JPH0552645A - 消音・制振効果の測定方法並びに測定装置及び信号源探 査装置 - Google Patents
消音・制振効果の測定方法並びに測定装置及び信号源探 査装置Info
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- JPH0552645A JPH0552645A JP3209636A JP20963691A JPH0552645A JP H0552645 A JPH0552645 A JP H0552645A JP 3209636 A JP3209636 A JP 3209636A JP 20963691 A JP20963691 A JP 20963691A JP H0552645 A JPH0552645 A JP H0552645A
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Abstract
(57)【要約】 （修正有）
【目的】電子消音又は電子制振システムによる消音・制
振効果をパソコンレベルで処理可能な計算量で且つ実時
間で測定可能にする。 【構成】ディテクションセンサ１０を信号源の信号を検
出する適宜位置に配設し、エラーセンサ１６を消音又は
制振の評価点に配設する。適応型ディジタルフイルタ１
２はセンサ１０によって検出された信号ｘ(n) と最適値
に更新されたフイルタ係数との畳み込み演算を行う。エ
ラーセンサ１６によって検出された信号ｄ(n) と、フイ
ルタ１２の出力信号ｙ(n) と信号ｄ(n) との誤差信号ｅ
(n) とを所定期間サンプリングし、サンプリングした信
号ｄ(n) 及び誤差信号ｅ(n) のオートパワースペクトル
Ｓdd(z) 、Ｓee(z) を計算し、その比に基づいて消音量
又は振動の減衰量を計算する。ペクトルＳdd(z) と、フ
イルタ１２の出力信号ｙ(n) のスペクトルＳyy(z) との
比を計算し（マルチ）コヒーレンスに相当する適応コヒ
ーレンスを求める。
振効果をパソコンレベルで処理可能な計算量で且つ実時
間で測定可能にする。 【構成】ディテクションセンサ１０を信号源の信号を検
出する適宜位置に配設し、エラーセンサ１６を消音又は
制振の評価点に配設する。適応型ディジタルフイルタ１
２はセンサ１０によって検出された信号ｘ(n) と最適値
に更新されたフイルタ係数との畳み込み演算を行う。エ
ラーセンサ１６によって検出された信号ｄ(n) と、フイ
ルタ１２の出力信号ｙ(n) と信号ｄ(n) との誤差信号ｅ
(n) とを所定期間サンプリングし、サンプリングした信
号ｄ(n) 及び誤差信号ｅ(n) のオートパワースペクトル
Ｓdd(z) 、Ｓee(z) を計算し、その比に基づいて消音量
又は振動の減衰量を計算する。ペクトルＳdd(z) と、フ
イルタ１２の出力信号ｙ(n) のスペクトルＳyy(z) との
比を計算し（マルチ）コヒーレンスに相当する適応コヒ
ーレンスを求める。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は消音・制振効果の測定方
法並びに測定装置及び信号源探査装置に係り、特に電子
消音システムや電子制御システムによる消音・制振効果
の測定方法並びに測定装置及び信号源探査装置に関す
る。
法並びに測定装置及び信号源探査装置に係り、特に電子
消音システムや電子制御システムによる消音・制振効果
の測定方法並びに測定装置及び信号源探査装置に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】近年、音波が三次元方向へ伝搬可能な領
域内に於ける騒音源からの伝搬音波に対して逆位相で且
つ同一音圧の音波を発生させ、前記伝搬領域内の所定領
域でその音波干渉により消音を行う電子消音システムが
提案されている。この種の電子消音システムでは、消音
すべき所定領域に於いて、騒音と逆位相で且つ同一音圧
となる付加音をスピーカから発生させるが、このスピー
カを駆動する駆動信号は、騒音を検出するセンサマイク
等からの入力と、消音すべき所定領域において騒音と付
加音の干渉音を検出するエラーセンサのエラー出力とに
基づいて適応型ディジタルフイルタによって作成され
る。
域内に於ける騒音源からの伝搬音波に対して逆位相で且
つ同一音圧の音波を発生させ、前記伝搬領域内の所定領
域でその音波干渉により消音を行う電子消音システムが
提案されている。この種の電子消音システムでは、消音
すべき所定領域に於いて、騒音と逆位相で且つ同一音圧
となる付加音をスピーカから発生させるが、このスピー
カを駆動する駆動信号は、騒音を検出するセンサマイク
等からの入力と、消音すべき所定領域において騒音と付
加音の干渉音を検出するエラーセンサのエラー出力とに
基づいて適応型ディジタルフイルタによって作成され
る。
【０００３】図１０は従来の電子消音システムの基本構
成を示しており、騒音信号ｎ(n) はセンサマイク等によ
って検出され、その出力信号ｘ(n)は適応型ディジタル
フイルタ１及びリファレンス信号発生部２に加えられ
る。尚、Ｔ(z) はセンサマイク等の伝送特性である。と
ころで、適応型ディジタルフイルタ１は可変なタップ重
み（フイルタ係数）を有するＦＩＲフイルタとそれを制
御する適応アルゴリズムから実現することができ、適応
アルゴリズムは入力ｘ(n) とエラー出力ｅ(n) の情報か
らエラー出力ｅ(n) のエネルギが何等かの評価基準のも
とで最小となるように適応型ディジタルフイルタのフイ
ルタ係数を調整する。
成を示しており、騒音信号ｎ(n) はセンサマイク等によ
って検出され、その出力信号ｘ(n)は適応型ディジタル
フイルタ１及びリファレンス信号発生部２に加えられ
る。尚、Ｔ(z) はセンサマイク等の伝送特性である。と
ころで、適応型ディジタルフイルタ１は可変なタップ重
み（フイルタ係数）を有するＦＩＲフイルタとそれを制
御する適応アルゴリズムから実現することができ、適応
アルゴリズムは入力ｘ(n) とエラー出力ｅ(n) の情報か
らエラー出力ｅ(n) のエネルギが何等かの評価基準のも
とで最小となるように適応型ディジタルフイルタのフイ
ルタ係数を調整する。
【０００４】次に、上記フイルタ係数を最適値にする方
法について説明する。適応型ディジタルフイルタ１の出
力ｙ(n) は、入力ｘ(n) とフイルタ係数ｗi の畳み込み
で与えられるため、次式、 で表すことができ、また、エラー出力ｅ(n) は、次式 で表すことができる。尚、(2) 式でｒ(n) はフイルタさ
れたリファレンス信号で、 である。
法について説明する。適応型ディジタルフイルタ１の出
力ｙ(n) は、入力ｘ(n) とフイルタ係数ｗi の畳み込み
で与えられるため、次式、 で表すことができ、また、エラー出力ｅ(n) は、次式 で表すことができる。尚、(2) 式でｒ(n) はフイルタさ
れたリファレンス信号で、 である。
【０００５】簡素化のために次のベクトル表現、 Ｒ＝［ｒ(n) ，r(ｎ−１），…r(ｎ−Ｉ＋1)］T Ｗ＝［ｗO , ｗ1,… ｗI-1 ］T をとると、前記(2) 式は、次式、 ｅ(n) ＝ｄ(n) ＋ＲT ・Ｗ …(4) で表すことができる。
【０００６】ここで、自乗平均誤差（ＭＳＥ：mean-squ
are error)Ｅ〔ｅ(n)2〕を求めると、(4) 式より、 Ｊ＝Ｅ［ｅ(n)2］ ＝Ｅ［ｄ(n)2］＋２ＷT Ｅ［ＲT ｄ(n) ］＋ＷT Ｅ［ＲT Ｒ］Ｗ …(5) となり、ＭＳＥはフイルタ係数の２次関数になる。２次
の微分は１次であり、その微分を０におくと、最小値Ｊ
min を持つ解が得られる。
are error)Ｅ〔ｅ(n)2〕を求めると、(4) 式より、 Ｊ＝Ｅ［ｅ(n)2］ ＝Ｅ［ｄ(n)2］＋２ＷT Ｅ［ＲT ｄ(n) ］＋ＷT Ｅ［ＲT Ｒ］Ｗ …(5) となり、ＭＳＥはフイルタ係数の２次関数になる。２次
の微分は１次であり、その微分を０におくと、最小値Ｊ
min を持つ解が得られる。
【０００７】さて、最急降下法形のアルゴリズムである
ＦＸアルゴリズム（Filtered-x LSMアルゴリズム) で
は、ＭＳＥ Ｊの推定量として瞬時自乗誤差ｅ(n)2その
ものを用いて、Ｊの導関数（グラディエント∇）の推定
量∇n を、次式、 によって求め、上記∇n を用いて、適応型ディジタルフ
