JPH0567980A

JPH0567980A - ２値符号復調方法

Info

Publication number: JPH0567980A
Application number: JP5070792A
Authority: JP
Inventors: Hiroshi Ogawa; 博司小川; Tamotsu Yamagami; 保山上
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1992-03-09
Filing date: 1992-03-09
Publication date: 1993-03-19
Anticipated expiration: 2010-05-15
Also published as: JPH0744461B2

Abstract

(57)【要約】【目的】冗長ビットの選択によって抑圧すべき周波数
帯域を任意に設計しうるようにした２値符号復調方法を
提供する。【構成】関心ある帯域、たとえば直流成分から記録媒
体上の指紋や傷のスペクトラム領域またはサーボに必要
な帯域までをカバーする帯域を規定する伝達関数のステ
ップ応答の評価すべき時点での値を求め、この値が小さ
くなるように冗長ワードを選定する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、ブロック変換形のラン
レングスリミテッド（ＲｕｎＬｅｎｇｔｈＬｉｍｉｔ
ｅｄ）符号、または、コンボリューション型のランレン
グスリミテッド符号の復調を行う２値符号復調方法に関
するものである。

【０００２】

【従来の技術】デジタル伝送や磁気及び光学記録再生シ
ステムにおいては、通常情報をシンボルの系列として伝
送したり、記録したりする。このようなシンボルは一体
でアルファベット（しばしば２値のアルファベット；符
号）を構成する。２値符号の場合には、一方のシンボ
ル、例えば“１”をＮＲＺＭ（ＮＲＺ−ｍａｒｋ）コー
ドによって２つの磁化の状態の間の遷移として磁気ディ
スクやテープに記録し、またはピットと呼ばれる凹部の
有無として光学ディスクに記録する。そして、他のシン
ボル“０”をそのような遷移の欠如として記録する。

【０００３】ところで、このような伝送や記録に際して
は、データ・ビット列をいわゆるＲＬＬ（ＲｕｎＬｅ
ｎｇｔｈＬｉｍｉｔｅｄ）符号に変調しておくことが
望まれる。すなわち、あるシステムではセルフ・クロッ
キングが要求され、このため、伝送したり記録したりす
るシンボルの系列を、検出や同期に用いられるクロック
信号を生成するために、十分な遷移として伝送したり記
録したりすなければならない。したがって、遷移の最大
反転間隔Ｔｍａｘが規制される。他方、シンボル間の干
渉を制限するために最小反転間隔Ｔｍｉｎも規制され
る。この最小反転間隔Ｔｍｉｎは記録媒体の情報密度に
も規制される。なぜならば、記録媒体上の２つの隣り合
う遷移間の所定の最小距離において、それに記録された
信号に対応する最小時間間隔Ｔｍｉｎが増大すれば、同
じ割合いで情報密度も増大するからである。要求される
最小バンド幅Ｂｍｉｎも遷移間の最小距離と関連する
（Ｂｍｉｎ＝１／２Ｔｍｉｎ）。

【０００４】以上のことから、伝送等のなされたビット
列は、つぎのようなｄ規則およびｋ規則を満たすことが
望まれる。すなわち、ＲＬＬ符号を用いることが好まし
い。ｄ規則：２個の“１”が少なくとも連続したｄ個の
“０”の列で分離されること。ｋ規則：連続した“０”からなる列の最大長がｋである
こと。

【０００５】他方、一般的な磁気記録チャンネルの場合
のように、情報チャンネルが直流を伝送しない場合や、
復調がわを簡素化する要請がある場合には、情報チャン
ネルにおいてビット列がほとんど直流成分を含まないよ
うにする必要がある。

【０００６】以上のような要請から、遷移間の最小距離
Ｔｍｉｎおよび最大距離Ｔｍａｘを制約しながら、直流
成分を抑圧するようにした２値符号変調方法が必要とさ
れている。

【０００７】その１つはブロック・コーティングに冗長
ビット列を付加し、これによってチャンネル・ビット列
においてｄ規則およびｋ規則が満たされるようにすると
ともに、直流不平衡を全体として減少させるものであ
る。

