JPH0534025Y2 - - Google Patents

Description

【考案の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 最近、複数本のハロゲンランプ等を用いて物体
を加熱処理する装置等では、制御性のよい熱処理
を行うために複数本のランプ等の負荷に対応して
複数個の電力制御装置を用い、各負荷に供給する
電力をこれらの電力制御装置により別々に制御す
る場合が多い。

その場合、電力制御装置はできる限り簡単で小
形であるのが望まれる。

また、被加熱物の温度を検出し、電力制御装置
にフイードバツクする系においては、温度の制御
精度を上げるために、電力制御装置は十分に高分
解能でなければならないし、ランプの応答が速い
ので、制御周期は極力短くなければならない。

本考案は構造が簡単で小型であり、高分解能を
有し制御周期が短い電力制御装置に係り、特に交
流電源を用い、負荷電流のオン、オフをソリツド
ステートリレーにより電流ゼロの近傍で行うゼロ
クロス電力制御装置に関する。

〔従来の技術〕

ゼロクロス電力制御装置は負荷電流がゼロの近
傍で負荷電源のオン、オフを行うので電力分解能
は制御周期に依存する。半波単位でオン、オフで
きるものとすると、第２図ａ，ｂに例示したよう
に、負荷電源の周波数が50Hzで制御周期が
100msecのときの電力分解能は 100÷（１／50×１／２×10³）＝10であり、 制御周期が1secのときの電力分解能は 1000÷（１／50×１／２×10³）＝100 ということになる。また負荷電源の周波数が60Hz
のときには電力分解能はそれぞれ 100÷（１／60×１／２×10³）≒12， 1000÷（１／60×１／２×10³）≒120である。

従つて、高分解能を得ようとすると、制御周期を
長くとる必要があり、制御周期を短くしようとす
ると、分解能が小さくなるのは自明であろう。

制御周期が短く、比較的高い分解能を有する電
力制御装置を必要とする装置がある。まず、その
例として半導体熱処理装置について説明する。第
３図はその一例であつて、１９はハロゲンラン
プ、２はミラー、３はウエーハ、４は石英チヤン
バである。この装置の目的とするところは、数秒
〜数十秒という短時間内に、ランプ１９の放射エ
ネルギーを用いてウエーハ３の高温（1000℃前
後）熱処理をおこなうことであつて、半導体製造
プロセスにおいて、最近特に技術発展のみられる
ものである。第３図の装置においては、ウエーハ
の各種の処理温度に対応させるために、ランプの
電力制御が不可欠である。

第４図は第３図の装置に電力制御装置を適用し
た例を示す。ランプ１９はタングステンフイラメ
ントと石英管６で構成されており、そのリード９
を通じて電力を供給する。１７は商用電源、８は
電力制御装置を示す。８はゼロクロス電力制御装
置とした場合、制御周期の長短に応じて、第５図
のａ，ｂ，ｃに示すようなウエーハ３の温度変化
を生じる。同図のａ，ｂは負荷電流のオン、オフ
が、ウエーハ温度に影響を与えていることを示し
ている。例として、電力出力50％（常時オンのと
きを100％とする）のとき、制御周期が1secだと、
0.5secの間負荷電流が流れ、残りの0.5secの間は
負荷電流が流れないように動作する。第５図は定
性的な説明を行うための図であるが、典型的な例
として、電力出力50％のときａ，ｂ，ｃはそれぞ
れ制御周期が2sec，1sec，500msecである。従つ
て、上記第３図の装置に対して、制御周期はほぼ
500msec以下の短さが必要であると言える。

一方、第３図の装置では、1000℃に対して１℃
オーダの温度制御精度を得たいために、電力分解
能は、制御周期500msecで得られる分解能（＝
50）では不足している。その理由は温度制御に対
しては通常、温度フイールドバツク系を構成する
ので、電力分解能は必ずしも、温度モニタの分解
能ほど高い必要はないが、電力分解能が低くなる
ほど制御が困難になり、温度制御精度は悪くなる
からである。以上の理由のために、従来、第３図
の装置に対しては、８として位相制御形の電力制
御装置を用いるのが通例であつた。

〔考案が解決しようとする問題点〕

しかし、位相制御形の電力制御装置を用いた場
合は、特別なノイズ対策を要する上に、個々のラ
ンプ１９に対して、それぞれ対応した、複数の電
力制御装置を設置しようとすると、回路構成が複
雑になり、且つ、全体として非常に大形の電力制
御装置群になるという問題点があつた。