イルタのフイルタ係数を、次式により再帰的に更新して
いく。 Ｗn+1 ＝Ｗn ＋μ（−∇n ）＝Ｗn −２μＲn T ｅ(n) …(7) ここで、μは正のスカラで毎回の繰り返しにおける補正
量の大きさを制御するパラメータである。上記(7) 式
は、勾配ベクトル（∇n ）と反対向きに（誤差曲面の最
急降下の向きに）フイルタ係数を逐次更新することを意
味し、これを続ければ、遂にはＭＳＥは最小値Ｊmin に
達し、フイルタ係数は最適値をもつことになる。
ＦＸアルゴリズム（Filtered-x LSMアルゴリズム) で
は、ＭＳＥ Ｊの推定量として瞬時自乗誤差ｅ(n)2その
ものを用いて、Ｊの導関数（グラディエント∇）の推定
量∇n を、次式、 によって求め、上記∇n を用いて、適応型ディジタルフ
イルタのフイルタ係数を、次式により再帰的に更新して
いく。 Ｗn+1 ＝Ｗn ＋μ（−∇n ）＝Ｗn −２μＲn T ｅ(n) …(7) ここで、μは正のスカラで毎回の繰り返しにおける補正
量の大きさを制御するパラメータである。上記(7) 式
は、勾配ベクトル（∇n ）と反対向きに（誤差曲面の最
急降下の向きに）フイルタ係数を逐次更新することを意
味し、これを続ければ、遂にはＭＳＥは最小値Ｊmin に
達し、フイルタ係数は最適値をもつことになる。
【０００８】図１０において、適応型ディジタルフイル
タ１は信号ｘ(n) と与えられたフイルタ係数Ｗ(z) との
畳み込み演算を行ってスピーカの駆動信号ｙ(n) を出力
する。尚、同図において、ｄ(n) は騒音信号ｎ(n) のエ
ラーセンサ３における希望の応答であり、Ｇ(z)は騒音
源からエラーセンサ３までの伝送特性を示している。ま
た、ｄ´(n) は駆動信号ｙ(n) のエラーセンサ３におけ
る希望の応答であり、Ｃ(z) はスピーカからエラーセン
サ３までの伝送特性を示している。
タ１は信号ｘ(n) と与えられたフイルタ係数Ｗ(z) との
畳み込み演算を行ってスピーカの駆動信号ｙ(n) を出力
する。尚、同図において、ｄ(n) は騒音信号ｎ(n) のエ
ラーセンサ３における希望の応答であり、Ｇ(z)は騒音
源からエラーセンサ３までの伝送特性を示している。ま
た、ｄ´(n) は駆動信号ｙ(n) のエラーセンサ３におけ
る希望の応答であり、Ｃ(z) はスピーカからエラーセン
サ３までの伝送特性を示している。
【０００９】エラーセンサ３は前記ｄ(n) とｄ´(n) と
からエラー信号ｅ(n) を検出し、これを前述したＬＭＳ
アルゴリズムに基づいてフイルタ係数を更新する制御部
４に出力する。制御部４の他の入力にはリファレンス信
号ｒ(n) が加えられている。尚、リファレンス信号ｒ
(n)は、信号ｘ(n) と、スピーカからエラーセンサ３ま
での伝送特性を示すフイルタ係数Ｃ´(z) との畳み込み
演算によって求められる。
からエラー信号ｅ(n) を検出し、これを前述したＬＭＳ
アルゴリズムに基づいてフイルタ係数を更新する制御部
４に出力する。制御部４の他の入力にはリファレンス信
号ｒ(n) が加えられている。尚、リファレンス信号ｒ
(n)は、信号ｘ(n) と、スピーカからエラーセンサ３ま
での伝送特性を示すフイルタ係数Ｃ´(z) との畳み込み
演算によって求められる。
【００１０】尚、上述のアルゴリズムは、エラー出力ｅ
(n)が１つの場合であるが、消音すべき所定領域を広げ
るためにエラーセンサを複数個設け、出力ｅ(n)が複数
の場合についても同様なアルゴリズムを適用した電子消
音システムとして特公表平1-501344号公報に記載された
ものがある。また、上記電子消音システムと同様に振動
源から伝搬する振動を所定領域で制振させる電子制振シ
ステムも提案されている。
(n)が１つの場合であるが、消音すべき所定領域を広げ
るためにエラーセンサを複数個設け、出力ｅ(n)が複数
の場合についても同様なアルゴリズムを適用した電子消
音システムとして特公表平1-501344号公報に記載された
ものがある。また、上記電子消音システムと同様に振動
源から伝搬する振動を所定領域で制振させる電子制振シ
ステムも提案されている。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】ところで、音場又は振
動場に上記電子消音システム又は電子制振システムを適
用する場合において、対象としている音（振動）場で観
測される信号に強い相関のある一次音（振動）場の騒音
源（あるいは振動源）情報をどのように検出し、いかに
正確な情報を抽出するかは消音・制振効果を上げるうえ
で極めて重要である。
動場に上記電子消音システム又は電子制振システムを適
用する場合において、対象としている音（振動）場で観
測される信号に強い相関のある一次音（振動）場の騒音
源（あるいは振動源）情報をどのように検出し、いかに
正確な情報を抽出するかは消音・制振効果を上げるうえ
で極めて重要である。
【００１２】また、音場又は振動場に電子消音システム
又は電子制振システムを適用した場合に、どの程度の消
音量又は振動の減衰量が得られるかを予め推定できれ
ば、電子消音システム又は電子制振システムを導入すべ
きか否かの判断に役に立ち、電子消音システム又は電子
制振システムの施工促進にもつながる。従来、定常不規
則な騒音源（あるいは振動源）情報をもつ音場又は振動
場では、周波数領域で定義されるマルチコヒーレンス(m
ultiple coherence function)が知れれば、消音量又は
振動の減衰量の上限（電子消音システム又は電子制振シ
ステムの性能の上限）を推定できることが知られてい
る。
又は電子制振システムを適用した場合に、どの程度の消
音量又は振動の減衰量が得られるかを予め推定できれ
ば、電子消音システム又は電子制振システムを導入すべ
きか否かの判断に役に立ち、電子消音システム又は電子
制振システムの施工促進にもつながる。従来、定常不規
則な騒音源（あるいは振動源）情報をもつ音場又は振動
場では、周波数領域で定義されるマルチコヒーレンス(m
ultiple coherence function)が知れれば、消音量又は
振動の減衰量の上限（電子消音システム又は電子制振シ
ステムの性能の上限）を推定できることが知られてい
る。
【００１３】このマルチコヒーレンスを求める手段とし
ては、周波数領域での逐次解法が知られている。しか
し、この方法では、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を用い
るため騒音源（あるいは振動源）情報の定常性を仮定す
る必要がある。また、ブロック単位で計算するため、１
６チャンネル、３２チャンネルのような多チャンネルに
なると、計算量が膨大となり、パソコンレベルでは対応
できなくなり、事実上現場でのマルチコヒーレンスの測
定は不可能になる。更に、これは入力情報が定常である
という仮定のうえでの議論であるが、騒音源（あるいは
振動源）情報は非定常な場合が多い。
ては、周波数領域での逐次解法が知られている。しか
し、この方法では、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を用い
るため騒音源（あるいは振動源）情報の定常性を仮定す
る必要がある。また、ブロック単位で計算するため、１
６チャンネル、３２チャンネルのような多チャンネルに
なると、計算量が膨大となり、パソコンレベルでは対応
できなくなり、事実上現場でのマルチコヒーレンスの測
定は不可能になる。更に、これは入力情報が定常である
という仮定のうえでの議論であるが、騒音源（あるいは
振動源）情報は非定常な場合が多い。
【００１４】本発明はこのような事情に鑑みてなされた
もので、電子消音システム又は電子制振システムによる
消音・制振効果（消音量又は振動の減衰量、（マルチ）
コヒーレンスに相当する物理量等）をパソコンレベルで
処理可能な計算量で且つ実時間で測定でき、また好適な
消音を行うために必要な入力センサ数及びその配置位置
等と決定するための信号源の探索が可能な消音・制振効
果の測定方法並びに測定装置及び信号源探査装置を提供
することを目的とする。
もので、電子消音システム又は電子制振システムによる
消音・制振効果（消音量又は振動の減衰量、（マルチ）
コヒーレンスに相当する物理量等）をパソコンレベルで
処理可能な計算量で且つ実時間で測定でき、また好適な
