JPH06178574A - 誘導電動機の制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 速度演算部１１によって算出された誘導電動
機の回転角周波数信号ω_nを基に各種周波数演算信号又
は励磁分電流演算信号を得、これらの演算信号を用いて
有効な誘導電動機の制御装置を得る。 【構成】 誘導電動機９の励磁分電流指令Ｉ_Oと、トル
ク分電流指令Ｉ_tを基に演算処理し、この演算信号を基
にインバータ７を制御して誘導電動機９を制御する誘導
電動機の制御装置において、速度演算部１１によって算
出された誘導電動機の回転角周波数信号ω_nを基に各種
周波数演算信号又は励磁分電流演算信号を得、これらの
演算信号を用いて演算制御する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は誘導電動機の制御装置に
関するものである。

【０００２】

【従来の技術】誘導電動機を高速応に制御する方式とし
てベクトル制御が実用化されている。これを実現した電
力変換装置はサイクロコンバータか電流形インバータで
あり、電流マイナーループをもち、一次電流をトルク分
電流と磁束分電流に分けて制御する方式である。

【０００３】電力用変換装置はトランジスタの大容量化
・低コスト化によって、ＰＷＭインバータが多く用いら
れるようになった。しかし、ＰＷＭインバータは電圧源
であるため電流マイナーループをつけて見掛け上制御電
流源（ＣｏｎｔｒｏｌｌｅｄＣｕｒｒｅｎｔ Ｓｏｕｒ
ｃｅ：ＣＣＳ）とし従来からの制御理論が用いられてい
る。

【０００４】一方、この間誘導機の高速制御に関する理
論は多く研究がなされ、電力変換装置を考慮した種々の
方式が提案されている。制御電圧源（Ｃｏｎｔｒｏｌｌ
ｅｄＶｏｌｔａｇｅ Ｓｏｕｒｃｅ：ＣＶＳ）は、ＣＣ
Ｓの電源ももともと電圧形であることから、電圧を直接
制御量としようとする方式であり、既に実用化されてい
る。

【０００５】図８は従来の誘導電動機の制御装置におい
てトルク制御時のベクトル制御構成図であって、１はト
ルク分電流指令部、２はベクトル演算部、３は座標変換
部、４ａ〜４ｃは加減算器、５ａ，５ｂは比例制御演算
器、６は反転増幅器、７はＰＷＭインバータ、８ａ，８
ｂは電流検出器、９は誘導電動機（ＩＭ）、１０はパル
スエンコーダ、１１は速度演算部である。

【０００６】電流指令部１はトルク設定値信号を入力と
してトルク分励磁電流指令信号Ｉ_Tを出力する。ベクト
ル演算部２は励磁電流指令信号Ｉ₀、トルク分電流指令
信号Ｉ_Tおよび回転角周波数信号ω_nを入力としてＩ₁＝
（Ｉ₀ ²＋Ｉ_T ²）^1/2，φ＝ｔａｎ^-1（Ｉ_T／Ｉ₀），すべ
り角周波数ω_S＝（Ｉ_T／Ｉ₀）・（１／τ₂）一次角周波
数ω₀＝ω_n＋ω_sおよびω_oｔ＝∫ω₀ｄｔの演算を行
う。座標変換部３はＩ₁，φ，ω_oｔを入力として座標変
換してＩ_a＝Ｉ₁ｓｉｎ（ω_oｔ＋φ）およびＩ_b＝Ｉ₁ｓ
ｉｎ｛ω₀ｔ＋φ−（２／３）π｝を求める。

【０００７】座標変換部３による電流信号Ｉ_a，Ｉ_bは加
減算器４ａ，４ｂによって電流検出器によって検出され
たＰＷＭインバータ７の出力電流検出信号と加減算さ
れ、その偏差信号を電流アンプ５ａ，５ｂで比例積分し
て電圧指令信号Ｖ_a，Ｖ_bを得るとともに、これらの電圧
指信号を加減算器４ｃで加減算し、その加算信号を反転
増幅器６を通して電圧指令信号Ｖ_cを得る。速度演算部
１１はパルスエンコーダ１０による誘導電動機９の速度
検出信号を基に演算して回転角周波数ω_nを出力する。

