JPH05291834A - 電力増幅器 - Google Patents
電力増幅器Info
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- JPH05291834A JPH05291834A JP4089098A JP8909892A JPH05291834A JP H05291834 A JPH05291834 A JP H05291834A JP 4089098 A JP4089098 A JP 4089098A JP 8909892 A JP8909892 A JP 8909892A JP H05291834 A JPH05291834 A JP H05291834A
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- H03F1/3217—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion in single ended push-pull amplifiers
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 簡単な構成で良好な直線増幅特性を有する。
【構成】 入力信号がベースに供給される第１トランジ
スタの出力が第２トランジスタのベースに供給され、第
２トランジスタのコレクタ電流に比例した電流が電流ミ
ラー回路によって第１トランジスタのエミッタに供給さ
れ、第２トランジスタのベース・エミッタ電圧に応じた
第３トランジスタのエミッタ電流と第２トランジスタの
エミッタ電流の合計電流が出力電流とされる。 【効果】 トランジスタの特性上の非直線部分が互いに
打ち消されて直線性の良好な電力増幅器が得られ、第１
トランジスタのベースに入力された信号の増幅出力が第
２及び第３トランジスタのエミッタ電流として取り出さ
れるので、従来よりも簡単な構成にすることができる。
スタの出力が第２トランジスタのベースに供給され、第
２トランジスタのコレクタ電流に比例した電流が電流ミ
ラー回路によって第１トランジスタのエミッタに供給さ
れ、第２トランジスタのベース・エミッタ電圧に応じた
第３トランジスタのエミッタ電流と第２トランジスタの
エミッタ電流の合計電流が出力電流とされる。 【効果】 トランジスタの特性上の非直線部分が互いに
打ち消されて直線性の良好な電力増幅器が得られ、第１
トランジスタのベースに入力された信号の増幅出力が第
２及び第３トランジスタのエミッタ電流として取り出さ
れるので、従来よりも簡単な構成にすることができる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、非直線歪の低減を図っ
た電力増幅器に関する。
た電力増幅器に関する。
【０００２】
【従来の技術】シングルエンディドプッシュプル（ＳＥ
ＰＰ）回路においては、トランジスタのＶBE−Ｉc 特性
が指数関数的変化を示すようになっているので、電力増
幅器とした場合、歪が発生する。従来、この歪を取り除
くために前段の電圧ゲインを利用してＮＦＢ（負帰還）
をかけ、これによって歪率を改善することが行なわれて
いた。
ＰＰ）回路においては、トランジスタのＶBE−Ｉc 特性
が指数関数的変化を示すようになっているので、電力増
幅器とした場合、歪が発生する。従来、この歪を取り除
くために前段の電圧ゲインを利用してＮＦＢ（負帰還）
をかけ、これによって歪率を改善することが行なわれて
いた。
【０００３】しかしながら、オ―ディオアンプのように
負荷のインピ―ダンスが特定できない場合には、出力か
らＮＦＢを施すことによってＮＦＢル―プの系の安定性
の確保は難しいものがあった。そこで、出力からＮＦＢ
をかけることなく低歪率の電力増幅器を得るために前段
において歪の低減を図った増幅器がある。このような前
段に使用する増幅器として例えば、特公昭６１−４１２
９３号公報に開示されているものがある。この増幅器に
おいては、図１に示すように、ベースに入力信号が印加
されたＰＮＰトランジスタＱ1 をエミッタフォロワとし
て動作させ、このエミッタフォロワ出力をＮＰＮトラン
ジスタＱ2 のベース入力として、これら互いに逆導電型
のトランジスタＱ1 ，Ｑ2 にトランジスタＱ3 ，Ｑ4 及
び抵抗Ｒ2 ，Ｒ3 からなるカレントミラー回路により常
に一定比の関係による電流ｉ1 及びｉ2 をそれぞれ供給
している。なお、トランジスタＱ2 のエミッタとアース
との間にはエミッタ抵抗Ｒ 1 が設けられて回路電流を定
めている。更に、この回路出力を得るためにトランジス
タＱ5 が設けられ、トランジスタＱ3 と共にベース共通
接続されてカレントミラー回路を構成し、抵抗Ｒ5 へト
ランジスタＱ2 に流れる電流に対して一定比の電流出力
を供給するようにしている。この増幅器の出力に更に出
力段として出力トランジスタを接続して電力増幅器が構
成される。またオ―ディオアンプとして使用する場合に
はこの出力段は通常、コンプリメンタリＳＥＰＰによっ
て構成される。
負荷のインピ―ダンスが特定できない場合には、出力か