消音を行うために必要な入力センサ数及びその配置位置
等と決定するための信号源の探索が可能な消音・制振効
果の測定方法並びに測定装置及び信号源探査装置を提供
することを目的とする。
【００１５】
【課題を解決するための手段】本発明は前記目的を達成
するために、音波・振動波が三次元方向へ伝搬可能な領
域内における信号源の信号を検出し、第１の検出信号を
出力する１つ又は複数の第１の検出手段と、前記伝搬領
域内の所定領域で干渉により消音・制振が行われる評価
点での前記信号源の信号を検出し、第２の検出信号を出
力する１つ又は複数の第２の検出手段と、前記第１の検
出信号を予め与えられたフイルタ係数に基づいて処理す
る適応型ディジタルフイルタと、前記適応型ディジタル
フイルタの出力信号と前記第２の検出信号との差から誤
差信号を求め、該誤差信号に基づいて所定のアルゴリズ
ムに従って前記誤差信号を最小にするためのフイルタ係
数を算出し、該フイルタ係数で前記適応型ディジタルフ
イルタのフイルタ係数を更新させる制御手段とを有し、
前記第１の音検出手段を前記信号源の信号を検出する適
宜位置に配設するとともに前記第２の検出手段を前記評
価点に配設し、前記適応型ディジタルフイルタのフイル
タ係数が十分に収束したのちに前記第２の検出信号と、
前記誤差信号とを所定期間サンプリングし、前記サンプ
リングした第２の検出信号及び誤差信号のオートパワー
スペクトルをそれぞれ計算し、各オートパワースペクト
ルの比に基づいて消音量又は振動の減衰量を計算するこ
とを特徴としている。
するために、音波・振動波が三次元方向へ伝搬可能な領
域内における信号源の信号を検出し、第１の検出信号を
出力する１つ又は複数の第１の検出手段と、前記伝搬領
域内の所定領域で干渉により消音・制振が行われる評価
点での前記信号源の信号を検出し、第２の検出信号を出
力する１つ又は複数の第２の検出手段と、前記第１の検
出信号を予め与えられたフイルタ係数に基づいて処理す
る適応型ディジタルフイルタと、前記適応型ディジタル
フイルタの出力信号と前記第２の検出信号との差から誤
差信号を求め、該誤差信号に基づいて所定のアルゴリズ
ムに従って前記誤差信号を最小にするためのフイルタ係
数を算出し、該フイルタ係数で前記適応型ディジタルフ
イルタのフイルタ係数を更新させる制御手段とを有し、
前記第１の音検出手段を前記信号源の信号を検出する適
宜位置に配設するとともに前記第２の検出手段を前記評
価点に配設し、前記適応型ディジタルフイルタのフイル
タ係数が十分に収束したのちに前記第２の検出信号と、
前記誤差信号とを所定期間サンプリングし、前記サンプ
リングした第２の検出信号及び誤差信号のオートパワー
スペクトルをそれぞれ計算し、各オートパワースペクト
ルの比に基づいて消音量又は振動の減衰量を計算するこ
とを特徴としている。
【００１６】また、前記誤差信号のオートパワースペク
トルの代わりに、前記適応型ディジタルフイルタの出力
信号のオートパワースペクトルを計算し、各オートパワ
ースペクトルの比を計算することにより（マルチ）コヒ
ーレンスに相当する適応（マルチ）コヒーレンスを求め
ることを特徴としている。更に、前記オートパワースペ
クトルの比に基づいて消音・制振効果を示す物理量（消
音量（あるいは振動の減衰量）又は適応（マルチ）コヒ
ーレンス）を計算する算出手段と、前記物理量が算出さ
れたのち前記第１の検出手段の感度方向を所定の角度ず
つ変化させる手段と、少なくとも前記第１の検出手段の
各感度方向に対する物理量を表示可能にする手段と、を
備えたことを特徴としている。
トルの代わりに、前記適応型ディジタルフイルタの出力
信号のオートパワースペクトルを計算し、各オートパワ
ースペクトルの比を計算することにより（マルチ）コヒ
ーレンスに相当する適応（マルチ）コヒーレンスを求め
ることを特徴としている。更に、前記オートパワースペ
クトルの比に基づいて消音・制振効果を示す物理量（消
音量（あるいは振動の減衰量）又は適応（マルチ）コヒ
ーレンス）を計算する算出手段と、前記物理量が算出さ
れたのち前記第１の検出手段の感度方向を所定の角度ず
つ変化させる手段と、少なくとも前記第１の検出手段の
各感度方向に対する物理量を表示可能にする手段と、を
備えたことを特徴としている。
【００１７】
【作用】本発明によれば、前記第１の検出手段を信号源
（騒音源又は振動源）の信号を検出する適宜位置に配設
するとともに前記第２の検出手段を前記評価点に配設す
る。適応型ディジタルフイルタは前記第１の検出手段か
ら出力される第１の検出信号を予め与えられたフイルタ
係数に基づい処理する。ここで、フイルタ係数は前記適
応型ディジタルフイルタの出力信号と前記第２の検出手
段から出力される第２の検出信号との差から誤差信号を
求め、該誤差信号に基づいて所定のアルゴリズムに従っ
て前記誤差信号が最小になるように算出される。
（騒音源又は振動源）の信号を検出する適宜位置に配設
するとともに前記第２の検出手段を前記評価点に配設す
る。適応型ディジタルフイルタは前記第１の検出手段か
ら出力される第１の検出信号を予め与えられたフイルタ
係数に基づい処理する。ここで、フイルタ係数は前記適
応型ディジタルフイルタの出力信号と前記第２の検出手
段から出力される第２の検出信号との差から誤差信号を
求め、該誤差信号に基づいて所定のアルゴリズムに従っ
て前記誤差信号が最小になるように算出される。
【００１８】そして、前記適応型ディジタルフイルタの
フイルタ係数が十分に収束したのちに前記第２の検出信
号と、前記誤差信号とを所定期間サンプリングし、前記
サンプリングした第２の検出信号及び誤差信号のオート
パワースペクトルをそれぞれ計算し、各オートパワース
ペクトルの比に基づいて消音量又は振動の減衰量を計算
するようにしている。
フイルタ係数が十分に収束したのちに前記第２の検出信
号と、前記誤差信号とを所定期間サンプリングし、前記
サンプリングした第２の検出信号及び誤差信号のオート
パワースペクトルをそれぞれ計算し、各オートパワース
ペクトルの比に基づいて消音量又は振動の減衰量を計算
するようにしている。
【００１９】また、前記誤差信号のオートパワースペク
トルの代わりに、前記適応型ディジタルフイルタの出力
信号のオートパワースペクトルを計算し、各オートパワ
ースペクトルの比を計算することにより（マルチ）コヒ
ーレンスに相当する適応（マルチ）コヒーレンスを求め
るようにしている。尚、定常に近い系で、且つフイルタ
係数が十分に収束していれば、前記のようにして求めた
適応（マルチ）コヒーレンスは（マルチ）コヒーレンス
と一致する。また、この適応（マルチ）コヒーレンス
は、従来の周波数領域での分析・解析のように比較的長
時間の信号採取を必要とせず、系の動特性が実時間（瞬
時）に把握できる。
トルの代わりに、前記適応型ディジタルフイルタの出力
信号のオートパワースペクトルを計算し、各オートパワ
ースペクトルの比を計算することにより（マルチ）コヒ
ーレンスに相当する適応（マルチ）コヒーレンスを求め
るようにしている。尚、定常に近い系で、且つフイルタ
係数が十分に収束していれば、前記のようにして求めた
適応（マルチ）コヒーレンスは（マルチ）コヒーレンス
と一致する。また、この適応（マルチ）コヒーレンス
は、従来の周波数領域での分析・解析のように比較的長
時間の信号採取を必要とせず、系の動特性が実時間（瞬
時）に把握できる。
【００２０】本発明の他の態様によれば、前記消音量
（あるいは振動の減衰量）又は適応（マルチ）コヒーレ
ンス等の消音・制振効果を示す物理量を計算し、この物
理量を算出したのち前記第１の検出手段の感度方向を所
定の角度変化させ、これを繰り返すことにより感度方向
別に消音・制振効果を示す物理量を求めるようにしてい
る。これにより消音・制振効果を上げるために第１の検
出手段をいずれの方向や位置に設置すればよいかを知る
ことができる。
（あるいは振動の減衰量）又は適応（マルチ）コヒーレ
ンス等の消音・制振効果を示す物理量を計算し、この物
理量を算出したのち前記第１の検出手段の感度方向を所
定の角度変化させ、これを繰り返すことにより感度方向
別に消音・制振効果を示す物理量を求めるようにしてい
る。これにより消音・制振効果を上げるために第１の検
出手段をいずれの方向や位置に設置すればよいかを知る
