JPH05502780A - 適応受信機フィルタ，信号強度およびビット誤り率検知を用いた、干渉削減方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 適応受信機フィルタ、信号強度およびビット誤り率検知を用いた、干渉削減方法 背景技術 本発明は、一般的に無線受信機に関する。さらに詳しくは、ビット誤り率と信号 強度測定とによって決定される干渉を最小限に抑えるために、可変する適応帯域 受信チャンネル・フィルタを有するデジタル％線受化機に関する。

無線受信機は、本来、ある無線周波数で送信する望ましい信号源からの信号を受 信し、別の無線周波数で送信する望ましくない信号源からの信号を拒否するよう に設計されている。

望ましい信号と、望ましくない信号とのこのような識別を可能にする要素は、受 信チャンネルの濾波である。従来の受信機では、比較的狭い帯域の帯域通過フィ ルタを、望ましい信号周波数（または望ましい信号周波数が、スーパーヘテロダ イン受信機で変換される周波数）の付近の中心に置き、望ましい信号を通過させ て、隣接チャンネルや他のチャンネルの信号を拒否する。

受信機チャンネル・フィルタ、または帯域の切り替え可変が可能で中心周波数を 可変することのできるフィルタ群を設けることは、通信用受信機の設計において は普通に行われることであった。このような通信用受信機の使用者は、手動で受 信チャンネルフィルタの帯域を変えて、受信するスペクトル信号に合わせ、隣接 するチャンネルからの干渉を避けることができる。さらに、使用者は、消費者用 受信機製品、テレビ受像器などでは受信バンドを切り替えて、それにより異なる フィルタ群または異なるフィルタ帯域群の選択を行うことができるようになって いる。

市販の２方向トランシーバ（またはある種の一般市民用バンド・トランシーバ） では、ノイズ削減回路に、いわゆるノイズ・ブランカ（ｎｏｉｓｅ　ｂｌａｎｋ ｅｒ）を採用しているが、これは、望ましい信号の周波数から離れた周波数のノ イズを検出して、ノイズのバースト中は受信機を一時的に消音するものである。

しかし、このような回路は、被受信チャンネル帯域を可変することはなく、隣接 チャンネルの干渉に対する防御策ももたない。

アナログ・セルラ・システムで、無線電話の加入者により採用されているセルラ 無線電話トランシーバは、受信チャンネル・フィルタと、隣接するチャンネルを 互いに離して置いている地理的チャンネル割当プランとにより設けられる、隣接 チャンネルの干渉に対する充分な防御策を持っている。ある例では、無線電話サ ービスは、興なる無線特性を有する２つのシステムから提供されることもある。

米国特許第４，９７２．４５５号は、このような無線電話を論じている。米国に おいて利用が提唱されているデジタル・セルラ・システムは、デジタル変調を採 用しており、これは、平均して、割り当てられた３０ＫＨｚチヤンネル帯域のう ち、アナログ・セルラ変調よりも広い部分を用いている。このようなより大きな チャンネルを占有することにより、隣接チャンネルからの保護の余地が７ノーさ くなり、場合によってはデジタル・セルフ無線電話の使用者に、不快な干渉が聞 こえることもある。

発明の概要 従って、本発明の目的は、デジタル受信機における、感知できる隣接チャンネル 干渉を減らすことである。

本発明は、望ましい信号を通過させ、望ましくない信号を拒否する可変帯域被受 信チャンネル・フィルタを有する無線受信機を包含する。この無線受信機は、所 定量の干渉を検出して、可変帯域被受信チャンネル選択フィルタの帯域を調整す る。

