JPH061915B2 - 非同期標本化周波数変換方式 - Google Patents
非同期標本化周波数変換方式Info
- Publication number
- JPH061915B2 JPH061915B2 JP59234544A JP23454484A JPH061915B2 JP H061915 B2 JPH061915 B2 JP H061915B2 JP 59234544 A JP59234544 A JP 59234544A JP 23454484 A JP23454484 A JP 23454484A JP H061915 B2 JPH061915 B2 JP H061915B2
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- sampling frequency
- signal sequence
- frequency
- output
- sampling
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-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L7/00—Arrangements for synchronising receiver with transmitter
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Transmission Systems Not Characterized By The Medium Used For Transmission (AREA)
- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は標本化周波数の異なる二つのディジタルシステ
ムの間の接続を可能とする非同期標本化周波数変換方式
に関わる。
ムの間の接続を可能とする非同期標本化周波数変換方式
に関わる。
かかる標本化周波数変換は種々のメディアがディジタル
化されつある現在、益々重要な技術となりつつある。例
えば最近開発の進められているコンパクトディスクプレ
ーヤーにおいてはディジタル化されたオーディオ信号は
標本化周波数44.1KHzの離散信号系列であるが、これを
標本化周波数48KHzのディジタルオーディオテープレコ
ーダにディジタル録音しようとすると、両機器の間に標
本化周波数変換手段を介在させねばならない。また、デ
ィジタルオーディオテープレコーダがたとえコンパクト
ディスクプレーヤーと同一の公称標本化周波数を有する
場合であっても、互いの標本化クロックの間で非同期接
続できるものであれば、システム設計上の自由度は大幅
に向上する。
化されつある現在、益々重要な技術となりつつある。例
えば最近開発の進められているコンパクトディスクプレ
ーヤーにおいてはディジタル化されたオーディオ信号は
標本化周波数44.1KHzの離散信号系列であるが、これを
標本化周波数48KHzのディジタルオーディオテープレコ
ーダにディジタル録音しようとすると、両機器の間に標
本化周波数変換手段を介在させねばならない。また、デ
ィジタルオーディオテープレコーダがたとえコンパクト
ディスクプレーヤーと同一の公称標本化周波数を有する
場合であっても、互いの標本化クロックの間で非同期接
続できるものであれば、システム設計上の自由度は大幅
に向上する。
この種の非同期標本化周波数変換方式としては、1984年
にジェー・オー・スミス(J.O.Smith)、ピー・ゴセット
(P.Gosset)により、アイ・イー・イー・イー・コンファ
レンス オン アイ・シー・エー・エス・エス・ピー
レコード(IEEE Conference on ICASSP Record)の19.4.1
（以下、文献１と称する）に記載された方式が知られて
いる。この方式においては、文献１中にも述べられてい
る如く、アナログ補間の考え方に基礎をおいている。即
ち、いま、時間連続信号ｘ(t)を離散時間表現して得ら
れる信号系列をｘ（ｎＴs）とし、この信号系列を基に
して出力離散信号系列ｘ（ｎＴs′）を得るものとす
る。但し、Ts及びＴs′は各々入力および出力の標本化
周波数ｆsおよびｆs′の逆数として与えられる標本化周
期であるものとする。ここで、片側帯域ｆs/2なる理想
ローパスフィルタの伝達関数をＨ(f)とし、そのインパ
ルス応答をｈ(t)とする。即ち、 この時、標本化定理により、元の時間連続信号ｘ(t)
は、離散信号系列ｘ（ｎＴs）を用いて、 と表現されるはずである。こうして時間連続信号ｘ(t)
が再現できるものであれば、これから出力離散信号系列
ｘ（ｎＴs′）を得るには、ｘ(t)を出力標本化周波数ｆ
s′にて標本化すればよいことになる。しかし乍ら、こ
