JPH05284062A - 波形等化装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 トランスバーサルフィルタを有する波形等化
装置において、トランスバーサルフィルタのタップ数を
増加することなく波形等化性能を向上する。 【構成】 この波形等化装置は、Ｉ軸、Ｑ軸にそれぞれ
従来と同じタップ数（128 タップ）で、従来よりもタッ
プ間隔が広いT/2 −トランスバーサルフィルタ５、６
と、複数のデータをT/10周期でサンプリングしてその中
から一つのデータを出力するデータ選択回路７、８と、
各Ｉ軸、Ｑ軸よりの等化基準信号を５点差分してインパ
ルス波の波高値を高めてピーク検出を行い、最適サンプ
ル位相を求めるＣＰＵ１５とを備えており、選択したデ
ータをT/2 周期でT/2 −トランスバーサルフィルタ５、
６に出力する。これにより、広範囲にゴーストが除去さ
れた多重データが得られる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、例えば映像信号とシン
ボル周期T のディジタルデータ信号とが直交変調されて
伝送されるテレビジョン信号などより、伝送時に生じる
ゴーストなどの線形歪を除去し所望のディジタルデータ
信号を得る波形等化装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】近年、テレビジョン信号が両側波帯で伝
送される帯域（1MHz以下）の部分に、ディジタル信号を
直交軸に変調して映像信号に多重する試みがなされてい
る。

【０００３】このときのテレビジョン受信機の構成例を
図７に示す。なお、この例は、文献１（特開昭2-156786
号公報）に開示されている。

【０００４】同図において、７１はアンテナ、７２はチ
ューナ、７３はナイキストフィルタ、７４は音声検波回
路、７５は映像検波回路、７６は帯域通過フィルタ（以
下ＢＰＦと称す）であり、カットオフ周波数は750KHzで
ある。７７は搬送波再生回路、７８、７９は同期検波回
路、８０は波形等化装置である。

【０００５】この場合、アンテナ７１で受信されたテレ
ビジョン信号は、チューナ７２により検波されて、ナイ
キストフィルタ７３およびＢＰＦ７６にそれぞれ出力さ
れる。このチューナ７２の出力（ＩＦ信号）は、同相
（Ｉ）軸に変調された映像信号（Ｖ）と、直交（Ｑ）軸
に変調されたディジタル多重信号（Ｍ）とからなり、こ
のうち、映像信号（Ｖ）は、従来のＮＴＳＣ信号と同
様、図８（ａ）に示すように、ＶＳＢ変調された伝送帯
域をもち、ナイキストフィルタ７３により帯域整形され
た後、音声検波器７４と映像検波器７５とによってそれ
ぞれ音声信号と映像信号とになる。

【０００６】一方、ディジタル多重信号（Ｍ）は、図８
（ｂ）に示すように、0.716MHz(4fsc/(10 ×2)) でレベ
ルが半分になり、0.75MHz でレベルが0 になる、いわゆ
るレイズドコサイン形状をなす帯域形状をしている。な
おfsc とは、色副搬送波の周波数（3.579545MHz ）であ
る。

【０００７】この帯域整形されたディジタル多重信号
（Ｍ）は、 周期T ＝10/(4fsc) ＝0.698 μs （１） で伝送される。そして、ＢＰＦ７６を通じて出力される
ディジタル多重信号（Ｍ）は、図８（ｃ）に示すよう
に、送信側で予め逆ナイキスト特性になるように整形さ
れたスペクトル（多重信号）となる。このスペクトル
は、搬送波再生器７７に出力されて、直交（Ｑ）軸に変
調されたディジタル多重信号（Ｍ）を復調するための搬
送波−ｓｉｎ（ω_IFｔ）と、同相（Ｉ）軸に変調された
映像信号（Ｖ）を復調するための搬送波ｃｏｓ（ω
_IFｔ）とに分離される。同期検波器７８、７９は、それ
ぞれの復調用搬送波を用いてディジタル多重信号（Ｍ）
と映像信号（Ｖ）とに復調する。

【０００８】ここで、図９を参照して遅延時間τ秒、強
度ｇのゴーストが存在するときのディジタル多重信号
（Ｍ）と映像信号（Ｖ）の位相関係について説明する。
ディジタル多重信号（Ｍ）と映像信号（Ｖ）のゴースト
成分（Ｍ′およびＶ′）とは、それぞれ振幅がｇ倍にな
る。これらの位相は、遅延時間τとＲＦ搬送波周波数と
で決まる位相θの分だけ主信号から回る。

