JPH0588584B2 - - Google Patents
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- JPH0588584B2 JPH0588584B2 JP58067024A JP6702483A JPH0588584B2 JP H0588584 B2 JPH0588584 B2 JP H0588584B2 JP 58067024 A JP58067024 A JP 58067024A JP 6702483 A JP6702483 A JP 6702483A JP H0588584 B2 JPH0588584 B2 JP H0588584B2
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- Japan
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- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 12
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/227—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation
- H04L27/2275—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation wherein the carrier recovery circuit uses the received modulated signals
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
- H04L1/24—Testing correct operation
- H04L1/241—Testing correct operation using pseudo-errors
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Dc Digital Transmission (AREA)
- Detection And Prevention Of Errors In Transmission (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は伝送路の回線品質を検出するための擬
似誤り検出回路の改良に関する。
似誤り検出回路の改良に関する。
通信回線に於いて受信回線符号誤り率を常時監
視することが一般に必要となる場合が多い。然し
ながら、受信信号より直接回線符号誤り率を検出
することは送信データが不明であることから不可
能な場合が多いので、擬似的に特性を劣化させた
信号と主再生信号とを比較して得られる情報よ
り、受信再生信号の回線符号誤り率を推定する方
法が一般に優れている。
視することが一般に必要となる場合が多い。然し
ながら、受信信号より直接回線符号誤り率を検出
することは送信データが不明であることから不可
能な場合が多いので、擬似的に特性を劣化させた
信号と主再生信号とを比較して得られる情報よ
り、受信再生信号の回線符号誤り率を推定する方
法が一般に優れている。
第１図ａは、この種の従来の擬似誤り検出回路
の一例を示したブロツク図であり、１０１は変調
波入力端子、１０２は再生搬送波入力端子、１０
３は２位相復調回路、１０４，１０５はそれぞれ
第１及び第２の極性識別回路、１０６は比較回
路、１０７擬似誤り出力端子を示している。
の一例を示したブロツク図であり、１０１は変調
波入力端子、１０２は再生搬送波入力端子、１０
３は２位相復調回路、１０４，１０５はそれぞれ
第１及び第２の極性識別回路、１０６は比較回
路、１０７擬似誤り出力端子を示している。
第１図ａを参照すると、変調波入力端子１０１
より入力する２相位相推移変調波は再生搬送波入
力端子１０２から入力する再生搬送波を用いて２
相位相復調回路１０３で復調され、この復調され
た信号のアイパターンは第１図ｂに示す様にな
る。第１の極性識別回路１０４では、閾値を第１
図ｂの中心部（０ボルト）に置き最適符号判定を
行なう。一方、第２の極性識別回路１０５では、
第１図ｂに示す如く閾値レベルをＶボルトにオフ
セツトして符号識別がされる。そのため、第２の
極性識別回路１０５の出力信号の符号誤り率は、
第１の極性識別回路１０４の出力信号の符号誤り
率より大きい。従つて、第１の極性識別回路１０