こで注意すべきことは、信号ｘ(t)の帯域がｆs′／２よ
り広い場合に（すなわちｆs＞ｆs′の場合）は、上記の
簡単な標本化によって、いわゆる折返雑音を発生してし
まうことである。従って、一般には、(3)式にて再生さ
れた時間連続信号を、一旦、帯域ｆs′／２なるローパ
スフィルタに通し、その出力 を出力標本化周波数ｆs′にて標本化することになる。
従って、上記(1)および(2)式の代わりにＦｓ＝Ｍｉｎ
｛ｆs，ｆs′｝を定義し、 なるローパスフィルタを用いれば、 として得られる信号 を出力標本化周波数ｆ′ｓにて標本化するだけで所望の
標本化周波数変換が行なわれる。ここで、出力離散信号
系列を と表わせば、 にて与えられるはずである。文献１には、入力離散信号
系列ｘ（ｎＴs）から出力離散信号系列ｘ（ｋＴs′）を
得る方法が述べられており、その概要は以下の通りであ
る。
にジェー・オー・スミス(J.O.Smith)、ピー・ゴセット
(P.Gosset)により、アイ・イー・イー・イー・コンファ
レンス オン アイ・シー・エー・エス・エス・ピー
レコード(IEEE Conference on ICASSP Record)の19.4.1
（以下、文献１と称する）に記載された方式が知られて
いる。この方式においては、文献１中にも述べられてい
る如く、アナログ補間の考え方に基礎をおいている。即
ち、いま、時間連続信号ｘ(t)を離散時間表現して得ら
れる信号系列をｘ（ｎＴs）とし、この信号系列を基に
して出力離散信号系列ｘ（ｎＴs′）を得るものとす
る。但し、Ts及びＴs′は各々入力および出力の標本化
周波数ｆsおよびｆs′の逆数として与えられる標本化周
期であるものとする。ここで、片側帯域ｆs/2なる理想
ローパスフィルタの伝達関数をＨ(f)とし、そのインパ
ルス応答をｈ(t)とする。即ち、 この時、標本化定理により、元の時間連続信号ｘ(t)
は、離散信号系列ｘ（ｎＴs）を用いて、 と表現されるはずである。こうして時間連続信号ｘ(t)
が再現できるものであれば、これから出力離散信号系列
ｘ（ｎＴs′）を得るには、ｘ(t)を出力標本化周波数ｆ
s′にて標本化すればよいことになる。しかし乍ら、こ
こで注意すべきことは、信号ｘ(t)の帯域がｆs′／２よ
り広い場合に（すなわちｆs＞ｆs′の場合）は、上記の
簡単な標本化によって、いわゆる折返雑音を発生してし
まうことである。従って、一般には、(3)式にて再生さ
れた時間連続信号を、一旦、帯域ｆs′／２なるローパ
スフィルタに通し、その出力 を出力標本化周波数ｆs′にて標本化することになる。
従って、上記(1)および(2)式の代わりにＦｓ＝Ｍｉｎ
｛ｆs，ｆs′｝を定義し、 なるローパスフィルタを用いれば、 として得られる信号 を出力標本化周波数ｆ′ｓにて標本化するだけで所望の
標本化周波数変換が行なわれる。ここで、出力離散信号
系列を と表わせば、 にて与えられるはずである。文献１には、入力離散信号
系列ｘ（ｎＴs）から出力離散信号系列ｘ（ｋＴs′）を
得る方法が述べられており、その概要は以下の通りであ
る。
いま、出力側のｋ番目の標本化時刻kTs′を入力側の標
本化周期Tsを用いて ｋＴｓ′＝（ｍｋ＋αｋ）Ｔｓ と表わす。但し、mkはｋに依存する整数を表わし、αｋ
はｋは依存する正の小数を表わすものとする。この時
(4)式は、 となるが、ここで、ｍk-nを改めてｌkとおけば となる。一般にローパスフィルタのインパルス応答ｈ
(t)は｜ｔ｜の増大と共にその振巾が次第に減衰するも
のであるから、(5)式の無限級数は、次のように有限級
数で近似される。
本化周期Tsを用いて ｋＴｓ′＝（ｍｋ＋αｋ）Ｔｓ と表わす。但し、mkはｋに依存する整数を表わし、αｋ
はｋは依存する正の小数を表わすものとする。この時
(4)式は、 となるが、ここで、ｍk-nを改めてｌkとおけば となる。一般にローパスフィルタのインパルス応答ｈ
(t)は｜ｔ｜の増大と共にその振巾が次第に減衰するも
のであるから、(5)式の無限級数は、次のように有限級
数で近似される。
(6)式の計算は、入力標本値列｛ｘ（ｍk＋Ｍ），ｘ（ｍ
k＋Ｍ−１），…，ｘ（ｍk-M)｝とフィルタ係数｛ｈ
（−ＭＴs＋αkＴs），ｈ（−ＭＴs＋Ｔs＋αkＴs），
…，ｈ（ＭＴs＋αkＴs）｝とのたたみ込み積であるか
ら、この信号処理はいわゆるＦＩＲディジタルフィルタ
にて実行される。しかし乍ら、αkは０≦αk＜１なる範
囲の任意の値をとり得るので(6)式の計算を忠実に行な
うには、フィルタ係数の無限個の組合わせを用意してお
かねばならず非現実的である。この欠点を解決するため
に時間αkＴsをｆsのＮ倍の周波数を有する高速クロッ
クにて計測し、 αkＴs＝（Ｐk＋ηk）T2/N と表わす。但しＰkはｋに依存する整数であり、ηkはｋ