【０００９】例えば同期検波器７９の出力信号は、 Ｍ＋ｇＭｃｏｓθ＋ｇＶｓｉｎθ （２） となる。但し、この式の第１項（Ｍ）は所望のディジタ
ル多重信号の主信号成分、第２項（ｇＭｃｏｓθ）はデ
ィジタル多重信号のゴースト成分、第３項（ｇＶｓｉｎ
θ）は映像信号の漏れ混みゴースト成分である。

【００１０】ところで、一般のテレビジョン受像機にお
いて、受信妨害を少なくするためには、文献２（野田ほ
か、「現行ＮＴＳＣテレビ放送のためのディジタル音声
多重方式と両立性について」、テレビジョン学会誌、Vo
l.42,No.9,1988）に開示されているように、多重信号の
レベルを映像信号のレベルよりも32dB程度下げる必要が
ある。したがって、ディジタル多重信号に重畳される映
像信号の漏れ混みゴースト成分、この場合、式（２）の
第３項は、ディジタル多重信号の主信号成分よりも大き
くなる。

【００１１】また、同期検波器７８の出力信号は、 Ｖ＋ｇＶｃｏｓθ−ｇＭｓｉｎθ （３） となる。但し、第１項（Ｖ）は映像信号の主信号成分、
第２項（ｇＶｃｏｓθ）は映像信号のゴースト成分、第
３項（−ｇＭｓｉｎθ）はディジタル多重信号の漏れ混
みゴースト成分である。

【００１２】上記した式のうち、式（２）の第２項およ
び第３項を除去して波形歪のないディジタル多重信号を
再生するものが、図１０に示すようなブロック構成をな
す波形等化装置８０であり、このブロック図を参照して
従来の波形等化装置の動作について説明する。

【００１３】同期検波器７８よりの出力信号がＬＰＦ８
１に入力されると、ＬＰＦ８１はその信号を、図８
（ｄ）に示すように、750kHzでカットオフしてＩ軸の入
力信号として8bitＡ／Ｄ変換器８２に出力する。このと
きＡ／Ｄ変換器８２には、クロックタイミング発生器８
３より周期T/10のクロックＣＫ１が入力されるので、こ
のクロックＣＫ１によりこの信号はＡ／Ｄ変換される。

【００１４】一方、同期検波器７９よりの出力信号は、
ＬＰＦ８１と同じ特性のＬＰＦ８４に入力されて750kHz
でカットオフされ、Ｑ軸の入力信号としてＡ／Ｄ変換器
８５に出力されてＩ軸の信号同様にＡ／Ｄ変換される。

【００１５】ここで、図１１（ａ）および図１１（ｂ）
を参照してクロックタイミング発生器８３が発生するタ
イミング信号について説明する。このクロックタイミン
グ発生器８３は、映像検波器７５の映像出力信号から波
形等化装置８０が必要とする等化基準信号を取り込むた
めのクロックタイミングを発生する。

【００１６】例えば、同図（ａ）に示すように、映像信
号の漏れ混み成分を除去するために必要な基準信号は、
ＧＣＲ（Ghost Cancell Reference ）信号である。この
ＧＣＲ信号は既にテビジョン信号の第18ラインおよび第
281ラインにそれぞれ挿入されている。これについて
は、文献３（杉森、「放送局におけるＥＤＴＶ技術」、
テレビジョン学会誌、Vol.43,No.5,1989）などに詳細が
説明されている。なお、このＧＣＲ信号を用いてゴース
ト除去を行うときのゴースト除去遅延時間は、前ゴース
トと後ゴーストを合わせて44.7μs になる。また、同図
（ｂ）に示すように、ディジタル多重信号のゴースト成
分を除去するために必要な基準信号はインパルス形状の
基準信号である。

【００１７】これらの基準信号は、テレビジョン信号に
所定のシーケンスで挿入されており、このシーケンスを
対応させることにより分離させることができる。この分
離技術については、文献４（Kageyama et al."Waveform
Equalization for EDTV Systems using QAM".IEEE Int
ernatinal Conference on Consumer Electronics,DIGES
T,WAM3.2 pp.34-5,June.1991）で開示されている。

【００１８】また、ディジタル多重信号は、ＧＣＲ信号
部分およびその前ライン部分を除いたテレビジョン信号
の部分に多重されている。このようなテレビジョン信号
の垂直帰線期間内における所定範囲の多重信号を遮断す
る技術については文献１に開示されている。

【００１９】そして、各Ａ／Ｄ変換器８２、８５の出力
は、クロックＣＫ１のタイミングでT/10−トランスバー
サルフィルタ（以下、T/10−ＴＦと称す）８６、８７に
それぞれ入力される。これらのT/10−ＴＦ８６、８７
は、図１２に示すように、タップ間隔が伝送周期T に対
してT/10で 128個直列接続されたラッチ１２１と 128個
の乗算器１２２と、それぞれの乗算器１２２の出力を加
算する加算器１２３とを有する 128タップのＴＦであ
る。

