JPH05268280A - 包絡線発生回路付送信装置 - Google Patents
包絡線発生回路付送信装置Info
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- JPH05268280A JPH05268280A JP6021992A JP6021992A JPH05268280A JP H05268280 A JPH05268280 A JP H05268280A JP 6021992 A JP6021992 A JP 6021992A JP 6021992 A JP6021992 A JP 6021992A JP H05268280 A JPH05268280 A JP H05268280A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 消費電力低減のためにパワーアンプの最大振
幅値を包絡線信号で制御する優れた包絡線発生回路付送
信装置を提供する。 【構成】 温度や経年変化の影響が少ないスイッチドキ
ャパシタ回路１１を用いて、包絡線信号をベースバンド
信号から直接発生させるようにしたものである。また、
包絡線信号振幅を求めるアルゴリズムに、Ｉ，Ｑチャネ
ルサンプル信号点をＩ−Ｑ平面上でＩ軸に逐次近づける
線形変換を行い包絡線振幅値をＩ座標値として取り出す
パイプライン処理に適した方式を採用することにより、
さまざまな要求精度およびサンプリング周波数に対応可
能な回路構成で実現できる。 【効果】 温度や経年変化の影響が少ないスイッチドキ
ャパシタ回路を用いて、高精度の包絡線信号を安定して
発生させてパワーアンプの最大振幅値を制御することに
より、包絡線再生による送信機の低消費電力化が実現で
きる。
幅値を包絡線信号で制御する優れた包絡線発生回路付送
信装置を提供する。 【構成】 温度や経年変化の影響が少ないスイッチドキ
ャパシタ回路１１を用いて、包絡線信号をベースバンド
信号から直接発生させるようにしたものである。また、
包絡線信号振幅を求めるアルゴリズムに、Ｉ，Ｑチャネ
ルサンプル信号点をＩ−Ｑ平面上でＩ軸に逐次近づける
線形変換を行い包絡線振幅値をＩ座標値として取り出す
パイプライン処理に適した方式を採用することにより、
さまざまな要求精度およびサンプリング周波数に対応可
能な回路構成で実現できる。 【効果】 温度や経年変化の影響が少ないスイッチドキ
ャパシタ回路を用いて、高精度の包絡線信号を安定して
発生させてパワーアンプの最大振幅値を制御することに
より、包絡線再生による送信機の低消費電力化が実現で
きる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、特に低消費電力化が重
視されるディジタル移動通信の包絡線発生回路付送信装
置に関する。
視されるディジタル移動通信の包絡線発生回路付送信装
置に関する。
【０００２】
【従来の技術】図５は従来の４相位相変調（ｑｕａｄｒ
ａｔｅ ｐｈａｓｅ ｓｈｉｆｔ ｋｅｙｉｎｇ、以降
ＱＰＳＫと記す）送信機の構成を示すブロック図であ
る。図５において、１はディジタルデータ入力端、２は
符号化回路、３はＩチャネル帯域制限フィルタ、４はＱ
チャネル帯域制限フィルタ、５は発振器、６，７はアナ
ログ乗算器、８はアナログ加算器、９はパワーアンプ、
１０は送信アンテナ、７１はアナログ包絡線検波回路で
ある。
ａｔｅ ｐｈａｓｅ ｓｈｉｆｔ ｋｅｙｉｎｇ、以降
ＱＰＳＫと記す）送信機の構成を示すブロック図であ
る。図５において、１はディジタルデータ入力端、２は
符号化回路、３はＩチャネル帯域制限フィルタ、４はＱ
チャネル帯域制限フィルタ、５は発振器、６，７はアナ
ログ乗算器、８はアナログ加算器、９はパワーアンプ、
１０は送信アンテナ、７１はアナログ包絡線検波回路で
ある。
【０００３】以上のように構成されたＱＰＳＫ送信機に
ついて、以下その動作について説明する。まず、ディジ
タルデータ入力端１からデータが入力されると、符号化
回路２はこれを２ビットずつ符号化して、Ｉ，Ｑおのお
ののチャネルに１または−１の振幅の２値パルス列を出
力する。帯域制限フィルタ３，４はこれら２値パルス列
に対して独立に帯域制限を行い、アナログベースバンド
信号を発生する。一方発振器５は、送信周波数の余弦波