【０００８】図９は従来の誘導電動機の制御装置におけ
る定出力制御付のベクトル制御の構成を示すもので、速
度演算部１１の出力段に励磁分電流指令演算部１２を設
け励磁分電流指令をベクトル演算部２に入力するととも
に、誘導電動機９の回転角周波数ω_nをベクトル演算部
２に入力するものである。励磁分電流指令演算部１２は
速度演算部１１の検出信号である回転角周波数ω_nを基
にＩ₀＝Ｉ_ON（ω_nb／ω_n）の演算を実行する。ここで、
Ｉ_ONは励磁分定格電流である。

【０００９】図９の誘導電動機の制御装置において、一
次周波数に同期して回転するｄ−ｑ軸上で、定常状態の
モータ電圧は、

【００１０】

【数１】

【００１１】ここで、Ｖ_id，Ｖ_iqは一次電圧、ｉ_1d，ｉ
_1qは一次電流、ω₀は一次角周波数、Ｌ₁は一次インダク
タンス、Ｌ₂は二次インダクタンス、Ｍは励磁インダク
タンス、Ｌ_a＝Ｌ₁−Ｍ²／Ｌ₂、ｒ₁は一次抵抗、ｒ₂は二
次抵抗である。

【００１２】二次磁束は、

【００１３】

【数２】

【００１４】一次周波数及びすべりは、

【００１５】

【数３】

【００１６】軸トルクは、 Ｔ＝（３／２）・（Ｐ／２）・（Ｍ²／Ｌ₂）・ｉ_1d・ｉ_1q …（４） 三相電圧と電流は、 Ｖ₁＝（Ｖ_1d ²＋Ｖ_1q ²）^1/2 …（５） Ｉ₁＝（ｉ_1d ²＋ｉ_1q ²）^1/2 …（６） ここで、ｒ₁は一次抵抗、ｒ₂は二次抵抗、τ₂＝Ｌ₂／ｒ
₂、ω_nは回転角周波数、ω_Sはすべり角周波数、Ｐは極
数である。また、ｉ_1d＝Ｉ₀（励磁分電流）に対応し、
ｉ_1q＝Ｉ_T（トルク分電流）に対応する。

【００１７】（１）式において、ｉ_1d＝Ｉ₀，ｉ_1q＝Ｉ_T
として、ｒ₁及びＬ_aは小さいので無視すると、

【００１８】

【数７】

【００１９】（５）式よりモータ電圧は Ｖ₁≒ω₀Ｌ₁Ｉ₀ …（８） ここで、比較的高速域で考えるとω_S≪ω_nのためω₀≒
ω_nと考えられ Ｖ₁≒ω_nＬ₁Ｉ₀ …（９） モータ軸トルクは（３３）式より Ｔ＝（３／４）・Ｐ・（Ｍ²／Ｌ₂）・Ｉ₀・Ｉ_T …（１０） 出力Ｐは Ｐ＝ω_nＴ …（１１） 定トルクの最大回転をω_nb（基底回転角周波数）とし
て、Ｉ₀を次式で制御すれば、定出力制御となる。

【００２０】Ｉ＝Ｉ_ON・（ω_nb／ω_n）…（１２） また（９）式より定出力範囲ではモータ電圧がほぼ一定
に保たれることが分る。定トルクの制御範囲ではＩ₀＝
Ｉ_ONとする。

【００２１】

【発明が解決しようとする課題】図８の誘導電動機の制
御装置に関しては、エンジン車のエンジン部分を誘導電
動機（ＩＭ）に置き換えて駆動する電気自動車（以下Ｅ
Ｖと略記する）等においては、モータトルクを線形に制
御するためにベクトル制御が用いられることが多い。こ
こで、通常はベクトル制御装置に、アクセルペダルのス
トロークに対応したトルク設定値が入力され、制御装置
側ではトルクに比例する電流の指令値を生成し、電流制
御を行なう。

【００２２】ベクトル制御では、ＩＭの励磁分電流成分
とトルク分電流成分に分けて電流を制御し、ＩＭに供給
する一次周波数は、速度検出値とトルクに比例するすべ
り周波数設定値の和で演算される。ここで、モータトル
クを設定に対して遅れなく制御するためには二次磁束を
確立させておく必要があり、トルク設定が零でも励磁分
電流では供給しておく必要がある。これより、モータ停
止状態で、トルク設定が零の場合は、モータ各相に直流
電流が供給されることになる。

【００２３】上記の状態で、モータ回転数の検出器が誤
動作するなどの原因により、モータが停止しているにも
かかわらず、ある回転数値を検出すると、この値で一次
周波数が与えられるため、モータトルクが発生し、モー
タの負荷が軽い場合はトルク指令値が零にもかかわら
ず、モータが回転を始める問題点が生ずる。