ことができる。
【００２１】
【実施例】以下添付図面に従って本発明に係る消音・制
振効果の測定方法並びに測定装置及び信号源探査装置の
好ましい実施例を詳述する。先ず、通常のコヒーレンス
の定義とマルチコヒーレンスについて説明する。図８は
１入力１出力のモデルである。同図において、 ＧXX(z) ：入力のオートパワースペクトル ＧYY(z) ：出力のオートパワースペクトル ＧZZ(z) ：システムＨの出力のオートパワースペクトル Ｇnn(z) ：入力と無相関なノイズのオートパワースペク
トル ＧXY(z) ：入出力のクロスパワースペクトル である。
振効果の測定方法並びに測定装置及び信号源探査装置の
好ましい実施例を詳述する。先ず、通常のコヒーレンス
の定義とマルチコヒーレンスについて説明する。図８は
１入力１出力のモデルである。同図において、 ＧXX(z) ：入力のオートパワースペクトル ＧYY(z) ：出力のオートパワースペクトル ＧZZ(z) ：システムＨの出力のオートパワースペクトル Ｇnn(z) ：入力と無相関なノイズのオートパワースペク
トル ＧXY(z) ：入出力のクロスパワースペクトル である。
【００２２】そして、コヒーレンスは次式、 によって定義されている。
【００２３】また、コヒーレンスγ2 は、ＧYY(z) 中に
ＧZZ(z) （ＧYY(z) よりＧnn(z)を除いた値）が含まれ
る割合を表している。即ち、次式、 のようにも表せる。
ＧZZ(z) （ＧYY(z) よりＧnn(z)を除いた値）が含まれ
る割合を表している。即ち、次式、 のようにも表せる。
【００２４】次に、(8) 式＝(9) 式を証明する。 ＧZZ(z) ＝｜Ｈ｜2 ・ＧXX(z) …(10) ＧXZ(z) ＝Ｈ・ＧXX(z) …(11) (12)式を(10)式に代入すると、 ここで、入力とノイズ間は無相関であるから、 ＧXZ(z) ＝ＧXY(z) …(14) そして、(9) 式に(13)式、(14)式を代入すると、(8) 式
と一致する。
と一致する。
【００２５】また、(9) 式において、ノイズが無い、即
ちＧnn(z) ＝０とすると、γ2 ＝１となる。これは１入
力１出力をもつ理想的な定係数線形系の場合である。ま
た、システムＨが存在しない場合、即ち入力と出力に相
当するものとが完全に無相関であれば、コヒーレンスは
０である。次に、マルチコヒーレンスについて説明す
る。
ちＧnn(z) ＝０とすると、γ2 ＝１となる。これは１入
力１出力をもつ理想的な定係数線形系の場合である。ま
た、システムＨが存在しない場合、即ち入力と出力に相
当するものとが完全に無相関であれば、コヒーレンスは
０である。次に、マルチコヒーレンスについて説明す
る。
【００２６】図９に示すように、多入力１出力系のモデ
ルで、入力は定常不規則過程かつ入力同士には相関があ
るものを考える。このモデルでマルチコヒーレンスは、
信号源とは無相関なノイズＧnn(z) を出力ＧYY(z) より
除いたものＧVV(z) と、出力ＧYY(z) との比で求めるこ
とができる。 ここで、ＧVV(z) は、ある伝達経路における伝達関数
Ｈi(z) とその入出力のクロススペクトルＧiVの積を全
ての入力に対して和をとることで求まる。
ルで、入力は定常不規則過程かつ入力同士には相関があ
るものを考える。このモデルでマルチコヒーレンスは、
信号源とは無相関なノイズＧnn(z) を出力ＧYY(z) より
除いたものＧVV(z) と、出力ＧYY(z) との比で求めるこ
とができる。 ここで、ＧVV(z) は、ある伝達経路における伝達関数
Ｈi(z) とその入出力のクロススペクトルＧiVの積を全
ての入力に対して和をとることで求まる。
【００２７】さて、図１に示すような一次音場（振動
場）の出力をセンシングする場合を考える。尚、同図で
は簡単のため騒音源（振動源）に無相関なプラント雑音
（観測系雑音）を無視して描いてある。ディテクション
センサ１０は騒音・振動の発生源だと推定される位置に
配設させるセンサであり、このディテクションセンサ１
０によって検出された信号ｘ(n) は適応型ディジタルフ
イルタ１２に加えられる。適応型ディジタルフイルタ１
２はこの入力信号ｘ(n) と与えられたフイルタ係数Ｗ
(z) との畳み込み演算によって信号ｙ(n) を求め、この
信号ｙ(n) を加算点１６に出力する。
場）の出力をセンシングする場合を考える。尚、同図で
は簡単のため騒音源（振動源）に無相関なプラント雑音
（観測系雑音）を無視して描いてある。ディテクション
センサ１０は騒音・振動の発生源だと推定される位置に
配設させるセンサであり、このディテクションセンサ１
０によって検出された信号ｘ(n) は適応型ディジタルフ
イルタ１２に加えられる。適応型ディジタルフイルタ１
２はこの入力信号ｘ(n) と与えられたフイルタ係数Ｗ
(z) との畳み込み演算によって信号ｙ(n) を求め、この
信号ｙ(n) を加算点１６に出力する。
【００２８】一方、エラーセンサ１６は消音又は制振が
行われる評価点に配設されるセンサであり、このエラー
センサ１６によって検出された信号ｄ(n) は加算点１６
の他の入力に加えられる。適応型ディジタルフイルタ１
２はＬＭＳアルゴリズムにしたがってフイルタ係数が更
新される。即ち、加算点１４で求められた誤差信号ｅ
(n) の自乗平均値Ｅ［ｅ(n)2］が最小になるようにフイ
ルタ係数が最適化される。
行われる評価点に配設されるセンサであり、このエラー
センサ１６によって検出された信号ｄ(n) は加算点１６
の他の入力に加えられる。適応型ディジタルフイルタ１
２はＬＭＳアルゴリズムにしたがってフイルタ係数が更
新される。即ち、加算点１４で求められた誤差信号ｅ
(n) の自乗平均値Ｅ［ｅ(n)2］が最小になるようにフイ
ルタ係数が最適化される。
【００２９】図２は図１のモデルを図１０に示した電子
消音システム又は電子制振システムと対比して示してお
り、このモデルではスピーカ又は制振用のアクチュエー
タからエラーセンサまでの伝送特性Ｃ(z) が存在しない
理想系であるため、ｄ´(n)＝ｙ(n) 、ｒ(n) ＝ｘ(n)
である。従って、制御部１５では、次式、 Ｗn+1 ＝Ｗn −２μｅ(n) ｘ(n) …(16) にしたがって適応型ディジタルフイルタ１２のフイルタ
係数Ｗを更新し、フイルタ係数Ｗを最適値Ｗopt (z) に
する。
消音システム又は電子制振システムと対比して示してお
り、このモデルではスピーカ又は制振用のアクチュエー
タからエラーセンサまでの伝送特性Ｃ(z) が存在しない
理想系であるため、ｄ´(n)＝ｙ(n) 、ｒ(n) ＝ｘ(n)
である。従って、制御部１５では、次式、 Ｗn+1 ＝Ｗn −２μｅ(n) ｘ(n) …(16) にしたがって適応型ディジタルフイルタ１２のフイルタ
係数Ｗを更新し、フイルタ係数Ｗを最適値Ｗopt (z) に
する。
【００３０】適応後のフイルタ係数の最適解Ｗopt (z)
（ウイナーフイルタの解）は、各信号のパワースペクト
ル密度関数と伝達関数の関係から次のように導かれる。 ただし、 Ｓxd(z) ：信号ｘ(n) と信号ｄ(n) の間のクロスパワー
ペクトル Ｓxx(z) ：信号ｘ(n) のオートパワースペクトル これより、適応型ディジタルフイルタは信号源からセン
サまでの伝達関数Ｔのインバース・モデリングと、信号
源から評価点までの伝達関数Ｇのフォーワード・モデリ
ングを同時に行っていることが分かる。また、最適フイ
ルタＷopt(z)の出力のオートパワースペクトルＳyy(z)
は、 Ｓyy(z) ＝｜Ｗopt (z) ｜2 Ｓxx(z) ＝｜Ｇ(z) ｜2 Ｓnn(z) ＝Ｓdd(z) …(18) ただし、 Ｓnn(z) ：信号源ｎ(n) のオートパワースペクトル Ｓdd(z) ：信号ｄ(n) のオートパワースペクトル 上記のようにして求めることができるパワースペクトル
Ｓyy(z) 、Ｓdd(z) に基づいて、厳密には通常の周波数
領域でのフーリエ基準による（マルチ）コヒーレンスと
は異なるが、(9) 式と同様に（マルチ）コヒーレンスγ
2 を、次式、 γ2 ＝Ｓyy(z) ／Ｓdd(z) …(19) で定義することができる。以下、このように定義された
（マルチ）コヒーレンスを適応（マルチ）コヒーレンス
という。