【００２０】この場合、例えばＩ軸用のＡ／Ｄ変換器８
２の出力は、それぞれのラッチ１２１に加えられる。ま
た、ラッチ１２１にはそれぞれ図示していないクロック
ＣＫ１が加えられており、T/10秒毎に遅延した信号がそ
れぞれの乗算器１２２に加えられる。乗算器１２２に
は、それぞれｃ_I,-6〜ｃ_I,121 のタップ係数が与えられ
ており、乗算器１２２の 128個の出力信号は、加算器１
２３でそれぞれ加算されて出力される。このT/10−ＴＦ
８６のタップ間隔T/10を時間で表記すると、T/10＝1/(4
fec)＝0.07μs なので、ｃ_I,-6〜ｃ_I,121 のタップ係数
をもつこのT/10−ＴＦ８６は、−0.42〜8.47μs のゴー
スト除去遅延時間範囲をもつ。

【００２１】一方、Ｑ軸用のＡ／Ｄ変換器８５の出力
は、T/10−ＴＦ８６と同様に構成されているタップ間隔
T/10の 128タップのＴＦ８７に入力されてディジタル多
重信号のゴースト成分が除去される。このときのT/10−
ＴＦ８７のタップ係数はｃ_Q,-6〜ｃ_Q,121 と表わされ、
このゴースト除去遅延時間範囲は上記同様−0.42〜8.47
μs である。そして、T/10−ＴＦ８６、８７の各出力は
加算器８８で加算されてこの波形等化装置８０の出力に
なる。

【００２２】以下、図１３のフローチャートを参照して
この波形等化装置の動作を説明する。 一方、テレビジ
ョン受信機の電源投入あるいは選局切り換えなどが行わ
れると、波形等化装置８０のＣＰＵ８９が動作を開始す
る。

【００２３】まず、ＣＰＵ８９は、ＲＯＭ９０に予め格
納されているプログラムを読み出し、ＲＡＭ９１を用い
てタップ係数メモリ９２および各入出力波形メモリ９
３、９４、９５、９６などの初期設定を行う（ステップ
131 ）。例えば、次式に示すように、タップ係数メモリ
９２に格納されているタップ係数の初期化を実行する。

【００２４】ｃ_I,i ＝0 、 i ＝-6,121 ｃ_Q,0 ＝1 ｃ_Q,i ＝0 、 i ＝-6,121、但し i≠0 つまり、Ｉ軸等化用のT/10−ＴＦ８６のタップ係数は全
て0 にして、Ｑ軸等化用のT/10−ＴＦ８７のタップ係数
は、主タップ係数ｃ_Q,0 のみ 1で他を全て 0にする。

【００２５】次に、ＣＰＵ８９は、制御をクロックタイ
ミング発生回路８３に委ねて、Ｉ軸入力波形メモリ９３
およびＩ軸出力波形メモリ９４とにそれぞれＧＣＲ信号
｛ｘ_I,i ｝｛ｙ_I,i ｝を取り込む。Ｉ軸入力波形メモリ
９３には、Ａ／Ｄ変換器８２の出力からＧＣＲ信号を取
り込み、Ｉ軸出力波形メモリ９４には、加算器８８の出
力からＧＣＲ信号を取り込む（ステップ131 ）。

【００２６】次に、ＣＰＵ８９は、文献３などに明示さ
れている８フィールドシーケンスのＧＣＲ計算を行い、
得られたステップ状の基準波形に対して１点差分を行い
入力インパルス波形｛ｘ_I,i ｝と、出力インパルス波形
｛ｙ_I,i ｝とを計算により生成する（ステップ132 ）。

【００２７】そして、ＣＰＵ８９は、次式に示すように
相関演算を行い（ステップ133 ）、 ｄ_I,i ＝ ₀Σｘ_I,k ｙ_I,i+k 、 但し i＝-6,121 （４） さらに、次式に示すように、タップ係数計算演算を行う
（ステップ134 ）。

【００２８】 ｃ_I,i,new ＝ｃ_I,i,old −αｄ_I,i 但し i＝-6,121 （５） ここで、αは正の微小値である。

【００２９】続いて、ＣＰＵ８９は、制御をクロックタ
イミング発生回路８３に委ねて、Ｑ軸入力波形メモリ９
５とＱ軸出力波形メモリ９６とに、それぞれディジタル
多重信号｛ｘ_Q,i ｝｛ｙ_Q,i ｝を取り込む。Ｑ軸入力波
形メモリ９５には、Ａ／Ｄ変換器８５の出力のディジタ
ル多重信号を取り込み、Ｑ軸出力波形メモリ９６には、
T/10−ＴＦ８７の出力のディジタル多重信号を取り込む
（ステップ135 ）。