【０００８】すなわち、この２値符号変調方法では、デ
ータ・ビット系列をｍビットのデータ・ワードに順次分
割し、これらデータ・ワードをｎ₁、ビットの情報ワー
ドにそれぞれ変換する。ここで、ｍ＜ｎ₁とし、２ⁿ¹個
のビットの組み合わせの中から２^m個のＲＬＬ（Ｒｕｎ
ＬｅｎｇｔｈＬｉｍｉｔｅｄ）符号のみを選び出し
て、これらを情報ワードとしてデータ・ワードに対応さ
せる。

【０００９】もちろん、このままでは情報ワードの継列
にわたって、すなわち、情報ワードを連げたときに、ｄ
規則やｋ規則を満たすことはできない。たとえば、ある
情報ワードが連続したｋ個の“０”で終り、後続の情報
ワードが“０”で始まるときは、もはやｋ規則が満たさ
れない。ｄ規則についても同様である。

【００１０】そこで、情報ワード間にｎ₂ビットの冗長
ワードを付加し、情報ワードおよび冗長ワードでチャン
ネル・ワードを構成している。このようなチャンネル・
ワードでは冗長ワードの選定により継続するチャンネル
・ワードにわたってｄ規則およびｋ規則を満たすように
できる。

【００１１】さらに、この方法ではこの冗長ワードを直
流不平衡の抑圧にも用いている。すなわち、継続する情
報ワードにわたってｋ規則およびｄ規則を満たす冗長ワ
ードを選び、さらにこのように実現可能な冗長ワードの
なかから直流不平衡を小とするものを選ぶのである。

【００１２】直流不平衡の抑圧を行うには、この方法で
はデジタル総和（Ｄ．Ｓ．Ｖ）を用いる。これについ
て、以下、図９を参照しながら説明する。

【００１３】図９においては、一例として情報ワードＷ
Ｉを１４ビットで構成し、冗長ワードＷＲを３ビットで
構成する。情報ワードＷＩはたとえば８ビットのデータ
・ワード（図示略）をテーブル・ルック・アップによっ
て変換して得るものである。ここで情報ワードＷＩはｄ
＝２、ｋ＝１０のｄ−ｋ規則を満たすように選ばれてい
る。

【００１４】情報ワードＷＩ_iと後続の情報ワードＷＩ
_i+1とを連続するときには、ｄ−ｋ規則から、冗長ワー
ドＷＲ_iとして（０００）、（１００）、（０１０）お
よび（００１）が実現可能である（図９Ｂ、Ｃ、Ｄおよ
びＥ）。そして、これらの各場合のデジタル総和はそれ
ぞれ図９Ｂ〜ＥにＷＦで示されるデジタル波形の積分と
してあらわされる。ここで、後続の情報ワードＷＩ_i+1
の終端を評価時点とすれば、冗長ワードＷＲ_iとして
（０００）を用いるとデジタル総和は＋７となる。同様
に、（１００）、（０１０）、（００１）についてはそ
れぞれ＋１、＋３、＋５となる。そこで、冗長ワードＷ
Ｒi としては（１００）を用いる。そうすると、少なく
とも評価時点ごとに見れば、直流不平衡を最小に抑える
ことができる。

【００１５】例えば、データ・ビット列のスペクトラム
が図１０Ａに示すようなときに、デジタル総和を評価基
準として決定した冗長ワードを付加すれば図１０Ｂに示
すように直流成分の抑圧されたスペクトラムを得る。

【００１６】もちろん、冗長ワードＷＲi の評価時点と
して情報ワードＷＩ_i+2の終端を選んでもよい。

【００１７】ところで、このような符号変調方法ではデ
ジタル総和を評価基準とするため、安定に抑圧できるの
は直流成分のみであり、低周波帯域にわたっての安定し
た抑圧は何ら保証されない。そして、このためとくに光
学記録の場合にいくつかの問題を未解決のまま残すこと
になる。

