の符号抽
出器および複数個の単位時間遅延レジスタを含む、請求
項１に記載の非相関制御システム。 - 【請求項４】 前記符号レジスタ手段が少なくとも７つ
の単位時間遅延レジスタを含む、請求項３に記載の非相
関制御システム。 - 【請求項５】 前記符号相関器手段が少なくとも８つの
最も最近の信号サンプルと現在の残留エコーとの相関検
出のための手段を含む、請求項１に記載の非相関制御構
成のための符号相関器装置。 - 【請求項６】 少なくとも８つの最も最近の信号サンプ
ルと現在の残留エコーとの相関検出のための前記手段
が、排他的ＯＲゲートのアレイおよび加算器カウンタを
含む、請求項５に記載の非相関制御システム。 - 【請求項７】 適応エコーコントローラシステムであっ
て、 適応エコー消去のための適応平衡フィルタ手段と、 入力信号のダイナミックレンジを減じるための前置回路
手段と、 バーストループ不安定状態を防ぐためのエコー経路利得
制御手段と、 残留エコー信号の短期平均を用いることによってエコー
消去を予め定められたレベルに制御するためのエラーレ
ベルしきい値手段と、 入力信号がしきい値よりも小さければ適応を停止するた
めのローレベル信号検出器手段と、 二重送話者の状況の存在にかかわらず適応を制御するた
めの非相関コントローラ手段とを含み、 各手段が協働し、そのため残留エコー信号が帯域フィル
タ手段によってフィルタ処理される前に適応平衡フィル
タ手段によって感知され、さらに残留エコー信号が帯域
フィルタ手段の直後に非相関コントローラ手段、エコー
経路利得制御手段およびエラーレベルしきい値手段によ
って感知され、５０／６０Ｈｚ誘導効果を減じる、シス
テム。 - 【請求項８】 前記非相関コントローラ手段が、 そこから出力され得る信号サンプルの符号をストアする
ための符号レジスタ手段と、 残留エコーの符号および前記符号レジスタの出力を受取
るように回路をなして接続され、２つの信号の相関を検
出するための符号相関器手段と、 前記符号相関器手段に作動的に接続され、瞬時ゼロ相関
を検出するためのゼロクロス検出器手段と、 瞬時相関値を制限するための量子化器手段と、 短期の平均化された相関値を発生するためのローパスフ
ィルタ手段と、 平均化された相関値の符号をとるための絶対値抽出器手
段と、 符号のない平均化された相関値をしきい値と比較するた
めのコンパレータ手段とを含む、請求項７に記載の適応
エコーコントローラシステム。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US07/970,088 US5526347A (en) | 1992-11-02 | 1992-11-02 | Decorrelation controller for an adaptive echo cancellor |
| US970088 | 1992-11-02 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06204918A true JPH06204918A (ja) | 1994-07-22 |
| JP3454883B2 JP3454883B2 (ja) | 2003-10-06 |
Family
ID=25516425
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP26869593A Expired - Fee Related JP3454883B2 (ja) | 1992-11-02 | 1993-10-27 | 適応エコーコントローラを制御するための非相関制御システム |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5526347A (ja) |
| EP (1) | EP0596610B1 (ja) |
| JP (1) | JP3454883B2 (ja) |
| DE (1) | DE69330082T2 (ja) |
Families Citing this family (32)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE4426226A1 (de) * | 1994-07-23 | 1996-01-25 | Philips Patentverwaltung | Schaltungsanordnung zum Übertragen von codierten Sprachsignalen |
| JP2749780B2 (ja) * | 1994-09-30 | 1998-05-13 | 株式会社エイ・ティ・アール人間情報通信研究所 | 適応化型相互相関装置 |
| US5646990A (en) * | 1995-09-21 | 1997-07-08 | Rockwell International Corporation | Efficient speakerphone anti-howling system |
| US5978473A (en) * | 1995-12-27 | 1999-11-02 | Ericsson Inc. | Gauging convergence of adaptive filters |
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| FR2755554B1 (fr) * | 1996-11-06 | 1998-12-24 | Telediffusion Fse | Procede d'annulation d'echo pour signal radio module a enveloppe constante et dispositifs associes |
| US6256383B1 (en) | 1997-11-07 | 2001-07-03 | Legerity, Inc. | IIR filter of adaptive balance circuit for long tail echo cancellation |
| US6201796B1 (en) | 1998-05-14 | 2001-03-13 | Broadcom Corporation | Startup protocol for high throughput communications systems |
| US6212225B1 (en) | 1998-05-14 | 2001-04-03 | Bradcom Corporation | Startup protocol for high throughput communications systems |
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| US6304598B1 (en) | 1998-08-28 | 2001-10-16 | Broadcom Corporation | Apparatus for, and method of, reducing power dissipation in a communications system |
| JP3622510B2 (ja) | 1998-06-19 | 2005-02-23 | 富士通株式会社 | ディジタル加入者線伝送方法、ａｄｓｌトランシーバ、チャンネルアナリシステ方法及びａｄｓｌ装置 |
| US6363129B1 (en) * | 1998-11-09 | 2002-03-26 | Broadcom Corporation | Timing recovery system for a multi-pair gigabit transceiver |
| US6928106B1 (en) * | 1998-08-28 | 2005-08-09 | Broadcom Corporation | Phy control module for a multi-pair gigabit transceiver |
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