に依存する０≦ηk＜１なる小数である。この時、(6)式
は一次近似にて と表わせる。但し、 ここでＰkは０≦Ｐk＜Ｎ−１の範囲の整数であり有限で
あるから、(7)式の計算を行うのに要するフィルタ係数
の組合わせの個数は有限となる。
k＋Ｍ−１），…，ｘ（ｍk-M)｝とフィルタ係数｛ｈ
（−ＭＴs＋αkＴs），ｈ（−ＭＴs＋Ｔs＋αkＴs），
…，ｈ（ＭＴs＋αkＴs）｝とのたたみ込み積であるか
ら、この信号処理はいわゆるＦＩＲディジタルフィルタ
にて実行される。しかし乍ら、αkは０≦αk＜１なる範
囲の任意の値をとり得るので(6)式の計算を忠実に行な
うには、フィルタ係数の無限個の組合わせを用意してお
かねばならず非現実的である。この欠点を解決するため
に時間αkＴsをｆsのＮ倍の周波数を有する高速クロッ
クにて計測し、 αkＴs＝（Ｐk＋ηk）T2/N と表わす。但しＰkはｋに依存する整数であり、ηkはｋ
に依存する０≦ηk＜１なる小数である。この時、(6)式
は一次近似にて と表わせる。但し、 ここでＰkは０≦Ｐk＜Ｎ−１の範囲の整数であり有限で
あるから、(7)式の計算を行うのに要するフィルタ係数
の組合わせの個数は有限となる。
（従来技術の問題） 以上、従来技術について述べたが、この種の従来技術に
は以下に述べるように二つの欠点がある。まず第一に、
(7)式の計算を行なうに要するフィルタ係数の個数即ち
Ｎ（２Ｍ＋１）が異常に大きくなることである。これ
は、(7)式の近似精度を上げる上でＮが増大することと
共に、(1)′式で与えられるローパスフィルタが必然的
に急峻なカットオフ特性を有するために生ずるＭの増大
とによって二重の意味で大きな量となる。例えば、
(1)′の理想ローパス特性を帯域外減衰量60ｄＢ程度で
近似しようとすると、Ｍは50程度の大きさになり、(7)
式に伴う歪率を70ｄＢ程度とるものとすれば、Ｎは20程
度の値になる。この時、Ｎ（２Ｍ＋１）2000となり、
各フィルタ係数を16ビット表現するものとすれば、16Ｋ
ビットのフィルタ係数格納メモリを要することになる。
は以下に述べるように二つの欠点がある。まず第一に、
(7)式の計算を行なうに要するフィルタ係数の個数即ち
Ｎ（２Ｍ＋１）が異常に大きくなることである。これ
は、(7)式の近似精度を上げる上でＮが増大することと
共に、(1)′式で与えられるローパスフィルタが必然的
に急峻なカットオフ特性を有するために生ずるＭの増大
とによって二重の意味で大きな量となる。例えば、
(1)′の理想ローパス特性を帯域外減衰量60ｄＢ程度で
近似しようとすると、Ｍは50程度の大きさになり、(7)
式に伴う歪率を70ｄＢ程度とるものとすれば、Ｎは20程
度の値になる。この時、Ｎ（２Ｍ＋１）2000となり、
各フィルタ係数を16ビット表現するものとすれば、16Ｋ
ビットのフィルタ係数格納メモリを要することになる。
第二の欠点はより重大な欠点であって、(2)′式にて与
えられるインパルス応答を離散表現にて正確に記述しよ
うとすれば入力標本化周波数ｆsと出力標本化周波数
ｆs′との正確な比率が判っている必要のあることであ
る。換言すれば、従来技術においてはｆsとｆs′との関
係に応じて前記フィルタ係数の各値をその都度変更せね
ばならず、非同期標本化周波数変換方式としての汎用性
を大きく損ってしまう。
えられるインパルス応答を離散表現にて正確に記述しよ
うとすれば入力標本化周波数ｆsと出力標本化周波数
ｆs′との正確な比率が判っている必要のあることであ
る。換言すれば、従来技術においてはｆsとｆs′との関
係に応じて前記フィルタ係数の各値をその都度変更せね
ばならず、非同期標本化周波数変換方式としての汎用性
を大きく損ってしまう。
（発明の目的） 本発明は従来の非同期標本化周波数変換方式のかかる欠
点を除去せんとするものであり、その主旨は任意の入力
標本化周波数ｆsと出力標本化周波数ｆs′との変換を行
なうに際し、一旦、ｆsとｎｆs（ただしｎは２以上の自
然数）との変換を施し、次にｎｆsとｎｆs′との変換を
施し、然る後に標本化周波数ｎｆs′なる離散信号系列
を間引くことにより所望の標本化周波数ｆs′なる離散
信号系列を得ることにある。
点を除去せんとするものであり、その主旨は任意の入力
標本化周波数ｆsと出力標本化周波数ｆs′との変換を行
なうに際し、一旦、ｆsとｎｆs（ただしｎは２以上の自
然数）との変換を施し、次にｎｆsとｎｆs′との変換を
施し、然る後に標本化周波数ｎｆs′なる離散信号系列
を間引くことにより所望の標本化周波数ｆs′なる離散
信号系列を得ることにある。
（発明の構成） 上記目的を達成するために、本発明は、標本化周波数ｆ
ｓの入力離散信号系列を標本化周波数ｎｆｓ（ｎは２以
