JPH0576203B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

〔従来技術〕 本発明は、周波数変調された周期的な入力信号
の各２つの隣接の零交差点間の各半サイクルの持
続時間を、この入力信号から規則的な時間間隔で
取出したデジタル化サンプルの列の形態で現われ
る信号に応じて決定し、半サイクルの持続時間の
逆数を発生せしめることにより、前記の入力信号
を復調する復調方法に関するものである。また本
発明はこの方法を実施する装置に関するものであ
る。 純粋にアナログ的な形態の入力信号に対する同
様な方法は知られており、この場合、各２つの隣
接の零交差点間の各半サイクルの持続時間を、入
力信号の最大周波数に比べて高い周波数の基準ク
ロツク信号を計数することにより決定している。
２つの隣接する零交差点間で計数された基準クロ
ツクパルスの個数は半サイクルの持続時間をデジ
タル的に表わす。半サイクルの持続時間を高精度
に決定する必要がある場合には、基準クロツク信
号の周波数を入力信号周波数に比べて著しく高め
る必要がある。磁気テープから読取られたカラー
ビデオ信号中の周波数変調された輝度信号のよう
な高周波入力信号の場合には、基準クロツク周波
数を、これを計数するのに必要とする計数回路が
非実現的となるか或いはあまりにも複雑で高価と
なる程度に高くする必要がある。 〔発明の目的〕 本発明の目的は、必要とするクロツク信号或い
は他の補助信号の周波数を、入力信号のサンプル
の列が反復される周波数の程度とし、低い動作速
度を有するデジタル電子回路を用いるようにした
前述した種類の方法を提供せんとするにある。 〔発明の構成〕 本発明方法は、周波数変調された周期的な入力
信号の各２つの隣接の零交差点間の各２つの隣接
の零交差点間の各半サイクルの持続時間を、この
入力信号から規則的な時間間隔で取出したデジタ
ル化サンプルの列の形態で現われる信号に応じて
決定し、半サイクルの持続時間の逆数を発生せし
めることにより、前記の入力信号を復調するに当
り、各半サイクルの持続時間τを、隣接の零交差
点間のサンプルの個数ｎに対応する時間間隔Ｔ
と、各零交差点およびその直前のサンプル間の時
間間隔t_o，t_nとの和から、式 τ＝（Ｔ−t_o）＋（ｎ−１）Ｔ＋t_n ＝t_n−t_o＋nT を用いて取出し、時間間隔t_oおよびt_nの各々は、
零交差点の位置の両側でそれぞれ異なる正負符号
の２つの順次のサンプルa_o-1，a_oおよびa_n-1，a_n
から式 t_o＝Ｔ・―a_o-1―／―a_o-1−a_o― t_n＝Ｔ・―a_n-1―／―a_n-1−a_n― を用いて取出すことを特徴とする。 本発明によれば、各半サイクルの持続時間が、
サンプルの全周期と、零交差点の位置で入力信号
に直線近似させることにより２つのサンプルから
得た前記の全周期の一部分とから取出される。従
つて、各半サイクルの持続時間を決定する精度
は、高周波クロツク信号に依存せず、サンプルの
精度に依存する。必要とする計算は２つの順次の
サンプル間の時間間隔で行なうことができ、或い
は複数の計算処理を行なう場合でこの方法を実施
するのにパイプライン構造を用いる場合には、前
記の時間間隔の倍数内で行なうことができる。次
の半サイクルの持続時間を計算するに際しては、
第２時間間隔t_nを第１時間間隔t_oとして用いるこ
とができる。 零交差点の位置で正弦波状入力信号に直線近似
させる精度は、１つの半サイクル内のサンプルの
個数が増大すればする程高まること明らかであ
る。しかし、入力信号の１つの半サイクル内にわ
ずかな個数のサンプル、例えば２個よりも少ない
個数のサンプルしか生じない場合には、直線近似
の為に明確な誤差が生じる。このような場合に
は、本発明による方法を変更し、半サイクルの持
続時間を決定する前に各時間間隔t_o，t_nをこの時
間間隔の値に依存する補正値によつて補正するよ
うにするのが有効である。更に、前の半サイクル
の持続時間の値を用いた他の補正も可能である。
その理由は、一般に入力信号の周波数はある半サ
イクルから次の半サイクルまでに急激に変化しな
いものとしうる為である。 各半サイクルの持続時間は、この半サイクルの
