JPH06105989B2 - 加入者回路 - Google Patents
加入者回路Info
- Publication number
- JPH06105989B2 JPH06105989B2 JP20947885A JP20947885A JPH06105989B2 JP H06105989 B2 JPH06105989 B2 JP H06105989B2 JP 20947885 A JP20947885 A JP 20947885A JP 20947885 A JP20947885 A JP 20947885A JP H06105989 B2 JPH06105989 B2 JP H06105989B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- terminal
- balanced amplifier
- voltage
- circuit
- input
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
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- Interface Circuits In Exchanges (AREA)
- Devices For Supply Of Signal Current (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は電話交換機における加入者回路に関する。
この種の加入者回路として出願人は特願昭58−225826号
（特開昭60−117989号）、特願昭58−165946号（特開昭
60−58710号）および特願昭58−247035号を提案した。
また前記特願昭58−225826号の発明を適用したLSI回路
に関して“Ａ VERSATILE SUBSCRIBER LINE INTERFA
CE CIRCUIT"西村他、ESSCIRC-83（Europian Solid-St
ate Circuit-Conference 1983）および“GENERAL-PUR
POSE SUBSCRIBER CIRCUIT USING HIGH-VOLTAGE LS
I FOR NEAX-61 FULLY DIGITAL LOCAL SWITCH"新
井他、ICC-84（International Conference on Commu
nication 1984）に発表した。
（特開昭60−117989号）、特願昭58−165946号（特開昭
60−58710号）および特願昭58−247035号を提案した。
また前記特願昭58−225826号の発明を適用したLSI回路
に関して“Ａ VERSATILE SUBSCRIBER LINE INTERFA
CE CIRCUIT"西村他、ESSCIRC-83（Europian Solid-St
ate Circuit-Conference 1983）および“GENERAL-PUR
POSE SUBSCRIBER CIRCUIT USING HIGH-VOLTAGE LS
I FOR NEAX-61 FULLY DIGITAL LOCAL SWITCH"新
井他、ICC-84（International Conference on Commu
nication 1984）に発表した。
前記特願昭58−225826号の発明は、抵抗を高インピーダ
ンス化する帰還手段と周波数帯別に所定のインピーダン
ス合成に必要な帰還信号を発生する帰還手段とによって
高精度のインピーダンス合成を可能とし、特性バラツキ
の少ない加入者回路の実現を可能にした。
ンス化する帰還手段と周波数帯別に所定のインピーダン
ス合成に必要な帰還信号を発生する帰還手段とによって
高精度のインピーダンス合成を可能とし、特性バラツキ
の少ない加入者回路の実現を可能にした。
また、特願昭58−165946号および特願昭58−247035号で
は、高インピーダンス化させる帰還パスを１つのアンプ
で構成する方法を提供し、インピーダンス合成の精度向
上，回路素子数の減少を可能とした。所定のインピーダ
ンスを合成する帰還手段としては、特願昭58−165946号
では、高インピーダンス化させる帰還パスの出力を帰還
入力とするフィードバック型であるのに対して、特願昭
58−247035号では、高インピーダンス化させる帰還パス
の入力を帰還入力とするフィードフォワード型である点
で違いがある。