４の出力を基準として、第２の極性識別回路１０
５の出力を、比較回路１０６で比較することによ
り、第２の極性識別回路１０５の出力の擬似回線
符号誤り率を測定できる。このように、擬似誤り
出力端子１０７の出力（比較回路１０６の出力）
の誤りパルス数を計数することにより、第２の極
性識別回路１０５の出力の擬似回線符号誤り率を
測定出来るので、予め求められた第１及び第２の
極性識別回路１０４，１０５の出力の回線符号誤
り率の関係を示す換算表等を用いて、第１の極性
識別回路１０４の出力の真の回線符号誤り率を推
定できる。
より入力する２相位相推移変調波は再生搬送波入
力端子１０２から入力する再生搬送波を用いて２
相位相復調回路１０３で復調され、この復調され
た信号のアイパターンは第１図ｂに示す様にな
る。第１の極性識別回路１０４では、閾値を第１
図ｂの中心部（０ボルト）に置き最適符号判定を
行なう。一方、第２の極性識別回路１０５では、
第１図ｂに示す如く閾値レベルをＶボルトにオフ
セツトして符号識別がされる。そのため、第２の
極性識別回路１０５の出力信号の符号誤り率は、
第１の極性識別回路１０４の出力信号の符号誤り
率より大きい。従つて、第１の極性識別回路１０
４の出力を基準として、第２の極性識別回路１０
５の出力を、比較回路１０６で比較することによ
り、第２の極性識別回路１０５の出力の擬似回線
符号誤り率を測定できる。このように、擬似誤り
出力端子１０７の出力（比較回路１０６の出力）
の誤りパルス数を計数することにより、第２の極
性識別回路１０５の出力の擬似回線符号誤り率を
測定出来るので、予め求められた第１及び第２の
極性識別回路１０４，１０５の出力の回線符号誤
り率の関係を示す換算表等を用いて、第１の極性
識別回路１０４の出力の真の回線符号誤り率を推
定できる。
然しながら、TDMA衛星通信等では、局毎に、
例えば第１図ｃに示す如くＡ局とＢ局の到達バー
スト信号レベルが変化する。第２の極性識別回路
１０５の閾値はＶボルトで一定であるから、Ａ局
とＢ局に対する誤り率推定量は異なる。従つて、
第１図に示す従来の回路は、連続信号の場合、復
調回路の前段にAGC回路等を置くことで上記の
問題は解決できるが、バースト間で受信信号レベ
ルの変化する系に於いては有効でなかつた。
例えば第１図ｃに示す如くＡ局とＢ局の到達バー
スト信号レベルが変化する。第２の極性識別回路
１０５の閾値はＶボルトで一定であるから、Ａ局
とＢ局に対する誤り率推定量は異なる。従つて、
第１図に示す従来の回路は、連続信号の場合、復
調回路の前段にAGC回路等を置くことで上記の
問題は解決できるが、バースト間で受信信号レベ
ルの変化する系に於いては有効でなかつた。
第２図ａは前述の欠点を除く従来の擬似誤り検
出回路の他の例を示したブロツク図で、２０１は
変調波入力端子、２０２は再生搬送波入力端子、
２０３は瞬時識別用クロツク入力端子、２０４は
位相復調回路、２０５，２０６はそれぞれ第１及
び第２の瞬時識別回路、２０７は比較回路、２０
８は位相推移回路、２０９は擬似誤り出力端子を
示している。
出回路の他の例を示したブロツク図で、２０１は
変調波入力端子、２０２は再生搬送波入力端子、
２０３は瞬時識別用クロツク入力端子、２０４は
位相復調回路、２０５，２０６はそれぞれ第１及
び第２の瞬時識別回路、２０７は比較回路、２０
８は位相推移回路、２０９は擬似誤り出力端子を
示している。
第２図ａを参照すると、変調波入力端子２０１
に印加される位相推移変調波は、再生搬送波入力
端子２０２に印加される再生搬送波により位相復
調回路２０４で位相復調される。この位相復調信
号は、第１及び第２の瞬時識別回路２０５，２０
６に入力される。瞬時識別用クロツク入力端子２
０３に入力される位相推移変調波に同期した瞬時
識別用クロツクは、第１の瞬時識別回路２０５に
入力され、第１の瞬時識別回路２０５は、第２図
ｂに示すアイパターンの中心部の位相θ0で上記位
相復調信号を瞬時識別する。又、上記瞬時識別用
クロツクは、位相推移回路２０８を経てθ1の位相
推移を受けた後第２の瞬時識別回路２０６に入力
され、第２の瞬時識別回路２０６は、第２図ｂの
θ1の位相点で上記位相復調信号を瞬時識別する。
一般に、位相点θ0とθ1における識別結果は、位相
点θ1に於ける識別信号の誤りが大きい。このこと
を利用して、第１の瞬時識別回路２０５の出力を
基準として、第２の瞬時識別回路２０６の出力を
比較回路２０７で比較すれば、この比較回路２０
７の出力信号（擬似誤り出力端子２０９の出力信
号）を用いて第１の瞬時識別回路２０５の出力信