【００３０】続いて、ＣＰＵ８９は、出力波形のピーク
検出を行い（ステップ136 ）、次式に示すように、誤差
波形計算を行う（ステップ137 ）。

【００３１】 ｅ_Q,i ＝ｙ_Q,i −ｒ（ｙ_Q,i ） （６） 但し、ｒ（ｙ_Q,i ）は送信側で挿入しているインパルス
状の基準波形列である。続いて、ＣＰＵ８９は、次式に
示すように相関計算を行い（ステップ138 ）、 ｄ_Q,i ＝ _kΣｘ_Q,k ＊ｅ_Q,i+k 但し i＝-6,121 （７） ＲＡＭ９１とタップ係数メモリ９２を用いて、次式に示
すように、タップ係数計算演算を行う（ステップ139
）。

【００３２】 ｃ_Q,i,new ＝ｃ_Q,i,old −αｄ_Q,i 但し i＝-6,121 （８） ここで、αは正の微小値である。

【００３３】最後にＣＰＵ８９は、タップ係数の修正回
数を見て（ステップ140 ）、この修正回数が所定回数に
満たない場合は、Ｉ軸の波形取り込みに戻る。また、修
正回数が一致したときは、タップ係数の修正が完了した
として、タップ係数の修正動作を停止する。

【００３４】このような波形等化技術は、従来のＮＴＳ
Ｃ用（映像用）ゴーストキャンセラ技術をそのまま流用
しているので、4.2MHz程度までの波形等化を行うことが
できる。

【００３５】一方、本来等化すべき多重信号の周波数帯
域は、高々0.8MHz以下であることからナイキスト条件を
考慮するとＴＦのタップ間隔はさらに広げることが可能
である。このような点では従来用いられているT/10−Ｔ
Ｆはタップ間隔が狭く、遅延時間が短いといえる。ＴＦ
のタップ間隔を広げることによってタップ数を増加する
ことなくゴースト除去範囲を拡大することができるの
で、例えばT/2 −ＴＦなどを用いることが想定される。

【００３６】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、従来の
T/10−ＴＦをT/2 −ＴＦに変更するだけでは、信号の伝
送周期と、信号を取り込むときのサンプル周期との位相
差が生じてしまい、タイミングよく信号（データ）の取
り込みができないという問題があった。

【００３７】本発明は、少なくともＩ軸にタップ間隔の
広いＴＦを用いることによってＴＦの規模を増加するこ
となくゴースト除去範囲を拡大し、この結果、波形等化
性能の優れた波形等化装置を提供することを目的とす
る。

【００３８】

【課題を解決するための手段】本発明の波形等化装置は
上記した目的を達成するために、Ｉ軸およびＱ軸にそれ
ぞれ分離され、少なくとも前記Ｉ軸に等化基準信号を有
しＱ軸において所定の伝送周期T で伝送されるディジタ
ル多重信号を他の周期T/n （n は 2以上の偶数）でサン
プリングして線形歪を等化する波形等化装置において、
前記周期T/n のm 倍（m は2 以上の整数）のタップ間隔
を有するトランスバーサルフィルタと、前記ディジタル
多重信号より前記周期T/n で複数のディジタルデータを
サンプリングし、その中の一つを選択して前記トランス
バーサルフィルタに出力するデータ選択手段と、前記周
期T/n でサンプリングされた前記等化基準信号を m点差
分してインパルス波を求める手段と、前記インパルス波
のピーク位置を検出することにより前記トランスバーサ
ルフィルタのタップ間隔に対してデータ入力タイミング
を同期させるための位相を算出する手段と、前記データ
選択手段に対して前記位相でディジタルデータを出力す
るよう指示する手段とを具備している。

【００３９】また、この波形等化装置はＩ軸およびＱ軸
にそれぞれ分離され、前記Ｉ軸およびＱ軸に等化基準信
号を有しＱ軸において所定の伝送周期T で伝送されるデ
ィジタル多重信号を他の周期T/n （n は 2以上の偶数）
でサンプリングして線形歪を等化する波形等化装置にお
いて、前記Ｉ軸に対して前記周期T/n のm 倍（m は2以
上の整数）のタップ間隔を有する第１のトランスバーサ
ルフィルタと、前記Ｑ軸に対して前記周期T/n のm 倍
（m は2 以上の整数）のタップ間隔を有する第２のトラ
ンスバーサルフィルタと、前記Ｉ軸の前記ディジタル多
重信号より前記周期T/n で複数のディジタルデータをサ
ンプリングし、その中の一つを選択して前記第１のトラ
ンスバーサルフィルタに出力する第１のデータ選択手段
と、前記Ｑ軸の前記ディジタル多重信号より前記周期T/
n で複数のディジタルデータをサンプリングし、その中
の一つを選択して前記第２のトランスバーサルフィルタ
に出力する第２のデータ選択手段と、前記周期T/n でサ
ンプリングされた前記Ｉ軸およびＱ軸それぞれの前記等
化基準信号を m点差分してそれぞれのインパルス波を求
める手段と、前記各インパルス波のピーク位置を検出す
ることにより前記第１および第２のトランスバーサルフ
ィルタのタップ間隔に対してデータ入力タイミングを同
期させるための位相をそれぞれ算出する手段と、前記第
１および第２のデータ選択手段に対して前記位相でディ
ジタルデータを出力するようそれぞれに指示する手段と
を具備している。