終了後の、すなわちこの半サイクルを終了させる
零交差点後の第１サンプルによつて決定される。
このようにして決定された値は、次の半サイクル
が決定されるまで残しておく、このことは、半サ
イクルの持続時間の値がこの半サイクルの持続時
間と異なるおそれのある持続時間の次の半サイク
ルの長さの間そのまま得られ、短い半サイクルの
持続時間の値があまりにも長く維持され、長い半
サイクルの持続時間の値があまりにも短く維持さ
れ、これにより正しい復調された信号に対してシ
フトを行なうということを意味する。この点を無
くす為には、本発明の他の変形例により、各半サ
イクルに対し決定された持続時間τを、２つの隣
接する零交差点のうち第１の零交差点とその前の
零交差点との間のサンプルの個数よりも１だけ多
い個数のサンプル間の時間間隔に等しい時間間隔
の間記憶しておくのが有効である。このような方
法は後に説明するように遅延装置によつて簡単に
実行しうる。 本発明による方法の上述した変形例によれば時
間のシフトの結果として依然としてわずかな誤差
を生ぜしめる。その理由は、半サイクルの持続時
間の値は常にサンプルが現われる瞬時と一致する
か或いはこの瞬時に対して一定のシフトを伴なう
のに対し、実際の零交差点は２つのサンプル間の
任意の瞬時に生じる為である。この統計学的に変
化する時間誤差の影響を最小にする為に、本発明
の更に他の変形例によれば、２つの零交差点のう
ちの最初の零交差点の位置の両側における順次の
サンプルa_o-1，a_o間の時間間隔に期間τ_okを割当
て、この期間を、この零交差点との前のサンプル
との間の時間間隔に依存して、この零交差点の前
に決定された期間τ_o-1と最後に決定された期間τ_o
との間に式 τ_ok＝t_o（τ_o-1−τ_o）＋τ_o に従つて配置するするようにするのが有効であ
る。 このようにすれば、１つのある半サイクルの値
から次の半サイクルの値への変化中、中間値が零
交差点の位置に挿入される為、値間の転移がより
平坦となり、従つて入力信号の周波数の変化に、
より一層良好に近似するようになる。 図面につき本発明を説明する。 第１図は、半サイクルτをデジタル手段により
決定すべき正弦波信号の１周期を示す。この半サ
イクルを決定する為に、入力信号はサンプルの列
の形態で得られ、そのうちのサンプルa_o-1，a_o，
a_n-1，a_n、が示されている。これらのサンプルを
信号に、より一層近似させたい場合には、すなわ
ち信号周波数をサンプル周波数１／Ｔ（ここにＴ
はサンプリング周期、すなわち順次の２つのサン
プル間の距離である）に比べて充分低くしたい場
合には、サンプルa_oおよびa_n-1間に他のサンプル
を位置させる。しかしこのことは以下の理由で不
可欠なことではない。 信号の零交差点は半サイクルの持続時間、従つ
てその周波数を決定する。しかし、サンプル値は
時間的に不連続である為、零交差点は２つのサン
プル値間の接続直線によつて近似され、この近似
直線と時間軸との交点によつて決まる時間間隔か
ら、所望期間の近似値τ′が得られる。従つて、近
似直線との零交差点と、その前のサンプル値との
間の時間間隔t_oおよびt_nから、また隣接の２つの
零交差点間のサンプルの個数ｎから、半サイクル
の持続時間に対する近似値が第１図に従つて以下
のように得られる。 τ′＝（Ｔ−t_o）＋（ｎ−１）・Ｔ＋t_n ＝t_n−t_o＋nT ……(1) 時間間隔t_oの持続時間は、隣接する２つのサン
プルの値a_o-1およびa_oとこれらの間の距離Ｔとか
ら以下のようにして得られる。 t_o／―a_o-1―＝Ｔ／―a_o-1−a_o―従つて t_o＝―a_o-1―／―a_o-1−a_o―・Ｔ ……(2) 同様にして、時間間隔t_nの持続時間を求めるこ
とができる。これらの時間間隔は順次に決定する
ことができ、前に決定された時間間隔t_oは一時的
に記憶され、半サイクルの持続時間の近似値τ′は
バツフアリングされた時間間隔t_oおよび瞬時的に
計算された時間間隔t_nとから式(1)に応じて得られ
る。 第１図に示すように、隣接するサンプル値を通
る近似直線と、時間軸との交点が信号の実際の零
交差点からずれる量は誤差Ｆに相当する。この誤