号の真の回線符号誤り率を推定できる。
に印加される位相推移変調波は、再生搬送波入力
端子２０２に印加される再生搬送波により位相復
調回路２０４で位相復調される。この位相復調信
号は、第１及び第２の瞬時識別回路２０５，２０
６に入力される。瞬時識別用クロツク入力端子２
０３に入力される位相推移変調波に同期した瞬時
識別用クロツクは、第１の瞬時識別回路２０５に
入力され、第１の瞬時識別回路２０５は、第２図
ｂに示すアイパターンの中心部の位相θ0で上記位
相復調信号を瞬時識別する。又、上記瞬時識別用
クロツクは、位相推移回路２０８を経てθ1の位相
推移を受けた後第２の瞬時識別回路２０６に入力
され、第２の瞬時識別回路２０６は、第２図ｂの
θ1の位相点で上記位相復調信号を瞬時識別する。
一般に、位相点θ0とθ1における識別結果は、位相
点θ1に於ける識別信号の誤りが大きい。このこと
を利用して、第１の瞬時識別回路２０５の出力を
基準として、第２の瞬時識別回路２０６の出力を
比較回路２０７で比較すれば、この比較回路２０
７の出力信号（擬似誤り出力端子２０９の出力信
号）を用いて第１の瞬時識別回路２０５の出力信
号の真の回線符号誤り率を推定できる。
然しながら、伝送路にはしばしば非線形素子
（高電力増幅器など）が存在し、運用時に於いて
非線形素子の動作点が変化するのはめずらしくな
い。第３図は、非線形素子を含む伝送路モデルを
示したブロツク図であり、３０１は送信部、３０
２は地上高電力増幅器（HPA）、０３３は衛星中
継器用増幅器（TWTA）を含む衛星中継器、３
０４は受信フイルタを示している。この図におい
て、TWTAとHPAは非線形素子で構成されてい
る。第２図ｃは、第３図に示した伝送路を通つて
きた位相推移変調波の第２図ａに示す擬似誤り検
出回路における擬似回線符号誤り率と真の回線符
号誤り率の関係を計算で求めた結果を示したグラ
フである。このときの条件は、送信スペクトラム
＝40％ルートナイキストスペクトラム、受信フイ
ルタ＝40％ルートナイキスト特性、θ1−θ0＝40゜
で、（HPA／TWTA）IBOを30／30，10／２の場合
について計算した。ここで、（HPA／TWTA）IBO
とはHPAおよびTWTAの入力バツクオフであ
る。第２図ｃより、点線で示された線形状態
｛（HPA／TWTA）IBO＝30／30｝と、実線で示さ
れた非線形状態｛（HPA／TWTA）IBO〕10／２｝
とでは、擬似誤り率特性が異なる事がわかる。こ
の理由としては異なる時点で符号識別を行なう事
に由来する。即ち、線形時と非線形時とでは、非
線形素子の動作点が変化するために符号間干渉の
分布の変化量が、位相点θ0の時点と位相点θ1の時
点で異なるからであると考えられる。従つて、第
２図ａに示す従来の回路は、バースト間レベル偏
差の影響はないが、伝送路に非線形素子を含む系
には有効に用いることができなかつた。
（高電力増幅器など）が存在し、運用時に於いて
非線形素子の動作点が変化するのはめずらしくな
い。第３図は、非線形素子を含む伝送路モデルを
示したブロツク図であり、３０１は送信部、３０
２は地上高電力増幅器（HPA）、０３３は衛星中
継器用増幅器（TWTA）を含む衛星中継器、３
０４は受信フイルタを示している。この図におい
て、TWTAとHPAは非線形素子で構成されてい
る。第２図ｃは、第３図に示した伝送路を通つて
きた位相推移変調波の第２図ａに示す擬似誤り検
出回路における擬似回線符号誤り率と真の回線符
号誤り率の関係を計算で求めた結果を示したグラ
フである。このときの条件は、送信スペクトラム
＝40％ルートナイキストスペクトラム、受信フイ
ルタ＝40％ルートナイキスト特性、θ1−θ0＝40゜
で、（HPA／TWTA）IBOを30／30，10／２の場合
について計算した。ここで、（HPA／TWTA）IBO
とはHPAおよびTWTAの入力バツクオフであ
る。第２図ｃより、点線で示された線形状態
｛（HPA／TWTA）IBO＝30／30｝と、実線で示さ
れた非線形状態｛（HPA／TWTA）IBO〕10／２｝
とでは、擬似誤り率特性が異なる事がわかる。こ
の理由としては異なる時点で符号識別を行なう事
に由来する。即ち、線形時と非線形時とでは、非
線形素子の動作点が変化するために符号間干渉の
分布の変化量が、位相点θ0の時点と位相点θ1の時
点で異なるからであると考えられる。従つて、第
２図ａに示す従来の回路は、バースト間レベル偏
差の影響はないが、伝送路に非線形素子を含む系
には有効に用いることができなかつた。
本発明の目的は伝送路に存在する非線形素子の