と正弦波を発生しており、乗算器６は上記Ｉチャネルベ
ースバンド信号と上記余弦波を、また乗算器７は上記Ｑ
チャネルベースバンド信号と上記正弦波をおのおの掛け
合わせ、加算器８で加算して被変調波を得る。上記被変
調波はパワーアンプ９で電力増幅され、送信アンテナ１
０から放射される。ここで装置の低消費電力化を図るた
めには、パワーアンプ９を飽和領域で動作させて電力効
率を上げる必要があるが、パワーアンプ９を飽和領域で
動作させるとその出力は広い帯域成分を持つ定包絡線信
号になり、フィルタ３，４による帯域制限の効果が全く
なくなる。このため、包絡線検波回路７１で上記被変調
波から包絡線信号を抽出し、パワーアンプ９の最大振幅
値を制御することにより、上記被変調波と同型の包絡線
を有する狭帯域の送信信号を得る。
ついて、以下その動作について説明する。まず、ディジ
タルデータ入力端１からデータが入力されると、符号化
回路２はこれを２ビットずつ符号化して、Ｉ，Ｑおのお
ののチャネルに１または−１の振幅の２値パルス列を出
力する。帯域制限フィルタ３，４はこれら２値パルス列
に対して独立に帯域制限を行い、アナログベースバンド
信号を発生する。一方発振器５は、送信周波数の余弦波
と正弦波を発生しており、乗算器６は上記Ｉチャネルベ
ースバンド信号と上記余弦波を、また乗算器７は上記Ｑ
チャネルベースバンド信号と上記正弦波をおのおの掛け
合わせ、加算器８で加算して被変調波を得る。上記被変
調波はパワーアンプ９で電力増幅され、送信アンテナ１
０から放射される。ここで装置の低消費電力化を図るた
めには、パワーアンプ９を飽和領域で動作させて電力効
率を上げる必要があるが、パワーアンプ９を飽和領域で
動作させるとその出力は広い帯域成分を持つ定包絡線信
号になり、フィルタ３，４による帯域制限の効果が全く
なくなる。このため、包絡線検波回路７１で上記被変調
波から包絡線信号を抽出し、パワーアンプ９の最大振幅
値を制御することにより、上記被変調波と同型の包絡線
を有する狭帯域の送信信号を得る。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら上記従来
のＱＰＳＫ送信機では、包絡線検波を行う被変調波にア
ナログ乗算器，アナログ加算器の歪が含まれており、さ
らに包絡線検波回路はアナログ回路であるため、温度変
化や経年変化の影響を受け易いので、安定して高精度の
包絡線信号を得ることができず、パワーアンプでの包絡
線再生に用いることが困難であるという問題があった。
のＱＰＳＫ送信機では、包絡線検波を行う被変調波にア
ナログ乗算器，アナログ加算器の歪が含まれており、さ
らに包絡線検波回路はアナログ回路であるため、温度変
化や経年変化の影響を受け易いので、安定して高精度の
包絡線信号を得ることができず、パワーアンプでの包絡
線再生に用いることが困難であるという問題があった。
【０００５】本発明は上記従来の問題を解決するもの
で、温度変化や経年変化の影響の少ないスイッチドキャ
パシタ回路（以降ＳＣ回路と記す）で高精度の包絡線信
号をベースバンド信号からの直接発生させることのでき
る包絡線発生回路付送信装置を提供するものである。
で、温度変化や経年変化の影響の少ないスイッチドキャ
パシタ回路（以降ＳＣ回路と記す）で高精度の包絡線信
号をベースバンド信号からの直接発生させることのでき
る包絡線発生回路付送信装置を提供するものである。
【０００６】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に本発明は、温度や経年変化の影響が少ないＳＣ回路を
用いて、Ｉ，Ｑチャネルサンプル信号点をＩ−Ｑ平面上
でＩ軸に逐次近づける線形変換を行い包絡線振幅値をＩ
座標値として取り出す演算を実行することにより、高精
度の包絡線信号をベースバンド信号から直接発生させる
ようにしたものである。
に本発明は、温度や経年変化の影響が少ないＳＣ回路を
用いて、Ｉ，Ｑチャネルサンプル信号点をＩ−Ｑ平面上
でＩ軸に逐次近づける線形変換を行い包絡線振幅値をＩ
座標値として取り出す演算を実行することにより、高精
度の包絡線信号をベースバンド信号から直接発生させる
ようにしたものである。
【０００７】
【作用】Ｉ，Ｑチャネルサンプル信号点をＩ−Ｑ平面上