差は第１図から明らかなように、零交差点に対す
る２つのサンプル値の位置に依存し、従つてこの
誤差は時間間隔t_oの値に直接依存する。サンプル
値がたまたま零交差点と一致する場合には、すな
わちt_o＝０或いはt_o＝Ｔである場合には、誤差も
０に等しくなる。２つのサンプル値が零交差点に
対し正確に対称的に位置していれば、すなわちt_o
＝0.5Tであれば、純粋に正弦波状の信号の場合
に、誤差は零となり、t_oに対するこの値の両側で
の値に対する誤差は異なる正負符号を有する。 サンプル値の周期Ｔに対する時間間隔t_oの比に
依存する誤差Ｆの変化を第２図にプロツトする。
サンプル値の位置が信号周期に近づけば近づくほ
ど、すなわちτ／Ｔが増大すればするほど、誤差
Ｆの最大値が減少し、零交差点に対するサンプル
値の位置に依存する基本的校正は同じとなる。時
間間隔t_oおよびt_nを極めて正確に補正する為に
は、信号の瞬時的な周波数或いは周期を知らなけ
ればならず、これらは、信号周波数の急激な変化
が２つの半サイクル間に生じないものとして最後
に決定された値によつて近似させることができ
る。実際には、例えば磁気テープから読出したビ
デオ信号内に含まれている周波数変調された輝度
信号を復調する為には、これらの値に依存する時
間間隔t_oおよびt_nの補正をサンプル周波数の４分
の１に等しい信号の平均周波数に対してのみ行え
ば充分であるということを確かめた。このように
して補正された時間間隔により、信号の半サイク
ルの持続時間τが決定され、この持続時間τから
信号周波数が決定されれば、これにより得られた
値は充分正確なものとなる。 しかし、これにより各別の半サイクルの持続時
間の値が得られるだけであり、第３図につき説明
するように信号周波数の周期を直接正しく表わす
ものではない。この第３図において、ａは周波数
が迅速に変化するものとして誇張して示した入力
信号を示す。第３図のｂには零交差信号が示して
あり、この零交差信号はサンプル値の直後に逆の
正負符号を有する新たねサンプル値が生じた場合
に発生し、この信号は次のサンプルまで維持され
る。この零交差信号の変化は後のブロツク回路図
の説明に対しても重要なものである。 第３図ｂに示す第１零交差信号により、入力信
号の半サイクルａの持続時間の値が決定される。
この値は第２零交差信号が現われるまで記憶さ
れ、第２零交差信号が現われると、半サイクルｂ
の持続時間の値が決定される。半サイクルｃおよ
びｄに対しても同様である。これらの各別の半サ
イクルの持続時間の値τ_oおよびこれらの値が記憶
される期間を第３図のｃ）に示す。半サイクルａ
の持続時間に対する値の開始を短い縦線で示して
ある。その理由は、入力信号の前の半サイクル、
従つてその持続時間が示されていない為である。 第３図ｃ）から明らかなように、各別の半サイ
クルの持続時間に対する値は、これらに対応する
半サイクルの持続時間と一致しない長さの期間の
間記憶されている。より一層正確に近似される為
には、各半サイクルの持続時間の値を記憶する時
間を変える必要があり、このことはこれらの値を
数個のサンプリングクロツク周期だけ遅延させる
ことにより達成することができる。ある場合に
は、種々の値を種々の量だけ遅延させる必要があ
る。遅延用の制御信号は零交差信号から取出すこ
とができる。正確な持続時間を得る為に遅延させ
た値τ_vを第３図ｄに示す。この値の列は入力信号
の周期の実際の変化に可成り良好に近似したもの
となる。 第３図のｅ）では、各別の半サイクルの持続時
間ａ〜ｅに対する値の列を半サイクルの持続時間
に対する値がこの半サイクルにおける第１サンプ
ル値で開始されるようにシフトせしめている。半
サイクルの持続時間の各値はこの半サイクルの正
確な位置よりもわずかにシフトせしめるのが好ま
しい。その理由は、本例では、零交差点の各々が
２つのサンプル値間に位置する為である。互いに
隣接する２つの関連の零交差点のうちの最初のも
のに対する新たな各値の開始時のシフトは入力信
号に依存し、この入力信号に対して統計学的に変
化する為、任意のいかなる他のシフト（このシフ
トは完全に算術的であり、入力信号と出力信号と