【００１８】第１の問題点は記録媒体上に形成された汚
れ（指紋）や傷に関する。すなわち、図１１に示すよう
な光学再生装置においては、遷移がピットの有無で表わ
され、これらピットの有無に応じてディテクタ１から検
出信号（図１２Ａ）が得られる。ところで、記録媒体２
上に汚れや傷があると、この汚れ等が非対称なＡＭ成分
として検出信号にあらわれてしまう。たとえば図１２Ｃ
に示すような指紋による妨害があると、検出信号が図１
２Ｂに示すように歪んで、忠実な再生を行えなくなって
しまう。

【００１９】このようなことに対処するために、汚れや
傷によるスペクトラム領域を避けてチャンネル・ビット
列を伝送することが必要となる。たとえば、汚れ等によ
るスペクトラムが図１３に（イ）で示すものとすると、
チャンネル・ビット列のスペクトラムを（ロ）に示すも
のとする必要がある。

【００２０】第２の問題は、サーボ機構に関する。すな
わち、図１１に示すように、光学再生装置では、検出信
号の包絡線（図１４Ａ）に基づいてサーボミラー３等を
制御してトラッキングを行うとともに、対物レンズ４の
焦点を焦点深度内に収めている。しかしながら、このよ
うな包絡線のスペクトラム内に検出信号自体のスペクト
ラムが重畳すると、包絡線のスペクトラム領域の検出信
号が外乱として働き、この結果、トラッキングが蛇行し
たり、焦点が焦点深度から外れてしまう。また、位相補
償のためにトラッキング・ループ内に飽和現象がおこっ
て、トラック・ジャンプがおこってしまう。

【００２１】なお、図１１において、５はサーボ回路、
６はレーザー、７はハーフミラーである。

【００２２】

【発明が解決しようとする課題】本発明者は、このよう
な事情を考慮して、まずデジタル総和を評価基準とする
ことについて検討を加えた。すでに述べたように、デジ
タル総和は図９Ｂ〜ＥにＷＦであらわされるデジタル波
形の積分として求められる。積分の瞬時値を図９Ｂ〜Ｅ
に破線でそれぞれ示す。そして、後続の情報ワードＷＩ
_i+1の終端で冗長ワードＷＲ_iの評価を行うときには、
この情報ワードＷＩ_i+1の終端における積分値に基づい
て判定を行えばよい。

【００２３】ところで、図９Ｂ〜Ｅに破線で示す積分の
瞬時値は、図１５に示すような積分要素からなる伝達関
数についてのデジタル波形ＷＦのステップ応答である。
そして、このような伝達関数の周波数特性（図１５）で
は、直流成分の利得が十分に大である反面、低周波帯域
や高周波帯域にわたってはその利得が徐々に小さくなっ
ていく。このことは、直流成分を十分抑圧できる反面、
低周波帯域や高周波帯域では徐々に抑圧の程度が低減す
ることを意味する。このように、デジタル総和による評
価基準を伝達関数と対応させたときには、被変調信号の
スペクトラムの抑圧の程度をその伝達関数の周波数特性
から判定できる。換言すれば、予め抑圧したい周波数帯
域等関心のある周波数帯域を規定する伝達関数を得れ
ば、これにより関心のある周波数帯域を抑圧するような
評価基準を得ることができる。

【００２４】この発明はこのような観点からなされたも
のであり、冗長ビットの選択によって抑圧すべき周波数
帯域を任意に設計しうるようにした２値符号復調方法を
提供することを目的としている。

【００２５】この発明は、このような目的を達成するた
めに、関心ある帯域、たとえば直流成分から記録媒体上
の指紋や傷のスペクトラム領域またはサーボに必要な帯
域までをカバーする帯域を規定する伝達関数のステップ
応答の評価すべき時点での値を求め、この値が小さくな
るように冗長ワードを選定するようにしている。

