JPH0614543A - スイッチング素子の並列接続方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 電流分担用のリアクトルを不要として装置の
小形化，低コスト化を図る。 【構成】 ダイオードＤ１〜Ｄ６を出力バーと冷却体を
兼ねた導体１０に並列に配置し、ダイオードＤ１〜Ｄ３
（Ｄ４〜Ｄ６）のアノード側にはトランス３の２次引き
出しバーＵ（Ｖ）を接続し、またダイオードＤ１〜Ｄ３
（Ｄ４〜Ｄ６）のカソード側は導体１１（１２）でそれ
ぞれ導体１０に短絡して構成される整流回路に対し、そ
の入力線Ｕ，Ｖに近接配置して磁気結合させるための導
体１３を配置し、各ダイオードＤ１〜Ｄ３（Ｄ４〜Ｄ
６）の電流をバランスさせる。導体１３の形状は図１
（ロ），（ハ）からも明らかなように、逆Ｌ字形をして
いる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明は、スイッチング素子を
並列接続して大容量の変換装置を構成する場合に、電流
分担用のリアクトルなどを挿入せずに小形，低損失に並
列素子の電流分担を図るための接続方法に関する。

【０００２】

【従来の技術】図６に大電流出力のＤＣ−ＤＣコンバー
タ（直流−直流変換器）の回路例を示す。すなわち、直
流電源１にはインバータ２が、インバータ２にはトラン
ス３が、トランス３の出力端子Ｕ，Ｖには整流器ユニッ
ト４，５が、整流器ユニット４，５の出力は短絡されて
平滑リアクトル６が、平滑リアクトル６とトランス３の
出力Ｏとの間には負荷７がそれぞれ接続されている。ま
た、整流器ユニット４はダイオードＤ１〜Ｄ３を、整流
器ユニット５はダイオードＤ４〜Ｄ６を並列接続し電流
容量を増大させるようにしている。このような回路にお
いて、インバータ２より交流電圧をトランス３に入力す
ると、トランス３の出力電圧ＶＵＯ，ＶＯＶが正のとき
は整流器ユニット４が導通し、トランス３の出力電圧Ｖ
ＵＯ，ＶＯＶが負のときは整流器ユニット５が導通し、
負荷７に平滑リアクトル６を介して直流電力を供給す
る。

【０００３】図７に図６の等価回路を示し、図８に図６
に示す整流回路部の外観を示す。すなわち、構造的には
例えば図８に示すように、ダイオードＤ１〜Ｄ６を出力
バーと冷却体を兼ねた導体１０に並列に固定し、ダイオ
ードＤ１〜Ｄ３のアノードにトランス３の２次引き出し
バーＵを、またダイオードＤ４〜Ｄ６のアノードにトラ
ンス３の２次引き出しバーＶを接続し、さらに、ダイオ
ードＤ１〜Ｄ３のカソードは導体１１で、ダイオードＤ
４〜Ｄ６のカソードは導体１２でそれぞれ導体１０に短
絡されて構成される。このような構成では図７にも示す
ように、各ダイオード間の配線インピーダンスは、Ｄ３
とＤ４間がＬ３で、Ｄ２とＤ５間がＬ２＋Ｌ３＋Ｌ４
で、Ｄ１とＤ６間がＬ１＋Ｌ２＋Ｌ３＋Ｌ４＋Ｌ５の如
くそれぞれ大きさが異なっている。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】図７の回路において、
トランス３の２次電圧ＶＵＯ，ＶＯＶの極性が負から正
に反転すると、ダイオードＤ１〜Ｄ３がオンし、ダイオ
ードＤ４〜Ｄ６がオフする。また、トランス３の２次バ
ーＵ→整流器ユニット４→整流器ユニット５→トランス
３の２次バーＶ→トランス３の経路で転流電流が流れ
る。この経路において、ダイオードＤ３〜Ｄ１の順に配
線インピーダンスが小さいため、各ダイオードの電流は
Ｄ３が一番大きく、Ｄ１が一番小さくなる。トランス３
の２次電圧ＶＵＯ，ＶＯＶの極性が正から負に反転する
ときも同様に、各ダイオードの電流はＤ４が一番大きく
Ｄ６が一番小さくなる。したがって、従来の構成の場
合、電流アンバランスが大きく装置容量を大きくできな
い、という問題がある。また、装置容量を大きくするに
は、アンバランス電流を考慮した並列数のダイオードが
必要となり、装置が大形化しコスト高になるという問題
が生じる。

【０００５】また、電流分担を改善する従来方法とし
て、各ダイオードに直列に分担用リアクトルを挿入する
方法が知られている。しかし、分担用リアクトルは転流
期間を増加させ、特に高周波で動作させる場合に出力電
圧が低下し、電圧利用率が低下するという問題がある。
また、分担用リアクトルは大電流の２次電流を流す必要
があるため大形となり、装置も大形化してコスト高にな
るなどの問題もある。したがって、この発明の課題は簡
単な方法によってダイオードの電流分担を可能とし、装
置の小形化，低価格化を図ることにある。