の間の任意の一定のシフトに相当する）によつて
も値の列を完全に入力信号に応じたものとするこ
とができない。 近似を更に良好なものにする為には、古い値と
新たな値との間の中間の値を各新たな値の前に、
すなわち図面では零交差点の両側における２つの
サンプル値間に形成し、この中間値が以下のよう
にサンプル値の瞬時間の零交差点の位置に、従つ
て半サイクルの持続時間を決定する時間間隔t_oお
よびt_nの値に依存するようにする。 τ_z＝t_o・τ_o-1＋（１−t_o）τ_o ＝t_o（τ_o-1−τ_o）＋τ_o ……(3) 従つて、零交差点が２つの順次のサンプル値の
うちの第２のものの付近に位置する場合には、前
の半サイクルはこの時間間隔内に多く延長され、
従つて中間値τ_zも前の半サイクルの持続時間に対
する値の付近に位置し、従つて反転される。これ
らの中間値を第３図のｅにおける関連の点に実線
で示し、補正されていない値を破線で示す。従つ
て、第３図のｅにおける実線は入力信号の半サイ
クルの持続時間の値τ_vkの補正変化を示し、各半
サイクル内に数個のサンプル値しか位置せず、半
サイクルの持続時間が急激に変化する場合でも、
これらは半サイクルの持続時間の実際の変化に良
好に近似する。 以後、上述したようにして得た半サイクルの持
続時間の補正値を決定し、これらの補正値から入
力信号の周波数を取出す回路のブロツク構成につ
き説明するに、第４図は第３図のｃにプロツトし
た値を発生させる回路構成を示し、第５図は信号
遷移部を補正し時間的に正しく位置する値を発生
する回路構成を示す。 変調すべき入力信号に相当するサンプル値の列
は第４図の回路の入力端子２に供給される。サン
プル値は例えば多ビツト２進ワードの形態で表わ
され、これらの各別のビツトは並列処理される
為、入力端子２は実際にはデータワードの各別の
ビツトに対する多数の並列入力端子を有してい
る。従つて、零交差信号およびこれから取出され
た信号を流す接続線、例えば接続線１７および１
９を除いて、入力端子２からの接続線１や第４お
よび５図に示す他の接続線も各データワードのビ
ツト数に相当する多数の並列ラインを有してい
る。 入力端子２は接続線１を経てレジスタ４に接続
され、このレジスタは各クロツク信号に応答して
データワードを記憶する。他のレジスタにも供給
されるこのクロツク信号（図示せず）は入力端子
２へのサンプル値の供給に関連している。すなわ
ち、新たなサンプル値が供給されるたびにクロツ
ク信号のパルスが現われる。 接続線１は減算器６にも接続されており、この
減算器の他の入力端子はレジスタ４の出力端子に
接続されており、この減算器により２つの値間の
差を形成する。この減算器６の出力端子は、前記
の差の絶対値を生じる値発生段８に接続されてい
る。例えば、サンプル値やこれから得られた２進
値を表わす為には、供給された値を特別に処理す
る必要がある。レジスタの出力端子はまた接続線
３を経て同様な型の値発生段１０にも接続されて
いる。式(2)から明らかなように、時間間隔t_oに対
しては正の値のみが許容でき、割算を簡単化する
為に、絶対値のみの割算をするのが好ましい。 この割算は、段８および１０から生じる値が供
給される割算段１２で行なう。式(2)におけるサン
プル値の周期すなわちクロツク信号の周期の持続
時間の乗算は省略することができる。その理由
は、この値は一定の尺度係数である為である。 割算段１２により形成される商は補正段１４に
供給される。この補正段は固定メモリを有し、こ
のメモリに割算段１２により形成された商がアド
レスとして供給される。持続時間t_oの特定値に相
当する各アドレス当り、第１および２図に応じた
入力信号の特定の平均周波数に対する誤差Ｆによ
つて補正された時間間隔が記憶され、接続線１５
を経て出力される。 この接続線１５は他のレジスタ２０の入力端子
に導かれており、このレジスタ２０は接続線１５
における零交差信号の終端における値を記憶す
る。第３図のｂ）に示すこの零交差信号は排他的
OR論理回路網１６により生ぜしめられる。この
回路網１６は、入力端子２に供給される遅延させ
られていないサンプル値の正負符号ビツトと、レ
ジスタ４によつて供給される遅延されたサンプル