【００４０】

【作用】この発明では、少なくともＩ軸の等化基準信号
をm 点差分（m は2 以上の整数）して波高値を高めたイ
ンパルス波をピーク検出に用いることによって、より正
確にインパルス波のピーク位置を算出し、このピーク位
置からトランスバーサルフィルタのタップ間隔に同期す
る最適な位相を求めて、データ選択手段に対してこの位
相でサンプリングしたディジタル多重信号を出力するよ
う指示するので、タップ間隔の広い（周期T/n のm 倍）
トランスバーサルフィルタにもそのタップ間隔に同期し
てディジタル多重信号が出力される。

【００４１】すなわち、トランスバーサルフィルタの規
模（タップ数など）を増加しなくともタップ間隔を拡大
することによりディジタル多重信号に含まれている線形
歪を広い範囲で等化し、データ誤り率の向上されたディ
ジタル多重信号を得ることができる。

【００４２】

【実施例】以下、本発明の実施例を図面を参照して詳細
に説明する。

【００４３】図１は本発明に係る一実施例の波形等化装
置の構成を示すブロック図である。なお、従来と同一の
構成要素には同一の符号を付し、その説明は省略する。

【００４４】同図において、１はクロックタイミング回
路であり、伝送データのシンボル周期（伝送周期）T に
対して所定周期T/n 、（ nは2 以上の偶数）例えば n＝
10とすると、周期T/10のクロックＣＫ１を発生する。２
は分周器であり、クロックＣＫ１（周期T/10）を1/m
（m は2 以上の整数）分周、例えば1/5 分周してm 倍、
この場合、5 倍の周期T/2 のクロックＣＫ２を発生す
る。３、４はラッチよりなるゲートであり、クロックＣ
Ｋ２の立ち上がりに同期するようデータ取り込み信号の
発生時期を決定する。５、６はトランスバーサルフィル
タ（以下ＴＦと称す）であり、クロックＣＫ２の周期T/
2 と同じタップ間隔、例えばT/2 をもつ。なお、これら
のＴＦ５、６を用いることにより、従来のT/10−ＴＦを
用いたときよりも等化能力のサンプリング位相依存性が
低減される。７、８はデータ選択回路であり、それぞれ
ラッチ回路９、１０、バッファ１１、１２およびセレク
タ１３、１４で構成されており、各ラッチ回路９、１０
はそれぞれ5 個のラッチ群９ａ〜９ｅ、１０ａ〜１０ｅ
からなっている。これらの各ラッチ９ａ〜９ｅ、１０ａ
〜１０ｅには、クロックＣＫ１が共通に供給される。こ
のデータ選択回路７、８は、Ｉ軸およびＱ軸それぞれの
ディジタル多重信号データをサンプリングし、バッファ
１１、１２に一時記憶し、セレクタ１３、１４が最適サ
ンプル位相となるラッチ回路９、１０の出力を選択し、
それぞれのＴＦ５、６に送出する。１５はＣＰＵであ
り、各メモリを制御すると共に8 フィールドシーケンス
ＧＣＲ計算、インパルス位相演算およびタップ演算など
を行う。

【００４５】図２に示すように、ＴＦ５、６は直列接続
された 128個のラッチ２１と、各ラッチ２１にそれぞれ
接続された乗算器２２と、各乗算器２２の出力が加算さ
れる加算器２３とから構成されている。

【００４６】これらのＴＦ５、６はタップ間隔が広いこ
とから、データサンプリング時にサンプル点の間引きが
必要になる。これを図１のＣＰＵ１５とデータ選択回路
７、８とにより実現している。

【００４７】以下、図３のフローチャートを参照してこ
の波形等化装置の動作を説明する。始めにＩ軸に対する
等化動作について説明する。

【００４８】まず、テレビジョン受信機の電源投入ある
いは選局切り換えなどによってＣＰＵ１５は動作を開始
し、ＲＯＭ９０に予め格納されているプログラムを読み
出し、ＲＡＭ９１を用いてタップ係数メモリ９２および
各入出力波形メモリ９３、９５、９４、９６などの初期
設定を行う（ステップ301 ）。これは従来と同じ動作で
ある。