図面の簡単な説明 第１図は、本発明を利用することのできる、デジタル無線受信機のブロック図で ある。

ｊ！ＩＺＡ図は、本発明に利用することのできる可変帯域被受信チャンネル・フ ィルタのブロック図である。

第２Ｂ図は、第２Ａ図の被受信チャンネル・フィルタの系親図である。

第３図は、第２Ａ図および第２Ｂ図のフィルタに関して実現される、異なる帯域 に対する減衰と周波数のグラフである。

第４図は、本発明に利用することのできる、エネルギ推定器のブロック図である 。

第５図は、干渉の存在を判定し、本発明で利用することのできる被受信チャンネ ル・フィルタを可変する過程を表すフロー図である。

発明の実施例 デジタル・セルラ無！電話ネットワークにおいて利用することのできるデジタル 受信機が第１図のブロック図に示される。この無線受信機は、通常は、Ｉ　Ｓ　 −５４ｒＤｕａｌ−ＭｏｄｅＭｏｂｉｌｅ　５ｔａｔｉｏｎ−Ｂａｓｅ　５ｔａ ｔｉｏｎ　ＣｏｍｐａｔｉｂｉｌｉｔｙＳｔａｎｄａｒｄＪ　（Ｅｌｅｃｔｒｏ ｎｉｃｓ　Ｉｎｄｕｓ＋１ｒｅｓ　Ａｓ５ｏｃｉａｔｉｏｎ。

１９８９年１２月ンに詳述され、米国デジタル・セルラ・ネットワーク用の仕様 を満たすように設計されている。第１図の受信機では、被受信信号のビット誤り ￥！（ＢＥＲ）の計算と、被受信信号の強度の判定とから、望ましい信号に対す る干渉を測定することができる。無線受信機の制御機能が、悪いＢＥＲと、強い 信号強度とを同時に観測すると、ＢＥＲが悪いのは、隣接チャンネル信号からの 干渉によるためであると結論が出される。通常、干渉がなく、信号強度が強けれ ば、ＢＥＲは良くなることになっている。好適な実施例において、隣接チャンネ ルの干渉を抑えるために、フィルタ、または受信機の基本的な選択を行うフィル タ群（「被受信チャンネル・フィルタ」）は、帯域を狭くして、フィルタの通過 帯域の端にある隣接チャンネルからの干渉を、フィルタを狭めることにより、さ らに拒否する。隣接チャンネルの干渉がないときは、フィルタの通過帯域を、そ の最適帯域を越えて狭めると、ＢＥＲの悪化を招くことになる。フィルタが最適 通過帯域よりも狭められたために起こるＢＥＲの悪化があるにも関わらず、干渉 が小さくなるので、本発明による全体のＢＥＲは、全体として向上する。フィル タの通過帯域は、一度狭められても、周期的に広くなり、干渉が消えたかどうか を判定する。

米国デジタル・セルラ・システムのＴＤＭＡ用の例では、フィルタの通過帯域は 、タイムスロット毎に広げられ、Ｎ（ｌｌｉのタイムスロット毎に、広いほうの フィルタを試験して、どのフィルタ状態のＢＥＲが最も低いかが確かめられる。

さらに細かい制御を行うために、被受信チャンネル・フィルタには、いくつかの 状態の通過帯域の狭さがあり、コントローラ・フィルタは最適なりＥＲを生み出 す通過帯域を選択することができる。

第１図のデジタル受信機により受信された無線信号は、従来の可変ゲインＲＦ増 幅器１０３により増幅されて、従来の直角ミキサ１０５，１０７に送られる。局 部発振器１０９により同相ミキシング信号が発生され、移相器１１１により同相 信号から発生された直角移相信号は、ミキサ１０５，１０７にそれぞれ送られ、 被受信無線信号から直角信号Ｉ、Ｑが作り出される。

■信号は、可変通過帯域被受信チャンネル・フィルタ１１３に送られ、■信号に 対して基本的な受信機の選択が行われる。同様に、ミキサ１０７から出力された Ｑ信号は、可変通過帯域被受信チャンネル・フィルタ１１５に送られ、Ｑ信号に 対して基本的な受信機の選択が行われる。

ミキサ１０５，１０７による被受信信号の変換が、直接ベースバンドに対して行 われる好適な実施例においては、被受信チャンネル・フィルタ１１３，１１５は 、７極１ゼロ応答を有する低域可変通過帯域フィルタとして実現される。被受信 チャンネル・フィルタ１１３，１１５として採用されるフィルタを、第２Ａ図お よび第２８ｒＭに示す。図では、各部（セクシゴン２０１に代表される）が値Ｌ ＝Ｃｓ／　（ｇｍ）　２のインダクタと同等の、ＯＴＡフィルタを示す。そのた め、インダクタの値は、（ｇｍ）を調節することにより可変することができ、さ らに同等のインダクタすべてのインダクタンスは、図に示されるように、バンク （ｇｍ）を調節することにより可変することができる。第２Ａ図のＯＴＡフィル タと同等の回路（特定のインダクタンスにおける）を第２ＢＩＷに示す。