は、高インピーダンス化させる帰還パスを１つのアンプ
で構成する方法を提供し、インピーダンス合成の精度向
上，回路素子数の減少を可能とした。所定のインピーダ
ンスを合成する帰還手段としては、特願昭58−165946号
では、高インピーダンス化させる帰還パスの出力を帰還
入力とするフィードバック型であるのに対して、特願昭
58−247035号では、高インピーダンス化させる帰還パス
の入力を帰還入力とするフィードフォワード型である点
で違いがある。
特願昭58−165946号および特願昭58−247035号の各手法
の得失は、加入者回路としてより具体的な回路を構成し
た場合、回路素子数、消費電力、その他機能の付加容易
性、LSI化の容易性等の点からの判断が必要となる。
の得失は、加入者回路としてより具体的な回路を構成し
た場合、回路素子数、消費電力、その他機能の付加容易
性、LSI化の容易性等の点からの判断が必要となる。
このような加入者回路をLSI化し、高性能、高機能高経
済性のLSIを作ることは、加入者線サービスを経済的に
高度化する場合、極めて重要である。
済性のLSIを作ることは、加入者線サービスを経済的に
高度化する場合、極めて重要である。
電話交換網における電話機端末へ供給するループ電流の
給電特性は、電話機端末が必要とする最小電流値、加入
者線路ループ抵抗値、加入者回路内で加入者線路に挿入
される給電抵抗値および加入者線路ループ抵抗値が小さ
い範囲において許容して供給し得る最大電流値によって
決まり、それらの給電抵抗値や許容供給最大電流値であ
る定電流値はその電話交換網における加入者線路ループ
抵抗値や、交換機の消費電力設計等の条件から定められ
る。すなわち、給電抵抗は、加入者線路のループ抵抗が
小さい場合に電話機端末に過大電流が流れないように制
限する目的で加入者線路に挿入される抵抗であり、定電
流設定値は、そのような領域において本来的に必要のな
い電流をもっと少なくおさえることにより交換機の消費
電力の低減を図る目的で設定される交換機からの最大供
給電流値である。
給電特性は、電話機端末が必要とする最小電流値、加入
者線路ループ抵抗値、加入者回路内で加入者線路に挿入
される給電抵抗値および加入者線路ループ抵抗値が小さ
い範囲において許容して供給し得る最大電流値によって
決まり、それらの給電抵抗値や許容供給最大電流値であ
る定電流値はその電話交換網における加入者線路ループ
抵抗値や、交換機の消費電力設計等の条件から定められ
る。すなわち、給電抵抗は、加入者線路のループ抵抗が
小さい場合に電話機端末に過大電流が流れないように制
限する目的で加入者線路に挿入される抵抗であり、定電
流設定値は、そのような領域において本来的に必要のな
い電流をもっと少なくおさえることにより交換機の消費
電力の低減を図る目的で設定される交換機からの最大供
給電流値である。
このような電話機端末への電流供給回路を等価的にLSI
化したものが前記提案の回路であるが、前記提案の回路
は、給電用トランジスタのエミッタに接続する給電用抵
抗の抵抗値を変えることによって給電抵抗値を自由に設
定でき、さらに外部入力電圧によって定電流値も自由に
設定可能であるが、給電抵抗値を変えたときに、定電流
設定用外部入力電圧が一定であっても設定される定電流
値が変わってしまう問題点やループの有無を判断する電
流しきい値が変わってしまう問題点があった。つまり、
給電抵抗値と定電流値をまったく独立に設定できないこ
とと監視特性に悪影響を与えるという欠点があった。
化したものが前記提案の回路であるが、前記提案の回路
は、給電用トランジスタのエミッタに接続する給電用抵
抗の抵抗値を変えることによって給電抵抗値を自由に設
定でき、さらに外部入力電圧によって定電流値も自由に
設定可能であるが、給電抵抗値を変えたときに、定電流
設定用外部入力電圧が一定であっても設定される定電流
値が変わってしまう問題点やループの有無を判断する電
流しきい値が変わってしまう問題点があった。つまり、
給電抵抗値と定電流値をまったく独立に設定できないこ
とと監視特性に悪影響を与えるという欠点があった。
本発明の目的は、給電抵抗値や定電流設定値をまったく
独立に、しかも監視特性等の他の特性に悪影響を与えず
設定できるような加入者回路を提供することある。
独立に、しかも監視特性等の他の特性に悪影響を与えず
設定できるような加入者回路を提供することある。
本発明の加入者回路は、２つの入力端子＋，−と該入力
端子間の電圧を増幅して基準電圧ＶＲを中心にして２つ