【００４９】ＣＰＵ１５は、初期設定後、データ取り込
みのタイミング制御をクロックタイミング発生回路１に
委ね、ゲート回路３より発生するデータ取り込み信号に
基づきＡ／Ｄ変換器８２の出力からＩ軸入力波形メモリ
９３に、また、加算器８８の出力からＩ軸出力波形メモ
リ９４にそれぞれ等化基準信号としてのＧＣＲ信号｛ｘ
_I,i ｝、｛ｙ_I,i ｝を取り込む（ステップ302 ）。

【００５０】続いて、ＣＰＵ１５は作業用ＲＡＭ９１を
用いて８フィールドシーケンスＧＣＲ計算を行い、得ら
れたステップ状の基準信号を、ｍ点差分、例えば５点差
分して入力信号および出力信号のインパルス波を求める
（ステップ303 ）。これは、従来の一点差分を、例えば
図４（ｂ）に示すようなフィルタをかけたものとする
と、この実施例の場合は、図４（ａ）に示すようなフィ
ルタをかけたのと同じことになる。

【００５１】これら2 つのフィルタの周波数特性を図５
に示す。

【００５２】同図において、Ｓａは１点差分を行ったと
きの周波数特性であり、Ｓｂは５点差分を行ったときの
周波数特性である。また、ＳｃはＩ軸の入力信号であ
り、図８（ｄ）と同じ周波数特性のＬＰＦ８１を通過し
ているため従来の１点差分では、図６（ａ）に示すよう
に、インパルス波Ｉａの波高値が低くなり、後のピーク
検出が雑音などによって正常に行えなくなることがある
が、本実施例の５点差分では、図６（ｂ）に示すよう
に、インパルス波Ｉｂの波高値を高くする（制御ゲイン
を上げる）ことができるのでピーク検出する際に雑音の
影響を受けにくくなる。

【００５３】したがって、ＣＰＵ１５がインパルス波Ｉ
ｂのピーク検出を行うと、そのピーク位置ｐ_I,k （ｋは
データ番号）が正確に求められる（ステップ304 ）。

【００５４】次に、ＣＰＵ１５は、このインパルス波Ｉ
ｂのピーク位置ｐ_I,k がどのサンプル系列｛ｘ_I,5k｝、
｛ｘ_I,5k+1｝〜｛ｘ_I,5k+4｝から得られたのもなのかを
次式（９）に従って判定する（ステップ304 ）。なお、
サンプル系列｛ｘ_I,5k｝は、データ取り込み信号に同期
したサンプル系列であり、サンプル系列｛ｘ_I,5k+1｝〜
｛ｘ_I,5k+4｝は、サンプル系列｛ｘ_I,5k｝よりもT/10毎
に遅延してサンプリングされたサンプル系列である。

【００５５】 φ_I ＝ｍｏｄ（ｋ） （９） ここで、ｍｏｄ（ｘ）は、ｘを 5で割った余り（ 0〜
4）であり、ＣＰＵ１５の判定として、例えばφ_I ＝ 0
のときは、サンプル系列｛ｘ_I,5k｝が選択すべきデータ
系列となり、φ_I ＝ 1のときは、サンプル系列｛ｘ
_I,5k+1｝が選択すべきデータ系列となる。

【００５６】このようにφ_I の値に応じてＣＰＵ１５は
データ系列を選択し（ステップ305）、セレクタ１３に
クロック選択信号を出力し、サンプル周期がT/2 になる
ようにサンプル点の間引きを行う（ステップ306 ）。例
えばラッチ回路９の各ラッチ９ａ〜９ｅの出力は、バッ
ファ１１に一時記憶され、クロック選択信号の極性に応
じてセレクタ１３によってその中の一つが選択される。
そして、ＣＰＵ１５はその一つのデータを用いて相関計
算を行う（ステップ307 ）。その後は、従来例と同様に
Ｉ軸のタップ係数計算を行う（ステップ308 ）。

【００５７】次に、Ｑ軸に対する等化動作について説明
する。

【００５８】Ｑ軸もＩ軸と同様にゲート回路４のデータ
取り込み信号に基づき出力波形を取り込み（ステップ30
9 ）、従来と同様にピーク検出を行う（ステップ310
）。そして、ＣＰＵ１５はＩ軸と同様、φ_Q を求めピ
ーク位置ｐ_Q,k を含むようにサンプル位相を選択し、
（ステップ311 ）、セレクタ１４を用いて入出力信号の
サンプル周期がT/2 になるようにサンプル点の間引きを
行う（ステップ312 ）。例えばラッチ回路１０の各ラッ
チ１０ａ〜１０ｅの出力は、バッファ１２に一時記憶さ
れ、クロック選択信号Ｓ１の極性に応じてセレクタ１４
によってその中の一つが選択される。