【００２４】これは、アクセルを開放の状態で車が動き
始める可能性があるということであり、これを防止する
必要がある。

【００２５】図９の誘導電動機の制御装置に関しては、
電気自動車等の駆動用電源としては、バッテリが用いら
れるが、バッテリ電圧は、満充電時と放電末期時では大
きく異なる。つまり、インバータ入力直流電圧は、バッ
テリの使用程度に応じて大きな範囲で変化することにな
る。ここで、満充電時の直流電圧を基準にして、インバ
ータの最大出力電圧を決定し、モータの定格電圧を決定
すると、放電が進み、バッテリ電圧が低下してくると、
インバータの出力可能な電圧が低下し、モータ回転数を
定格回転まで上げるには、インバータ出力電圧が不足と
なってしまう。

【００２６】図９に示す様なベクトル制御装置において
は、モータ電流をフィードバック制御して指令値通りの
電流に制御すべくＰＷＭインバータに電圧指令値
（Ｖ_a，Ｖ_b，Ｖ_c）を与えている。この方式において、
上述したようにインバータ出力電圧が不足となると、指
令値通りの電流を流し得なくなり、電流制御器が飽和
し、この影響でモータ電流に歪が生じ高周波成分が増加
する問題が発生する。もちろん、回転数も定格値まで増
加できなくなる。

【００２７】モータの定格電圧を放電末期のバッテリ電
圧を基準として決定すれば、上述の問題は発生しない
が、同じモータ出力を得るには、モータ電圧が低いと電
流が大きくなり損失などの面で、不利となるため、この
方法は不適当である。

【００２８】本発明は上述の各問題点を解決することを
目的とする。

【００２９】

【課題を解決するための手段】本発明は上記目的を達成
するために、誘導電動機の励磁分電流とトルク分電流指
令を基に、上記誘導電動機の制御要素を演算処理して、
上記誘導電動機の一次電流指令と該一次電流指令の位相
角指令および上記誘導電動機の回転角周波数を算出し、
これらの指令を座標変換して電流指令を得、この電流指
令を基にインバータの入力電圧指令を得て該インバータ
を制御して上記誘導電動機を制御する誘導電動機の制御
装置において、上記誘導電動機の一次位相角周波数を演
算する第１の角周波数演算部と、上記制御要素のうちす
べり角周波数と回転角周波数を基に一次角周波数を演算
する第２の角周波数演算部と、上記トルク分電流指令と
回転角周波数を基に上記トルク分電流指令の値が零のと
きの上記誘導電動機の回転状態を判別する判別部と、該
判別部の判別信号に応じて上記第１の角周波数演算部の
演算信号又は第２の角周波数演算部の演算信号を選択す
る選択部によって構成したことを特徴とする。

【００３０】また、本発明においては、上記誘導電動機
の回転角周波数（ω_n）と上記インバータの直流電圧検
出値（Ｖ_DC）を基に励磁分電流（Ｉ₀）を算出する励磁
分電流演算部を設け、この励磁分電流演算部により算出
された励磁分電流（Ｉ₀）と上記回転角周波数（ω_n）を
基に上記制御要素を演算処理することを特徴とする。

【００３１】

【作用】誘導電動機の励磁分電流とトルク分電流指令を
基に、上記誘導電動機の制御要素を演算処理して、上記
誘導電動機の一次電流指令と該一次電流指令の位相角指
令および上記誘導電動機の回転角周波数を算出し、これ
らの指令を座標変換して電流指令を得、この電流指令を
基にインバータの入力電圧指令を得て該インバータを制
御して上記誘導電動機を制御する誘導電動機の制御装置
において、前記誘導電動機の回転角周波数を基に一次角
周波数，トルク分電流又は励磁分電流を演算して、イン
バータを制御し、これにより誘導電動機を効果的に制御
する。

【００３２】

【実施例】以下に本発明の実施例を図１〜図７を参照し
ながら説明する。

【００３３】図１は本発明の第１実施例による誘導電動
機の制御装置を示すもので、図８のものと同一又は相当
部分には同一符号が付されている。図１において１３は
第１の角周波数演算部、１４は第２の角周波数演算部、
１５はトルク分電流指令信号Ｉ_Tと回転角周波数ω_nを入
力とする判別部、１６は選択部である。