らＮＦＢを施すことによってＮＦＢル―プの系の安定性
の確保は難しいものがあった。そこで、出力からＮＦＢ
をかけることなく低歪率の電力増幅器を得るために前段
において歪の低減を図った増幅器がある。このような前
段に使用する増幅器として例えば、特公昭６１−４１２
９３号公報に開示されているものがある。この増幅器に
おいては、図１に示すように、ベースに入力信号が印加
されたＰＮＰトランジスタＱ1 をエミッタフォロワとし
て動作させ、このエミッタフォロワ出力をＮＰＮトラン
ジスタＱ2 のベース入力として、これら互いに逆導電型
のトランジスタＱ1 ，Ｑ2 にトランジスタＱ3 ，Ｑ4 及
び抵抗Ｒ2 ，Ｒ3 からなるカレントミラー回路により常
に一定比の関係による電流ｉ1 及びｉ2 をそれぞれ供給
している。なお、トランジスタＱ2 のエミッタとアース
との間にはエミッタ抵抗Ｒ 1 が設けられて回路電流を定
めている。更に、この回路出力を得るためにトランジス
タＱ5 が設けられ、トランジスタＱ3 と共にベース共通
接続されてカレントミラー回路を構成し、抵抗Ｒ5 へト
ランジスタＱ2 に流れる電流に対して一定比の電流出力
を供給するようにしている。この増幅器の出力に更に出
力段として出力トランジスタを接続して電力増幅器が構
成される。またオ―ディオアンプとして使用する場合に
はこの出力段は通常、コンプリメンタリＳＥＰＰによっ
て構成される。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、このよ
うに従来の電力増幅器においては、上記の前段の出力か
ら負荷への安定した電流供給をなすために更にエミッタ
フォロワ等の出力段を接続し、その出力電流を負荷に供
給するようにしなければならず、電力増幅器を構成する
素子数が増えて構成が複雑になるという問題点があっ
た。また、出力段のトランジスタで発生する歪が依然と
して問題となっていた。
うに従来の電力増幅器においては、上記の前段の出力か
ら負荷への安定した電流供給をなすために更にエミッタ
フォロワ等の出力段を接続し、その出力電流を負荷に供
給するようにしなければならず、電力増幅器を構成する
素子数が増えて構成が複雑になるという問題点があっ
た。また、出力段のトランジスタで発生する歪が依然と
して問題となっていた。
【０００５】そこで、本発明の目的は、簡単な構成で良
好な直線増幅特性を有することができる電力増幅器を提
供することである。
好な直線増幅特性を有することができる電力増幅器を提
供することである。
【０００６】
【発明を解決するための手段】本発明の電力増幅器は、
ベースにて入力信号の供給を受ける第１トランジスタ
と、第１トランジスタの出力をベースにて受け第１トラ
ンジスタとは逆導電型の第２トランジスタと、第２トラ
ンジスタのコレクタ電流に比例した電流を第１トランジ
スタのエミッタに供給する電流供給手段と、第２トラン
ジスタのエミッタから出力される電流に応じて出力を生
じる出力手段とからなる電力増幅器であって、出力手段
が第２トランジスタのベース・エミッタ間電圧に応じた
エミッタ電流を出力する第３トランジスタを有し、第２
及び第３トランジスタの各エミッタ電流の合計電流を出
力電流とすることを特徴としている。
ベースにて入力信号の供給を受ける第１トランジスタ
と、第１トランジスタの出力をベースにて受け第１トラ
ンジスタとは逆導電型の第２トランジスタと、第２トラ
ンジスタのコレクタ電流に比例した電流を第１トランジ
スタのエミッタに供給する電流供給手段と、第２トラン
ジスタのエミッタから出力される電流に応じて出力を生
じる出力手段とからなる電力増幅器であって、出力手段
が第２トランジスタのベース・エミッタ間電圧に応じた
エミッタ電流を出力する第３トランジスタを有し、第２
及び第３トランジスタの各エミッタ電流の合計電流を出
力電流とすることを特徴としている。
【０００７】
【作用】本発明の電力増幅器においては、入力信号がベ
ースに供給される第１トランジスタの出力が第２トラン
ジスタのベースに供給され、第２トランジスタのコレク
タ電流に比例した電流が電流ミラー回路によって第１ト
ランジスタのエミッタに供給され、第１トランジスタの
エミッタ電位に応じた第２及第３トランジスタのエミッ
タ電流が出力電流とされる。
ースに供給される第１トランジスタの出力が第２トラン
ジスタのベースに供給され、第２トランジスタのコレク
タ電流に比例した電流が電流ミラー回路によって第１ト
ランジスタのエミッタに供給され、第１トランジスタの
エミッタ電位に応じた第２及第３トランジスタのエミッ
タ電流が出力電流とされる。
【０００８】
【実施例】本発明の実施例を図面を参照しつつ詳細に説
明する。図２は本発明による電力増幅器を示している。
この電力増幅器において、入力端子ＩＮにベースを各々
接続したエミッタフォロワ構成の第１トランジスタ
Ｑ1a，Ｑ1bは互いに相補的（complementary)な関係にあ
る。ＰＮＰトランジスタＱ1aのコレクタは電源−Ｂに接
続され、エミッタはエミッタ抵抗Ｒ1aを介してカレント
ミラー回路１のスレーブ端子Ｓに接続されている。ＮＰ
ＮトランジスタＱ1bのコレクタは電源＋Ｂに接続され、