動作点の変動する場合にも安定して回線符号誤り
を推定することができる擬似誤り検出回路を提供
することにある。
動作点の変動する場合にも安定して回線符号誤り
を推定することができる擬似誤り検出回路を提供
することにある。
本発明によれば、位相推移変調波のための擬似
誤り検出回路に於て、入力位相推移変調波の再生
搬送波信号を再生する搬送再生回路と、該再生搬
送波信号に応答して、前記入力位相推移変調波を
第１の復調された信号に位相復調する第１の位相
復調回路と、前記第１の復調された信号又は前記
入力位相推移変調波に応答して、クロツク信号を
再生するクロツク再生回路と、出力信号が時間と
ともに変化する発振回路と、該発振回路の出力で
前記再生搬送波信号を位相変調し、位相変調され
た信号を出力する位相変調回路と、誤位相変調さ
れた信号に応答して、前記入力位相推移変調波を
第２の復調された信号に位相復調する第２の位相
復調回路と、前記クロツク信号に応答して、前記
第１の復調された信号を第１のデイジタル信号に
識別する第１の識別回路と、前記クロツク信号に
応答して、前記第２の復調された信号を第２のデ
イジタル信号に識別する第２の識別回路と、前記
第１のデイジタル信号と前記第２のデイジタル信
号とを比較し、擬似誤り信号を出力する比較回路
とを有する擬似誤り検出回路が得られる。
誤り検出回路に於て、入力位相推移変調波の再生
搬送波信号を再生する搬送再生回路と、該再生搬
送波信号に応答して、前記入力位相推移変調波を
第１の復調された信号に位相復調する第１の位相
復調回路と、前記第１の復調された信号又は前記
入力位相推移変調波に応答して、クロツク信号を
再生するクロツク再生回路と、出力信号が時間と
ともに変化する発振回路と、該発振回路の出力で
前記再生搬送波信号を位相変調し、位相変調され
た信号を出力する位相変調回路と、誤位相変調さ
れた信号に応答して、前記入力位相推移変調波を
第２の復調された信号に位相復調する第２の位相
復調回路と、前記クロツク信号に応答して、前記
第１の復調された信号を第１のデイジタル信号に
識別する第１の識別回路と、前記クロツク信号に
応答して、前記第２の復調された信号を第２のデ
イジタル信号に識別する第２の識別回路と、前記
第１のデイジタル信号と前記第２のデイジタル信
号とを比較し、擬似誤り信号を出力する比較回路
とを有する擬似誤り検出回路が得られる。
以下図面を参照して本願発明を詳細に説明す
る。
る。
第４図ａは本発明による擬似誤り検出回路の構
成を示したブロツク図であり、４０１は位相推移
変調波入力端子、４０２は第１の信号分岐回路、
４０３は搬送波再生回路、４０４は第２の信号分
岐回路、４０５，４０６はそれぞれ第１及び第２
の位相復調回路、４０７は位相変調回路、４０８
は発振回路、４０９は比較回路、４１０は擬似誤
り出力端子４１１はクロツク再生回路、４１２，
４１３はそれぞれ第１及び第２の識別回路を示し
ている。
成を示したブロツク図であり、４０１は位相推移
変調波入力端子、４０２は第１の信号分岐回路、
４０３は搬送波再生回路、４０４は第２の信号分
岐回路、４０５，４０６はそれぞれ第１及び第２
の位相復調回路、４０７は位相変調回路、４０８
は発振回路、４０９は比較回路、４１０は擬似誤
り出力端子４１１はクロツク再生回路、４１２，
４１３はそれぞれ第１及び第２の識別回路を示し
ている。
第４図ａを参照すると、入力端子４０１から入
力する入変調波は、第１の信号分岐回路４０２に
より３分岐され、この分岐された信号のうちの１
つの出力信号は搬送波再生回路４０３に入力され
る。搬送波再生回路４０３から出力される再生搬
送波信号（基準搬送波信号）は、第２の分岐回路
４０４より２分岐され、この分岐された信号のう
ちの一方の信号により、第１の分岐回路４０２で
分岐された信号の他の１つを第１の位相復調回路
４０５で位相復調する。第２の分岐回路４０４で
分岐された他方の信号は位相変調回路４０７に入
力され、発振回路４０８の出力信号により位相変
調を受ける。位相変調回路４０７から出力される
位相変調波信号により第１の分岐回路４０２で分
岐された残りの１つの信号を第２の位相復調回路
４０６で位相復調する。クロツク再生回路４１１
は、第１の位相復調回路４０５の出力（第１の復
調された信号）からクロツク信号を再生する。第
１の識別回路４１２はクロツク信号に応答して第
１の復調された信号を第１のデイジタル信号に識
別する。第２の識別回路４１３はクロツク信号に
応答して第２の位相復調回路４０６の出力（第２
の復調された信号）を第２のデイジタル信号に識
別する。第１のデイジタル信号を基準として、第