【００２６】

【課題を解決するための手段】本発明は、ｍビットのデ
ータ・ワードがｎ₁ビットの情報ワード及びｎ₂ビット
の冗長ワードからなるｎビットのチャンネル・ワードに
符号変調される時に、上記冗長ワードに後続する情報ワ
ードの終端時点、または、上記チャンネル・ワードに後
続しうる所定数のチャンネル・ワードの最後の情報ワー
ドの終端時点において抑圧すべき周波数帯域を規定する
伝達関数のステップ応答値が最小となる冗長ワードを選
択することにより、所定の周波数帯域成分が除去されて
符号変調されると共に、所定位置に同期信号が付加され
た２値符号データ系列から、上記ｍビットのデータ・ワ
ードを復号する２値符号復調方法において、上記同期信
号を検出し、上記検出された同期信号に基づいて上記２
値符号データ系列から上記チャンネル・ワードを抜き取
り、上記抜き取られたｎビットのチャンネル・ワードか
ら上記ｎ₁ビットの情報ワードを分離し、上記分離され
たｎ₁ビットの情報ワードを上記ｍビットのデータ・ワ
ードに変換することを特徴とする２値符号復調方法であ
る。

【００２７】

【作用】これによれば、複数個の冗長ワードにそれぞれ
対応した複数のデジタル波形ＷＦのそれぞれについて関
心ある帯域を規定する伝達関数のステップ応答を評価す
べき時点で求め、このステップ応答が最小になるように
冗長ワードを選定している。したがって、単に伝達関数
を変えるだけで、被変調信号のスペクトラムを所望の帯
域において抑圧できる。

【００２８】

【実施例】この発明は２値符号復調方法に関する。具体
的にはブロック変換形のランレングスリミテッド（Ｒｕ
ｎＬｅｎｇｔｈＬｉｍｉｔｅｄ）符号、すなわち、
ｍビットのデータ・ワードをｎ₁ビットの情報ワードに
変換し、これら情報ワードをｎ₂ビットの冗長ワードで
連結してなるランレングスリミテッド符号の２値符号変
調方法、または、コンボリューション型のランレングス
リミテッド符号、すなわちデータ・ワードにｎ₂′ビッ
トの冗長ワードを付加したのちたとえばＭＦＭ符号やＭ
²ＦＭ符号等のランレングスリミテッド符号の変調を行
う２値符号変調方法の復調方法に関し、とくにｎ₂また
はｎ₂′ビットの冗長ワードの選定により被変調信号の
抑圧すべき周波数帯域を任意に設計しうるようにしたも
のである。

【００２９】以下、この発明をブロック変換型のランレ
ングスリミテッド符号に適用した一実施例について説明
しよう。本例では、ディテクタ（図１１の１参照）の検
出信号のうちのチャンネル・ビットのスペクトラムがト
ラッキング・サーボ系の外乱とならないようにしたもの
である。

【００３０】ここでは、まずサーボ系の周波数特性につ
いて図１を参照しながら説明しておく。図１において、
破線はサーボデバイス、たとえばサーボミラーの特性を
示し、一点鎖線はサーボ回路の特性を示す。そして、全
体のサーボ系の特性は実線に示すようになる。

【００３１】この場合、サーボデバイスの帯域内のチャ
ンネル・ビット成分が存在すると、そのためにデバイス
が動いて、図２に一点鎖線で示すようにデバイスがトラ
ックの中央をトレースしなくなってしまう。通常、この
トレースの偏差は、レーザーの波長が０．８μｍで、レ
ンズの開口数ＮＡが０．４５程度の場合、０．１μｍ以
下に抑える必要があり、この帯域でチャンネル・ビット
成分が大きいと、トラッキングが外れてしまう。

【００３２】また、安定したサーボを保証するために
は、図１に一点鎖線で示す位相補償特性を持たせる必要
がある。そして、このため、一点鎖線で示す帯域におい
て利得を上げている。このため、この帯域内にチャンネ
ル・ビット成分があると、サーボ・ループ内に大きなノ
イズ成分が入り、この結果、サーボ系の飽和現象が起こ
りやすい。とくに、サーボデバイスのカットオフが低
く、このため位相補償のため利得を大とする場合には、
この不都合が顕著である。

【００３３】このような、サーボ系においてチャンネル
・ビットのスペクトラムが外乱として入らないようにす
るには、評価関数として図３に示すような伝達関数を用
いる。ここで、図３のａ点は図１のａ点に対応する。