これらのフィルタのそれぞれの応答を、第３図の減衰と周波数応答を対比させた グラフに示す。曲８１３０１には最適化された被受信チャンネル・フィルタ通過 帯域が示され、これは１１ＫＨｚにおいて３ｄＢのフィルタ選択ポイントを有す る。徐々に狭くなるフィルタ応答が、曲線３０２ないし３０５について図示され ているが、ここでは３ｄＢフイルタはそれぞれ、選択的に１０ＫＨｚ、９ＫＨｚ 、８ＫＨｚ、７ＫＨ２になっている。好適な実施例においては、被受信チャンネ ル・フィルタは、曲線３０１の最適周波数応答から、測定されたＢＥＲの改善状 態または不足状態により、他の４個のフィルタ応答のそれぞれに狭められる。

再び第１図に戻ると、被受信チャンネル・フィルタ１１３からの濾波されたｒ信 号と、被受信チャンネル・フィルタ１１５からの濾波されたＱ信号とは、等比容 １１７に結合される。等比容は、無線チャンネルの送信媒体によりデジタル信号 の歪を適応解消する。好適な実施例においては、最大確度手順推定線形適応等価 基が採用される。このような等比容に関する基本的な情報は、Ｊｏｈｎ　Ｂｉｎ ｇｈａｍ、　Ｊｏｈｎ　５ｉｌｅｙａｎｄ　５ｏｎｓによる［Ｔｈｅ　Ｔｈｅｏ ｒｙ　ａｎｄ　Ｐｒａｃｔｉｃｅ　ｏｆＭｏｄｅｍ　Ｄｅｓｉｇｎ　（１９８８ 年）Ｊ、２３７−２５２ページに見ることができる。

等比容１１７の補正された工およびＱ信号は、デコーダ１１９に結合される。こ のようなデコーダの動作は、Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ　Ｉｎｄｕｓｔｉｒｅｓ　Ａ ｓ５ｏｃｉａｔｉｏｎによるＩＳ−５ｌ５−５４ｒＤｕａｌ−Ｍｏｂｉｌｅ　５ ｔａｔｉｏｎ−Ｂａｓｅ　ＳｔａｔｉｏｎＣｏｍｐａｔｉｂｉｌｉｔｙ　５ｔａ ｎｄａｒｄ　（１９８９年１２月）」、段落２．２．２．２．４以下に記述され ている。好適な実施例においては、本デコーダは、最大経路長を有する被解読デ ータ出力と、経路長の「距離」の出力とを与える、畳み込み符号のためのビタビ （Ｖｉｔｅｒｂｉ）・アルゴリズムを用いて実現される。ビタビ・アルゴリズム ・デコーダに関する詳しい解説は、Ｌｉｒ＋他によるｒＥｒｒｏｒ　Ｃｏｎｔｒ ｏｌ　ＣｏｄｉｎｇＪ　（Ｐｒｅｎｔｉｃｅ−Ｈａｌｌ、　Ｉｎｃ、、１９８３ 年）　ｐｐ、３１５−３２２を参照のこと。この距離はビット誤り率を表すもの であり、好適な実施例においては、前述のｌ５−５４基準のセクション２゜４． ５．４．ｉ、１．１により処理される。

デコーダ１１９からの、被解読データ出力は、アナログ出力に変換する従来のデ ジタル・アナログ・ボコーダ１２１に結合され、ボコーダ１２１は従来のスピー カ１２３に結合されることもある。デコーダ１１９の出力は、従来のトランシー バ・コントローラ論理１２５にも結合され、受信機によって受信された命令信号 が、トランシーバの動作用に処理される。