【００３４】図１の誘導電動機の制御装置において、ベ
クトル演算部２Ａは励磁分電流指令Ｉ₀とトルク分電流
指令Ｉ_Tを基にＩ₁＝（Ｉ₀ ²＋Ｉ_T ²）^1/2，φ＝ｔａｎ^-1
（Ｉ_T／Ｉ₀），及びすべり角周波数ω_S＝（Ｉ_T／Ｉ₀）
・（１／τ₂）をベクトル演算する。座標変換部３はベ
クトル演算部２Ａの電流演算信号Ｉ₁，位相角演算信号
φ及び後述する一次周波数演算信号ω₀ｔを入力として
Ｉ_a＝Ｉ₁ｓｉｎ（ω₀ｔ＋φ）とＩ_b＝Ｉ₁ｓｉｎ｛ω₀ｔ
＋φ−（３／２）π｝に座標変換して電流指令Ｉ_a，Ｉ_b
を出力する。第１の角周波数演算部１３はω₀＝０又は
ω₀ｔ＝（π／２）を演算し、第２の角周波数演算部１
４はベクトル演算部２Ａのすべり周波数演算信号ω_Sと
速度演算部１１の回転角周波数ω_nを基にω₀＝ω_n＋ω_S
とω₀ｔ＝∫ω₀ｄｔを演算する。

【００３５】判別部１５は速度演算部１１の回転角周波
数ω_nとトルク分電流指令信号Ｉ_tを入力とし選択部１６
を制御する。ここで、Ｉ_T＝０のときω_n≧ω_LOW（速度
を零とみなす角周波数）であれば選択部１６の接点１６
ｂをオン、接点１６ａをオフにし、これによりω₀ｔ＝
∫ω₀ｄｔとなる。また、Ｉ_T＝０のときω_n≧ω_LOWでな
ければ接点１６ａをオン、接点１６ｂをオフにし、ω₀
ｔ＝（π／２）となる。Ｉ_T≠０であれば、接点１６ａ
をオフ、接点１６ｂをオンにし、ω₀ｔ＝∫ω₀ｄｔとな
る。

【００３６】モータが停止でかつトルク設定が零の状態
でのモータ速度検出部の誤動作等の原因による回転上昇
はω₀＝ω_n＋ω_Sでモータ一次周波数を演算しているこ
とによる。このため、図１に示すように、トルク設定が
零でかつ、モータ回転が予め設定された零とみなされる
点（ω_LOW）以下の場合は、一次角周波数を零とし、ω₀
ｔ＝（π／２）の角度に固定することにより、速度検出
の誤動作の影響を防ぐことができると共に安定した制動
となる。トルク設定値が零以外およびトルク設定値が零
でもモータが回転している状態（ω₀≧ω_LOW）ではω₀
＝ω_n＋ω_Sの演算を行い通常のベクトル制御を行う。

【００３７】また、ω₀ｔ＝（π／２）に固定すること
は、三相電流がＩ_a＝Ｉ₀，Ｉ_b＝−（Ｉ₀／２），Ｉ_c＝
−（Ｉ₀／２）の直流電流となり、直流制動をかけた状
態となり、安定に停止する。

【００３８】以上により、トルク設定零でモータ停止時
における、誤動作による電気自動車（Ｅ_V）などの前進
あるいは後進を防止できる。

【００３９】図２は本発明の第２実施例による誘導電動
機の制御装置を示すもので、同図において図１のものと
同一又は相当部分には同一の符号が付されている。図２
において、１７は回転角周波数演算部、１８は加減算回
路、１９は比例積分演算回路（ＰＩ）、２０はリミッタ
回路である。

【００４０】回転角周波数演算部１７は速度演算部１１
の回転角周波数演算値ω_nとトルク設定信号Ｉ_TSを基に
誘導電動機９の速度目標値ω_Rを算出する。回転角周波
数演算値ω_nと速度目標値ω_Rは加減算され、その算出信
号は比例積分演算回路１９により演算されリミッタ回路
２０に入力される。リミッタ回路２０は比例積分演算回
路１９の演算信号を基に速度目標値ω_Rにリミッタをか
けてトルク分電流指令値Ｉ_Tを得る。