【００３４】以下、図３の伝達関数による評価について
説明する。図３の伝達関数は、

【数１】であらわされる。そして、この伝達関数のステップ応答
Ｙは、

【数２】となり、その瞬間値ｙ（ｔ）は

【数３】となる。

【００３５】ここで、たとえば図４に示すようなデジタ
ル波形ＷＦについて時刻０〜ｔ₁₀までの評価を行うに
は、このデジタル波形ＷＦの図３の伝達関数のステップ
応答を時刻ｔ₁₀において求めればよい。そうすると、

【数４】を得る。ただし、

【数５】とした。

【００３６】以上のことを利用して、図９における冗長
ワードＷＲ_iを情報ワードＷＩ_i+1の終端で判定するに
は、図９Ｂ〜Ｅの各デジタル波形について、この終端時
におけるステップ応答の値を求める。この終端時におけ
るステップ応答の値を求める。そして、このステップ応
答が最小となるよう冗長ワードＷＲ_iを選定すればよ
い。

【００３７】もちろん、後続の情報ワードＷＩ_i+2,ＷＩ
_i+3,‥‥のいずれかの終端で冗長ワードＷＲ_iの（００
０）、（１００）、（０１０）および（００１）を評価
して、最適な冗長ワードＷＲ_iを求めてもよい。

【００３８】また、本例においては、以下変形例として
示すように、評価を行う際にトランスバーサル・フィル
タのごとくフィルタを用いることが好ましい。たとえ
ば、図５に示すように、遅延回路１１、重み付け回路１
２および加算器１３でトランスバーサル・フィルタを構
成する。ここでは、図６に示すように、情報ワードＷＩ
のそれぞれ終端の時点のうち、‥‥ｔ_-3，ｔ_-2，ｔ_-1，
ｔ₀ではすでに評価をしおえたものとし、それぞれのス
テップ応答の値ｘ_-3，ｘ_-2，ｘ_-1，ｘ₀を矢印でしめ
す。そして、いま評価すべき時刻ｔ₁において冗長ワー
ドＷＲに応じて４つの値ｘ₁があり（破線で示す）、こ
れらｘ₁を評価することを考える。

【００３９】評価を行うには、まず入力端子１４に４つ
のｘ₁の値の１つを入力する。このとき、遅延回路１１
の遅延時間を評価時刻間隔Ｔにすることにより、各遅延
回路１１から、ｘ₀ ，ｘ_-1，ｘ_-2，ｘ_-3が出力され、こ
れらが重み付け回路１２を経てｘ₁の値とともに加算回
路１３で加算されてトランスバーサル・フィルタの出力
として出力端子１５から出力される。

【００４０】ここで、重み付け回路１２の重み付けとし
ては図７に示すインパルス応答の矢印に示す値を用い
る。これを図５に示すようにわりあてる。そうすると、
トランスバーサル・フィルタの出力ｙ₀として、ｙ₀＝ａ₃ｘ₁＋ａ₂ｘ₀＋ａ_-1ｘ_-1＋ａ_-2ｘ_-2＋ａ_-3ｘ_-3 を得る。一般的にいえばｙ_n＝Σａ_kｘ_n-k を得る。そして、他の３つのｙ₁についても同様の演算
を行い、３つの可能なｙ _nを得、これらｙ_nが最小とな
るように冗長ワードを決定するのである。

【００４１】そうすると、この例では先に述べた図３の
伝達関数による特性（図８に斜線のハッチングで示す）
にさらに実線で示すフィルタの特性を付加したものとな
る。また、デジタル・フィルタの特性により、全体とし
てより好ましい特性を得ることができる。

【００４２】なお、図５に破線で示すように加算器１３
の出力を遅延回路１１を介して加算器１３に帰還すれ
ば、トランスバーサル・フィルタを巡回型にでき、より
好ましい構成を採り得る。この場合のトランスバーサル
・フィルタの出力はｙ_n＝ｂ₁ｙ_n-1＋Σａ_kｘ_n-k であるが、さらに帰還ループを付加してｙ_n＝Σｂ_kｙ_n-k＋Σａ_kｘ_n-k としてもよいことはもちろんである。