（ウイナーフイルタの解）は、各信号のパワースペクト
ル密度関数と伝達関数の関係から次のように導かれる。 ただし、 Ｓxd(z) ：信号ｘ(n) と信号ｄ(n) の間のクロスパワー
ペクトル Ｓxx(z) ：信号ｘ(n) のオートパワースペクトル これより、適応型ディジタルフイルタは信号源からセン
サまでの伝達関数Ｔのインバース・モデリングと、信号
源から評価点までの伝達関数Ｇのフォーワード・モデリ
ングを同時に行っていることが分かる。また、最適フイ
ルタＷopt(z)の出力のオートパワースペクトルＳyy(z)
は、 Ｓyy(z) ＝｜Ｗopt (z) ｜2 Ｓxx(z) ＝｜Ｇ(z) ｜2 Ｓnn(z) ＝Ｓdd(z) …(18) ただし、 Ｓnn(z) ：信号源ｎ(n) のオートパワースペクトル Ｓdd(z) ：信号ｄ(n) のオートパワースペクトル 上記のようにして求めることができるパワースペクトル
Ｓyy(z) 、Ｓdd(z) に基づいて、厳密には通常の周波数
領域でのフーリエ基準による（マルチ）コヒーレンスと
は異なるが、(9) 式と同様に（マルチ）コヒーレンスγ
2 を、次式、 γ2 ＝Ｓyy(z) ／Ｓdd(z) …(19) で定義することができる。以下、このように定義された
（マルチ）コヒーレンスを適応（マルチ）コヒーレンス
という。
【００３１】また、誤差信号ｅ(n) のオートパワースペ
クトルＳee(z) は、 Ｓee(z) ＝Ｓdd(z) −Ｓyy(z) …(20) であるから、両辺をＳdd(z) で正規化すると、 Ｓee(z) ／Ｓdd(z) ＝１−γ2 …(21) となり、左辺の定義から、この式の逆数は適応型ディジ
タルフイルタを用いた理想的な電子消音システム又は電
子制振システムの実現により達成される消音量または振
動の減衰量と考えることができる。即ち、消音量又は振
動の減衰量Ａttは、次式、 Ａtt＝１０log （１−γ2 ）-1 ＝１０log （Ｓdd(z) ／Ｓee(z) ）（ｄＢ）…(22) で表される。
クトルＳee(z) は、 Ｓee(z) ＝Ｓdd(z) −Ｓyy(z) …(20) であるから、両辺をＳdd(z) で正規化すると、 Ｓee(z) ／Ｓdd(z) ＝１−γ2 …(21) となり、左辺の定義から、この式の逆数は適応型ディジ
タルフイルタを用いた理想的な電子消音システム又は電
子制振システムの実現により達成される消音量または振
動の減衰量と考えることができる。即ち、消音量又は振
動の減衰量Ａttは、次式、 Ａtt＝１０log （１−γ2 ）-1 ＝１０log （Ｓdd(z) ／Ｓee(z) ）（ｄＢ）…(22) で表される。
【００３２】図３は本発明に係る消音・制振効果の測定
装置の一実施例を示すブロック図である。尚、同図にお
いて、一点鎖線で囲んだ部分は図１と同一構成であるた
め、ここではその詳細な説明は省略する。サンプリング
部２０は、適応型ディジタルフイルタ１２のフイルタ係
数Ｗが十分収束したのち誤差信号ｅ(n) とエラーセンサ
１６の出力信号ｄ(n) とを、例えばサンプリング周波数
１ＫＨｚでサンプリングし、このサンプリングした信号
ｅ(n) 、信号ｄ(n) を高速フーリエ変換部（ＦＦＴ）２
２に出力する。
装置の一実施例を示すブロック図である。尚、同図にお
いて、一点鎖線で囲んだ部分は図１と同一構成であるた
め、ここではその詳細な説明は省略する。サンプリング
部２０は、適応型ディジタルフイルタ１２のフイルタ係
数Ｗが十分収束したのち誤差信号ｅ(n) とエラーセンサ
１６の出力信号ｄ(n) とを、例えばサンプリング周波数
１ＫＨｚでサンプリングし、このサンプリングした信号
ｅ(n) 、信号ｄ(n) を高速フーリエ変換部（ＦＦＴ）２
２に出力する。
【００３３】ＦＦＴ２２は入力する信号ｅ(n) 、信号ｄ
(n) を所定期間の時間の窓で区分し、その区分された信
号ｅ(n) 、信号ｄ(n) に対して高速フーリエ変換を実行
し、信号ｅ(n) 、信号ｄ(n) のオートパワースペクトル
Ｓee(z) 、Ｓdd(z) を求め、これらのオートパワースペ
クトルＳee(z) 、Ｓdd(z) を消音量又は振動の減衰量の
演算部２４に出力する。
(n) を所定期間の時間の窓で区分し、その区分された信
号ｅ(n) 、信号ｄ(n) に対して高速フーリエ変換を実行
し、信号ｅ(n) 、信号ｄ(n) のオートパワースペクトル
Ｓee(z) 、Ｓdd(z) を求め、これらのオートパワースペ
クトルＳee(z) 、Ｓdd(z) を消音量又は振動の減衰量の
演算部２４に出力する。
【００３４】演算部２４は入力したオートパワースペク
トルＳee(z)、Ｓdd(z) に基づいて前述した(22)式の演
算を行い、消音量又は振動の減衰量Ａtt（ｄＢ）を求め
る。このようにして求めた消音量又は振動の減衰量Ａtt
（ｄＢ）により、電子消音システム又は電子制御システ
ムをこの系に実施した場合の消音・制振効果（性能の上
限）を、その場で事前に推定できる。
トルＳee(z)、Ｓdd(z) に基づいて前述した(22)式の演
算を行い、消音量又は振動の減衰量Ａtt（ｄＢ）を求め
る。このようにして求めた消音量又は振動の減衰量Ａtt
（ｄＢ）により、電子消音システム又は電子制御システ
ムをこの系に実施した場合の消音・制振効果（性能の上
限）を、その場で事前に推定できる。
【００３５】尚、前記実施例では消音量又は振動の減衰
量Ａtt（ｄＢ）を求めるようにしたが、前述した(19)式
で定義される適応（マルチ）コヒーレンスを求めるよう
にしてもよい。この場合、信号ｅ(n) の代わりに適応型
ディジタルフイルタ１２の出力信号ｙ(n) をサンプリン
グし、信号ｙ(n) のオートパワースペクトルＳyy(z)を
求め、オートパワースペクトルＳdd(z) とＳyy(z) との
比から適応（マルチ）コヒーレンスγ2 を求める。
量Ａtt（ｄＢ）を求めるようにしたが、前述した(19)式
で定義される適応（マルチ）コヒーレンスを求めるよう
にしてもよい。この場合、信号ｅ(n) の代わりに適応型
ディジタルフイルタ１２の出力信号ｙ(n) をサンプリン
グし、信号ｙ(n) のオートパワースペクトルＳyy(z)を
求め、オートパワースペクトルＳdd(z) とＳyy(z) との
比から適応（マルチ）コヒーレンスγ2 を求める。
【００３６】また、適応信号処理の技術を用いているた
め、場を形成する系が時変線形であっても、その挙動に
追従して計測を行うことができる。即ち、前記時間の窓
を少しずつずらしながら高速フーリエ変換処理する信号
ｅ(n) 、信号ｄ(n) あるいは信号ｙ(n) 、信号ｄ(n) を
区切り、逐次オートパワースペクトルＳee(z) とＳ
dd(z) あるいは信号Ｓyy(z) とＳdd(z) を求めることに
より、系の動特性を実時間（瞬時）で把握できる。
め、場を形成する系が時変線形であっても、その挙動に
追従して計測を行うことができる。即ち、前記時間の窓
を少しずつずらしながら高速フーリエ変換処理する信号
ｅ(n) 、信号ｄ(n) あるいは信号ｙ(n) 、信号ｄ(n) を
区切り、逐次オートパワースペクトルＳee(z) とＳ
dd(z) あるいは信号Ｓyy(z) とＳdd(z) を求めることに
より、系の動特性を実時間（瞬時）で把握できる。
【００３７】次に、図４に示すように信号源の数と適応
型ディジタルフイルタの数（ディテクションセンサの
数）を増やした場合のモデルについて考察する。このと
き、それらの数の同次性が保証されれば、最適解
Ｗ1opt、Ｗ2optは独立に求まり、マトリクス表現を用い
て次のように書ける。 ［ＷOPT (z) ］＝［ＳXX(z) ］-1［ＳXD(z) ］ ＝［［Ｔ(z) ］H ［ＳNN(z) ］［Ｔ(z) ］］-1 ×［Ｔ(z) ］H ［ＳNN(z) ］［Ｇ(z) ］ ＝［Ｔ(z) ］-1［Ｇ(z) ］ …(23) ここで、添字Ｈはエルミート変換を表し、また式中の記
号の意味は次の通りである。 ［ＷOPT (z) ］＝［Ｗ1opt(z) ，Ｗ2opt(z) ］T ［ＳXX(z) ］＝［［ｓx1(z) ］T ，［ｓx2(z) ］T ］T （［ｓx1(z) ］T ＝［Ｓx1x1(z) ，Ｓx1x2(z) ］，［ｓx2(z) ］T ＝［Ｓx2x1(z) ，Ｓx2x2(z) ］） ［ＳXD(z) ］＝［Ｓx1d (z) ，Ｓx2d (z) ］T ［Ｔ(z) ］＝［［ｔ1(z)］T ，［ｔ2(z)］T ］T （［ｔ1 (z) ］T ＝［Ｔ11(z) ，Ｔ12(z) ］，［ｔ2(z)］T ＝［Ｔ21(z) ，Ｔ22(z) ］） ［ＳNN(z) ］＝diag［Ｓn1n1(z) ，Ｓn2n2(z) ］ ［Ｇ(z) ］＝［Ｇ1(z)，Ｇ2(z)］T ここで添字Ｔは転置変換を表す。この式から、適応型デ