【００４１】図３の演算フローチャートに示すように、
ステップＳＴ１でトルク分電流設定値Ｉ_TS≠０であれば
ステップＳＴ２に進み｜ω_n｜＜ω_LOWであるか否かを判
定する。｜ω_n｜＜ω_LOWであれば、ステップＳＴ３に進
みω_R＝０を設定し、ステップＳＴ４で正側トルク分電
流リミット値ＰＬＩＭ＝定格トルク分電流設定Ｉ_T0と
し、ステップＳＴ１に戻る。ステップＳＴ１でＩ_TS≠０
でなく、かつステップＳＴ２で｜ω_n｜＜ω_LOWでなけれ
ば、ステップＳＴ５に進み、Ｉ_TS≧０であればステップ
ＳＴ６に進みω_R＝＋ω_maxとし、ステップＳＴ８に進
む。ステップＳＴ５でＩ_TS≧０でなければ、ステップＳ
Ｔ７に進みω_R＝−ω_maxとしステップＳＴ８に進む。ス
テップＳＴ８ではＰＬＩＭ＝｜Ｉ_TS｜，負側トルク分電
流リミッタ値ＮＬＩＭ＝−｜Ｉ_TS｜としてステップＳＴ
１に戻る。

【００４２】すなわち、Ｉ_TSが零でかつモータ速度の絶
対値があらかじめ設定された速度がほぼ零とみなせる値
（ω_LOW）より小さくなると、トルク分電流のリミッタ
値は定格値（Ｉ_T0）に固定され、ω_R＝０の目標値で速
度制御運転となる。このため、仮に速度検出が短時間誤
動作しても速度フィードバック制御により零速度に制御
される。これにより、トルク設定零時の誤動作による電
気自動車の前後進を防止できる。

【００４３】Ｉ_TSを零以外あるいは｜ω_n｜≧ω_LOWの場
合は、トルク分電流リミッタ値は指令値のＩ_TSとなり、
速度目標値ω_Rは最大速度ω_maxに設定される。これよ
り、モータ速度がω_max以下の場合はＰＩ演算器が飽和
し、リミッタにかかるためＩ_T＝Ｉ_TSとなり、トルク設
定通りに制御される。ここでモータ速度（ω_n）が上昇
し、ω_n＝ω_maxとなると、この点で速度制御が動作し、
電気自動車（ＥＶ）などの最高速度はω_maxのモータ速
度で決まる値に制限される。

【００４４】以上より、本構成により、トルク設定零で
停止状態からの電気自動車の誤動作を防止し、かつ、最
高速度もω_maxの設定値の変更により任意の値に制限で
きる。

【００４５】図２の誘導電動機の制御装置によれば、ト
ルク設定零でＥＶが停止している状態からの速度検出等
の誤動作によるＥＶの前・後進を防ぐことができる。ま
た、モータ回転が最大速度設定値ω_maxまで達すると、
自動的にω_R＝ω_maxの指令値で速度一定制御が動作する
ため、ω_maxの設定値により電気自動車等の最高スピー
ドを制限できる。さらに、この構成によれば、リミッタ
値をＩ_T0に固定し、ω_maxを任意に変化させることによ
り、ω_maxを速度目標値とする速度一定制御が可能であ
り、アクセルに連動したトルク設定によるトルク制御運
転から、速度を目標値に自動的に制御する自動走行への
切換えが連続的にハードウェアの変更なしで可能とな
る。

【００４６】図４は本発明の第３実施例による誘導電動
機の制御装置を示すもので、２１は励磁電流演算部であ
って、速度演算部１１の演算値ω_nとインバータ７の直
流電圧検出信号Ｖ_DCを基に励磁分電流指令Ｉ₀を算出す
る。ベクトル演算部２はトルク分電流指令Ｉ_T，励磁分
電流指令Ｉ₀および速度演算信号ω_nを基に所定のベクト
ル演算を実行してＩ₁，φ，ω₀ｔを算出する。

【００４７】電気自動車等の駆動用に誘導電動機（Ｉ
Ｍ）をベクトル制御装置で駆動するシステムにおいて
は、図５に示す様に、低中速域では定トルク制御とし、
高速域では定出力制御とすることが多い。これは、大き
なトルクが必要となる低中速域に比較し、トルクが少な
くてすむ高速域では、速度の上昇につれて励磁分電流が
低下し、トルクを下げることで定出力に制御することに
よって、定出力の範囲ではモータ端子電圧をほぼ一定に
保つ方式である。これによると、モータ定格は最大回転
ではなく図５のＡ点（定トルク範囲の最高回転）で設計
できモータを小型化できる。