２のデイジタル信号を比較回路４０９で比較し、
この比較された信号は出力端子４１０から擬似誤
り信号として出力される。尚、第１の位相復調回
路４０５に印加される入力変調波からクロツク信
号を抽出するようにしてもよい。
力する入変調波は、第１の信号分岐回路４０２に
より３分岐され、この分岐された信号のうちの１
つの出力信号は搬送波再生回路４０３に入力され
る。搬送波再生回路４０３から出力される再生搬
送波信号（基準搬送波信号）は、第２の分岐回路
４０４より２分岐され、この分岐された信号のう
ちの一方の信号により、第１の分岐回路４０２で
分岐された信号の他の１つを第１の位相復調回路
４０５で位相復調する。第２の分岐回路４０４で
分岐された他方の信号は位相変調回路４０７に入
力され、発振回路４０８の出力信号により位相変
調を受ける。位相変調回路４０７から出力される
位相変調波信号により第１の分岐回路４０２で分
岐された残りの１つの信号を第２の位相復調回路
４０６で位相復調する。クロツク再生回路４１１
は、第１の位相復調回路４０５の出力（第１の復
調された信号）からクロツク信号を再生する。第
１の識別回路４１２はクロツク信号に応答して第
１の復調された信号を第１のデイジタル信号に識
別する。第２の識別回路４１３はクロツク信号に
応答して第２の位相復調回路４０６の出力（第２
の復調された信号）を第２のデイジタル信号に識
別する。第１のデイジタル信号を基準として、第
２のデイジタル信号を比較回路４０９で比較し、
この比較された信号は出力端子４１０から擬似誤
り信号として出力される。尚、第１の位相復調回
路４０５に印加される入力変調波からクロツク信
号を抽出するようにしてもよい。
今、入力端子４０１に印加される入力信号が４
相変調波ａ(t)sinωcｔ＋ｂ(t)cosωcｔであつて、搬
送波再生回路４０３から出力される再生搬送波信
号がsinωcｔであるとすると、第１位相復調回路
４０５の出力信号としてａ(t)およびｂ(t)が得られ
る。発振回路４０８からは、sinθ(t)なる周期的波
形が出力され、位相変調器４０７の変調信号入力
端子に供給される。ここでθ(t)は時間とともに変
化する信号であり、再生搬送波に与えられる位相
変動量を示している。したがつて、位相変調回路
４０７の出力はsin（ωcｔ＋θ(t)となる。すると、
入力４相変調波に対する第２の位相復調回路の出
力は、ａ(t)cosθ(t)，ｂ(t)cosθt）となる。第４図
ｂには、第１及び第２の位相復調回路４０５，４
０６の出力のアイパターンを示している。この第
１及び第２の位相復調回路４０５，４０６の出力
信号をそれぞれ第１及び第２の識別回路４１２，
４１３で識別した信号を最適タイミングで比較回
路４０９で比較することにより、出力端子４１０
の出力信号から第２の位相復調回路４０６の出力
の擬似回線符号誤り率を測定でき、この擬似回線
符号誤り率より第１の位相復調回路４０５の出力
の真の回線符号誤り率を推定できる。このよう
に、同一時点で比較を行なうため、伝送路に含ま
れる非線形素子の動作点が変動しても特性劣化が
殆んど生じない。第４図ｃは、第３図に示した伝
送路を通つてきた位相推移変調波の第４図ａに示
す本発明の擬似誤り検出回路における擬似回線符
号誤り率と真の回線符号誤り率の関係を計算で求
めた結果を示したグラフであり、条件は、送信ス
ペクトラム＝40％ルートナイキストスペクトラ
ム、受信フイルタ＝40％ルートナイキスト特性、
｜θ(t)｜≦1.7゜で、（HPA／TWTA）IBOを30／30
（点線）と10／２（実線）の場合について計算し
た。第４図ｃより明らかな如く、本発明では、第
２図ｃに示した従来のものと比較して、非線形素
子の動作点の変動が存在してもより正しい真の回
線符号誤り率を推定できる。又、入力のレベル変
動についても、閾値がアイパターンの中央に設定
されているため影響を受けない。
相変調波ａ(t)sinωcｔ＋ｂ(t)cosωcｔであつて、搬
送波再生回路４０３から出力される再生搬送波信
号がsinωcｔであるとすると、第１位相復調回路
４０５の出力信号としてａ(t)およびｂ(t)が得られ
る。発振回路４０８からは、sinθ(t)なる周期的波
形が出力され、位相変調器４０７の変調信号入力
端子に供給される。ここでθ(t)は時間とともに変
化する信号であり、再生搬送波に与えられる位相
変動量を示している。したがつて、位相変調回路
４０７の出力はsin（ωcｔ＋θ(t)となる。すると、
入力４相変調波に対する第２の位相復調回路の出