エミッタはエミッタ抵抗Ｒ1bを介してカレントミラー回
路２のスレーブ端子Ｓに接続されている。カレントミラ
ー回路１のスレーブ端子Ｓは第２トランジスタＱ2a及び
第３トランジスタＱ3aの各ベースに接続されている。ト
ランジスタＱ2aはドライブ用のＮＰＮトランジスタであ
り、そのコレクタはカレントミラー回路１のマスター端
子Ｍに接続され、エミッタは抵抗Ｒ2aを介して出力端子
ＯＵＴに接続されている。出力トランジスタとしての第
３トランジスタＱ3aはＮＰＮトランジスタであり、その
コレクタは電源＋Ｂに接続され、エミッタは抵抗Ｒ3aを
介して出力端子ＯＵＴに接続されている。カレントミラ
ー回路２のスレーブ端子ＳはドライブトランジスタＱ2b
及び出力トランジスタＱ3bの各ベースに接続されてい
る。すなわち、トランジスタＱ1aの出力がトランジスタ
Ｑ2a，Ｑ3aのベースに印加されるようになっている。第
２トランジスタＱ2a，Ｑ2b、また第３トランジスタ
Ｑ3a，Ｑ3bは互いに相補的な関係にある。このため、ト
ランジスタＱ2b，Ｑ3bは上記トランジスタＱ2a，Ｑ3aと
対称に回路構成され、ＰＮＰトランジスタＱ2bのコレク
タはカレントミラー回路２のマスター端子Ｍに接続さ
れ、エミッタは抵抗Ｒ2bを介して出力端子ＯＵＴに接続
されている。ＰＮＰトランジスタＱ3bのコレクタは電源
−Ｂに接続され、エミッタは抵抗Ｒ3bを介して出力端子
ＯＵＴに接続されている。なお、第１及び第２トランジ
スタは互いに逆導電型であるが、特性的には同一のもの
が用いられる。
明する。図２は本発明による電力増幅器を示している。
この電力増幅器において、入力端子ＩＮにベースを各々
接続したエミッタフォロワ構成の第１トランジスタ
Ｑ1a，Ｑ1bは互いに相補的（complementary)な関係にあ
る。ＰＮＰトランジスタＱ1aのコレクタは電源−Ｂに接
続され、エミッタはエミッタ抵抗Ｒ1aを介してカレント
ミラー回路１のスレーブ端子Ｓに接続されている。ＮＰ
ＮトランジスタＱ1bのコレクタは電源＋Ｂに接続され、
エミッタはエミッタ抵抗Ｒ1bを介してカレントミラー回
路２のスレーブ端子Ｓに接続されている。カレントミラ
ー回路１のスレーブ端子Ｓは第２トランジスタＱ2a及び
第３トランジスタＱ3aの各ベースに接続されている。ト
ランジスタＱ2aはドライブ用のＮＰＮトランジスタであ
り、そのコレクタはカレントミラー回路１のマスター端
子Ｍに接続され、エミッタは抵抗Ｒ2aを介して出力端子
ＯＵＴに接続されている。出力トランジスタとしての第
３トランジスタＱ3aはＮＰＮトランジスタであり、その
コレクタは電源＋Ｂに接続され、エミッタは抵抗Ｒ3aを
介して出力端子ＯＵＴに接続されている。カレントミラ
ー回路２のスレーブ端子ＳはドライブトランジスタＱ2b
及び出力トランジスタＱ3bの各ベースに接続されてい
る。すなわち、トランジスタＱ1aの出力がトランジスタ
Ｑ2a，Ｑ3aのベースに印加されるようになっている。第
２トランジスタＱ2a，Ｑ2b、また第３トランジスタ
Ｑ3a，Ｑ3bは互いに相補的な関係にある。このため、ト
ランジスタＱ2b，Ｑ3bは上記トランジスタＱ2a，Ｑ3aと
対称に回路構成され、ＰＮＰトランジスタＱ2bのコレク
タはカレントミラー回路２のマスター端子Ｍに接続さ
れ、エミッタは抵抗Ｒ2bを介して出力端子ＯＵＴに接続
されている。ＰＮＰトランジスタＱ3bのコレクタは電源
−Ｂに接続され、エミッタは抵抗Ｒ3bを介して出力端子
ＯＵＴに接続されている。なお、第１及び第２トランジ
スタは互いに逆導電型であるが、特性的には同一のもの
が用いられる。
【０００９】カレントミラー回路１はトランジスタ
Ｑ4a，Ｑ5a及び抵抗Ｒ4a，Ｒ5aから構成され、カレント
ミラー回路２はトランジスタＱ4b，Ｑ5b及び抵抗Ｒ4b，
Ｒ5bから構成されている。カレントミラー回路１，２の
各マスター端子Ｍ間にはバイアス回路３が接続されてい
る。バイアス回路３は周知の定電流回路からなり、電源
オン時のスタートアップ回路として作動する。
Ｑ4a，Ｑ5a及び抵抗Ｒ4a，Ｒ5aから構成され、カレント
ミラー回路２はトランジスタＱ4b，Ｑ5b及び抵抗Ｒ4b，
Ｒ5bから構成されている。カレントミラー回路１，２の
各マスター端子Ｍ間にはバイアス回路３が接続されてい
る。バイアス回路３は周知の定電流回路からなり、電源
オン時のスタートアップ回路として作動する。
【００１０】次に、かかる構成の電力増幅器の動作につ
いて説明する。入力端子ＩＮにオーディオ信号が供給さ
れない無信号時において、カレントミラー回路１のマス
ター端子ＭからトランジスタＱ2aのコレクタ及びバイア
ス回路３に電流が流れる。すなわち、バイアス回路３に
流れるバイアス電流をＩB 、トランジスタＱ2aのコレク
タに流れるコレクタ電流をＩC2とすると、ＩC2＋ＩB が
流れる。なお、電源供給開始時にはバイアス電流ＩB が
先ず流れて回路動作が活性化される。電流ＩC2＋ＩB が
カレントミラー回路１による電流ミラー効果によって
（１＋ｍ）倍となってカレントミラー回路１のスレーブ
端子Ｓから出力されるとする。カレントミラー回路１の