【００４８】ところで、前述のように、電気自動車等の
駆動系ではバッテリ電圧が大きく変動するため、インバ
ータが出力し得る最大電圧が変化する。ここで、バッテ
リ公称電圧（Ｖ_S）を基準として、インバータの最大出
力電圧を決め、この値で定格点（図５−Ａ点）のモータ
端子電圧を設定すると、バッテリ電圧がＶ_Sより大きい
時は問題ないが、Ｖ_Sより電圧が低い時には、インバー
タの出力し得る電圧が不足となる。この点を解決するに
は、直流電圧の低下に応じて、励磁分電流を下げ、モー
タ端子電圧を抑えれば良い。

【００４９】図５の定出力範囲ではモータ端子電圧がほ
ぼ一定になることはすでに述べているが、直流電圧がＶ
_Sより低下した割合により、定出力制御を開始する回転
数（図５−Ａ点）を低回転側に移動（点線で示す）すれ
ばモータ端子電圧をインバータが出力可能な電圧以下に
抑えることができる。

【００５０】インバータの最大出力電圧（Ｖ_imax）は、
バッテリの公称電圧（Ｖ_S）を基準にすると、 Ｖ_imax＝Ｖ_S／２ …（１３） となり、インバータ最大出力電圧とモータ定格電圧が一
致するように（９）式と（１３）式より励磁分定格電流
Ｉ_ONを決定する。

【００５１】 Ｉ_ON＝（Ｖ_S／２）・ω_nb・Ｌ₁ …（１４） インバータ直流入力電圧Ｖ_DCがバッテリの公称電圧Ｖ_S
よりも低下した場合には定出力制御を開始するときの回
転数を下げるために新たな基底角周波数ω_nb’を次式で
決める。

【００５２】ω_nb’＝（Ｖ_DC／Ｖ_S）・ω_nb …（１５） 定出力制御はω_nがω_nb’よりも大きくなった時点から
開始し、励磁分電流指令Ｉ₀は Ｉ₀＝Ｉ_ON・（ω_nb’／ω_n）…（１６） で制御する。

【００５３】インバータ直流電圧Ｖ_DCがバッテリ公称電
圧Ｖ_Sよりも高い場合は、ω_nb’＝ω_nbとし、またω_n≦
ω_nb’の区間は定トルクの制御となりＩ₀＝Ｉ_ONとす
る。従って、インバータ直流電圧Ｖ_DC，回転角周波数ω
_nの条件により定出力制御を行うことによって、モータ
端子電圧の上昇を抑え、常にインバータが出力可能な電
圧以下で運転できる。

【００５４】励磁分電流演算部２１は図６に示すような
フローで演算を実行する。すなわち、ステップＳＴ９で
インバータの直流電圧Ｖ_DCとバッテリ公称電圧Ｖ_Sとの
間でＶ_DC≧Ｖ_SであればステップＳＴ１０に進みω_nb’
＝ω_nbとするステップＳＴ１１でω_n＞ω_nb’か否かを
判断し、ω_n＞ω_nb’であればステップＳＴ１２に進み
Ｉ₀＝Ｉ_ON・（ω_nb’／ω_n）とする。ステップＳＴ９で
Ｖ_DC≧Ｖ_Sでなければω_nb’＝（Ｖ_DC／Ｖ_S）・ω_nbとし
てステップＳＴ１１に移行して再びω_n＞ω_nb’か否か
を判断し、ω_n＞ω_nb’でなければＩ₀＝Ｉ_ONとする。

【００５５】図４に示す誘導電動機の制御装置によれ
ば、電気自動車等の駆動源であるバッテリ電圧が大きく
変動する条件下において、定出力制御を開始する点（基
底回転数）を直流電圧の変動に対応して（１５）式によ
り変化させ、（１６）式で励磁分電流指令値Ｉ₀を演算
することにより、定出力制御を行ない、常にインバータ
が出力し得る電圧以内のモータ電圧に抑えて運転ができ
る。これより、電流制御器の飽和を防ぎ回転数も定格点
（基底回転）を越えた回転数まで制御可能となる。

【００５６】図７は本発明の第４実施例による誘導電動
機の制御装置を示し、この実施例においては励磁分電流
演算部２２を設け、この励磁分電流演算部２２にＩ₀＝
Ｖ_DC／２ω_nＬ₁（Ｌ₁は一次インダクタンス）の演算を
実行させる。