ィジタルフイルタ群がディテクションセンサ群を入力、
評価点（エラーセンサ）を出力としたときの仮想的な伝
達系（多入力１出力系）を表現できる、ということが分
かる。即ち、電子消音システム又は電子制振システムに
おいて、例えばＬＭＳアルゴリズムを用いた適応型ディ
ジタルフイルタを採用したとすると、自乗平均誤差の意
味で最適な仮想伝送系の近似が求められることになる。
また、最適フイルタ群の出力のオートパワースペクトル
Ｓyy(z) ＝［ＳXD(z) ］H ［ＳXX(z) ］-1［ＳXD(z) ］
マルチコヒーレンスη2 は、 と定義される。更に、誤差評価関数（誤差信号のオート
パワースペクトル）は、 Ｊopt (z) ＝Ｓdd(z) −［ＳXD(z) ］H ［ＳXX(z) ］-1［ＳXD(z) ］ ＝Ｓee(z) …(25) となる。この式の両辺をＪd (z) ＝Ｓdd(z) で正規化す
ると、 となり、左辺の定義より、この式の逆数はＦＩＲ適応フ
イルタを用いた理想的な電子消音システム（又は電子制
振システム）の実現により達成される消音量（又は振動
の減衰量）と考えることができる。即ち、Ｊopt (z) ／
Ｊd (z) を評価することにより、電子消音システム（又
は電子制振システム）を導入した際の効果（性能の上
限）を、多入力系で事前に推定することができる。
型ディジタルフイルタの数（ディテクションセンサの
数）を増やした場合のモデルについて考察する。このと
き、それらの数の同次性が保証されれば、最適解
Ｗ1opt、Ｗ2optは独立に求まり、マトリクス表現を用い
て次のように書ける。 ［ＷOPT (z) ］＝［ＳXX(z) ］-1［ＳXD(z) ］ ＝［［Ｔ(z) ］H ［ＳNN(z) ］［Ｔ(z) ］］-1 ×［Ｔ(z) ］H ［ＳNN(z) ］［Ｇ(z) ］ ＝［Ｔ(z) ］-1［Ｇ(z) ］ …(23) ここで、添字Ｈはエルミート変換を表し、また式中の記
号の意味は次の通りである。 ［ＷOPT (z) ］＝［Ｗ1opt(z) ，Ｗ2opt(z) ］T ［ＳXX(z) ］＝［［ｓx1(z) ］T ，［ｓx2(z) ］T ］T （［ｓx1(z) ］T ＝［Ｓx1x1(z) ，Ｓx1x2(z) ］，［ｓx2(z) ］T ＝［Ｓx2x1(z) ，Ｓx2x2(z) ］） ［ＳXD(z) ］＝［Ｓx1d (z) ，Ｓx2d (z) ］T ［Ｔ(z) ］＝［［ｔ1(z)］T ，［ｔ2(z)］T ］T （［ｔ1 (z) ］T ＝［Ｔ11(z) ，Ｔ12(z) ］，［ｔ2(z)］T ＝［Ｔ21(z) ，Ｔ22(z) ］） ［ＳNN(z) ］＝diag［Ｓn1n1(z) ，Ｓn2n2(z) ］ ［Ｇ(z) ］＝［Ｇ1(z)，Ｇ2(z)］T ここで添字Ｔは転置変換を表す。この式から、適応型デ
ィジタルフイルタ群がディテクションセンサ群を入力、
評価点（エラーセンサ）を出力としたときの仮想的な伝
達系（多入力１出力系）を表現できる、ということが分
かる。即ち、電子消音システム又は電子制振システムに
おいて、例えばＬＭＳアルゴリズムを用いた適応型ディ
ジタルフイルタを採用したとすると、自乗平均誤差の意
味で最適な仮想伝送系の近似が求められることになる。
また、最適フイルタ群の出力のオートパワースペクトル
Ｓyy(z) ＝［ＳXD(z) ］H ［ＳXX(z) ］-1［ＳXD(z) ］
マルチコヒーレンスη2 は、 と定義される。更に、誤差評価関数（誤差信号のオート
パワースペクトル）は、 Ｊopt (z) ＝Ｓdd(z) −［ＳXD(z) ］H ［ＳXX(z) ］-1［ＳXD(z) ］ ＝Ｓee(z) …(25) となる。この式の両辺をＪd (z) ＝Ｓdd(z) で正規化す
ると、 となり、左辺の定義より、この式の逆数はＦＩＲ適応フ
イルタを用いた理想的な電子消音システム（又は電子制
振システム）の実現により達成される消音量（又は振動
の減衰量）と考えることができる。即ち、Ｊopt (z) ／
Ｊd (z) を評価することにより、電子消音システム（又
は電子制振システム）を導入した際の効果（性能の上
限）を、多入力系で事前に推定することができる。
【００３８】さて、実際の三次元音響空間で制御を行う
電子消音システムにおける消音量の推定を行うことで、
そのシステムの性能を評価することを試みた。ここで
は、互いに無相関な信号源（騒音源）が２、ディテクシ
ョンセンサが２、エラーセンサが１の場合について実験
を行った。このとき、消音量、適応（マルチ）コヒーレ
ンスの時間的変動を観測するために、騒音源の音量を時
間とともに変化させた。これは、通常の室内における騒
音源以外の雑音との相対的なＳ／Ｎ比を向上させ、その
結果消音量、適応（マルチ）コヒーレンスの増大してい
く様子を観測する目的で行ったものである。
電子消音システムにおける消音量の推定を行うことで、
そのシステムの性能を評価することを試みた。ここで
は、互いに無相関な信号源（騒音源）が２、ディテクシ
ョンセンサが２、エラーセンサが１の場合について実験
を行った。このとき、消音量、適応（マルチ）コヒーレ
ンスの時間的変動を観測するために、騒音源の音量を時
間とともに変化させた。これは、通常の室内における騒
音源以外の雑音との相対的なＳ／Ｎ比を向上させ、その
結果消音量、適応（マルチ）コヒーレンスの増大してい
く様子を観測する目的で行ったものである。
【００３９】騒音源としては、Ｍ系列ランダム信号で駆
動されるラウンドスピーカを用い、ディテクションセン
サ及びエラーセンサとしてはマイクロホンを用いた。ま
た、計測システムにおけるフイルタのタップ数、ステッ
プ・サイズ・パラメータ、サンプリング周波数を、 ・適応フイルタのタップ数：１２８ points ・ステップ・サイズ・パラメータ：0.0003 ・サンプリング周波数：７００ Ｈz とした。測定の結果を図５、図６に示す。
動されるラウンドスピーカを用い、ディテクションセン
サ及びエラーセンサとしてはマイクロホンを用いた。ま
た、計測システムにおけるフイルタのタップ数、ステッ
プ・サイズ・パラメータ、サンプリング周波数を、 ・適応フイルタのタップ数：１２８ points ・ステップ・サイズ・パラメータ：0.0003 ・サンプリング周波数：７００ Ｈz とした。測定の結果を図５、図６に示す。
【００４０】騒音源（ラウドスピーカ）から発生される
Ｍ系列ノイズは約３０〜２００〔Ｈｚ〕に帯域制限され
ているが、およそその付近で消音量あるいは適応（マル
チ）ヒーレンスが時間的経過に伴って変化してゆく様子
が観測される。とくにこの帯域において、適応（マル
チ）コヒーレンスが1.0 に漸近していくにしたがって消
音量がどの程度増加していくのかがわかる。
Ｍ系列ノイズは約３０〜２００〔Ｈｚ〕に帯域制限され
ているが、およそその付近で消音量あるいは適応（マル
チ）ヒーレンスが時間的経過に伴って変化してゆく様子
が観測される。とくにこの帯域において、適応（マル
チ）コヒーレンスが1.0 に漸近していくにしたがって消
音量がどの程度増加していくのかがわかる。
【００４１】図７は自動車に配設されるディテクション
センサ、エラーセンサの配設位置の一例を示している。
同図において、 Ｓ１：助手席耳位置に配設されるエラーセンサ Ｓ２：後席耳位置に配設されるエラーセンサ Ｓ３：運転席フロアに配設されるディテクションセンサ Ｓ４：後席フロアに配設されるディテクションセンサ Ｓ５：エンジンマウントブラケットに配設されるディテ
クションセンサ Ｓ６：センターベアリングブラケットに配設されるディ
テクションセンサ Ｓ７：プロペラシャフトに配設されるディテクションセ
ンサ Ｓ８：リアファイナルドライブに配設されるディテクシ
ョンセンサ である。
センサ、エラーセンサの配設位置の一例を示している。
同図において、 Ｓ１：助手席耳位置に配設されるエラーセンサ Ｓ２：後席耳位置に配設されるエラーセンサ Ｓ３：運転席フロアに配設されるディテクションセンサ Ｓ４：後席フロアに配設されるディテクションセンサ Ｓ５：エンジンマウントブラケットに配設されるディテ