値の正負符号ビツトとを受け、これら双方の正負
符号ビツトが異なる場合に接続線１７に出力信号
を生じる。段６〜１４におけるサンプル値の処理
中に１クロツク周期よりも多い遅延が生じる場合
には（このような遅延は特に割算段１２がパイプ
ライン割算器の場合に生じるおそれがある）、前
記の零交差信号は前記の遅延に等しい遅延時間を
有する遅延段１８に供給される。出力接続線１９
における遅延された零交差信号はレジスタ２０の
入力端子に供給されたデータワードに時間的に対
応する。従つて、このレジスタ２０は、零交差信
号の各終端後の、すなわち零交差点に続く第２の
サンプル値後の遅延を伴なうことのない時間間隔
t_oの長さに相当する値を有する。 この値は演算段２２の減算入力端子に供給さ
れ、この演算段２２の他の入力端子は補正回路１
４の出力端子に接続されており、次の零交差が生
じた際に第１図に応じて時間間隔t_nに相当する値
を受ける。 零交差信号が流れる接続線１９はまたカウンタ
２４のリセツト入力端子に接続されており、この
カウンタにはカウント用のクロツク信号（図示せ
ず）が供給される。カウンタ２４の出力端子は出
力計数レジスタ２６に接続されており、このレジ
スタ２６内には、各クロツク信号時に、従つて接
続線１９に零交差信号が現われるたびに計数値が
ロードされる。従つて、カウンタ２４が零交差信
号により“１”にセツトされ、クロツク信号の直
前に達した計数値がクロツク信号の端縁のみによ
る制御の下でレジスタ２６内にロードされるもの
とすると、各零交差信号中、出力計数レジスタ２
６は入力信号の直前の２つの零交差点間でサンプ
ル値の個数を１だけ高めたものに相当する値を含
む。或いはまた、零交差信号の終了時にカウンタ
２４を初期位置“１”にセツトする為には、レジ
スタ２６を省略することができ、或いは接続線１
９および１５と同様に演算段２２の出力接続線に
１クロツク周期の遅延を与える。 出力計数レジスタ２６および減算器の形態の演
算段２２の出力端子は加算器２８の入力端子に接
続されており、その出力端子２９は入力端子２に
供給される入力信号の各半サイクルの持続時間に
相当する値が生じるも、この持続時間は必ずしも
第３図のｃ）に示すような正しい瞬時に現われる
とは限らない。更に、本例の回路においては、段
６〜１４、従つて段２２および２８は零交差点の
両側における２つの順次のサンプル値に相当する
値を処理するばかりでなく、他のすべてのサンプ
ル値を処理する為、最後の半サイクルの持続時間
を表わす２つの正しい値間で誤りのある、すなわ
ち使用できない値が出力端子２９に生じる。しか
し、この点は、第３図のｅに示すようにタイミン
グを正しくした値の持続時間を形成する第５図に
示す回路においてこれらの値を更に処理する際に
考慮している。 接続線２９に現われる値は第５図における遅延
回路４０に供給される。この遅延回路４０は、直
列接続されたレジスタ段４０２，４０４，４０６
および４０８を有するシフトレジスタとして構成
されている。接続線２９に現われる値は接続線１
９における零交差信号の終了時にのみレジスタ段
４０２内にロードされ、これらのレジスタ段は各
クロツク信号時にその入力端子における値を記憶
する。従つて、一般的に数個の順次のレジスタ段
が同じ値を有し、このことは第３図のｄ）に示す
ような正しい持続時間で値の列を発生せしめるの
に必要なことである。レジスタ段４０２，４０
４，４０６および４０８の出力端子に接続された
遅延回路のタツプ４０１，４０３，４０５および
４０７は、電子的なマルチプレクサとして構成す
るのが好ましい切換スイツチ４６の格別の接続位
置に接続されている。 接続線１４における零交差信号は遅延回路４０
に対応する遅延回路４２に供給される。この遅延
回路４２も直列接続された多数のレジスタ段４２
２，４２４，４２６および４２８を有しており、
これらはクロツク信号により制御される。これら
レジスタ段の各々は遅延回路４０のレジスタ段４
０２〜４０８（これらの各々は１データワードを
含む）と相違して１ビツトのみを含む。遅延回路
４２のタツプ４２１，４２３，４２５および４２
７は対応するレジスタ段４２２〜４２８の出力端
子に接続されており、従つて遅延回路４０のタツ