の出力O,にたがいに同振幅で逆極性の電圧を発生する
バランス型アンプと、２線式線路の第１の線と前記バラ
ンス型アンプの−端子間、該２線式線路の第２の線と前
記バランス型アンプの＋端子間、前記バランス型アンプ
の−端子とＯ端子間および前記バランス型アンプの＋端
子と端間にそれぞれ接続され、同一の抵抗値ＲＨを有
する抵抗と、前記２線式線路の第１の線と前記バランス
型アンプの端子との間および前記２線式線路の第２の
線と前記バランス型アンプのＯ端子との間にそれぞれ接
続された、当該２線式線路の基準インピーダンスよりも
小さい同一の抵抗値ＲＦを有する抵抗と、少なくとも前
記バランス型アンプのＯ端子と端子のいずれか一方の
端子電圧を入力として、該入力の電圧に比例し、所望の
給電抵抗値よりＲＦを減算した抵抗値に反比例した信号
と、所望の定電流設定値に比例する信号とを選択的に通
過、発生せしめ、直流帰還電流信号として、それを前記
バランス型アンプの入力端子に出力する直流帰還回路と
を有する。
端子間の電圧を増幅して基準電圧ＶＲを中心にして２つ
の出力O,にたがいに同振幅で逆極性の電圧を発生する
バランス型アンプと、２線式線路の第１の線と前記バラ
ンス型アンプの−端子間、該２線式線路の第２の線と前
記バランス型アンプの＋端子間、前記バランス型アンプ
の−端子とＯ端子間および前記バランス型アンプの＋端
子と端間にそれぞれ接続され、同一の抵抗値ＲＨを有
する抵抗と、前記２線式線路の第１の線と前記バランス
型アンプの端子との間および前記２線式線路の第２の
線と前記バランス型アンプのＯ端子との間にそれぞれ接
続された、当該２線式線路の基準インピーダンスよりも
小さい同一の抵抗値ＲＦを有する抵抗と、少なくとも前
記バランス型アンプのＯ端子と端子のいずれか一方の
端子電圧を入力として、該入力の電圧に比例し、所望の
給電抵抗値よりＲＦを減算した抵抗値に反比例した信号
と、所望の定電流設定値に比例する信号とを選択的に通
過、発生せしめ、直流帰還電流信号として、それを前記
バランス型アンプの入力端子に出力する直流帰還回路と
を有する。
次に本発明について図面を参照して詳細に説明する。
第１図は本発明の基本的動作を説明するための一実施例
である。バランス型アンプ１は＋端子と−端子との間の
電圧を増幅して基準電圧ＶＲを中心に同振幅で逆極性の
電圧を発生する２つの出力Ｏ端子、端子を有する。２
線式（Tip線、Ring線）線路の一方（例えばここではTip
線とする）と−端子との間に抵抗R3、他方、（例えばこ
こではRing線とする）と＋端子との間に抵抗R6、−端子
とＯ端子との間に抵抗R4、＋端子と端子との間に抵抗
R5が接続され、各抵抗R3＝R4＝R5＝R6＝ＲＨは、比較的
高い抵抗値（例えば数十ＫΩ以上）を有する。また、Ti
p線と端子との間には抵抗R1,Ring線とＯ端子との間に
は抵抗R2が接続され、抵抗R1＝R2＝ＲＦは２線式線路の
基準インピーダンス（通常600Ωあるいは900Ω）よりも
小さい抵抗値（例えば数十Ω）を有する。
である。バランス型アンプ１は＋端子と−端子との間の
電圧を増幅して基準電圧ＶＲを中心に同振幅で逆極性の
電圧を発生する２つの出力Ｏ端子、端子を有する。２
線式（Tip線、Ring線）線路の一方（例えばここではTip
線とする）と−端子との間に抵抗R3、他方、（例えばこ
こではRing線とする）と＋端子との間に抵抗R6、−端子
とＯ端子との間に抵抗R4、＋端子と端子との間に抵抗
R5が接続され、各抵抗R3＝R4＝R5＝R6＝ＲＨは、比較的
高い抵抗値（例えば数十ＫΩ以上）を有する。また、Ti
p線と端子との間には抵抗R1,Ring線とＯ端子との間に
は抵抗R2が接続され、抵抗R1＝R2＝ＲＦは２線式線路の
基準インピーダンス（通常600Ωあるいは900Ω）よりも
小さい抵抗値（例えば数十Ω）を有する。
直流帰還回路２は、端子の電圧に比例し、所望の給電
抵抗値よりＲＦを減算した抵抗値に反比例した信号を発
生する回路21と、この回路21の出力信号と所望の定電流
設定値に比例した入力信号Ｖ１を選択的に通過させ、直
流帰還信号とするセレクタ22を有する。このセレクタ22
の選択は例えば、ループ抵抗の小さい加入者線の場合入
力信号Ｖ１が選択され、電流制限特性が与えられ、ルー
プ抵抗の大きい加入者線の場合には、回路21の出力が選
択され、定抵抗給電となるように構成される。セレクタ
22の出力は電流信号としてバランス型アンプ１の＋端子
あるいは−端子（第１図では＋端子）に出力され、Ｏ端