そこで、本考案の目的は、制御周期が短く、従
つて、十分に高速の制御が可能であり、電力分解
能の高いゼロクロス電力制御装置を構成すること
にある。

〔問題点を解決するための手段〕

本考案装置は上記の問題点を解決し、上記の目
的を達成するため、第１図示のように交流電源１
７により負荷１９に電力を供給する負荷回路１６
にソリツドステートリレー１５を介挿し、このソ
リツドステートリレー１５をオン、オフすること
により負荷電力を制御する装置において、負荷回
路１６に介挿した電流検出器１８と、この電流検
出器１８の出力を基準電流レベルと比較し当該電
流検出器１８の出力が基準電流レベルを越える度
毎にパルスを出力する電流レベル比較器２０と、
制御周期Ｔ毎に負荷電流を流す数値を入力してセ
ツトし、この電流レベル比較器２の出力を入力す
る度毎にセツトされた数値を１つずつ減算し、そ
の減算結果が零になるまでソリツドステートリレ
ー１５をオンにするための減算カウンタ１４と、
加算値P₃を入力して制御周期Ｔ毎に交流電源１
７の周波数に対して決まるデイスクリートな電力
値P₄に変換しそれに見合つた制御周期Ｔ毎に負
荷電流を流す数値とし出力し、かつ加算値P₃と
上記電力値P₄の差を出力するスライサ１２と、
このスライサ１２の加算値P₃と電力値P₄の差P₃
−P₄＝P₂を入力してセツトしこのセツトした電
力値P₂を出力する余りレジスタ１３と、０〜100
％の電力値を所定分解能で設定し制御周期Ｔ毎に
設定電力値P₁を出力する電力設定器１０と、こ
の電力設定器１０の出力電力値P₁と上記余りレ
ジスタ１３の出力電力値P₂を入力してその加算
値P₃＝P₁＋P₂を出力する加算器１１とよりなる
構成としたものである。

〔作用〕

電力設定器１０により設定された電力値P₁と
余りレジスタ１３の出力電力値P₂が制御周期Ｔ
毎に加算器１１に入力されて加算される。最初、
余りレジスタ１３の出力電力値P₂は零であるか
ら加算値P₃はP₃＝P₁である。この加算値P₃はス
ライサ１２に入力されて制御周期Ｔ毎に交流電源
１７の周波数に対して決まるデイスクリートな電
力値P₄に変換され、これよりそれに見合つた数
値、即ち制御周期Ｔ毎に負荷電流を流す数値とし
て出力すると共に加算値P₃と電力値P₄の差を出
力する。この差の電力値P₂＝P₃−P₄は、余りレ
ジスタ１３に入力されてセツトされ、これよりこ
のセツトした電力値P₂を出力し、次の制御周期
Ｔの開始時点で加算器１１により設定電力値P₁
に加算される。

スライサ１２より出力する制御周期Ｔ毎に負荷
電流を流す数値は減算カウンタ１４に入力されて
セツトされる。最初、ソリツドステートリレー１
５はオフになつており、負荷１９には電流が流れ
ていないから、電流レベル比較器２０はパルスを
出力しない。そのため減算結果は零でないので減
算カウンタ１４の出力はソリツドステートリレー
１５がオンになるように作用する。

ソリツドステートリレー１５がオンになると、
交流電源１７により負荷１９に電流が流れる。電
流検出器１８はこの負荷電流を検出し、この検出
電流が電流レベル比較器２０に入力されて基準電
流レベルと比較され、当該基準電流レベルを越え
る度毎に電流レベル比較器２０よりパルスが出力
される。

減算カウンタ１４の数値は電流レベル比較器２
０よりパルスが入力される度毎に１つずつ減算さ
れる。減算カウンタ１４の出力は減算カウンタ１
４の数値が零でない間はソリツドステートリレー
１５がオンになるように作用し、ソリツドステー
トリレー１５をオン状態に保つ。

減算カウンタ１４の数値が１つずつ減算されて
零になると、減算カウンタ１４の出力はソリツド
ステートリレー１５がオフになるように作用す
る。ソリツドステートリレー１５がオンになる
と、負荷１９に流れていた電流が遮断される。

負荷電流の遮断状態は次の周期Ｔに入るまで続
き、次の周期Ｔに入ると、加算器１１により電力
設定器１０の出力電力値P₁と余りレジスタ１３
の出力電力値P₂が加算され、その加算値P₃がス
ライサ１２に入力されて上記と同様に制御周期Ｔ
毎に負荷電流を流す数値として出力され、この数
値が減算カウンタ１４に入力されてセツトされ
る。以下上述の動作が繰り返されてソリツドステ
ートリレー１５がオン、オフされ、負荷１９への
電流が制御されて負荷電力が制御されることにな
る。