プに対応する。 遅延回路４２のタツプ４２１〜４２７は固定メ
モリの形態の処理回路４４の入力端子に接続さ
れ、これらの入力端子はこのメモリのアドレス入
力端子である。従つて、このメモリの各アドレス
はタツプ４２１〜４２７上の信号の特定の組合
せ、すなわち接続線１９における零交差信号の特
定のパターンに割当てられており、各アドレスに
はビツトの組合せが含まれており、このビツトの
組合せが出力接続線４５に現われ、スイツチ４６
を所定の位置にセツトする。本例ではスイツチ４
６が４つの位置を有する為、選択処理回路４４に
おいては固定メモリの各アドレスに２ビツトを与
えれば充分であり、従つて接続線４５は実際には
２本のラインを有する。タツプ４２１〜４２７に
おける種々の信号の組合せに対する固定メモリの
内容を以下の表に示す。

【表】 この表において、接続線４５における値“０”
はスイツチ４６が出力タツプ４０１に接続されて
いることを意味し、他の値は同じ順序で他の出力
タツプに割当てられている。値＊を生じるビツト
の組合せは適切な周波数に対しては生ぜず、クロ
ツク周波数に対し、遅延回路４０および４２があ
まりにも長くなるような低周波数を意味する。 前記の表に応じてスイツチ６４を制御すること
により、順次の半サイクルの持続時間に対する値
の列が第３図ｄに示すような正しいタイミングで
スイツチ４６の出力接続線４７に得られる。 第３図のｅの中間値は第５図に示す他の素子に
より発生させられる。これらの素子のうちレジス
タ４８の入力端子は遅延回路４０のタツプ４０７
に接続され、このタツプに現われる値は各クロツ
ク信号時にレジスタ４８内にロードされる。この
値は、対応する零交差信号が遅延回路４２の出力
タツプ４２７に同時に現われる期間の値である。
この値がレジスタ４８内にロードされると、次の
期間の値が、スイツチ４６の適切な切換により接
続線４７上に同時に現われる。レジスタ４８の出
力端子は減算器５０の加算入力端子に接続されて
おり、この減算器５０の減算入力端子は接続線４
７に接続されている為、レジスタ４８によつて生
じる遅延に相当する瞬時に２つの順次の半サイク
ルの持続時間の値間の差が出力接続線５１に現わ
れる。これに対応して遅延した零交差信号は遅延
回路４２の出力タツプ４２７に接続された遅延回
路６０の出力端子から取出され、この信号によ
り、後に説明する機能を有するスイツチを作動せ
しめる。 接続線５１は乗算器５４の一方の入力端子に接
続され、この乗算器の他方の入力端子はスイツチ
５８に接続されている。零交差信号がない場合に
は、このスイツチ５８は値“０”を乗算器５４に
伝達し、従つて出力接続線に値“０”が現われ
る。零交差信号が現われると、スイツチ５８は乗
算器５４の関連の入力端子を遅延回路５２の出力
端子に接続する。この遅延回路５２はレジスタ４
８および遅延回路４０の遅延の和に等しい遅延時
間を有し、例えば適当な段数のシフトレジスタと
して構成することができる。遅延回路５２の入力
端子は接続線１５に接続されており、この接続線
には、遅延回路５２によつて生ぜしめられる遅延
の結果として接続線４７に同時に現われる半サイ
クルの持続時間の値に相当する時間間隔t_nの値が
供給される。 この値は加算器５６の一方の入力端子に供給さ
れ、この加算器の他方の入力端子は乗算器５４の
接続線５５に接続されている。従つて、１つの半
サイクルの持続時間の値から次の半サイクルの持
続時間の値へ変化すると、これら２つの値間の中
間値が出力接続線５７に現われる。この出力接続
線５７にこのようにして生ぜしめられた各別の半
サイクル持続時間の補正値は固定メモリを有する
ようにするのが好ましい逆数値発生器３０の入力
端子に供給され、この固定メモリのアドレスライ
ンはこの逆数値発生器３０の入力端子に接続され
ており、この固定メモリはアドレスライン上のデ
ータを回路装置の出力端子３２に伝達する。出力
端子３２に現われるこれらの値は、入力端子２に
供給されたサンプル値に相当する入力信号の瞬時
周波数の列に、本列の場合主として遅延回路４０
によつて一定の遅延を与えたものを表わす。遅延
回路４０の遅延時間、従つて遅延回路４２の遅延
時間は入力信号中に生じる最長の半サイクルの持