力は、ａ(t)cosθ(t)，ｂ(t)cosθt）となる。第４図
ｂには、第１及び第２の位相復調回路４０５，４
０６の出力のアイパターンを示している。この第
１及び第２の位相復調回路４０５，４０６の出力
信号をそれぞれ第１及び第２の識別回路４１２，
４１３で識別した信号を最適タイミングで比較回
路４０９で比較することにより、出力端子４１０
の出力信号から第２の位相復調回路４０６の出力
の擬似回線符号誤り率を測定でき、この擬似回線
符号誤り率より第１の位相復調回路４０５の出力
の真の回線符号誤り率を推定できる。このよう
に、同一時点で比較を行なうため、伝送路に含ま
れる非線形素子の動作点が変動しても特性劣化が
殆んど生じない。第４図ｃは、第３図に示した伝
送路を通つてきた位相推移変調波の第４図ａに示
す本発明の擬似誤り検出回路における擬似回線符
号誤り率と真の回線符号誤り率の関係を計算で求
めた結果を示したグラフであり、条件は、送信ス
ペクトラム＝40％ルートナイキストスペクトラ
ム、受信フイルタ＝40％ルートナイキスト特性、
｜θ(t)｜≦1.7゜で、（HPA／TWTA）IBOを30／30
（点線）と10／２（実線）の場合について計算し
た。第４図ｃより明らかな如く、本発明では、第
２図ｃに示した従来のものと比較して、非線形素
子の動作点の変動が存在してもより正しい真の回
線符号誤り率を推定できる。又、入力のレベル変
動についても、閾値がアイパターンの中央に設定
されているため影響を受けない。
以上説明したように、本発明によれば、入力信
号のレベル変動および非線形素子の動作点の変動
によつて生ずる擬似回線符号誤り率からの受信再
生信号の真の回線符号誤り率の推定の誤差を減少
させることができる。
号のレベル変動および非線形素子の動作点の変動
によつて生ずる擬似回線符号誤り率からの受信再
生信号の真の回線符号誤り率の推定の誤差を減少
させることができる。
第１図ａは従来の擬似誤り検出回路の一例を示
したブロツク図、第１図ｂは第１図ａの回路のア
イパターンと閾値レベルを示した図、第１図ｃは
到達バースト信号レベルの例を示した図、第２図
ａは従来の擬似誤り検出回路の他の例を示したブ
ロツク図、第２図ｂは第２図ａの回路のアイパタ
ーンと識別回路の位相点の関係を示した図、第２
図ｃは第２図ａの回路の擬似回線符号誤り率と真
の回線符号誤り率の関係を示したグラフ、第３図
は非線形素子を含む伝送路モデルを示したブロツ
ク図、第４図ａは本発明による擬似誤り検出回路
の構成を示したブロツク図、第４図ｂは第４図ａ
の位相復調回路のアイパターンの例を示した図、
第４図ｃは第図ａの回路の擬似回線符号誤り率と
真の回線符号誤り率の関係を示したグラフであ
る。 ４０１……位相推移変調波入力端子、４０２…
…第１の信号分岐回路、４０３……搬送波再生回
路、４０４……第２の信号分岐回路、４０５……
第１の位相復調回路、４０６……第２の位相復調
回路、４０７……位相変調回路、４０８……発振
回路、４０９……比較回路、４１０……擬似誤り
出力端子、４１１……クロツク再生回路、４１２
……第１の識別回路、４１３……第２の識別回
路。
したブロツク図、第１図ｂは第１図ａの回路のア
イパターンと閾値レベルを示した図、第１図ｃは
到達バースト信号レベルの例を示した図、第２図
ａは従来の擬似誤り検出回路の他の例を示したブ
ロツク図、第２図ｂは第２図ａの回路のアイパタ
ーンと識別回路の位相点の関係を示した図、第２
図ｃは第２図ａの回路の擬似回線符号誤り率と真
の回線符号誤り率の関係を示したグラフ、第３図
は非線形素子を含む伝送路モデルを示したブロツ
ク図、第４図ａは本発明による擬似誤り検出回路
の構成を示したブロツク図、第４図ｂは第４図ａ
の位相復調回路のアイパターンの例を示した図、
第４図ｃは第図ａの回路の擬似回線符号誤り率と
真の回線符号誤り率の関係を示したグラフであ
る。 ４０１……位相推移変調波入力端子、４０２…
…第１の信号分岐回路、４０３……搬送波再生回
路、４０４……第２の信号分岐回路、４０５……
第１の位相復調回路、４０６……第２の位相復調
回路、４０７……位相変調回路、４０８……発振
回路、４０９……比較回路、４１０……擬似誤り
出力端子、４１１……クロツク再生回路、４１２
……第１の識別回路、４１３……第２の識別回
路。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 位相推移変調波のための擬似誤り検出回路に
於て、 入力位相推移変調波の再生搬送波信号を再生す
る搬送波再生回路４０３と、 該再生搬送波信号に応答して、前記入力位相推