出力電流はエミッタ抵抗Ｒ1aを介してトランジスタＱ1a
のエミッタに流れる。エミッタ抵抗Ｒ1aのスレーブ端子
Ｓ側の端子電位がトランジスタＱ2a，Ｑ3aのベースに印
加され、各コレクタ・エミッタ間電流が制御される。上
記のｍは１以下の値であり、トランジスタＱ2a，Ｑ3aの
ベースに流れる電流ＩB2，ＩB3の合計電流がｍＩC2であ
る。
いて説明する。入力端子ＩＮにオーディオ信号が供給さ
れない無信号時において、カレントミラー回路１のマス
ター端子ＭからトランジスタＱ2aのコレクタ及びバイア
ス回路３に電流が流れる。すなわち、バイアス回路３に
流れるバイアス電流をＩB 、トランジスタＱ2aのコレク
タに流れるコレクタ電流をＩC2とすると、ＩC2＋ＩB が
流れる。なお、電源供給開始時にはバイアス電流ＩB が
先ず流れて回路動作が活性化される。電流ＩC2＋ＩB が
カレントミラー回路１による電流ミラー効果によって
（１＋ｍ）倍となってカレントミラー回路１のスレーブ
端子Ｓから出力されるとする。カレントミラー回路１の
出力電流はエミッタ抵抗Ｒ1aを介してトランジスタＱ1a
のエミッタに流れる。エミッタ抵抗Ｒ1aのスレーブ端子
Ｓ側の端子電位がトランジスタＱ2a，Ｑ3aのベースに印
加され、各コレクタ・エミッタ間電流が制御される。上
記のｍは１以下の値であり、トランジスタＱ2a，Ｑ3aの
ベースに流れる電流ＩB2，ＩB3の合計電流がｍＩC2であ
る。
【００１１】無信号時には抵抗Ｒ1aとトランジスタＱ1a
のベース・エミッタ間との合計電圧はトランジスタＱ2a
のベース・エミッタ間と抵抗Ｒ2aとの合計電圧に等しく
なるので、次式が成立する。
のベース・エミッタ間との合計電圧はトランジスタＱ2a
のベース・エミッタ間と抵抗Ｒ2aとの合計電圧に等しく
なるので、次式が成立する。
【００１２】
【数１】
【００１３】ここで、ＶT は熱起電圧を示し、ＶT ＝ｋ
Ｔ／ｑである。ただし、ｋはボルツマン定数、Ｔは絶対
温度、ｑは電子の電荷である。また、ＩC2≒ＩC2＋
ＩB2，ＩSDはトランジスタＱ1a，Ｑ2aの飽和電流であ
る。この式(1) で両辺の指数関数部は左辺側がトランジ
スタＱ1aのベース・エミッタ間電圧ＶBE1 、右辺側がト
ランジスタＱ2aのベース・エミッタ間電圧ＶBE2 であ
り、もともと、０．６Ｖ程度の低い電圧である。しか
も、ＩC2＞（１＋ｍ）Ｉ B ≫ＩSDという条件においては
互いの差は微小となり無視し得るので、式(1) は、 {(１＋ｍ）ＩB ＋ＩC2｝Ｒ1a≒ＩC2Ｒ2a …(2) となる。よって、トランジスタＱ2aのコレクタ電流ＩC2
は ＩC2≒Ｒ1a（１＋ｍ）ＩB ／（Ｒ2a−Ｒ1a） …(3) となる。
Ｔ／ｑである。ただし、ｋはボルツマン定数、Ｔは絶対
温度、ｑは電子の電荷である。また、ＩC2≒ＩC2＋
ＩB2，ＩSDはトランジスタＱ1a，Ｑ2aの飽和電流であ
る。この式(1) で両辺の指数関数部は左辺側がトランジ
スタＱ1aのベース・エミッタ間電圧ＶBE1 、右辺側がト
ランジスタＱ2aのベース・エミッタ間電圧ＶBE2 であ
り、もともと、０．６Ｖ程度の低い電圧である。しか
も、ＩC2＞（１＋ｍ）Ｉ B ≫ＩSDという条件においては
互いの差は微小となり無視し得るので、式(1) は、 {(１＋ｍ）ＩB ＋ＩC2｝Ｒ1a≒ＩC2Ｒ2a …(2) となる。よって、トランジスタＱ2aのコレクタ電流ＩC2
は ＩC2≒Ｒ1a（１＋ｍ）ＩB ／（Ｒ2a−Ｒ1a） …(3) となる。
【００１４】トランジスタＱ2aとＱ3aとの関係におい
て、それらベースと出力端子ＯＵＴとの間で互いに等し
い電圧となるので、次式が成立する。
て、それらベースと出力端子ＯＵＴとの間で互いに等し
い電圧となるので、次式が成立する。
【００１５】
【数２】
【００１６】なお、ＩE2，ＩE3はトランジスタＱ2a，Ｑ
3aのエミッタ電流、ＩSPはトランジスタＱ3aの飽和電流
である。この式(4) を変形すると、
3aのエミッタ電流、ＩSPはトランジスタＱ3aの飽和電流
である。この式(4) を変形すると、
【００１７】
【数３】
【００１８】となる。なお、式(4) ，(5) においてはト
ランジスタＱ2a，Ｑ3aのエミッタ接地の直流電流増幅率
ｈFEは十分大きいとし、ＩE2＝ＩC2，ＩE3＝ＩC3として
いる。エミッタ電流ＩE2，ＩE3の間に任意の電流値にお
いて ＩE3＝ｇＩE2 …(6) が成立するならば、この回路は増幅度ｇの電流増幅器と
なる。この式(6) を式(5）に代入すると、
ランジスタＱ2a，Ｑ3aのエミッタ接地の直流電流増幅率
ｈFEは十分大きいとし、ＩE2＝ＩC2，ＩE3＝ＩC3として
いる。エミッタ電流ＩE2，ＩE3の間に任意の電流値にお
いて ＩE3＝ｇＩE2 …(6) が成立するならば、この回路は増幅度ｇの電流増幅器と
なる。この式(6) を式(5）に代入すると、
【００１９】
【数４】
【００２０】が得られる。式(7) がエミッタ電流ＩE2の
値に無関係に常に成立するための条件は、この式の指数
関数部と一次関数部とが常に０であることであるので、 Ｒ2a＝ｇＲ3a …(8) から、 ｇ＝Ｒ2a／Ｒ3a …(9) また、
値に無関係に常に成立するための条件は、この式の指数