子、端子に電圧を発生させる。
抵抗値よりＲＦを減算した抵抗値に反比例した信号を発
生する回路21と、この回路21の出力信号と所望の定電流
設定値に比例した入力信号Ｖ１を選択的に通過させ、直
流帰還信号とするセレクタ22を有する。このセレクタ22
の選択は例えば、ループ抵抗の小さい加入者線の場合入
力信号Ｖ１が選択され、電流制限特性が与えられ、ルー
プ抵抗の大きい加入者線の場合には、回路21の出力が選
択され、定抵抗給電となるように構成される。セレクタ
22の出力は電流信号としてバランス型アンプ１の＋端子
あるいは−端子（第１図では＋端子）に出力され、Ｏ端
子、端子に電圧を発生させる。
ここで重要なのは後述するように給電抵抗値と定電流設
定値をまったく独立に設定できる点、また、抵抗R1,R2
の抵抗値を変えなくても給電抵抗値を任意に設定できる
ため、抵抗R1,R2の両端電圧を見ることによってその値
をループ電流にそのまま換算できる点である。
定値をまったく独立に設定できる点、また、抵抗R1,R2
の抵抗値を変えなくても給電抵抗値を任意に設定できる
ため、抵抗R1,R2の両端電圧を見ることによってその値
をループ電流にそのまま換算できる点である。
次に回路の動作を詳細に説明する。まず、アンプ１は、
非常に大きな増幅度を有し、抵抗R4,R5は負帰還抵抗と
して動作するために、＋端子の電圧Ｖ＋と−端子の電圧
Ｖ−は Ｖ＋＝Ｖ− （１） となる。ここで＋端子と−端子は電流を吸いこまないた
めに、Ｏ端子の電圧ＶＯと端子の電圧Ｖ は次のよう
に表すことができる。
非常に大きな増幅度を有し、抵抗R4,R5は負帰還抵抗と
して動作するために、＋端子の電圧Ｖ＋と−端子の電圧
Ｖ−は Ｖ＋＝Ｖ− （１） となる。ここで＋端子と−端子は電流を吸いこまないた
めに、Ｏ端子の電圧ＶＯと端子の電圧Ｖ は次のよう
に表すことができる。
ＶＯ＝2V＋−ＶTip （２） Ｖ ＝2V＋−ＶRing （３） ＶＯとＶ の平均がＶＲになることを考慮するとＶ 、
ＶＯは次のようになり、高インピーダンス化する帰還を
作る。
ＶＯは次のようになり、高インピーダンス化する帰還を
作る。
直流帰還回路２は、例えば所望の給電抵抗をＺDC×2,所
望の定電流設定値をＩmaxとすると、次の帰還信号を発
生する。
望の定電流設定値をＩmaxとすると、次の帰還信号を発
生する。
但し、−Ｋ″Ｉmax＝Ｖ１ 直流帰還信号としては、Ｋ″＝2RＦとして、次の帰還信
号電流を＋端子より吸いこむ。
号電流を＋端子より吸いこむ。
このように一方のみへ電流ＩＦを入力した場合でも、Ｏ
端子，端子はバランス型の出力を発生するために、Ｖ
Ｏ,V はＩＦによって次の出力を発生する。
端子，端子はバランス型の出力を発生するために、Ｖ
Ｏ,V はＩＦによって次の出力を発生する。
従ってバランス型アンプ、DC帰還、の動作を総合する
と、特性は次のようになる。
と、特性は次のようになる。
直流特性は、次のようになる。なお、通常ＶＲはバッテ
リー電圧ＶBBの半分に選ばれ、ＶＲ＝ＶBB/2である。
（８）式第３項のmax部において である場合には、（８）式は次のようになる。
リー電圧ＶBBの半分に選ばれ、ＶＲ＝ＶBB/2である。
（８）式第３項のmax部において である場合には、（８）式は次のようになる。
通常状態でＶTipとＶRingは、ＶBB/2に対して対称でＶ
Tip＋ＶRing＝ＶBBであるから、これは次のようにな
る。
Tip＋ＶRing＝ＶBBであるから、これは次のようにな
る。
これによってＲＦは、Ｉmaxなる電流を流すことにな
る。このことは、Ｖ とＶTipの電位差において、R1
（＝ＲＦ）を流れる電流をＩＬとすると、ＩＬ＝（Ｖ
−ＶTip）/RＦで表されることと、それに（10）式より
Ｖ ＝ＶTip−ＲFImaxを代入することにより、ＩＬ＝Ｉ
maxとなるので容易に理解できる。そして、これは、加
入者線路ループ抵抗が小さく定電流設定領域での給電特
性を表す式になる。
る。このことは、Ｖ とＶTipの電位差において、R1
（＝ＲＦ）を流れる電流をＩＬとすると、ＩＬ＝（Ｖ
−ＶTip）/RＦで表されることと、それに（10）式より
Ｖ ＝ＶTip−ＲFImaxを代入することにより、ＩＬ＝Ｉ
maxとなるので容易に理解できる。そして、これは、加
入者線路ループ抵抗が小さく定電流設定領域での給電特
性を表す式になる。
である場合には、（８）式は、 Ｖ とＶＯ,VTipとＶRingがＶBB/2に対して対称である
とすると、 であり、給電抵抗はKRＦ〔Ω〕×２となる。このこと