被受信チャンネル・フィルタ１１３の濾波された工信号と、被受信チャンネル・ フィルタ１１５の濾波されたＱ信号とは、これも両方ともエネルギ推定器１２７ に結合される（推定器１２７は、可変ゲイン増幅器１０３と共にＡＧＣ回路を形 成する）。ｌ５−５４に４拠するセルラ無線電話トランシーバは、受信された信 号の強度の推定値を決定して、セクション２．４．５．４．１．２．１によりそ れを処理しなければならない。第３図では、工およびＱ信号は、平均器４０２に 結合され、平均器４０２は、■およびＱの２乗した振幅のサンプリング対の加算 から、平均信号エネルギを計算する。平均された出力は、帰還ゲイン調整回路４ ０４に結合され、ここで工２とＱ２とが正規化される値が調整される。対数（底 が１０）が従来の方法で、（４０６に）取り入れられ、可変ゲイン増幅器１０３ の指数制御関数特性に合う対数特性を有する信号を生み出す。ｌｏｇ、。（ｘ） 計算器４０６の出力は、制御電圧感度推定器４０８とミキサ４１０とに結合され る。ミキサ４１０の出力は、可変ゲイン増幅器１０３の傾斜特性に関して修正さ れた制御信号を表すが、遅延および比較機能４１２に結合される。遅延および比 較機能４１２の出力は、制御電圧感度推定器４０８に帰還され、可変ゲイン増幅 器１０３の制御電圧傾斜の推定値の誤差を修正し、さらに受信機の他の機能にも 出力される。

エネルギ推定器１２７のこの出力は、自動ゲイン制御（ＡＧＣ）としてＲＦ増増 幅１０３に送られ、さらにトランシーバ・コントローラ論理１２５に送られて被 受信信号の強度を示し、フィルタ・コントローラ１２９に入力されて、干渉の存 在の判定に用いられる。制御電圧感度推定器４０８と、エネルギ推定器１２７と は、本願と同日の１９９０年９月２８日に出願されたＣａｈｉｌｌによる、米国 特許出願第５８９，９４６号ｒＡｎ　Ａｕｔｏｍａｔｉｃ　Ｇａ１ｎ　Ｃｏｎｔ ｒｏｌ　Ａｐｐａｒａｔｕｓ　ａｎｄＭｅｔｈｏｄＪ　にさらに詳しく解説され ている。

好適な実施例においては、フィルタ・コントローラ１２９は、Ｍ　ｏ　ｔ　ｏ　 ｒ　ｏ　Ｉ　ａ社製のＤＳＰ５６００１を採用し、一連のあらかじめプログラミ ングされた段階を実行するデジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）として実現され、 いつ隣接チャンネルの干渉が存在するかを判定する。フィルタ・コントローラ１ ２９はデコーダ１１９からビット誤り率（距離）を、エネルギ推定器１２７から ＡＧＣ信号強度出力を受け取り、悪いＢＥＲと、強い信号強度とが同時に受信さ れたときにＢＥＲを最適化するためのフィルタ通過帯域を、一連の受信機がら選 択する。

フィルタ・コントローラ１２９は、第４図のフロー図に示される過程を実行する 。エネルギ推定器１２７がらの、被受信信号強度の表示（ＲＳ　Ｓ　Ｉ　：Ｒｅ ｃｅｉｖｅｄ　Ｓｉｇｎａｌ　ＳｔｒｅｎｇｔｈＩｎｄｉｃａｔｉｏｎ　）は、 ステップ５０１でＲ５５Ｉ閾値と比較される。好適な実施例においては、Ｒ５５ Ｉ閾値は、２４ｄｂの信号対雑音比を発生する信号強度に対応するレベルに設定 される。ステップ５０１でＲ３５ＩがＲ５５Ｉ閾値を越えないときは、信号強度 は「強いｊ信号とは認識されずに、この過程で、Ｒ５５Ｉ強度の試験を続行する 以外には、それ以上の動作は起こらない。Ｒ３Ｓ　Ｉが、Ｒ５５Ｉ閾値を越える と、ステップ５０３で、ビット誤り率（Ｂ　Ｅ　Ｒ：Ｂｉｔ　Ｅｒｒｏｒ　Ｒａ ｔｅ）がＢＥＲ閾値を越えているかどうかを判定するための試験が行ワれる。好 適な実施例においては、ＢＥＲ閾値は１％に設定される。好適な実施例において は、ＢＥＲの測定は、ビタビ・デコーダの経路長出力を試験することにより実行 される。