【００４３】また、本例で変調された信号が記録された
記録媒体はつぎのようにして再生装置により再生され
る。すなわち、チャンネル・ビット中の同期パターン
（図９では省略した）を検出し、これに基づいて（ｎ₁
＋ｎ₂）ビットのチャンネル・ワードをそれぞれ分割し
て得、さらに、このチャンネル・ワードをｎ₁ビットの
情報ワードとｎ₂ビットの冗長ワードに分け、このの
ち、情報ワードをデータ・ワードに変換すればよい。

【００４４】以上述べたように、本発明によれば複数個
の冗長ワードにそれぞれ対応した複数のデジタル波形Ｗ
Ｆのそれぞれについて関心ある帯域を規定する伝達関数
のステップ応答を評価すべき時点で求め、このステップ
応答が最小になるように冗長ワードを選定している。し
たがって、単に伝達関数を変えるだけで、被変調信号の
スペクトラムを所望の帯域において抑圧できる。

【００４５】なお、本発明は上述実施例に限定されるも
のではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更が可
能である。たとえば、上述実施例ではブロック変換型の
ランレングスリミテッド符号を例に挙げたが、本発明は
コンボリューション型のランレングスリミテッド符号に
も適用しうる。すなわち、ブロック変換型のランレング
スリミテッド符号のみでなくコンボリューション型のラ
ンレングスリミテッド符号についてもデジタル総和によ
る評価では十分に満足のいく帯域抑圧を実現できない。
そして、本発明はこのようなコンボリューション型の場
合にも実効がある。

【００４６】

【発明の効果】この発明によれば、複数個の冗長ワード
にそれぞれ対応した複数のデジタル波形ＷＦのそれぞれ
について関心ある帯域を規定する伝達関数のステップ応
答を評価すべき時点で求め、このステップ応答が最小に
なるように冗長ワードを選定している。したがって、単
に伝達関数を変えるだけで、被変調信号のスペクトラム
を所望の帯域において抑圧できるようになった。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明の一実施例が適用される光学再生装置
のサーボ系の周波数特性を示すグラフの線図である。

【図２】図１周波数特性を説明するための図である。

【図３】上述実施例で用いる伝達関数の周波数特性を示
すグラフの線図である。

【図４】上述実施例の説明に供するタイムチャートの線
図である。

【図５】トランスバーサル・フィルタを用いた変形例を
示す回路図である。

【図６】図５例の説明に供する図である。

【図７】図５例の説明に供する図である。

【図８】図５例の説明に供する図である。

【図９】ブロック変換型のランレングスリミテッド符号
の一例を説明するための図である。

【図１０】図９の説明に供するグラフの線図である。

【図１１】図９例の不具合を説明するための図である。

【図１２】図９例の不具合を説明するための図である。

【図１３】図９例の不具合を説明するための図である。

【図１４】図９例の不具合を説明するための図である。

【図１５】図９例の不具合を説明するための図である。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】ｍビットのデータ・ワードがｎ₁ビット
の情報ワード及びｎ₂ビットの冗長ワードからなるｎビ
ットのチャンネル・ワードに符号変調される時に、上記
冗長ワードに後続する情報ワードの終端時点、または、
上記チャンネル・ワードに後続しうる所定数のチャンネ
ル・ワードの最後の情報ワードの終端時点において抑圧
すべき周波数帯域を規定する伝達関数のステップ応答値
が最小となる冗長ワードを選択することにより、所定の
周波数帯域成分が除去されて符号変調されると共に、所
定位置に同期信号が付加された２値符号データ系列か
ら、上記ｍビットのデータ・ワードを復号する２値符号
復調方法において、上記同期信号を検出し、上記検出さ
れた同期信号に基づいて上記２値符号データ系列から上
記チャンネル・ワードを抜き取り、上記抜き取られたｎ
ビットのチャンネル・ワードから上記ｎ₁ビットの情報
ワードを分離し、上記分離されたｎ₁ビットの情報ワー
ドを上記ｍビットのデータ・ワードに変換することを特
徴とする２値符号復調方法。