〔実施例〕

第１図は本考案装置の一実施例の構成を示すブ
ロツク図である。

まず、その構成を説明する。

第１図において１６は商用電源１７により負荷
例えば上記第４図示のランプ１９に電力を供給す
る負荷回路、１５はこの負荷回路１６に介挿した
ソリツドステートリレー、１８は同じく負荷回路
１６に介挿した電流検出トランスである。２０は
この電流検出トランス１８によつて検出した電流
を入力して内部の任意に設定できる基準電流レベ
ルと比較し、検出電流が例えば正、負波に対し基
準電流レベルを越える度毎にパルスを出力する電
流レベル比較器である。

１４は制御周期Ｔ毎に負荷電流を流す数値を入
力してセツトし、上記電流レベル比較器２０の出
力パルスを入力する度毎にセツトされた数値を１
つずつ減算し、その減算結果が零になるまで１レ
ベルの制御信号をソリツドステートリレー１５に
出力する減算カウンタである。

１２は加算値P₃を入力して制御周期Ｔ毎に商
用電源１７の周波数に対して決まるデイクリート
な電力値P₄に変換しそれに見合つた制御周期Ｔ
毎に負荷電流を流す数値として出力し、かつ加算
値P₃と電力値P₄の差を出力するスライサである。
このスライサ１２は、例えば制御周期Ｔが
100msecで、50Hzの商用電源１７を用いたとき、
加算値P₃を０，10，20，30，40，50，60，70，
80，90，100％の11通りの電力値P₄のうちの１つ
に変換し、それに見合つた数値０，１，２，３，
４，５，６，７，８，９，10のうちの１つに変換
して出力する。また、制御周期Ｔが100msecで、
60Hzの商用電源１７のときは、加算値P₃を０，
8.3，16.7，25，33.3，41.7，50，58.3，66.7，75，
83.3，91.7，100％の13通りのうちの１つの変換
し、それに見合つた数値０，１，２，３，４，
５，６，７，８，９，10，11，12のうちの１つに
変換して出力する。

加算値P₃をデイスクリートな電力値P₄に変換
する方法として次の３通りが選択可能である。

端数を切り捨てる方法 50Hzの商用電源の例で考えていま、仮にP₃＝
67.8％であつたとすると、P₄＝60％としてP₃−P₄
＝7.8％を余りレジスタ１３にセツトする方法で
ある。

この方法によれば余りレジスタ１３にセツトさ
れる数値は０〜9.9％の範囲となる。この方法は
電力制御系の応答がやや遅れ気味となる。

端数を切り上げる方法 の方法と同様にP₃＝67.8％とすると、P₄＝70
％としてP₃−P₄＝−2.2％を余りレジスタ１３に
セツトする方法である。この方法によれば余りレ
ジスタ１３にセツトされる数値は−9.9〜０％の
範囲となる。この方法によると電力制御系の応答
はやや進み気味となる。

P₃に最も近いP₄を選択する方法 同じくP₃＝67.8％であつたとすると、P₄＝60％
よりも70％の方が近いので、P₄＝70％としてP₃
−P₄＝−2.2％を余りレジスタ１３にセツトする
方法である。

この方法によると余りレジスタ１３にセツトさ
れる数値は−５〜＋５％となる。常時、最も誤差
の少ない電力出力が得られる。

１３はスライサ１２の加算値P₃と電力値P₄の
差P₃−P₄＝P₂を入力してセツトし、このセツト
した電力値P₂を出力する余りレジスタである。
１０は０〜100％の電力値を所定分解能、例えば
0.1％で設定し、制御周期Ｔ、例えばＴ＝
100msec毎に設定電力値P₁を出力する電力設定器
である。

電力設定器１０の電力分解能は本実施例の場合
0.1％であるから、電力設定器１０は０〜100％の
電力を0.1％の精度で設定できる。本考案では、
上記分解能を更に上げても良いが、通常（たとえ
ば、第３図のような装置においても）、0.1％の分
解能で必要十分であることが多い。従つて、本実
施例では電力分解能を0.1％としている。

また、本実施例では、制御周期Ｔを100msecと
しているが、第３図のような装置では、500msec
以下の適当な値（交流電源の周期と同期のとれる
値）であれば、一応良好な結果が得られる。しか
し、温度フイードバツク系を構成したとき、制御
周期が短い程良い応答（過渡応答）特性が得られ
るので、100msecという値が選ばれている。ま
た、100msec以下の制御周期に対しては顕著な効
果はみられなかつた。