上の自然数）の第１の離散信号系列に変換するｎ倍レー
ト変換手段と、前記第１の離散信号系列の各標本値を周
波数ｎｆｓの第１のクロックにて順次蓄積するレジスタ
と、出力標本化周波数ｆ′ｓのｎ倍の周波数ｎｆ′ｓを
有する第２のクロックと前記第１のクロックとの位相差
に応じて前記レジスタに蓄えられた第１の離散信号系列
に補間する信号補間手段と、前記信号補間手段の出力と
して得られる標本化周波数ｎｆ′ｓの第２の離散信号系
列に所定のフィルタ処理を施したのち標本化周波数ｆ′
ｓの出力離散信号系列に変換する間引処理手段とを含
み、任意の標本化周波数ｆｓとｆ′ｓとの間の信号変換
を行なわしめたものである。
ｓの入力離散信号系列を標本化周波数ｎｆｓ（ｎは２以
上の自然数）の第１の離散信号系列に変換するｎ倍レー
ト変換手段と、前記第１の離散信号系列の各標本値を周
波数ｎｆｓの第１のクロックにて順次蓄積するレジスタ
と、出力標本化周波数ｆ′ｓのｎ倍の周波数ｎｆ′ｓを
有する第２のクロックと前記第１のクロックとの位相差
に応じて前記レジスタに蓄えられた第１の離散信号系列
に補間する信号補間手段と、前記信号補間手段の出力と
して得られる標本化周波数ｎｆ′ｓの第２の離散信号系
列に所定のフィルタ処理を施したのち標本化周波数ｆ′
ｓの出力離散信号系列に変換する間引処理手段とを含
み、任意の標本化周波数ｆｓとｆ′ｓとの間の信号変換
を行なわしめたものである。
（発明の原理） 以下、第２図を用いて本発明の原理を説明する。
前記(1)′(2)′(3)′(4)式より判るように入力標本化周
波数ｆsが出力標本周波数ｆs′より低い時は(2)′式で
与えられるインパルス応答ｈ(t)を出力標本化周波数
ｆs′に応じて変える必要が無く非同期標本化周波数変
換機能の汎用性を損ねない。ところが、ｆs′がｆsより
低い場合にはインパルス応答ｈ(t)を出力標本化周波数
ｆs′に応じて変えねばならず、(6)式の計算に要するフ
ィルタ係数をｆs′に応じて異なったものにしなければ
ならない。本発明はこの欠点を解消しようとするもので
あり、ｆs′がｆsより低い場合には必ず２以上のある自
然数ｎが存在し ｆs′＞3/2nｆs (8) にてｆs′の下界が定められることに着目している。
波数ｆsが出力標本周波数ｆs′より低い時は(2)′式で
与えられるインパルス応答ｈ(t)を出力標本化周波数
ｆs′に応じて変える必要が無く非同期標本化周波数変
換機能の汎用性を損ねない。ところが、ｆs′がｆsより
低い場合にはインパルス応答ｈ(t)を出力標本化周波数
ｆs′に応じて変えねばならず、(6)式の計算に要するフ
ィルタ係数をｆs′に応じて異なったものにしなければ
ならない。本発明はこの欠点を解消しようとするもので
あり、ｆs′がｆsより低い場合には必ず２以上のある自
然数ｎが存在し ｆs′＞3/2nｆs (8) にてｆs′の下界が定められることに着目している。
いま、標本化周波数ｆsなる入力離散信号系列をｚ変換
による記述にてＸ(z)と表わす。この時Ｘ(z)の周波数ス
ペクトラムは第２図(a)のごとく表わされ、所望の信号
成分201と標本化イメージ202,203,…とから成ってい
る。そこで、Ｘ(z)の標本化周波数をｎ倍に変更するも
のとし、その結果得られる標本化周波数ｎｆsの離散信
号系列をｘ′(z)と表わすことにすると、Ｘ′(z)の周波
数スペクトラムは第２図(b)の如く表わされる。即ち、
所望の信号成分211と標本化イメージ212,213,…とから
成る周波数スペクトラムが得られる。更に上記の標本化
周波数ｎｆsを(1)′乃至(4)式に従ってｎｆs′に変換す
るものとし、その結果得られる標本化周波数ｎｆs′の
離散信号系列をＹ′(z)とすれば、Ｙ′(z)の周波数スペ
クトラムは第２図(c)に示されるごとく所望の信号成分2
21と標本化イメージ222,223,…とから成る。この信号変
換過程においては(1)′式から類推されるように伝達関
数が なるローパスフィルタを用いることになる。ここでＦs
は前にも述べたようにＭｉｎ｛ｆs，ｆs′｝であってｆ
s′＜ｆsの時はＦs=fs′となり出力標本化周波数ｆs′
に依存する量となる。しかしながら、いま、ｆs，
ｆs′，ｎの間には(8)式の関係が成立しているから、
(9)式におけるＦsを常に入力標本化周波数ｆsと等しく
設定することにしても第２図(c)の所望の信号成分221と
標本化イメージ222とが互いに干渉を起こすことはな
い。即ち、(9)式のローパスフィルタを出力標本化周波
数ｆs′の値とは独立に設計できることになる。
による記述にてＸ(z)と表わす。この時Ｘ(z)の周波数ス
ペクトラムは第２図(a)のごとく表わされ、所望の信号
成分201と標本化イメージ202,203,…とから成ってい
る。そこで、Ｘ(z)の標本化周波数をｎ倍に変更するも