続時間に依存し、より詳細に言えば入力信号の実
際に生じる半サイクルの最短持続時間と最長持続
時間との間の差に依存する。瞬間的な周波数を表
わす、入力信号と出力端子３２における出力信号
との間の時間的シフトは、特に各別の演算段に遅
延段を接続させることにより増大せしめることが
でき、この場合、すべての並列信号路に導入され
る遅延を同じとし、各別の演算段における信号の
伝播遅延を補償し、前記の遅延がクロツク信号の
周期にほぼ等しくなりうるようにする注意を払う
必要がある。しかし、図面を簡単にする為にこの
ような追加の遅延段は図示していない。 本例で用いるレジスタ段および遅延段や場合に
よつては追加の段もアキユムレータレジスタとし
て構成し、これらのレジスタのすべてをクロツク
信号で作動させるように、すなわちこれらのレジ
スタが各クロツクパルスで入力値を取入れ、これ
を出力端子に伝達するようにするのが適してい
る。このようにすることは特に、回路装置全体を
動的MOS技術で集積回路として構成する場合に
好ましいものである。零交差信号が現われた場合
のみ値を取入れるレジスタ段および遅延段も同様
に構成しうるようにする為には、第６図に示す回
路装置を用いるのが有効である。この回路装置は
一般的なクロツク信号で作動するレジスタ６４を
有している。レジスタ６４の入力端子の前にはス
イツチ６２が設けられており、このスイツチは接
続線６３を経て供給される零交差信号による制御
の下で遅延段の入力端子６１をレジスタ６４の入
力端子に接続する。接続線６３に零交差信号がな
い場合には、レジスタ６４の入力端子はその出力
端子６５に接続され、従つてこのレジスタの内容
は次のクロツク信号時に変化しない。

【図面の簡単な説明】

第１図は、周波数変調された正弦波入力信号の
半サイクルの持続時間が直線近似によりいかに決
定されるかを示す時間線図、第２図は、第１図の
直線近似の際に生じる誤差を示す線図、第３図
は、半サイクルの持続時間の値を次の半サイクル
の長さに対し維持する影響およびこの影響に対す
る補正の結果を示す線図、第４図は、本発明によ
る回路装置の一例を示すブロツク線図、第５図
は、第４図の回路装置に対する変形例を示すブロ
ツク線図、第６図は特定の遅延段の基本的構成図
である。 ２……入力端子、４，２０……レジスタ、６…
…減算器、８，１０……値発生器、１２……割算
段、１４……補正段、１６……排他的OR論理回
路網、１８……遅延段、２２……演算段、２４…
…カウンタ、２６……出力計数レジスタ、２８…
…加算器、３０……逆数値発生器、４０，４２…
…遅延回路、４４……処理回路、４６……切換ス
イツチ、４８……レジスタ、５０……減算器、５
２，６０……遅延回路、５４……乗算器、５６…
…加算器、５８，６２……スイツチ、６４……レ
ジスタ。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 周波数変調された周期的な入力信号の各２つ
   の隣接の零交差点間の各半サイクルの持続時間
   を、この入力信号から規則的な時間間隔で取出し
   たデジタル化サンプルの列の形態で現われる信号
   に応じて決定し、半サイクルの持続時間の逆数を
   発生せしめることにより、前記の入力信号を復調
   するに当り、各半サイクルの持続時間τを、隣接
   の零交差点間のサンプルの個数ｎに対応する時間
   間隔Ｔと、各零交差点およびその直前のサンプル
   間の時間間隔t_o，t_nとの和から、式 τ＝（Ｔ−t_o）＋（ｎ−１）Ｔ＋t_n ＝t_n−t_o＋nT を用いて取出し、時間間隔t_oおよびt_nの各々は、
   零交差点の位置の両側でそれぞれ異なる正負符号
   の２つの順次のサンプルa_o-1，a_oおよびa_n-1，a_n
   から式 t_o＝Ｔ・―a_o-1―／―a_o-1−a_o― t_n＝Ｔ・―a_n-1―／―a_n-1−a_n― を用いて取出すことを特徴とする復調方法。 ２ 特許請求の範囲第１項に記載の復調方法にお
   いて、半サイクルの持続時間を決定する前に、各
   時間間隔t_o，t_nを、この時間間隔の値に依存する
   補正値により補正することを特徴とする復調方