【００５７】第４実施例の誘導電動機の制御装置におい
て、ベクトル制御時にモータに印加される電圧は、同期
回転座標上で（１７）式となる。

【００５８】

【数１７】

【００５９】ここで、一次抵抗ｒ₁及び結合インダクタ
ンスＬ_δの項は小さいので無視すると、

【００６０】

【数１８】

【００６１】 モータ一次電圧：Ｖ₁＝（Ｖ₁ ² _q0＋Ｖ₁ ² _d0）^1/2 …（１
９） よりＶ₁＝ω₀Ｌ₁Ｉ₀ …（２０） ここで、一次インダクタンスＬ₁はモータ定数であり、
一次周波数ω₀はω₀＝ω_n＋ω_Sで制御されており、高速
域ではω_n≧ω_Sであるから、モータ一次電圧Ｖ₁は回転
角速度ω_nと励磁分電流Ｉ₀でほぼ決まることになる（Ｖ
₁≒ω_nＬ₁Ｉ₀）。

【００６２】以上より、直流電圧の低下に応じてインバ
ータの出力可能な最大電圧（Ｖ_imax）を求め、Ｖ₁がＶ
_imaxを越えないように励磁分電流Ｉ₀を決定すれば良い
ことが分かる。同期回転座標上におけるインバータの最
大出力電圧は、三相インバータでは、 Ｖ_imax＝Ｖ_DC／２ …（２１） となる。従って、Ｖ₁＝Ｖ_imaxとなるＩ₀を求めると Ｉ₀＝Ｖ_DC／２ω_nＬ₁ …（２２） 回転角速度ω_nと直流電圧Ｖ_DCを検出し、励磁分電流Ｉ₀
を（２２）式で演算する。かくして、直流電圧低下時に
は、励磁分電流を下げ、モータ電圧をインバータが出力
可能な最大値以下に抑えることにより、３項に述べた、
電流制御器の飽和を防ぎ、モータ回転数を定格値まで上
昇させることができる。

【００６３】第４実施例の誘導電動機の制御装置によれ
ば、（２２）式により励磁分電流を制御することによ
り、電気自動車の駆動源であるバッテリ電圧が大きく変
化しても、常にインバータが出力し得る電圧以内にモー
タ電圧を抑えて運転ができる。これにより、電流制御器
の飽和を防ぎ回転も定格値まで制御可能となる。

【００６４】なお、本発明において、ベクトル制御の構
成方法は上記各実施例のものに限定されるものではな
く、トルク分電流と励磁分電流に分けて制御する全ての
方式について適用できるものである。

【００６５】

【発明の効果】本発明は上述の如くであって、請求項１
の発明によれば、トルク設定零でモータ停止時におけ
る、誤動作による電気自動車などの前進あるいは後進を
防止できる。

【００６６】請求項２の発明によれば、トルク設定零で
ＥＶが停止している状態からの速度検出等の誤動作によ
るＥＶの前・後進を防ぐことができ、かつ電気自動車等
の最高スピードを制限でき、さらに、速度一定制御が可
能であり、アクセルに連動したトルク設定によるトルク
制御運転から、速度を目標値に自動的に制御する自動走
行への切換えが連続的にハードウェアの変更なしで可能
となる。

【００６７】請求項３と４の発明によれば、定出力制御
を行ない、常にインバータが出力し得る電圧以内のモー
タ電圧に抑えて運転ができる。これより、電流制御器の
飽和を防ぎ回転数も定格点（基底回転）を越えた回転数
まで制御可能となる。

【００６８】請求項５の発明によれば、バッテリ電圧が
大きく変化しても、常にインバータが出力し得る電圧以
内にモータ電圧を抑えて運転ができる。これにより、電
流制御器の飽和を防ぎ回転も定格値まで制御可能とな
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１実施例による誘導電動機の制御装
置のブロック図。

【図２】本発明の第２実施例による誘導電動機の制御装
置のブロック図。

【図３】図２の制御装置の演算フロー図。

【図４】本発明の第３実施例による誘導電動機の制御装
置のブロック図。

【図５】図４の制御装置の回転角周波数に対するトルク
特性図。

【図６】図４の制御装置の演算フロー図。

【図７】本発明の第４実施例による誘導電動機の制御装
置のブロック図。

【図８】従来の誘導電動機の制御装置のブロック図。

【図９】従来の誘導電動機の制御装置のブロック図。

【符号の説明】

１…トルク分電流指令部 ２…ベクトル演算部 ３…座標変換部 ７…ＰＷＭインバータ ９…誘導電動機 １１…速度演算部 １３…第１の角周波数演算部 １４…第２の角周波数演算部 １５…判別部 １６…選択部 １７…開店角周波数演算部 ２０…リミッタ回路 ２１…励磁分電流演算部