クションセンサ Ｓ６：センターベアリングブラケットに配設されるディ
テクションセンサ Ｓ７：プロペラシャフトに配設されるディテクションセ
ンサ Ｓ８：リアファイナルドライブに配設されるディテクシ
ョンセンサ である。
【００４２】そして、本発明に係る測定装置によって上
記エラーセンサやディテクションセンサを適宜選択的に
動作可能にして消音量等を推定することにより、ディテ
クションセンサの各検出信号とディテクションセンサ信
号との相関が分かる。尚、相関の大きい検出信号を出力
するディテクションセンサは消音に寄与する。即ち、本
発明によれば、各ディテクションセンサによる消音寄与
の度合いが分かるため、どの位置にディテクションセン
サを配設すべきか、また効果的な消音又は制振が可能な
ディテクションセンサの個数等も分かる。
記エラーセンサやディテクションセンサを適宜選択的に
動作可能にして消音量等を推定することにより、ディテ
クションセンサの各検出信号とディテクションセンサ信
号との相関が分かる。尚、相関の大きい検出信号を出力
するディテクションセンサは消音に寄与する。即ち、本
発明によれば、各ディテクションセンサによる消音寄与
の度合いが分かるため、どの位置にディテクションセン
サを配設すべきか、また効果的な消音又は制振が可能な
ディテクションセンサの個数等も分かる。
【００４３】また、ディテクションセンサとして騒音検
出の感度の方向を変化させることができるセンサアレー
又はインテンシィティセンサを用い、消音量又は適応マ
ルチコヒーレンスを算出したのち、前記センサの感度方
向を所定の角度変化させ、これを繰り返すように構成す
ることにより、感度方向別に消音効果を示す消音量又は
適応マルチコヒーレンスを求めることができる。
出の感度の方向を変化させることができるセンサアレー
又はインテンシィティセンサを用い、消音量又は適応マ
ルチコヒーレンスを算出したのち、前記センサの感度方
向を所定の角度変化させ、これを繰り返すように構成す
ることにより、感度方向別に消音効果を示す消音量又は
適応マルチコヒーレンスを求めることができる。
【００４４】即ち、消音効果を上げるためにディテクシ
ョンセンサをいずれの方向や位置に設置すればよいかが
分かる信号源探査装置を提供することができる。尚、本
実施例では評価点におけるエラーセンサが１個の場合に
ついて説明したが、エラーセンサが複数個の場合でも適
応型ディジタルフイルタのフイルタ係数を最適値に収束
させることができるため、エラーセンサを複数個設ける
ようにしてもよい。これによれば、複数のエラーセンサ
を有する電子消音システム又は電制振システムによる消
音効果の測定も可能になる。
ョンセンサをいずれの方向や位置に設置すればよいかが
分かる信号源探査装置を提供することができる。尚、本
実施例では評価点におけるエラーセンサが１個の場合に
ついて説明したが、エラーセンサが複数個の場合でも適
応型ディジタルフイルタのフイルタ係数を最適値に収束
させることができるため、エラーセンサを複数個設ける
ようにしてもよい。これによれば、複数のエラーセンサ
を有する電子消音システム又は電制振システムによる消
音効果の測定も可能になる。
【００４５】
【発明の効果】以上説明したように本発明に係る消音・
制振効果の測定方法並びに測定装置によれば、電子消音
システム又は電子制振システムによる消音・制振効果
（消音量又は振動の減衰量、マルチコヒーレンスに相当
する物理量等）をパソコンレベルで処理可能な計算量で
且つ実時間で測定でき、また好適な消音・制振を行うた
めに必要な入力センサ数及びその配置位置等も容易に且
つ的確に決定することができる。更に、本発明に係る信
号源探査装置によれば、信号源が分布している場合に、
その信号源の探索が可能である。
制振効果の測定方法並びに測定装置によれば、電子消音
システム又は電子制振システムによる消音・制振効果
（消音量又は振動の減衰量、マルチコヒーレンスに相当
する物理量等）をパソコンレベルで処理可能な計算量で
且つ実時間で測定でき、また好適な消音・制振を行うた
めに必要な入力センサ数及びその配置位置等も容易に且
つ的確に決定することができる。更に、本発明に係る信
号源探査装置によれば、信号源が分布している場合に、
その信号源の探索が可能である。
【図１】図１は本発明に係る消音・制振効果の測定装置
及び信号源探査装置の要部概略構成図である。
及び信号源探査装置の要部概略構成図である。
【図２】図２は図１中のフイルタ係数を最適値に更新す
るアルゴリズムを説明するために用いた図である。
るアルゴリズムを説明するために用いた図である。
【図３】図３は本発明に係る消音・制振効果の測定測定
装置の一実施例を示すブロック図である。
装置の一実施例を示すブロック図である。
【図４】図４は信号源の数と適応型ディジタルフイルタ
の数を増やした場合のモデルを示す図である。
の数を増やした場合のモデルを示す図である。
【図５】図５は系の消音量の一例を実時間で示したグラ
フである。
フである。
【図６】図６は系の適応（マルチ）コヒーレンスの一例
を実時間で示したグラフである。
を実時間で示したグラフである。
【図７】図７は自動車に配設されるディテクションセン
サ、エラーセンサの配設位置の一例を示す図である。
サ、エラーセンサの配設位置の一例を示す図である。
【図８】図８は１入力１出力のモデルを示す図である。
【図９】図９は多入力１出力系のモデルを示す図であ
る。
る。
【図１０】図１０は従来の電子消音システム又は電子制
振システムの一例を示すブロック図である。
振システムの一例を示すブロック図である。
１０…ディテクションセンサ １２…適応型ディジタルフイルタ １４…加算点 １５…制御部 １６…エラーセンサ ２０…サンプリング部 ２２…高速フーリエ変換部 ２４…演算部
Claims (5)
- 【請求項１】 音波・振動波が三次元方向へ伝搬可能な
領域内における信号源の信号を検出し、第１の検出信号
を出力する１つ又は複数の第１の検出手段と、 前記伝搬領域内の所定領域で干渉により消音・制振が行
われる評価点での前記信号源の信号を検出し、第２の検
出信号を出力する１つ又は複数の第２の検出手段と、 前記第１の検出信号を予め与えられたフイルタ係数に基
づいて処理する適応型ディジタルフイルタと、 前記適応型ディジタルフイルタの出力信号と前記第２の
検出信号との差から誤差信号を求め、該誤差信号に基づ
いて所定のアルゴリズムに従って前記誤差信号を最小に
するためのフイルタ係数を算出し、該フイルタ係数で前
記適応型ディジタルフイルタのフイルタ係数を更新させ
る制御手段とを有し、 前記第１の検出手段を前記信号源の信号を検出する適宜
位置に配設するとともに前記第２の検出手段を前記評価
点に配設し、 前記適応型ディジタルフイルタのフイルタ係数が十分に
収束したのちに前記第２の検出信号と、前記誤差信号と
を所定期間サンプリングし、 前記サンプリングした第２の検出信号及び誤差信号のオ
ートパワースペクトルをそれぞれ計算し、各オートパワ
ースペクトルの比に基づいて消音量又は振動の減衰量を
計算することを特徴とする消音・制振効果の測定方法。 - 【請求項２】 音波・振動波が三次元方向へ伝搬可能な
領域内における信号源の信号を検出し、第１の検出信号
を出力する１つ又は複数の第１の検出手段と、 前記伝搬領域内の所定領域で干渉により消音・制振が行
われる評価点での前記信号源の信号を検出し、第２の検
出信号を出力する１つ又は複数の第２の検出手段と、 前記第１の検出信号を予め与えられたフイルタ係数に基
づいて処理する適応型ディジタルフイルタと、 前記適応型ディジタルフイルタの出力信号と前記第２の
検出信号との差から誤差信号を求め、該誤差信号に基づ
いて所定のアルゴリズムに従って前記誤差信号を最小に
するためのフイルタ係数を算出し、該フイルタ係数で前
記適応型ディジタルフイルタのフイルタ係数を更新させ
る制御手段とを有し、 前記第１の検出手段を前記信号源の信号を検出する適宜
位置に配設するとともに前記第２の検出手段を前記評価
点に配設し、 前記適応型ディジタルフイルタのフイルタ係数が十分に
収束したのちに該適応型ディジタルフイルタの出力信号