   法。 ３ 特許請求の範囲第１項または第２項に記載の
   復調方法において、各半サイクルに対して決定し
   た持続時間を、２つの隣接の零交差点のうちの最
   初の零交差点と、その前の零交叉点との間のサン
   プルの個数よりも１だけ多い個数のサンプル間の
   時間間隔に等しい時間間隔の間記憶することを特
   徴とする復調方法。 ４ デジタルサンプルがクロツク信号に応じて順
   次に供給される入力端子と、供給されたサンプル
   値によつて表わされる入力信号の瞬時周波数を表
   わすデータワードを前記のクロツク信号に応じて
   生ぜしめる出力端子とを有し、周波数変調された
   周期的な入力信号を復調する復調装置において、
   該復調装置が、入力端子２に供給される各デジタ
   ルサンプルをクロツク信号の１周期だけ遅延させ
   る第１遅延段４と、遅延された各サンプル値の正
   負符号信号と前記の入力端子２に供給された各サ
   ンプル値の正負符号信号とを受け、これら２つの
   正負符号信号が異なる場合に零交差信号を発生す
   る排他的OR論理回路１６と、前記の入力端子２
   および第１遅延段４の出力端子に結合され、２つ
   の順次サンプル値間の差を生じる第１演算段６
   と、この第１演算段６の出力端子および前記の第
   １遅延段４の出力端子に結合された入力端子を有
   し、これら第１演算段および第１遅延段から生じ
   る値の商を形成する割算段１２と、この割算段１
   ２の出力端子に結合された入力端子を有し、零交
   差信号による制御の下で、新たな商が現われる前
   に異なる正負符号のサンプル値の商を記憶する第
   ２遅延段２０と、出力計数レジスタ２６を有し、
   クロツク信号、すなわち計数信号を受け、零交差
   信号時に計数値を出力計数レジスタ２６内にロー
   ドし、初期位置にリセツトされるカウンタ２４
   と、前記の割算段１２の出力端子に結合さた第１
   入力端子、前記の第２遅延段２０の出力端子に結
   合された第２入力端子および前記の出力計数レジ
   スタ２６の出力端子に結合された第３入力端子を
   有し、前記の第２入力端子に供給される値と、前
   記の第１および第３入力端子に供給される値の和
   との間の差を形成する第２演算段２２，２８と、
   この第２演算段２２，２８の出力端子に結合され
   た入力端子および復調装置の出力端子３２に結合
   された出力端子を有する逆数値発生器３０とを具
   えたことを特徴とする復調装置。 ５ 特許請求の範囲第４項に記載の復調装置にお
   いて、前記の割算段１にはその後段に補正回路１
   ４を具えており、この補正回路が前記の割算段１
   ２から生じる各商を少くともこの商に依存する補
   正値によつて補正するようにしたことを特徴とす
   る復調装置。 ６ 特許請求の範囲第５項に記載の復調装置にお
   いて、前記の補正回路を固定メモリとし、そのア
   ドレス入力端子を少くとも割算段１２の出力端子
   に結合し、前記の固定メモリのデータ出力端子を
   第２遅延段２０の入力端子と、第２演算段２２，
   ２８の１つの入力端子とに結合したことを特徴と
   する復調装置。 ７ 特許請求の範囲第４〜６項のいずれか一項に
   記載の復調装置において、逆数値発生器３０を固
   定メモリとし、そのアドレス入力端子を第２演算
   段２２，２８或いは第４演算段５４，５６の出力
   端子に接続し、この固定メモリのデータ出力端子
   を復調装置の出力端子３２に接続したことを特徴
   とする復調装置。 ８ 特許請求の範囲第４〜７項のいずれか二項に
   記載の復調装置において、第２遅延段２０および
   第１遅延回路４０の第１段４０２の双方またはい
   ずれか一方が、クロツク信号により制御されるレ
   ジスタ段６４と、零交差信号により制御される第
   ２スイツチ６２とを有して零交差信号と同時に現
   われる値を記憶するようになつており、前記の第
   ２スイツチ６２は零交差信号がない場合に前記の
   レジスタ段６４の出力端子をその入力端子に接続
   するようにしたことを特徴とする復調装置。