のとし、その結果得られる標本化周波数ｎｆsの離散信
号系列をｘ′(z)と表わすことにすると、Ｘ′(z)の周波
数スペクトラムは第２図(b)の如く表わされる。即ち、
所望の信号成分211と標本化イメージ212,213,…とから
成る周波数スペクトラムが得られる。更に上記の標本化
周波数ｎｆsを(1)′乃至(4)式に従ってｎｆs′に変換す
るものとし、その結果得られる標本化周波数ｎｆs′の
離散信号系列をＹ′(z)とすれば、Ｙ′(z)の周波数スペ
クトラムは第２図(c)に示されるごとく所望の信号成分2
21と標本化イメージ222,223,…とから成る。この信号変
換過程においては(1)′式から類推されるように伝達関
数が なるローパスフィルタを用いることになる。ここでＦs
は前にも述べたようにＭｉｎ｛ｆs，ｆs′｝であってｆ
s′＜ｆsの時はＦs=fs′となり出力標本化周波数ｆs′
に依存する量となる。しかしながら、いま、ｆs，
ｆs′，ｎの間には(8)式の関係が成立しているから、
(9)式におけるＦsを常に入力標本化周波数ｆsと等しく
設定することにしても第２図(c)の所望の信号成分221と
標本化イメージ222とが互いに干渉を起こすことはな
い。即ち、(9)式のローパスフィルタを出力標本化周波
数ｆs′の値とは独立に設計できることになる。
以上のようにして求められた標本化周波数ｎｆs′なる
離散信号系列Ｙ′(z)から最終的に所望の標本化周波数
ｆs′なる離散系列Ｙ(z)を得るには以下のような信号処
理を施せばよい。即ち、まず、離散信号系列Ｙ′(z)を
第２図(d)に示す周波数伝達特性を有するディジタルロ
ーパスフィルタに通す。このディジタルフィルタは通過
域が略々０〜ｆs′／２であり減衰域が略々ｆs′／２〜
nfs′／２なるフィルタであって、標本化周波数ｎｆs′
にて動作するものである。前記離散信号系列Ｙ′(z)を
このフィルタに通した結果得られる離散信号系列をＹ″
(z)とすればその周波数スペクトラムは第２図(e)に示す
ように所望信号成分241とサンプリングイメージ242,24
3,…とより成る。ここで所望信号成分241は前記より明
きらかなようにその帯域がｆｓ′／２以下に抑圧されて
いるので、こうして得られた離散信号系列Ｙ″(z)の標
本値をｎ個に１個づつ取り出して得られる離散信号系列
Ｙ(z)は第２図(f)に示すように所望信号251とサンプリ
ングイメージ252とが相互に干渉しない信号となる。即
ち、Ｙ(z)は求めるべき標本化周波数ｆs′なる出力離散
系列となっている。
離散信号系列Ｙ′(z)から最終的に所望の標本化周波数
ｆs′なる離散系列Ｙ(z)を得るには以下のような信号処
理を施せばよい。即ち、まず、離散信号系列Ｙ′(z)を
第２図(d)に示す周波数伝達特性を有するディジタルロ
ーパスフィルタに通す。このディジタルフィルタは通過
域が略々０〜ｆs′／２であり減衰域が略々ｆs′／２〜
nfs′／２なるフィルタであって、標本化周波数ｎｆs′
にて動作するものである。前記離散信号系列Ｙ′(z)を
このフィルタに通した結果得られる離散信号系列をＹ″
(z)とすればその周波数スペクトラムは第２図(e)に示す
ように所望信号成分241とサンプリングイメージ242,24
3,…とより成る。ここで所望信号成分241は前記より明
きらかなようにその帯域がｆｓ′／２以下に抑圧されて
いるので、こうして得られた離散信号系列Ｙ″(z)の標
本値をｎ個に１個づつ取り出して得られる離散信号系列
Ｙ(z)は第２図(f)に示すように所望信号251とサンプリ
ングイメージ252とが相互に干渉しない信号となる。即
ち、Ｙ(z)は求めるべき標本化周波数ｆs′なる出力離散
系列となっている。
以上述べたように本発明による非同期標本化周波数変換
方式を用いれば、第２図(a)から(b)への信号処理過程は
入力標本化周波数ｆsのみに同期して処理され、第２図
(b)から(c)への信号処理は出力標本化周波数ｆs′にほ
ぼ依存しないローパスフィルタ操作にて実施され、第２
図(c)から(f)への信号処理は出力標本化周波数ｆs′の
みに同期して処理されることになるため、非同期標本化
周波数変換機能の汎用性を大巾に向上させることができ
る。
方式を用いれば、第２図(a)から(b)への信号処理過程は
入力標本化周波数ｆsのみに同期して処理され、第２図
(b)から(c)への信号処理は出力標本化周波数ｆs′にほ
ぼ依存しないローパスフィルタ操作にて実施され、第２
図(c)から(f)への信号処理は出力標本化周波数ｆs′の
みに同期して処理されることになるため、非同期標本化
周波数変換機能の汎用性を大巾に向上させることができ
る。
（実施例） 本発明になる非同期標本化周波数変換方式の具体的実施
例を第１図に示す。即ち、第１図において、参照番号10