移変調波を第１の復調された信号に位相復調する
第１の位相復調回路４０５と、 前記第１の復調された信号又は前記入力位相推
移変調波に応答して、クロツク信号を再生するク
ロツク再生回路４１１と、 出力信号が時間とともに変化する発振回路と、 該発振回路の出力で前記再生搬送波信号を位相
変調し、位相変調された信号を出力する位相変調
回路４０７と、 該位相変調された信号に応答して、前記入力位
相推移変調波を第２の復調された信号に位相復調
する第２の位相復調回路４０６と、 前記クロツク信号に応答して、前記第１の復調
された信号を第１のデイジタル信号に識別する第
１の識別回路４１２と、 前記クロツク信号に応答して、前記第２の復調
された信号を第２のデイジタル信号に識別する第
２の識別回路４１３と、 前記第１のデイジタル信号と前記第２のデイジ
タル信号とを比較し、擬似誤り信号を出力する比
較回路４０９と を有する擬似誤り検出回路。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58067024A JPS59193658A (ja) | 1983-04-18 | 1983-04-18 | 擬似誤り検出回路 |
| US06/599,362 US4628507A (en) | 1983-04-18 | 1984-04-12 | Bit error detection circuit for PSK-modulated carrier wave |
| CA000452082A CA1231388A (en) | 1983-04-18 | 1984-04-16 | Bit error detection circuit for psk-modulated carrier wave |
| EP84302609A EP0125805B1 (en) | 1983-04-18 | 1984-04-17 | Bit error detection circuit for psk-modulated carrier wave |
| DE8484302609T DE3478982D1 (en) | 1983-04-18 | 1984-04-17 | Bit error detection circuit for psk-modulated carrier wave |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58067024A JPS59193658A (ja) | 1983-04-18 | 1983-04-18 | 擬似誤り検出回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59193658A JPS59193658A (ja) | 1984-11-02 |
| JPH0588584B2 true JPH0588584B2 (ja) | 1993-12-22 |
Family
ID=13332904
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58067024A Granted JPS59193658A (ja) | 1983-04-18 | 1983-04-18 | 擬似誤り検出回路 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4628507A (ja) |
| EP (1) | EP0125805B1 (ja) |
| JP (1) | JPS59193658A (ja) |
| CA (1) | CA1231388A (ja) |
| DE (1) | DE3478982D1 (ja) |
Cited By (1)
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- 1984-04-12 US US06/599,362 patent/US4628507A/en not_active Expired - Fee Related
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- 1984-04-17 DE DE8484302609T patent/DE3478982D1/de not_active Expired
- 1984-04-17 EP EP84302609A patent/EP0125805B1/en not_active Expired
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