は、加入者線路ループ抵抗をＲＬとすると、Ｖ とＶＯ
の電位差に流れるループ電流ＩＬは、ＩＬ＝（Ｖ −Ｖ
Ｏ）／（ＲＬ＋２RF）で表され、（12）式を考慮して変
形すると、ＩＬ＝−ＶBB／（ＲＬ＋２KRF）が求められ
る。これは、KRＦ＝給電抵抗であり、加入者線路ループ
抵抗により変化する領域の給電特性を表す式となる。こ
れによって、定数Ｋを変えることによって任意の給電抵
抗が実現できる。
とすると、 であり、給電抵抗はKRＦ〔Ω〕×２となる。このこと
は、加入者線路ループ抵抗をＲＬとすると、Ｖ とＶＯ
の電位差に流れるループ電流ＩＬは、ＩＬ＝（Ｖ −Ｖ
Ｏ）／（ＲＬ＋２RF）で表され、（12）式を考慮して変
形すると、ＩＬ＝−ＶBB／（ＲＬ＋２KRF）が求められ
る。これは、KRＦ＝給電抵抗であり、加入者線路ループ
抵抗により変化する領域の給電特性を表す式となる。こ
れによって、定数Ｋを変えることによって任意の給電抵
抗が実現できる。
第２図は、本発明の一実施例であり、帰還回路の動作を
より具体的に説明するものである。バランス型アンプ１
の構成は前記第１図と同じであるので、まず直流帰還回
路２から説明する。抵抗ＲDC1とＲDC2は、 を設定することにより、グランドと端子の電圧を分圧
して なる電圧を発生する。抵抗R21、コンデンサC21はその電
圧にローパス特性を与え、最大値回路つきフォロワアン
プOP21に入力する。Ｖ１は定電流設定用の入力電圧であ
る。最大値回路つきフォロワアンプOP21は、２つの＋入
力のうち、大きい電圧の方が本当の＋入力として生かさ
れる特性を持ち、Q41とともに、Q41のエミッタがその＋
入力の電圧と等しくなるようフォロアンプを構成する。
すなわち、定電流設定入力Ｖ１と前記分圧した電圧との
最大値をQ41のエミッタに発生する。抵抗R41はR41＝Ｒ
Ｈと選ばれ、グランド電位と直流帰還出力であるトラン
ジスタQ41のエミッタ電圧との差をＲＨで割った電流が
第２図の例では−端子に流しこまれる。これらの動作に
よって生じる回路の定量性動作は、前記（１）〜（12）
式に示したとおりである。
より具体的に説明するものである。バランス型アンプ１
の構成は前記第１図と同じであるので、まず直流帰還回
路２から説明する。抵抗ＲDC1とＲDC2は、 を設定することにより、グランドと端子の電圧を分圧
して なる電圧を発生する。抵抗R21、コンデンサC21はその電
圧にローパス特性を与え、最大値回路つきフォロワアン
プOP21に入力する。Ｖ１は定電流設定用の入力電圧であ
る。最大値回路つきフォロワアンプOP21は、２つの＋入
力のうち、大きい電圧の方が本当の＋入力として生かさ
れる特性を持ち、Q41とともに、Q41のエミッタがその＋
入力の電圧と等しくなるようフォロアンプを構成する。
すなわち、定電流設定入力Ｖ１と前記分圧した電圧との
最大値をQ41のエミッタに発生する。抵抗R41はR41＝Ｒ
Ｈと選ばれ、グランド電位と直流帰還出力であるトラン
ジスタQ41のエミッタ電圧との差をＲＨで割った電流が
第２図の例では−端子に流しこまれる。これらの動作に
よって生じる回路の定量性動作は、前記（１）〜（12）
式に示したとおりである。
以上説明したように本発明の加入者回路は、給電抵抗値
と定電流設定値をまったく独立に設定でき、また給電抵
抗値を変えた時に加入者ループの有無を判断する電流し
きい値が変化しないという効果がある。
と定電流設定値をまったく独立に設定でき、また給電抵
抗値を変えた時に加入者ループの有無を判断する電流し
きい値が変化しないという効果がある。
第１図は本発明の基本的動作を説明するための回路図、
第２図は本発明の一実施例を示す回路図である。 １……バランス型アンプ、２……直流帰還回路、R1〜R6
……抵抗。
第２図は本発明の一実施例を示す回路図である。 １……バランス型アンプ、２……直流帰還回路、R1〜R6
……抵抗。
Claims (1)
- 【請求項１】２つの入力端子＋，−と該入力端子間の電
圧を増幅して基準電圧ＶＲを中心にして２つの出力O,
にたがいに同振幅で逆極性の電圧を発生するバランス型
アンプと、 ２線式線路の第１の線と前記バランス型アンプの−端子
間、該２線式線路の第２の線と前記バランス型アンプの
＋端子間、前記バランス型アンプの−端子とＯ端子間お
よび前記バランス型アンプの＋端子と端子間にそれぞ
れ接続され、同一の抵抗値ＲＨを有する抵抗と、 前記２線式線路の第１の線と前記バランス型アンプの