負荷電力を制御して温度制御を行うようなフイ
ードバツク制御系ではこの電力設定器１０にPID
等の演算出力がセツトされる。

１１はこの電力設定器１０の出力電力値P₁と
余りレジスタ１３の出力電力値P₂を入力してそ
の加算値P₃＝P₁＋P₂を出力する加算器である。
本実施例では電力設定器１０、加算器１１、スラ
イサ１２、余りレジスタ１３及び減算カウンタ１
４はマイクロコンピユータを用いたソフトウエア
で実現している。

次にその作用を説明する。

電力設定器１０により設定された電力値P₁と
余りレジスタ１３の出力電力値P₂が制御周期Ｔ
＝100msec毎に加算器１１に入力されて加算され
る。制御の開始時点では余りレジスタ１３の出力
電力値P₂は零であるから加算値P₃はP₃＝P₁であ
る。例えば設定電力値P₁を67.8％とすると、加算
値P₃はP₃＝67.8％である。この加算値P₃＝67.8％
はスライサ１２に入力されて制御周期Ｔ＝
100msec毎に商用電源１７の周波数50Hzに対して
デイスクリートな電力値P₄、即ち０，10，20，
30，40，50，60，70，80，90，100％のうちの１
つ、例えば上記のP₃に最も近いP₄を選択する
方法で変換したとすれば、P₄＝70％に変換され、
スライサ１２より70％に見合つた数値７が出力さ
れると同時に加算値P₃＝67.8％と電力値P₄＝70％
の差、即ちP₂＝P₃−P₄＝−2.2％が出力される。
この差の電力値P₂＝−2.2％は余りレジスタ１３
に入力されてセツトされ、これよりこのセツトし
た電力値P₂＝−2.2％を出力し、次の制御周期の
始めに加算器１１により設定電力値P₁＝67.8％に
加算される。従つて次の制御周期では加算値P₃
はP₃＝P₁＋P₂＝67.8＋（−2.2）＝65.6％となる。

スライサ１２より出力する数値７は減算カウン
タ１４に入力されてセツトされる。最初、ソリツ
ドステートリレー１５はオフになつており、負荷
１９には電流が流れていないから、電流レベル比
較器２０はパルスを出力しない。そのため減算結
果は零でないので減算カウンタ１４の出力は１レ
ベルとなり、ソリツドステートリレー１５がオン
になるように作用する。

ソリツドステートリレー１５がオンになると、
商用電源１７により負荷１９に電流が流れる。こ
の負荷電流は電流検出トランス１８で検出され
る。この検出電流（電流検出トランス８の出力）
は電源周波数をもつた正弦波に近似の波形である
が、これが電流レベル比較器２０に入力され、そ
の正、負波に対しあらかじめ当該比較器２０の内
部に設定してある基準電流レベルと比較され、こ
の基準電流レベルを越える度毎に電流レベル比較
器２０よりパルスが出力される。このパルスはカ
ウントパルスとして減算カウンタ１４に入力され
る。

減算カウンタ１４の数値７は電流レベル比較器
２０よりパルスが入力される度毎に１つずつ減算
される。減算カウンタ１４の出力は減算カウンタ
１４の数値が零でない間は１レベルであり、ソリ
ツドステートリレー１５がオンになるように作用
し、ソリツドステートリレー１５をオン状態に保
つ。

減算カウンタ１４の数値が１つずつ減算されて
ゼロになると、減算カウンタ１４の出力は０レベ
ルとなり、ソリツドステートリレー１５がオフに
なるように作用する。ソリツドステートリレー１
５がオフになると、負荷１９に流れていた電流が
遮断される。負荷電流の遮断状態は次の制御周期
Ｔに入るまで続き、次の周期Ｔに入ると、加算器
１１により電力設定器１０の出力電力値P₁＝67.8
％と余りレジスタ１３の出力電力値P₂＝−2.2が
加算され、その加算値P₃＝65.6％がスライサ１２
に入力されて上記と同様にしてP₄＝70％に変換
され、スライサ１２により70％に見合つた数値７
が出力されると同時に加算値P₃＝65.6％と電力値
P₄＝70％の差、即ちP₂＝P₃−P₄＝−4.4％が出力
される。制御開始から数えて３番目の制御周期で
は加算値P₃＝P₁＋P₂＝63.4％となり、スライサ１
２によつてP₄＝60％に変換され、スライサ１２
より60％に見合つた数値６が出力されると同時に
加算値P₃＝63.4％と電力値P₄＝60％の差P₂＝3.4
％が出力される。４番目の制御周期では加算値
P₃＝P₁＋P₂＝71.2％となり、スライサ１２によつ
てP₄＝70％に変換され、これに見合つた数値７
が出力されると同時にP₂＝P₃−P₄＝1.2％が出力
される。５番目の制御周期では加算値P₃＝P₁＋
P₂＝69％となり、スライサ１２によつてP₄＝70
％に変換され、これに見合つた数値７が出力され
ると同時にP₂＝P₃−P₄＝−１％が出力される。
６番目の制御周期では加算値P₃＝P₁＋P₂＝67.7％
となり、スライサ１２によつてP₄＝70％に変換
され、これに見合つた数値７が出力れれると同時
にP₂＝P₃−P₄＝−2.3％が出力される。このよう
にして次々に減算カウンタ１４に数値がセツトさ
れ、ソリツドステートリレー１５が制御周期Ｔ＝
100msec毎にオン、オフされ、負荷１９への電流
が制御されて負荷電力が制御されることになる。