と、前記第２の検出信号とを所定期間サンプリングし、 前記サンプリングした出力信号及び第２の検出信号のオ
ートパワースペクトルをそれぞれ計算し、各オートパワ
ースペクトルの比を計算することにより（マルチ）コヒ
ーレンスに相当する適応（マルチ）コヒーレンスを求め
ることを特徴とする消音・制振効果の測定方法。 - 【請求項３】 音波・振動波が三次元方向へ伝搬可能な
領域内における信号源の信号を検出し、第１の検出信号
を出力する１つ又は複数の第１の検出手段と、 前記伝搬領域内の所定領域で干渉により消音・制振が行
われる評価点での前記信号源の信号を検出し、第２の検
出信号を出力する１つ又は複数の第２の検出手段と、 前記第１の検出信号を予め与えられたフイルタ係数に基
づいて処理する適応型ディジタルフイルタと、 前記適応型ディジタルフイルタの出力信号と前記第２の
検出信号との差から誤差信号を求め、該誤差信号に基づ
いて所定のアルゴリズムに従って前記誤差信号を最小に
するためのフイルタ係数を算出し、該フイルタ係数で前
記適応型ディジタルフイルタのフイルタ係数を更新させ
る制御手段と、 前記適応型ディジタルフイルタのフイルタ係数が十分に
収束したのちに前記第２の検出信号と、前記誤差信号と
を所定期間サンプリングし、前記サンプリングした第２
の検出信号及び誤差信号のオートパワースペクトルをそ
れぞれ計算し、各オートパワースペクトルの比に基づい
て消音量・制振量を求める算出手段と、を備えたことを
特徴とする消音・制振効果の測定装置。 - 【請求項４】 音波・振動波が三次元方向へ伝搬可能な
領域内における信号源の信号を検出し、第１の検出信号
を出力する１つ又は複数の第１の検出手段と、 前記伝搬領域内の所定領域で干渉により消音・制振が行
われる評価点での前記信号源の信号を検出し、第２の検
出信号を出力する１つ又は複数の第２の検出手段と、 前記第１の検出信号を予め与えられたフイルタ係数に基
づいて処理する適応型ディジタルフイルタと、 前記適応型ディジタルフイルタの出力信号と前記第２の
検出信号との差から誤差信号を求め、該誤差信号に基づ
いて所定のアルゴリズムに従って前記誤差信号を最小に
するためのフイルタ係数を算出し、該フイルタ係数で前
記適応型ディジタルフイルタのフイルタ係数を更新させ
る制御手段と、 前記適応型ディジタルフイルタのフイルタ係数が十分に
収束したのちに該適応型ディジタルフイルタの出力信号
と、前記第２の検出信号とを所定期間サンプリングし、
前記サンプリングした出力信号及び第２の検出信号のオ
ートパワースペクトルをそれぞれ計算し、各オートパワ
ースペクトルの比を計算することにより（マルチ）コヒ
ーレンスに相当する適応（マルチ）コヒーレンスを求め
る算出手段と、 を備えたことを特徴とする電子消音システムによる消音
効果の測定装置。 - 【請求項５】 音波・振動波が三次元方向へ伝搬可能な
領域内における信号源の信号を所定の方向に感度をもっ
て検出し、第１の検出信号を出力する１つ又は複数の第
１の検出手段と、 前記伝搬領域内の所定領域で干渉により消音・制振が行
われる評価点での前記信号源の信号を検出し、第２の検
出信号を出力する１つ又は複数の第２の検出手段と、 前記第１の検出信号を予め与えられたフイルタ係数に基
づいて処理する適応型ディジタルフイルタと、 前記適応型ディジタルフイルタの出力信号と前記第２の
検出信号との差から誤差信号を求め、該誤差信号に基づ
いて所定のアルゴリズムに従って前記誤差信号を最小に
するためのフイルタ係数を算出し、該フイルタ係数で前
記適応型ディジタルフイルタのフイルタ係数を更新させ
る制御手段と、 前記適応型ディジタルフイルタのフイルタ係数が十分に
収束したのちに前記誤差信号と、前記第２の検出信号又
は前記適応型ディジタルフイルタの出力信号とを所定期
間サンプリングし、前記サンプリングした誤差信号と、
第２の検出信号又は出力信号のオートパワースペクトル
をそれぞれ計算し、各オートパワースペクトルの比に基
づいて消音・制振効果を示す物理量を計算する算出手段
と、 前記物理量が算出されたのち前記第１の検出手段の感度
方向を所定の角度ずつ変化させる手段と、 少なくとも前記第１の検出手段の各感度方向に対する物
理量を表示可能にする手段と、 を備えたことを特徴とする信号源探査装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3209636A JPH0758223B2 (ja) | 1991-08-21 | 1991-08-21 | 消音・制振効果の測定方法並びに測定装置及び信号源探査装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3209636A JPH0758223B2 (ja) | 1991-08-21 | 1991-08-21 | 消音・制振効果の測定方法並びに測定装置及び信号源探査装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0552645A true JPH0552645A (ja) | 1993-03-02 |
| JPH0758223B2 JPH0758223B2 (ja) | 1995-06-21 |
Family
ID=16576074
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3209636A Expired - Fee Related JPH0758223B2 (ja) | 1991-08-21 | 1991-08-21 | 消音・制振効果の測定方法並びに測定装置及び信号源探査装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0758223B2 (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH10171466A (ja) * | 1996-12-12 | 1998-06-26 | Sumitomo Electric Ind Ltd | 能動騒音制御装置 |
| JP2012141214A (ja) * | 2010-12-28 | 2012-07-26 | Mitsubishi Heavy Ind Ltd | 音量誤差測定装置及び音量誤差測定方法 |
| US8233633B2 (en) | 2008-11-14 | 2012-07-31 | Panasonic Corporation | Noise control device |
| CN111076809A (zh) * | 2019-12-31 | 2020-04-28 | 四川长虹电器股份有限公司 | 基于卷积神经网络的设备异常声音识别方法及系统 |
-
1991
- 1991-08-21 JP JP3209636A patent/JPH0758223B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH10171466A (ja) * | 1996-12-12 | 1998-06-26 | Sumitomo Electric Ind Ltd | 能動騒音制御装置 |
| US8233633B2 (en) | 2008-11-14 | 2012-07-31 | Panasonic Corporation | Noise control device |
| JP2012141214A (ja) * | 2010-12-28 | 2012-07-26 | Mitsubishi Heavy Ind Ltd | 音量誤差測定装置及び音量誤差測定方法 |
| CN111076809A (zh) * | 2019-12-31 | 2020-04-28 | 四川长虹电器股份有限公司 | 基于卷积神经网络的设备异常声音识别方法及系统 |
| CN111076809B (zh) * | 2019-12-31 | 2021-08-31 | 四川长虹电器股份有限公司 | 基于卷积神经网络的设备异常声音识别方法及系统 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0758223B2 (ja) | 1995-06-21 |
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