1は標本化周波数ｆsになる入力離散信号系列が入力され
る入力端子であり、参照番号102は周波数ｆsなる入力標
本化クロックの入力される入力端子であり、参照番号11
0は標本化周波数をｎ倍に上昇させるためのｎ倍補間デ
ィジタルフィルタであり、参照番号140は周波数ｆsなる
前記入力標本化クロックより周波数ｎｆsなる標本化ク
ロックを生成するための周波数逓倍回路であり、参照番
号103は周波数ｆs′なる出力標本化クロックの入力され
る入力端子であり、参照番号150は前記出力標本化クロ
ックの周波数をｎ倍にするための周波数逓倍回路であ
り、参照番号120は前記ｎ倍補間ディジタルフィルタの
出力として得られる標本化周波数ｎｆsなる離散信号系
列を標本化周波数ｎｆs′なる離散信号系列に変換する
非同期レート変換処理部であり、参照番号130は、こう
して得られた標本化周波数ｎｆs′なる離散信号系列を
ｎサンプルに１個ずつ間引くことにより標本化周波数ｆ
s′なる出力離散信号系列を生成する1/n間引きディジタ
ルフィルタであり、参照番号104は出力端子である。
例を第１図に示す。即ち、第１図において、参照番号10
1は標本化周波数ｆsになる入力離散信号系列が入力され
る入力端子であり、参照番号102は周波数ｆsなる入力標
本化クロックの入力される入力端子であり、参照番号11
0は標本化周波数をｎ倍に上昇させるためのｎ倍補間デ
ィジタルフィルタであり、参照番号140は周波数ｆsなる
前記入力標本化クロックより周波数ｎｆsなる標本化ク
ロックを生成するための周波数逓倍回路であり、参照番
号103は周波数ｆs′なる出力標本化クロックの入力され
る入力端子であり、参照番号150は前記出力標本化クロ
ックの周波数をｎ倍にするための周波数逓倍回路であ
り、参照番号120は前記ｎ倍補間ディジタルフィルタの
出力として得られる標本化周波数ｎｆsなる離散信号系
列を標本化周波数ｎｆs′なる離散信号系列に変換する
非同期レート変換処理部であり、参照番号130は、こう
して得られた標本化周波数ｎｆs′なる離散信号系列を
ｎサンプルに１個ずつ間引くことにより標本化周波数ｆ
s′なる出力離散信号系列を生成する1/n間引きディジタ
ルフィルタであり、参照番号104は出力端子である。
第１図に示した本発明になる非同期標本化周波数変換方
式の動作をｎ＝３の場合について第３図を用いて説明す
る。第３図において、(a)は標本化周波数ｆsなる入力離
散信号系列を表わしている。この入力離散系列に図中30
1に示すように零信号を付加し、形式的に標本化周波数
３ｆsの離散信号系列と見なし、これを標本化クロック
周波数３ｆsにて動作する低域通過ディジタルフィルタ
に通す。即ち、３倍補間ディジタルフィルタ処理が実行
される訳である。その結果、３倍補間ディジタルフィル
タの出力として、第３図(b)に示すように標本化周波数
３ｆsの離散信号系列が得られる。ここで第１図の参照
番号120にて示される非同期レート変換処理部では例え
ば第３図(c)の参照番号302に示すように入力された離散
信号系列の離散標本化値の間を一次補間するものとす
る。この時、該非同期レート変換処理部の出力は第３図
(d)に示す周波数３ｆsの標本化クロックと第３図(e)に
示す周波数３ｆs′の標本化クロックとの位相差に応じ
て第３図(f)に示す如き標本化周波数３ｆs′の離散信号
系列を出力することになる。更に、第３図(f)の離散信
号系列を標本化周波数３ｆs′にて動作する低域通過デ
ィジタルフィルタに通した後その出力から３シンボルに
つき１シンボルづつ取り出せば第３図(g)に示すように
折返し雑音の無い所望の出力離散信号系列が得られるこ
とになる。
式の動作をｎ＝３の場合について第３図を用いて説明す
る。第３図において、(a)は標本化周波数ｆsなる入力離
散信号系列を表わしている。この入力離散系列に図中30
1に示すように零信号を付加し、形式的に標本化周波数
３ｆsの離散信号系列と見なし、これを標本化クロック
周波数３ｆsにて動作する低域通過ディジタルフィルタ
に通す。即ち、３倍補間ディジタルフィルタ処理が実行
される訳である。その結果、３倍補間ディジタルフィル
タの出力として、第３図(b)に示すように標本化周波数
３ｆsの離散信号系列が得られる。ここで第１図の参照
番号120にて示される非同期レート変換処理部では例え
ば第３図(c)の参照番号302に示すように入力された離散
信号系列の離散標本化値の間を一次補間するものとす
る。この時、該非同期レート変換処理部の出力は第３図
(d)に示す周波数３ｆsの標本化クロックと第３図(e)に
示す周波数３ｆs′の標本化クロックとの位相差に応じ
て第３図(f)に示す如き標本化周波数３ｆs′の離散信号
系列を出力することになる。更に、第３図(f)の離散信