【０００６】

【課題を解決するための手段】このような課題を解決す
るため、第１の発明では、複数のダイオードが並列接続
され入力電圧の極性に応じて動作する複数のダイオード
ユニットを備え、各ダイオードユニットの一端は入力線
に接続され他端は短絡されてなる整流回路に対し、前記
ダイオードユニットの各入力線にそれぞれ近接配置して
磁気結合させるための導体を配置したことを特徴として
いる。また、第２の発明では、複数のダイオードが並列
接続され入力電圧の極性に応じて動作する複数のダイオ
ードユニットを備え、各ダイオードユニットの一端は入
力線に接続され他端は短絡されてなる整流回路におい
て、前記ダイオードユニットの各入力線を互いに近接配
置させて磁気結合したことを特徴としている。第１，第
２の発明では、前記ダイオードに代えてトランジスタを
含む自己消弧形スイッチング素子を用いることができ、
前記整流回路の入力線に代えてインバータ回路の交流出
力線を磁気結合させることができる。

【０００７】

【作用】各ダイオードの入力バーをそれぞれ近接導体と
磁気結合させ、その導体の両端を短絡する。このように
すると、転流時には近接導体にはループ電流とは反対向
きに電流が流れる。いま、入力バーの自己インダクタン
スをＬ、相互インダクタンスをＭ、各ダイオードに流れ
る電流をＩＤ１〜ＩＤ６、近接導体を流れる電流をＩ２
とすると、各ダイオードの入力バーに誘起される電圧ｅ
１〜ｅ６は次の（１）〜（３）式のように示される。 ｅ１＝−ＬｄＩＤ１／ｄｔ＋ＭｄＩ２／ｄｔ …（１） ｅ２＝−ＬｄＩＤ２／ｄｔ＋ＭｄＩ２／ｄｔ …（２） ・ ・ ｅ６＝−ＬｄＩＤ６／ｄｔ＋ＭｄＩ２／ｄｔ …（３）

【０００８】ここで、例えばダイオードＤ１の電流ＩＤ
１が一番大きくなったとすると、 ｅ１＞ｅ２，ｅ３ となり、ｅ１−ｅ２の電圧がＤ１の電流を減らす方向に
働き、ｅ２−ｅ１，ｅ３−ｅ１の電圧はＤ２，Ｄ３の電
流を増やす方向に働き、結果としてＤ１〜Ｄ３の電流が
バランスすることになる。また、各ダイオードの入力バ
ー（またはトランスの２次出力バー）同士を単に磁気結
合させるだけでも、同様な効果が得られる。

【０００９】

【実施例】図１はこの発明の実施例を示す構成図で、図
８と同じ部分には同じ番号を付してその説明は省略す
る。すなわち、図８との相違点は、導体１０に導体１３
を装着した点にある。この導体１３は例えば図１（ハ）
に詳しく示すように、そのＡ部分でダイオードＤ１〜Ｄ
３の入力線（トランス３の２次引き出し線）Ｕと磁気的
に結合し、Ｂ部分でダイオードＤ４〜Ｄ６の入力線（ト
ランス３の２次引き出し線）Ｖと磁気的に結合し、さら
に、図１（イ），（ロ）からも明らかなように、Ａ部分
とＢ部分の両端は導体１０によって短絡された構造とな
っている。

【００１０】図１の等価回路を図２に示し、図２の各部
電圧，電流波形を図３に示す。すなわち、図２は図７の
回路に対し、ダイオードＤ１〜Ｄ３の各入力線と導体１
３のＡ部との磁気結合１と、ダイオードＤ４〜Ｄ６の各
入力線と導体１３のＢ部との磁気結合２と、導体１３の
短絡ループとを追加したものとなる。なお、図３（イ）
はトランスの２次電圧波形、同（ロ）はダイオードＤ１
〜Ｄ３の各電流波形、同（ハ）はダイオードＤ４〜Ｄ６
の各電流波形をそれぞれ示している。図２の回路では、
トランスの２次電圧ＶＵＯ，ＶＯＶの極性が負から正に
反転すると、ダイオードＤ１〜Ｄ３がオンし、ダイオー
ドＤ４〜Ｄ６がオフする。この時、トランス３の２次バ
ーＵ→整流器ユニット４→整流器ユニット５→トランス
３の２次バーＶ→トランス３の経路で転流電流が流れ
る。いま、入力バーの自己インダクタンスをＬ、相互イ
ンダクタンスをＭ、各ダイオードに流れる電流をＩＤ１
〜ＩＤ６、導体１３を流れる電流をＩ２とすると、各ダ
イオードの入力バーに誘起される電圧ｅ１〜ｅ６は先の
（１）〜（３）式のようになる。