【００５９】そして、ＣＰＵ１５は、その一つのデータ
を用いて誤差計算し（ステップ313）、相関計算を行う
（ステップ314 ）。その後は従来と同様にＱ軸のタップ
係数計算を行い（ステップ315 ）、このタップ係数の修
正回数を見る動作を実行する（ステップ316 ）。

【００６０】上記の結果、Ｉ、Ｑ軸共に5 個のデータの
中から選択された最適サンプル位相となるラッチ回路
９、１０の出力がＴＦ５、６に出力される。

【００６１】以下、ＴＦ５、６の各動作を説明する。

【００６２】ＴＦ５に最適サンプル位相の出力（Ｉ軸用
のＡ／Ｄ変換器８２の出力）が入力されると、この出力
は 128個直列接続されたラッチ２１に加えられる。ラッ
チ２１にはそれぞれ図示していないクロックＣＫ２が加
えられており、T/2 秒毎に遅延した信号がそれぞれ 128
個の乗算器２２に加えられる。これらの乗算器２２に
は、上記したように算出されたタップ係数ｃ_I,-6〜ｃ
_I,121 が加えられている。これらの乗算器２２の 128個
の出力信号は、加算器２３で加算されてＴＦ５の出力と
なる。

【００６３】このＴＦ５のタップ間隔 T/2を遅延時間で
表すと、 T/2＝5/(4fsc)＝ 0.349μs なので、ｃ_I,-6〜
ｃ_I,121 のタップ係数をもつ 128タップのＴＦ５では、
ゴースト除去遅延時間の範囲が−2.1 〜42.3μs にな
る。つまり、このＴＦ５は、従来と同じタップ数にもか
かわらず広い範囲のゴースト除去を行うことができる。

【００６４】一方、ＴＦ６にＱ軸用のＡ／Ｄ変換器８の
出力が入力されると、ＴＦ５と同様に、ディジタル多重
信号のゴースト成分が除去される。ここで、ＴＦ６のタ
ップ係数をｃ_Q,-6〜ｃ_Q,121 と表記する。ＴＦ６のゴー
スト除去遅延時間の範囲も−2.1 〜42.3μs である。

【００６５】そして、それぞれのＴＦ５、６により広範
囲にゴーストが除去され、この結果互いの各出力が加算
器８８で加算されたものが波形等化回路の多重データ出
力となる。

【００６６】このように本実施例の波形等化装置によれ
ば、Ｉ軸、Ｑ軸ともにT/2 −ＴＦ５、６を用いることに
より、ＴＦ自体のタップ数を増加することなくゴースト
除去を広範囲で行うことができるようになる。また、そ
れに伴う補間動作の際、ＣＰＵはＧＣＲ信号を５点差分
して、正確にサンプル位相を求め、この位相でラッチ回
路の出力を選択して出力するようにデータ選択回路に指
示するのでデータ選択回路よりT/2 −トランスバーサル
フィルタには位相ずれのないディジタル多重信号が出力
される。したがって、T/2 トランスバーサルフィルタで
は、従来よりタップ間隔が広い分、広範囲にゴースト除
去が行われる。

【００６７】この結果、トランスバーサルフィルタから
はデータ誤り率が向上されたディジタル多重信号を出力
することができる。このデータ誤り率が向上するという
ことはディジタル信号伝送において大変有効なことであ
る。

【００６８】なお、本発明において、Ｑ軸の基準信号の
形状に基づきＱ軸の基準信号からそのピークを求めると
きには、各種さまざまな手法があることは明らかであ
る。また、Ｑ軸にインパルス波となる基準信号が挿入さ
れていない場合、ディジタルデータ自身の等化を行うこ
とにより（公知の技術）、Ｑ軸を等化することができ
る。この場合でも、本発明はＩ軸にステップ形状の基準
信号（ＧＣＲ）が挿入されていればＩ軸に対する等化手
段として有効に適応できる。

【００６９】

【発明の効果】以上説明したように本発明の波形等化装
置によれば、少なくともＩ軸側のディジタル多重信号の
等化基準信号を m点差分して、より正確にインパルス波
のピーク位置を検出し、このピーク位置から最適サンプ
ル位相を求めることによってサンプル周期T/n の m倍の
タップ間隔を有するトランスバーサルフィルタに最適な
位相でディジタル多重信号を出力し、このトランスバー
サルフィルタがディジタル多重信号に含まれている線形
歪を広範囲に等化するので波形等化装置の波形等化性能
を向上することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係る一実施例の波形等化装置の構成を
示すブロック図である。