号系列を標本化周波数３ｆs′にて動作する低域通過デ
ィジタルフィルタに通した後その出力から３シンボルに
つき１シンボルづつ取り出せば第３図(g)に示すように
折返し雑音の無い所望の出力離散信号系列が得られるこ
とになる。
上記の説明においては第１図の120で示される非同期レ
ート変換処理部は入力離散信号系列の隣接標本値の間を
一次補間するものであったが、この処理は例えば第４図
に示される回路にて実現される。即ち、第４図におい
て、端子401より入力された標本化周波数ｎｆsの離散信
号系列は２段シフトレジスタ410に逐次蓄えられる。ま
た端子402を介して入力標本化周波数ｆsのｎ倍即ちｎｆ
sなる周波数の第１のクロックが入力されカウンタ405，
カウンタ407およびラッチ回路406に供給される。一方端
子404からは出力標本化周波数ｆs′のｎ倍即ちｎｆsな
る周波数の第２のクロックが入力され、ラッチ回路408
および補間回路411に供給される。更に端子403からはｎ
ｆsに比し充分高い周波数を有するシステムクロックが
入力されカウンタ405およびカウンタ407に供給される。
カウンタ405は前記第１のクロックの立上り時刻にてリ
セットされ、前記システムクロックのパルス数を計測す
る。この計測値はラッチ回路406において前記第１のク
ロックの次の立上り時刻にてラッチされる。即ち、第１
のクロックの１周期の長さが計測されラッチ回路406か
ら割算回路409に供給される。一方、カウンタ407は前記
第１のクロックの立上り時刻にてリセットされ、前記同
様のクロックパルス計測を行なうが、その計測値がラッ
チ回路408にてラッチされるのは前記第２のクロックの
立上り時刻である。よって、ラッチ回路408では、第１
のクロックと第２のクロックとの時間差が計測されるこ
とになり、この計測値が割算回路409に供給される。い
ま、ラッチ回路406の出力をＭとしラッチ回路408の出力
をＮとすれば、割算回路409ではＮ／Ｍの値が計算さ
れ、その結果を補間回路411に供給する。更に、レジス
タ410の第１段目出力をｘ1とし第２段目出力をｘ2とす
れば、補間回路411はｘ1，ｘ2および前記のＮ／Ｍを用
いて所望の線形補間値ｙを次式に従って出力する。
ート変換処理部は入力離散信号系列の隣接標本値の間を
一次補間するものであったが、この処理は例えば第４図
に示される回路にて実現される。即ち、第４図におい
て、端子401より入力された標本化周波数ｎｆsの離散信
号系列は２段シフトレジスタ410に逐次蓄えられる。ま
た端子402を介して入力標本化周波数ｆsのｎ倍即ちｎｆ
sなる周波数の第１のクロックが入力されカウンタ405，
カウンタ407およびラッチ回路406に供給される。一方端
子404からは出力標本化周波数ｆs′のｎ倍即ちｎｆsな
る周波数の第２のクロックが入力され、ラッチ回路408
および補間回路411に供給される。更に端子403からはｎ
ｆsに比し充分高い周波数を有するシステムクロックが
入力されカウンタ405およびカウンタ407に供給される。
カウンタ405は前記第１のクロックの立上り時刻にてリ
セットされ、前記システムクロックのパルス数を計測す
る。この計測値はラッチ回路406において前記第１のク
ロックの次の立上り時刻にてラッチされる。即ち、第１
のクロックの１周期の長さが計測されラッチ回路406か
ら割算回路409に供給される。一方、カウンタ407は前記
第１のクロックの立上り時刻にてリセットされ、前記同
様のクロックパルス計測を行なうが、その計測値がラッ
チ回路408にてラッチされるのは前記第２のクロックの
立上り時刻である。よって、ラッチ回路408では、第１
のクロックと第２のクロックとの時間差が計測されるこ
とになり、この計測値が割算回路409に供給される。い
ま、ラッチ回路406の出力をＭとしラッチ回路408の出力
をＮとすれば、割算回路409ではＮ／Ｍの値が計算さ
れ、その結果を補間回路411に供給する。更に、レジス
タ410の第１段目出力をｘ1とし第２段目出力をｘ2とす
れば、補間回路411はｘ1，ｘ2および前記のＮ／Ｍを用
いて所望の線形補間値ｙを次式に従って出力する。
ｙ＝N/Mｘ1＋（１−N/M）ｘ2 (10) 以上の信号処理過程により、端子412からは第３図(f)に
示す如き標本化周波数ｎｆs′なる離散信号系列が得ら
れることになる。
示す如き標本化周波数ｎｆs′なる離散信号系列が得ら
れることになる。
（発明の効果） 以上述べたように、本発明による非同期標本化周波数変
換方式を用いれば汎用性の高い標本化周波数の変換が可
能になり実用に供する所大である。
換方式を用いれば汎用性の高い標本化周波数の変換が可
能になり実用に供する所大である。
なお、以上の説明においては第１図120に示した非同期