関数部と一次関数部とが常に０であることであるので、 Ｒ2a＝ｇＲ3a …(8) から、 ｇ＝Ｒ2a／Ｒ3a …(9) また、
【００２１】
【数５】
【００２２】が成立する。従って、直線的に電流増幅す
るためのｇの値は式(9) ，(10)により、 ｇ＝ＩSP／ＩSD＝Ｒ2a／Ｒ3a …(11) を満せば良いことになる。ＩSD，ＩSPはトランジスタＱ
2a，Ｑ3a固有の値であるので、トランジスタＱ2a，Ｑ3a
の仕様が定まれば、式(11)からｇの値は求まり、抵抗Ｒ
2a，Ｒ3aの比が分る。これにより、無信号時のコレクタ
電流ＩC2，ＩC3の値が定まる。
るためのｇの値は式(9) ，(10)により、 ｇ＝ＩSP／ＩSD＝Ｒ2a／Ｒ3a …(11) を満せば良いことになる。ＩSD，ＩSPはトランジスタＱ
2a，Ｑ3a固有の値であるので、トランジスタＱ2a，Ｑ3a
の仕様が定まれば、式(11)からｇの値は求まり、抵抗Ｒ
2a，Ｒ3aの比が分る。これにより、無信号時のコレクタ
電流ＩC2，ＩC3の値が定まる。
【００２３】上記した各電流値及びｍ，ｇの値は例えば
次のように設定される。ＩB ＝１０mA、ＩB2＝１mA、Ｉ
B3＝１０mA、ｍＩC2＝１１mA、ＩC2＝２９mA、ＩC3＝６
９０mA、ｍ＝１１／２９、ｇ＝（６９０＋１０）／（２
９＋１） 次に、かかる電力増幅器における電圧電流変換特性たる
伝達コンダクタンスＧ m について説明する。先ず、トラ
ンジスタＱ1a，Ｑ2a及びカレントミラー回路１で構成さ
れる部分において、入力端子ＩＮの信号電圧をＶin、出
力端子ＯＵＴの信号電圧、すなわち負荷ＲL に印加され
る電圧をＶout とすると、 Ｖin＋ＶBE1 ＋Ｒ1aＩC1−ＶBE2 −Ｒ2aＩC2＝Ｖout …(12) なる式が成立する。この式(12)において前述の如くＶ
BE1 ≒ＶBE2 であるので、ＶBE1 ，ＶBE2 は互いに打ち
消される。また、トランジスタＱ1aのコレクタ電流ＩC1
はエミッタ電流に等しいとみなせば、ＩC1＝（１＋ｍ）
ＩB ＋ＩC2であり、（１＋ｍ）ＩB は定数であるので、
ＩC1，ＩC2の交流的電流変化分は等しくなる。その交流
的電流変化分をΔＩC とすると、式(12)より、 Ｖin−Ｖout ＝（Ｒ2a−Ｒ1a）ΔＩC …(13) となる。電力増幅器の増幅特性の良好度を示す伝達コン
ダクタンスは入出力電圧差と交流的電流変化分との比で
あるから、この部分の伝達コンダクタンスＧm1は、 Ｇm1＝ΔＩC ／（Ｖin−Ｖout ）＝１／（Ｒ2a−Ｒ1a） …(14) である。すなわち、トランジスタが有するＶBE−ＩC 特
性による非直線部分が打ち消され、エミッタ抵抗のみが
伝達コンダクタンスを決定することになる。また、ＩC2
に加え、ＩC2に比例した（ｇ倍の）電流ＩC3がトランジ
スタＱ3aによって負荷ＲL に供給されるので、伝達コン
ダクタンスＧm1は１＋ｇ倍される。また、この電力増幅
器の回路はプッシュプル構成であるので、Ａ級動作させ
た場合には更に２倍されるので回路全体としての伝達コ
ンダクタンスＧm は、 Ｇm ＝２（１＋ｇ）／（Ｒ2a−Ｒ1a） …(15) となる。この伝達コンダクタンスＧm には非直線を示す
項が存在しないので、直線的な特性で電力増幅が可能と
なる。
次のように設定される。ＩB ＝１０mA、ＩB2＝１mA、Ｉ
B3＝１０mA、ｍＩC2＝１１mA、ＩC2＝２９mA、ＩC3＝６
９０mA、ｍ＝１１／２９、ｇ＝（６９０＋１０）／（２
９＋１） 次に、かかる電力増幅器における電圧電流変換特性たる
伝達コンダクタンスＧ m について説明する。先ず、トラ
ンジスタＱ1a，Ｑ2a及びカレントミラー回路１で構成さ
れる部分において、入力端子ＩＮの信号電圧をＶin、出
力端子ＯＵＴの信号電圧、すなわち負荷ＲL に印加され
る電圧をＶout とすると、 Ｖin＋ＶBE1 ＋Ｒ1aＩC1−ＶBE2 −Ｒ2aＩC2＝Ｖout …(12) なる式が成立する。この式(12)において前述の如くＶ
BE1 ≒ＶBE2 であるので、ＶBE1 ，ＶBE2 は互いに打ち
消される。また、トランジスタＱ1aのコレクタ電流ＩC1
はエミッタ電流に等しいとみなせば、ＩC1＝（１＋ｍ）
ＩB ＋ＩC2であり、（１＋ｍ）ＩB は定数であるので、
ＩC1，ＩC2の交流的電流変化分は等しくなる。その交流
的電流変化分をΔＩC とすると、式(12)より、 Ｖin−Ｖout ＝（Ｒ2a−Ｒ1a）ΔＩC …(13) となる。電力増幅器の増幅特性の良好度を示す伝達コン
ダクタンスは入出力電圧差と交流的電流変化分との比で
あるから、この部分の伝達コンダクタンスＧm1は、 Ｇm1＝ΔＩC ／（Ｖin−Ｖout ）＝１／（Ｒ2a−Ｒ1a） …(14) である。すなわち、トランジスタが有するＶBE−ＩC 特
性による非直線部分が打ち消され、エミッタ抵抗のみが
伝達コンダクタンスを決定することになる。また、ＩC2
に加え、ＩC2に比例した（ｇ倍の）電流ＩC3がトランジ
スタＱ3aによって負荷ＲL に供給されるので、伝達コン
ダクタンスＧm1は１＋ｇ倍される。また、この電力増幅
器の回路はプッシュプル構成であるので、Ａ級動作させ