【図２】図１の波形等化装置に用いられているＴＦの構
成を示すブロック図である。

【図３】この実施例の波形等化装置の動作を説明するた
めのフローチャートである。

【図４】（ａ）は一点差分したとき（従来）の仮想フィ
ルタを示す図である。（ｂ）は５点差分したときの仮想
フィルタを示す図である。

【図５】図４（ａ）および図４（ｂ）のフィルタの各周
波数特性を示す図である。

【図６】（ａ）は一点差分により求められたインパルス
波Ｉａを示す図である。（ｂ）は５点差分により求めら
れたインパルス波Ｉｂを示す図である。

【図７】従来のテレビジョン受信機の構成を示すブロッ
ク図である。

【図８】（ａ）は映像信号（Ｖ）の伝送帯域を示す図で
ある。（ｂ）はディジタル多重信号（Ｍ）の帯域形状を
示す図である。（ｃ）はディジタル多重信号（Ｍ）のス
ペクトルを示す図である。（ｄ）は従来の同期検波器の
カットオフ周波数を示す図である。

【図９】遅延時間τ秒、強度ｇのゴーストが存在すると
きのディジタル多重信号（Ｍ）と映像信号（Ｖ）の位相
関係を示すベクトル図である。

【図１０】従来の波形等化装置の構成を示す図である。

【図１１】（ａ）はＧＣＲ信号を示す図である。（ｂ）
はインパルス形状の基準信号を示す図である。

【図１２】従来の波形等化装置に用いられているT/10の
トランスバーサルフィルタの構成を示す図である。

【図１３】従来の波形等化装置の動作を説明するための
フローチャートである。

【符号の説明】

１…クロックタイミング回路、２…分周器、３、４…ゲ
ート、５、６…トランスバーサルフィルタ、７、８…デ
ータ選択回路、９、１０…ラッチ回路、１１、１２…バ
ッファ、１３、１４…セレクタ、１５…ＣＰＵ。

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 Ｉ軸およびＱ軸にそれぞれ分離され、少
   なくとも前記Ｉ軸に等化基準信号を有しＱ軸において所
   定の伝送周期T で伝送されるディジタル多重信号を他の
   周期T/n （n は 2以上の偶数）でサンプリングして線形
   歪を等化する波形等化装置において、 前記周期T/n のm 倍（m は2 以上の整数）のタップ間隔
   を有するトランスバーサルフィルタと、 前記ディジタル多重信号より前記周期T/n で複数のディ
   ジタルデータをサンプリングし、その中の一つを選択し
   て前記トランスバーサルフィルタに出力するデータ選択
   手段と、 前記周期T/n でサンプリングされた前記等化基準信号を
   m点差分してインパルス波を求める手段と、 前記インパルス波のピーク位置を検出することにより前
   記トランスバーサルフィルタのタップ間隔に対してデー
   タ入力タイミングを同期させるための位相を算出する手
   段と、 前記データ選択手段に対して前記位相でディジタルデー
   タを出力するよう指示する手段とを具備することを特徴
   とする波形等化装置。
2. 【請求項２】 Ｉ軸およびＱ軸にそれぞれ分離され、前
   記Ｉ軸およびＱ軸に等化基準信号を有しＱ軸において所
   定の伝送周期T で伝送されるディジタル多重信号を他の
   周期T/n （n は 2以上の偶数）でサンプリングして線形
   歪を等化する波形等化装置において、 前記Ｉ軸に対して前記周期T/n のm 倍（m は2 以上の整
   数）のタップ間隔を有する第１のトランスバーサルフィ
   ルタと、 前記Ｑ軸に対して前記周期T/n のm 倍（m は2 以上の整
   数）のタップ間隔を有する第２のトランスバーサルフィ
   ルタと、 前記Ｉ軸の前記ディジタル多重信号より前記周期T/n で
   複数のディジタルデータをサンプリングし、その中の一
   つを選択して前記第１のトランスバーサルフィルタに出
   力する第１のデータ選択手段と、 前記Ｑ軸の前記ディジタル多重信号より前記周期T/n で
   複数のディジタルデータをサンプリングし、その中の一
   つを選択して前記第２のトランスバーサルフィルタに出
   力する第２のデータ選択手段と、 前記周期T/n でサンプリングされた前記Ｉ軸およびＱ軸
   それぞれの前記等化基準信号を m点差分してそれぞれの
   インパルス波を求める手段と、 前記各インパルス波のピーク位置を検出することにより
   前記第１および第２のトランスバーサルフィルタのタッ
   プ間隔に対してデータ入力タイミングを同期させるため
   の位相をそれぞれ算出する手段と、 前記第１および第２のデータ選択手段に対して前記位相
   でディジタルデータを出力するようそれぞれに指示する
   手段とを具備することを特徴とする波形等化装置。