ＢＥＲが１％を越えない場合は、誤り率はフィルタの通過帯域の修正を行わなけ ればならないほど悪いとは認識されない。

処理過程はＲ３５Ｉ測定に戻る。ＢＥＲがＢＥＲ閾値を越えると、ステップ５０ ５で被受信チャンネル・フィルタ１１３゜１１５の通過帯域が１通過帯域分小さ くなる。ステップ５０７で次のＴＤＭＡタイムスロットにおけるＢＥＲが試験さ れ、ＢＥＲが良くなっていれば、フィルタの帯域幅はそのままで、過程はステッ プ５０１のＲ５５Ｉ測定に戻る。ステップ５゜７でＢＥＲが改善されていないと きは、被受信チャンネル・フィルタ１１３，１１５は次のＴＤＭＡタイムスロッ トで、ｌフィルタ帯域分だけフィルタの帯域幅が広くなる。これがステップ５０ ９である。

このようにして、被受信チャンネルの音質は、干渉を測定し、受信機の選択帯域 幅を最小のＢＥＲに関して調整することにより、隣接チャンネル干渉があっても 改善することができる。

要約書 可変通過帯域被受信チャンネル・フィルタ１１３．１１５を有し、干渉を減少さ せる無線受信機が開示されている。干渉は、被受信信号強度と被受信信号のビッ ト誤り率（ＢＥＲ）とを比較することによって検出される。フィルタ１１３、す る。

国際調査報告

Claims (6)

【特許請求の範囲】
1. １．可変帯域幅被受信チャンネル・フィルタを有して、望ましい信号を通過させ 、望ましくない信号を拒否する無線受信機であって： 所定量の干渉を検出する手段；および 前記検出手段に応答して、可変帯域幅被受信チャンネル選択フィルタの帯域幅を 調整する手段； によって構成されることを特徴とする無線受信機。
2. ２．所定量の干渉を検出する前記手段が：受信機によって受信される望ましい信 号の信号強度に相関する値を有する第１信号を発生する手段；望ましい信号のビ ット誤り率を判定する手段；前記第１信号を所定の閾値と比較する第１手段；前 記被判定ビット誤り率を所定のビット誤り率と比較する第２手段；および 前記第１比較手段と、前記第２比較手段とに応答して、前記第１信号値が前記所 定閾値を越え、前記被判定ビット誤り率が前記所定ビット誤り率を越えるときに 、出力信号を発生する手段； によってさらに構成されることを特徴とする請求項１記載の無線受信機。
3. ３．可変帯域幅被受信チャンネル選択フィルタの帯域幅を調整する前記手段が、 可変帯域幅被受信チャンネル選択フィルタの帯域幅を小さくする手段よりさらに 構成されることを特徴とする請求項１記載の無線受信機。
4. ４．可変帯域幅被受信チャンネル・フィルタを有する無線受信機内で、隣接チャ ンネルの干渉を小さくする方法であって： 所定量の干渉を検出する段階；および 前記検出段階に応答して、可変帯域幅被受信チャンネル選択フィルタの帯域幅を 調整する段階； によって構成されることを特徴とする方法。
5. ５．所定量の干渉を検出する前記段階が：受信機によって受信された望ましい信 号の信号強度に相関する値を有する第１信号を発生する段階；望ましい信号のビ ット誤り率を判定する段階；前記第１信号値を所定の閾値と比較する段階；前記 被判定ビット誤り率を所定のビット誤り率と比較する段階；および 前記第１信号値が前記所定閾値を越え、前記被判定ビット誤り率が前記所定のビ ット誤り率を越えるときに、出力信号を発生する段階； によってさらに構成されることを特徴とする請求項４記載の方法。
6. ６．可変帯域幅被受信チャンネル選択フィルタの帯域幅を調整する前記段階が、 可変帯域幅被受信チャンネル選択フィルタの帯域幅を小さくする段階によってさ らに構成されることを特徴とする、請求項５記載の方法。