た場合には更に２倍されるので回路全体としての伝達コ
ンダクタンスＧm は、 Ｇm ＝２（１＋ｇ）／（Ｒ2a−Ｒ1a） …(15) となる。この伝達コンダクタンスＧm には非直線を示す
項が存在しないので、直線的な特性で電力増幅が可能と
なる。
【００２４】よって、かかる本発明による電力増幅器の
電圧利得Ａｖは、 Ａｖ＝Ｇm ＲL ／（１＋Ｇm ＲL ） …(16) となる。伝達コンダクタンスＧm が大きな値となるので
ほぼ１となる。また、電流利得Ａｉは、トランジスタＱ
1a，Ｑ1b，Ｑ2a，Ｑ2bの交流電流増幅率をｈfeとする
と、 Ａｉ＝２（１＋ｇ）ｈfe …(17) となる。これはＡ級動作の場合であってＢ級動作の場合
はその半分となる。
電圧利得Ａｖは、 Ａｖ＝Ｇm ＲL ／（１＋Ｇm ＲL ） …(16) となる。伝達コンダクタンスＧm が大きな値となるので
ほぼ１となる。また、電流利得Ａｉは、トランジスタＱ
1a，Ｑ1b，Ｑ2a，Ｑ2bの交流電流増幅率をｈfeとする
と、 Ａｉ＝２（１＋ｇ）ｈfe …(17) となる。これはＡ級動作の場合であってＢ級動作の場合
はその半分となる。
【００２５】なお、上記した実施例においては、カレン
トミラー回路１，２のスレーブ端子Ｓ、すなわち第１ト
ランジスタのエミッタ出力が第２及び第３トランジスタ
の各ベースに直接接続されているが、それらのベースに
トランジスタ毎に抵抗を介して接続しても良い。また、
高出力を得るために複数の第３トランジスタ及びそのエ
ミッタ抵抗をパラレル接続しても良い。
トミラー回路１，２のスレーブ端子Ｓ、すなわち第１ト
ランジスタのエミッタ出力が第２及び第３トランジスタ
の各ベースに直接接続されているが、それらのベースに
トランジスタ毎に抵抗を介して接続しても良い。また、
高出力を得るために複数の第３トランジスタ及びそのエ
ミッタ抵抗をパラレル接続しても良い。
【００２６】また、上記した実施例においては、ＳＥＰ
Ｐ（シングル・エンディド・プッシュプル）型の増幅回
路として形成されているが、本発明をシングル増幅回路
として構成しても良いことは明らかである。図３に本発
明をシングル増幅回路として構成した場合の回路例を示
す。図３に示した電力増幅器においては、入力端子ＩＮ
にベースを接続した第１トランジスタＱ11のコレクタは
アースされている。トランジスタＱ11のエミッタはカレ
ントミラー回路４のスレーブ端子Ｓ及び第２及び第３ト
ランジスタＱ12，Ｑ 13のベースに接続されている。カレ
ントミラー回路４は図２に示した増幅器中のカレントミ
ラー回路１と同様に構成されている。また、第２トラン
ジスタＱ12のコレクタはカレントミラー回路４のマスタ
ー端子Ｍに接続されている。また、第３トランジスタＱ
13のコレクタは電源＋Ｂに接続され、そのエミッタは第
２トランジスタＱ12のエミッタと共に出力端子ＯＵＴに
接続されている。
Ｐ（シングル・エンディド・プッシュプル）型の増幅回
路として形成されているが、本発明をシングル増幅回路
として構成しても良いことは明らかである。図３に本発
明をシングル増幅回路として構成した場合の回路例を示
す。図３に示した電力増幅器においては、入力端子ＩＮ
にベースを接続した第１トランジスタＱ11のコレクタは
アースされている。トランジスタＱ11のエミッタはカレ
ントミラー回路４のスレーブ端子Ｓ及び第２及び第３ト
ランジスタＱ12，Ｑ 13のベースに接続されている。カレ
ントミラー回路４は図２に示した増幅器中のカレントミ
ラー回路１と同様に構成されている。また、第２トラン
ジスタＱ12のコレクタはカレントミラー回路４のマスタ
ー端子Ｍに接続されている。また、第３トランジスタＱ
13のコレクタは電源＋Ｂに接続され、そのエミッタは第
２トランジスタＱ12のエミッタと共に出力端子ＯＵＴに
接続されている。
【００２７】かかるシングル型の電力増幅器において
は、トランジスタＱ11のコレクタ電流がアースに流れ込
み、トランジスタＱ11のエミッタ電位に応じてトランジ
スタＱ 12のエミッタ電流が出力端子ＯＵＴを介して負荷
ＲL に流れ込む。またトランジスタＱ12のベ―ス・エミ
ッタ電圧に応じたトランジスタＱ13のエミッタ電流が負
荷ＲL に流れる。なお、この電力増幅器の具体的な動作
は図２に示したＳＥＰＰ型のものとほぼ同様であるの
で、これ以上の詳細な説明を省略する。
は、トランジスタＱ11のコレクタ電流がアースに流れ込
み、トランジスタＱ11のエミッタ電位に応じてトランジ
スタＱ 12のエミッタ電流が出力端子ＯＵＴを介して負荷
ＲL に流れ込む。またトランジスタＱ12のベ―ス・エミ
ッタ電圧に応じたトランジスタＱ13のエミッタ電流が負
荷ＲL に流れる。なお、この電力増幅器の具体的な動作
は図２に示したＳＥＰＰ型のものとほぼ同様であるの
で、これ以上の詳細な説明を省略する。
【００２８】
【発明の効果】以上の如く、本発明によれば、トランジ
スタの特性上の非直線部分が互いに打ち消されて直線性
の良好な電力増幅器が得られる。また、第１トランジス
タのベースに入力された信号の増幅出力が第２及び第３
トランジスタのエミッタから取り出されるので、従来よ