端子との間および前記２線式線路の第２の線と前記バラ
ンス型アンプのＯ端子との間にそれぞれ接続された、当
該２線式線路の基準インピーダンスよりも小さい同一の
抵抗値ＲＦを有する抵抗と、 少なくとも前記バランス型アンプのＯ端子と端子のい
ずれか一方の端子電圧を入力として、該入力の電圧に比
例し、要求される給電抵抗値より前記抵抗値ＲＦを減算
した抵抗値に反比例した信号と、所定の定電流設定値に
比例する信号とを選択的に通過、発生せしめ、直流帰還
電流信号として、それを前記バランス型アンプの入力端
子に出力する直流帰還回路と、 を有する加入者回路。
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20947885A JPH06105989B2 (ja) | 1985-09-20 | 1985-09-20 | 加入者回路 |
| DE8686307164T DE3686111T2 (de) | 1985-09-20 | 1986-09-17 | Teilnehmerleitungsschnittstellenschaltung mit mitteln zum kombinieren von gleichstrom- und wechselstromgegenkopplungssignalen. |
| EP86307164A EP0215677B1 (en) | 1985-09-20 | 1986-09-17 | Subscriber line interface circuit having means for combining dc and ac feedback signals |
| US06/908,187 US4760595A (en) | 1985-09-20 | 1986-09-17 | Subscriber line interface circuit having means for combining DC and AC feedback signals |
| CA000518599A CA1257722A (en) | 1985-09-20 | 1986-09-19 | Subscriber line interface circuit having means for combining dc and ac feedback signals |
| AU62953/86A AU584558B2 (en) | 1985-09-20 | 1986-09-19 | Subscriber line interface circuit having means for combining DC and AC feedback signals |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20947885A JPH06105989B2 (ja) | 1985-09-20 | 1985-09-20 | 加入者回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6269796A JPS6269796A (ja) | 1987-03-31 |
| JPH06105989B2 true JPH06105989B2 (ja) | 1994-12-21 |
Family
ID=16573508
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP20947885A Expired - Lifetime JPH06105989B2 (ja) | 1985-09-20 | 1985-09-20 | 加入者回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH06105989B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2864758B2 (ja) * | 1991-02-06 | 1999-03-08 | 日本電気株式会社 | 加入者回路の給電定電流値設定回路 |
-
1985
- 1985-09-20 JP JP20947885A patent/JPH06105989B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6269796A (ja) | 1987-03-31 |
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