レート変換処理部では一次補間が実施されるものとした
が、更にパフォーマンスを向上させたい時は、この処理
部にてラグランジェ補間を施すことにより、より高次の
補間を行なえばよい。
レート変換処理部では一次補間が実施されるものとした
が、更にパフォーマンスを向上させたい時は、この処理
部にてラグランジェ補間を施すことにより、より高次の
補間を行なえばよい。
第１図は本発明による非同期標本化周波数変換方式の具
体的実施例を示す図、第２図は本発明の原理を説明する
ためのスペクトラム図、第３図は第１図に示した非同期
標本化周波数変換方式における信号処理過程を示すタイ
ミングチャート、第４図は非同期レート変換処理部の構
成例を示す図である。 図において、 110…ｎ倍補間ディジタルフィルタ、120…非同期レート
変換処理部、130…１／ｎ間引きディジタルフィルタ、1
40,150…周波数逓倍回路、405,407…カウンタ、406,408
…ラッチ回路、409…割算回路、410…レジスタ、411…
補間回路である。
体的実施例を示す図、第２図は本発明の原理を説明する
ためのスペクトラム図、第３図は第１図に示した非同期
標本化周波数変換方式における信号処理過程を示すタイ
ミングチャート、第４図は非同期レート変換処理部の構
成例を示す図である。 図において、 110…ｎ倍補間ディジタルフィルタ、120…非同期レート
変換処理部、130…１／ｎ間引きディジタルフィルタ、1
40,150…周波数逓倍回路、405,407…カウンタ、406,408
…ラッチ回路、409…割算回路、410…レジスタ、411…
補間回路である。
Claims (1)
- 【請求項１】標本化周波数ｆｓの入力離散信号系列を標
本化周波数ｎｆｓ（ｎは２以上の自然数）の第１の離散
信号系列に変換するｎ倍レート変換手段と、前記第１の
離散信号系列の各標本値を周波数ｎｆｓの第１のクロッ
クにて順次蓄積するレジスタと、出力標本化周波数ｆ′
ｓのｎ倍の周波数ｎｆ′ｓを有する第２のクロックと前
記第１のクロックとの位相差に応じて前記レジスタに蓄
えられた第１の離散信号系列を補間する信号補間手段
と、前記信号補間手段の出力として得られる標本化周波
数ｎｆ′ｓの第２の離散信号系列に所定のフィルタ処理
を施したのち標本化周波数ｆ′ｓの出力離散信号系列に
変換する間引処理手段とを含み、任意の標本化手段ｆｓ
とｆ′ｓとの間の信号変換を行なわしめることを特徴と
する非同期標本化周波数変換方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59234544A JPH061915B2 (ja) | 1984-11-07 | 1984-11-07 | 非同期標本化周波数変換方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59234544A JPH061915B2 (ja) | 1984-11-07 | 1984-11-07 | 非同期標本化周波数変換方式 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61113334A JPS61113334A (ja) | 1986-05-31 |
| JPH061915B2 true JPH061915B2 (ja) | 1994-01-05 |
Family
ID=16972685
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59234544A Expired - Lifetime JPH061915B2 (ja) | 1984-11-07 | 1984-11-07 | 非同期標本化周波数変換方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH061915B2 (ja) |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4460890A (en) * | 1982-01-21 | 1984-07-17 | Sony Corporation | Direct digital to digital sampling rate conversion, method and apparatus |
-
1984
- 1984-11-07 JP JP59234544A patent/JPH061915B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS61113334A (ja) | 1986-05-31 |
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