りも簡単な構成で安定した負荷電流供給が可能となる。
スタの特性上の非直線部分が互いに打ち消されて直線性
の良好な電力増幅器が得られる。また、第１トランジス
タのベースに入力された信号の増幅出力が第２及び第３
トランジスタのエミッタから取り出されるので、従来よ
りも簡単な構成で安定した負荷電流供給が可能となる。
【図１】従来の電力増幅器の構成を示す回路図である。
【図２】本発明の実施例を示す回路図である。
【図３】本発明の他の実施例を示す回路図である。
１，２，４ カレントミラー回路 ３，５ バイアス回路
Claims (2)
- 【請求項１】 ベースにて入力信号の供給を受ける第１
トランジスタと、前記第１トランジスタの出力をベース
にて受け前記第１トランジスタとは逆導電型の第２トラ
ンジスタと、前記第２トランジスタのコレクタ電流に比
例した電流を第１トランジスタのエミッタに供給する電
流供給手段と、前記第２トランジスタのエミッタから出
力される電流に応じて出力を生じる出力手段とからなる
電力増幅器であって、前記出力手段は前記第２トランジ
スタのベース・エミッタ間電圧に応じたエミッタ電流を
出力する第３トランジスタを有し、前記第２及び第３ト
ランジスタの各エミッタ電流の合計電流を出力電流とす
ることを特徴とする電力増幅器。 - 【請求項２】 プッシュプル構成にされていることを特
徴とする請求項１記載の電力増幅器。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4089098A JPH05291834A (ja) | 1992-04-09 | 1992-04-09 | 電力増幅器 |
| GB9304782A GB2266021B (en) | 1992-04-09 | 1993-03-09 | Power amplifier |
| US08/029,230 US5359295A (en) | 1992-04-09 | 1993-03-09 | Power amplifier |
| DE4307606A DE4307606C2 (de) | 1992-04-09 | 1993-03-10 | Leistungsverstärker |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4089098A JPH05291834A (ja) | 1992-04-09 | 1992-04-09 | 電力増幅器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05291834A true JPH05291834A (ja) | 1993-11-05 |
Family
ID=13961414
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4089098A Pending JPH05291834A (ja) | 1992-04-09 | 1992-04-09 | 電力増幅器 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5359295A (ja) |
| JP (1) | JPH05291834A (ja) |
| DE (1) | DE4307606C2 (ja) |
| GB (1) | GB2266021B (ja) |
Families Citing this family (14)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5418495A (en) * | 1994-05-18 | 1995-05-23 | Elantec | Input stage improvement for current feedback amplifiers |
| US5754066A (en) * | 1996-06-19 | 1998-05-19 | Maxim Integrated Products | Output stage for buffering an electrical signal and method for performing the same |
| GB9617323D0 (en) * | 1996-08-17 | 1996-09-25 | Belyi Valerie | High gain, wide band amplifier |
| JPH11102916A (ja) * | 1997-09-29 | 1999-04-13 | Nec Corp | 半導体集積回路装置およびその設計方法 |
| US6137354A (en) * | 1998-05-18 | 2000-10-24 | Omnipoint Corporation | Bypassable amplifier |
| US6081161A (en) * | 1998-05-18 | 2000-06-27 | Omnipoint Corporation | Amplifier with dynamatically adaptable supply voltage |