【００１１】ここで、例えばダイオードＤ１の電流ＩＤ
１が一番大きくなったとすると、 ｅ１＞ｅ２，ｅ３ となり、ｅ１−ｅ２の電圧がＤ１の電流を減らす方向に
働き、ｅ２−ｅ１，ｅ３−ｅ１の電圧はＤ２，Ｄ３の電
流を増やす方向に働き、結果としてＤ１〜Ｄ３の電流が
バランスすることになる。また、トランスの２次電圧Ｖ
ＵＯ，ＶＯＶの極性が正から負に反転するときも、上記
と同様にしてＤ４〜Ｄ６の電流を平衡させることができ
る。例えば、ダイオード４個を並列に接続した８ＫＨ
ｚ，２０００Ａ出力の整流回路についてこの発明を適用
した結果、電流アンバランス率１００％（１素子の最大
電流が平均電流の２倍）から１０％へと大幅に改善され
ることが、実際に確認されている。

【００１２】図４はこの発明の他の実施例を示す斜視図
である。これは、ダイオードＤ１〜Ｄ６を、出力バーと
冷却体を兼ねた導体１０の両面に固定し、ダイオードＤ
１〜Ｄ３のアノード側にはトランス３の２次引き出しバ
ーＵを、またダイオードＤ４〜Ｄ６のアノード側にはト
ランス３の２次引き出しバーＶを接続し、ダイオードＤ
１〜Ｄ３のカソード側は導体１１、ダイオードＤ４〜Ｄ
６のカソード側は導体１２でそれぞれ導体１０に短絡し
たものである。また、このとき２次バーＵ，Ｖを平衡に
近接配置し、磁気的に結合させている。

【００１３】図５に図４の等価回路を示す。この回路で
は、図１の等価回路を示す図２の２次電流Ｉ２が、それ
ぞれ（ＩＤ１＋ＩＤ２＋ＩＤ３），（ＩＤ４＋ＩＤ５＋
ＩＤ６）に変わるだけであり、バーＵ，Ｖの磁気結合に
よってダイオードＤ１〜Ｄ３，Ｄ４〜Ｄ６の電流を平衡
させる作用は図２の場合と全く同様である。なお、上記
ではダイオードを用いた整流回路について説明したが、
この発明はダイオードに代えてトランジスタなどの自己
消弧形スイッチング素子を用いるもの、または整流回路
に代えてインバータ回路とする場合などについても同様
にして適用することができる。また、主としてダイオー
ドユニット数が２つの場合について説明したが、２つ以
上の場合にも適用可能なことはいうまでもない。

【００１４】

【発明の効果】この発明によれば、ダイオードと直列に
分担用リアクトルを挿入することなしにダイオードの電
流分担が達成できるため、装置の小形，低価格化が図ら
れる。また、分担用リアクトルは転流期間を増加させ出
力電圧を低下させるが、この発明ではこのような分担用
リアクトルを使用していないため、転流経路のインピー
ダンスを増加させることもなく、さらに配線インダクタ
ンスから相互インダクタンスを引いたインピーダンスと
なるため、配線のみの場合よりも転流期間が減少し、出
力電圧範囲が広くなるという利点もある。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明の実施例を示す構成図である。

【図２】図１の等価回路を示す回路図である。

【図３】図２における各部電圧，電流波形を示す波形図
である。

【図４】この発明の他の実施例を示す構成図である。

【図５】図４の等価回路を示す回路図である。

【図６】ＤＣ−ＤＣコンバータの一般的な例を示す回路
図である。

【図７】図６の等価回路を示す回路図である。

【図８】図６の整流回路部の従来の構成例を示す構成図
である。

【符号の説明】

１…直流電源、２…インバータ、３…トランス、４，５
…整流器ユニット、６…平滑リアクトル、７…負荷、１
０，１１，１２，１３…導体、Ｄ１〜Ｄ６…ダイオー
ド、Ｕ，Ｖ…トランス２次引き出しバー（整流器入力バ
ー）。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.⁵ 識別記号 庁内整理番号 ＦＩ 技術表示箇所 Ｈ０２Ｍ 7/48 Ｄ 9181−5Ｈ

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 複数のダイオードが並列接続され入力電
   圧の極性に応じて動作する複数のダイオードユニットを
   備え、各ダイオードユニットの一端は入力線に接続され
   他端は短絡されてなる整流回路に対し、 前記ダイオードユニットの各入力線にそれぞれ近接配置
   して磁気結合させるための導体を配置したことを特徴と
   するスイッチング素子の並列接続方法。
2. 【請求項２】 複数のダイオードが並列接続され入力電
   圧の極性に応じて動作する複数のダイオードユニットを
   備え、各ダイオードユニットの一端は入力線に接続され
   他端は短絡されてなる整流回路において、 前記ダイオードユニットの各入力線を互いに近接配置さ
   せて磁気結合したことを特徴とするスイッチング素子の
   並列接続方法。
3. 【請求項３】 前記ダイオードに代えてトランジスタを
   含む自己消弧形スイッチング素子を用いることを特徴と
   する請求項１または２に記載のスイッチング素子の並列
   接続方法。
4. 【請求項４】 前記整流回路の入力線に代えてインバー
   タ回路の交流出力線を磁気結合させることを特徴とする
   請求項１または２に記載のスイッチング素子の並列接続
   方法。