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 誘導電動機の励磁分電流指令とトルク分
   電流指令を基に、上記誘導電動機の制御要素を演算処理
   して、上記誘導電動機の一次電流指令と該一次電流指令
   の位相角指令および上記誘導電動機の回転角周波数を算
   出し、これらの指令を座標変換して電流指令を得、この
   電流指令を基にインバータの入力電圧指令を得て該イン
   バータを制御して上記誘導電動機を制御する誘導電動機
   の制御装置において、上記誘導電動機の一次位相角周波
   数を演算する第１の角周波数演算部と、上記制御要素の
   うちすべり角周波数と回転角周波数を基に一次角周波数
   を演算する第２の角周波数演算部と、上記トルク分電流
   指令と回転角周波数を基に上記トルク分電流指令の値が
   零のときの上記誘導電動機の回転状態を判別する判別部
   と、該判別部の判別信号に応じて上記第１の角周波数演
   算部の演算信号又は第２の角周波数演算部の演算信号を
   選択する選択部によって構成したことを特徴とする誘導
   電動機の制御装置。
2. 【請求項２】 誘導電動機の励磁分電流指令とトルク分
   電流指令を基に、上記誘導電動機の制御要素を演算処理
   して、上記誘導電動機の一次電流指令と該一次電流指令
   の位相角指令および上記誘導電動機の回転角周波数を算
   出し、これらの指令を座標変換して電流指令を得、この
   電流指令を基にインバータの入力電圧指令を得て該イン
   バータを制御して上記誘導電動機を制御する誘導電動機
   の制御装置において、上記誘導電動機のトルク設定信号
   と回転角周波数を基に速度目標値を算出する回転角周波
   数演算部と、上記回転角周波数と速度目標値との偏差信
   号に上記速度目標値に応じたリミッタをかけトルク分電
   流値を算出するリミッタ回路を設けて構成したことを特
   徴とする誘導電動機の制御装置。
3. 【請求項３】 誘導電動機の励磁分電流指令とトルク分
   電流指令を基に、上記誘導電動機の制御要素を演算処理
   して、上記誘導電動機の一次電流指令と該一次電流指令
   の位相角指令および上記誘導電動機の回転角周波数を算
   出し、これらの指令を座標変換して電流指令を得、この
   電流指令を基にインバータの入力電圧指令を得て該イン
   バータを制御して上記誘導電動機を制御する誘導電動機
   の制御装置において、上記誘導電動機の回転角周波数
   （ω_n）と上記インバータの直流電圧検出値（Ｖ_DC）を
   基に励磁分電流（Ｉ₀）を算出する励磁分電流演算部を
   設け、この励磁分電流演算部により算出された励磁分電
   流（Ｉ₀）と上記回転角周波数（ω_n）を基に上記制御要
   素を演算処理することを特徴とする誘導電動機の制御装
   置。
4. 【請求項４】 請求項３の誘導電動機の制御装置におい
   て、上記励磁分電流演算部が、インバータ直流電圧（Ｖ
   _DC）≧バッテリ公称電圧（Ｖ_S）であればモータ定格の
   基底回転角周波数（ω_nb）＝定出力回転角周波数
   （ω_nb'）とし、Ｖ_DC≧Ｖ_Sでなければω_nb'＝（Ｖ_DC／
   Ｖ_S）・ω_nbとし、前記誘導電動機の回転角周波数
   （ω_n）＞ω_nb’であれば励磁分電流（Ｉ₀）＝Ｉ_ON・
   （ω_nb'／ω_n）とし（Ｉ_ONは励磁分定格電流）とすると
   ともに、ω_n＞ω_nb’でなければＩ₀＝Ｉ_ONとする演算を
   実行することを特徴とする誘導電動機の制御装置。
5. 【請求項５】 請求項３の誘導電動機の制御装置におい
   て、前記励磁分電流演算部が、Ｉ₀＝（Ｖ_DC／２ω_nＬ₁
   （Ｌ₁は誘導電動機の一次インダクタンス）の演算を実
   行することを特徴とする誘導電動機の制御装置。