以上の説明で明らかなように、本装置はゼロク
ロス電力制御法を採用しているにもかかわらず、
短い制御周期による応答が可能であるととに、電
力出力の累積誤差がゼロになるように作用するの
で、短時間においても比較的高い分解能が得られ
る。このことは、高速応答のフイードバツク制御
系（温度をモニタし、温度偏差をゼロにするよう
な制御系）を本装置と組み合わせて構成したと
き、更に大きなメリツトを生ずるものである。

〔考案の効果〕

上述のように本考案によれば、電力設定器１
０、加算器１１、スライサ１２、余りレジスタ１
３、減算カウンタ１４、ソリツドステートリレー
１５、電流検出器１８及び電流レベル比較器２０
などの小型部品を用いて構成したので、装置が簡
単で小形にでき、複数個の電力制御装置を用いる
場合でも小形に安価に実施できるばかりでなく、
高速、高分解能の電力制御が可能である。

【図面の簡単な説明】

第１図は本考案装置の一実施例の構成を示すブ
ロツク図、第２図ａ，ｂはそれぞれ負荷電源の周
波数が50Hzで、制御周期Ｔが100msec，1secのと
きの電力分解能を求めるための説明図、第３図は
制御周期が短く、比較的高い分解能を有する電力
制御装置を必要とする半導体熱処理装置の一例を
示す簡略構成説明図、第４図は第３図の装置に電
力制御装置を適用した例を示す説明図、第５図は
第３図の装置において制御周期の長短に応じてウ
エーハの温度が変化することを示す説明図であ
る。 １０……電力設定器、１１……加算器、１２…
…スライサ、１３……余りレジスタ、１５……ソ
リツドステートリレー、１６……負荷回路、１７
……交流電源（商用電源）、１８……電流検出器
（電流検出トランス）、１９……負荷（ランプ）、
２０……電流レベル比較器。

Claims (1)

【実用新案登録請求の範囲】
1. 交流電源１７により負荷１９に電力を供給する
   負荷回路１６にソリツドステートリレー１５を介
   挿し、このソリツドステートリレー１５をオン、
   オフすることにより負荷電力を制御する装置にお
   いて、負荷回路１６に介挿した電流検出器１８
   と、この電流検出器１８の出力を基準電流レベル
   と比較し当該電流検出器１８の出力が基準電流レ
   ベルを越える度毎にパルスを出力する電流レベル
   比較器２０と、制御周期Ｔ毎に負荷電流を流す数
   値を入力してセツトし、この電流レベル比較器２
   ０の出力を入力する度毎にセツトされた数値を１
   つずつ減算し、その減算結果が零になるまでソリ
   ツドステートリレー１５をオンにするための減算
   カウンタ１４と、加算値P₃を入力して制御周期
   Ｔ毎に交流電源１７の周波数に対して決まるデイ
   スクリートな電力値P₄に変換しそれに見合つた
   制御周期Ｔ毎に負荷電流を流す数値として出力
   し、かつ加算値P₃と上記電力値P₄の差を出力す
   るスライサ１２と、このスライサ１２の加算値
   P₃と電力値P₄の差P₃−P₄＝P₂を入力してセツト
   しこのセツトした電力値P₂を出力する余りレジ
   スタ１３と、０〜100％の電力値を所定分解能で
   設定し制御周期Ｔ毎に設定電力値P₁を出力する
   電力設定器１０と、この電力設定器１０の出力電
   力値P₁と上記余りレジスタ１３の出力電力値P₂
   を入力してその加算値P₃＝P₁＋P₂を出力する加
   算器１１とよりなる高速ゼロクロス電力制御装
   置。