| US6008698A (en) * | 1998-05-18 | 1999-12-28 | Omnipoint Corporation | Amplifier with dynamically adaptable supply current |
| US7002401B2 (en) * | 2003-01-30 | 2006-02-21 | Sandisk Corporation | Voltage buffer for capacitive loads |
| JP4066849B2 (ja) * | 2003-02-28 | 2008-03-26 | セイコーエプソン株式会社 | 電流生成回路、電気光学装置および電子機器 |
| JP2009111724A (ja) | 2007-10-30 | 2009-05-21 | Nec Electronics Corp | 増幅器 |
| US8552802B2 (en) * | 2010-08-27 | 2013-10-08 | Onkyo Corporation | Amplifying circuit and current-voltage conversion circuit |
| JP5046144B2 (ja) * | 2010-08-27 | 2012-10-10 | オンキヨー株式会社 | 増幅回路 |
| DK3197046T3 (da) | 2016-01-25 | 2021-07-05 | Sonion Nederland Bv | Selvforspændt output booster forstærker samt anvendelse deraf |
| US10404222B2 (en) * | 2017-08-25 | 2019-09-03 | Harman International Industries, Incorporated | Bootstrapped application arrangement and application to the unity gain follower |
Family Cites Families (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US420725A (en) * | 1890-02-04 | Device for lifting goods from shelves | ||
| JPS5731211A (en) * | 1980-08-01 | 1982-02-19 | Pioneer Electronic Corp | Amplifying circuit |
| JPS6141293Y2 (ja) * | 1980-09-16 | 1986-11-25 | ||
| US4454479A (en) * | 1982-12-20 | 1984-06-12 | Bell Telephone Laboratories, Incorporated | Operational amplifier with improved output capability |
| JPS6141293A (ja) * | 1984-08-03 | 1986-02-27 | Victor Co Of Japan Ltd | 複合カラ−映像信号の磁気記録，再生方式 |
| US4791383A (en) * | 1987-09-04 | 1988-12-13 | National Semiconductor Corporation | High speed current amplifier buffer circuit |
| DE4029741A1 (de) * | 1990-09-20 | 1992-03-26 | Thomson Brandt Gmbh | Leistungsverstaerker |
-
1992
- 1992-04-09 JP JP4089098A patent/JPH05291834A/ja active Pending
-
1993
- 1993-03-09 US US08/029,230 patent/US5359295A/en not_active Expired - Fee Related
- 1993-03-09 GB GB9304782A patent/GB2266021B/en not_active Expired - Fee Related
- 1993-03-10 DE DE4307606A patent/DE4307606C2/de not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US5359295A (en) | 1994-10-25 |
| GB2266021A (en) | 1993-10-13 |
| DE4307606A1 (de) | 1993-10-14 |
| GB9304782D0 (en) | 1993-04-28 |
| GB2266021B (en) | 1995-10-04 |
| DE4307606C2 (de) | 1995-04-27 |
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