でＩ軸に近づける線形変換を行い包絡線振幅値をＩ座標
値として取り出すアルゴリズムは、定係数の乗算と加減
算で実行でき、しかもパイプライン処理が可能である。
このため、温度や経年変化の影響が少ないという特徴を
有するＳＣ回路で容易に実時間処理が可能となり、安定
して高精度の包絡線信号を発生させることができるの
で、パワーアンプでの包絡線再生を行って装置の低消費
電力化を図ることができるようになる。
でＩ軸に近づける線形変換を行い包絡線振幅値をＩ座標
値として取り出すアルゴリズムは、定係数の乗算と加減
算で実行でき、しかもパイプライン処理が可能である。
このため、温度や経年変化の影響が少ないという特徴を
有するＳＣ回路で容易に実時間処理が可能となり、安定
して高精度の包絡線信号を発生させることができるの
で、パワーアンプでの包絡線再生を行って装置の低消費
電力化を図ることができるようになる。
【０００８】
【実施例】図１は本発明の一実施例のＱＰＳＫ送信機の
構成図である。図１において、図５と同符号を付した部
分は名称および機能が同一である。１１はＳＣ包絡線発
生回路である。
構成図である。図１において、図５と同符号を付した部
分は名称および機能が同一である。１１はＳＣ包絡線発
生回路である。
【０００９】次に本発明で用いる包絡線振幅の計算アル
ゴリズムについて説明する。図２にＩ−Ｑ平面における
Ｉ，Ｑベースバンド信号を示す。図２のＡ点（Ｉ0，
Ｑ0）を（数１）の回転行列で線形変換すると、Ａ点は
Ｂ点に変換されそのＩ座標値はＡ点の包絡線振幅値Ｒ＝
（Ｉ0 2＋Ｑ0 2）0.5を与える。
ゴリズムについて説明する。図２にＩ−Ｑ平面における
Ｉ，Ｑベースバンド信号を示す。図２のＡ点（Ｉ0，
Ｑ0）を（数１）の回転行列で線形変換すると、Ａ点は
Ｂ点に変換されそのＩ座標値はＡ点の包絡線振幅値Ｒ＝
（Ｉ0 2＋Ｑ0 2）0.5を与える。
【００１０】
【数１】
【００１１】ここで、θを直接求めることは困難である
が、ＱK→０となるように（数２）の逐次計算を行う
と、θK＝ｔａｎ-1（ＱK／ＩK）は、｜θK｜≦９０°，
４５°，２２．５°…と０°に向かい、ＩK→Ｒとな
る。
が、ＱK→０となるように（数２）の逐次計算を行う
と、θK＝ｔａｎ-1（ＱK／ＩK）は、｜θK｜≦９０°，
４５°，２２．５°…と０°に向かい、ＩK→Ｒとな
る。
【００１２】
【数２】
【００１３】また、（数２）の代わりに、（数３）を実
行しても｜ｔａｎθK｜≦２0，２-1，２-2……０となっ
て同様に収束する。
行しても｜ｔａｎθK｜≦２0，２-1，２-2……０となっ
て同様に収束する。
【００１４】
【数３】
【００１５】（数３）は係数δKが２のべき乗の形なの
で少ない種類のコンデンサを組み合わせて実現でき、ま
た係数のひとつが１なので同じＳＣ積分器で反復計算を
行う場合、積分コンデンサに蓄えられている前の計算結
果をそのまま利用して回路の小型化を図ることも可能な
アルゴリズムである。次に（数３）の収束速度を計算す
ると（表１）のようになる。
で少ない種類のコンデンサを組み合わせて実現でき、ま
た係数のひとつが１なので同じＳＣ積分器で反復計算を
行う場合、積分コンデンサに蓄えられている前の計算結
果をそのまま利用して回路の小型化を図ることも可能な
アルゴリズムである。次に（数３）の収束速度を計算す
ると（表１）のようになる。
【００１６】
【表１】
【００１７】ここで、εｋ＝｜１−ＣＯＳ（θK）｜≦
｜１−ＣＯＳ［ｔａｎ-1（２-K+1）］｜（表１）より、
例えば包絡線を９ビット相当の精度で計算するには、変
換を５回行えば充分であることがわかる。
｜１−ＣＯＳ［ｔａｎ-1（２-K+1）］｜（表１）より、
例えば包絡線を９ビット相当の精度で計算するには、変
換を５回行えば充分であることがわかる。
【００１８】図１のように構成された包絡線発生回路付
送信装置の実施例について、以下その動作について説明
する。まず、ディジタルデータ入力端１からデータが入
力すると、符号化回路２はこれを２ビットずつ符号化し
て、Ｉ，Ｑおのおののチャネルに１または−１の振幅の
２値パルス列を出力する。帯域制限フィルタ３，４はこ
れら２値パルス列に対して独立に帯域制限を行い、アナ
ログベースバンド信号を発生する。一方発振器５は、送
信周波数の余弦波と正弦波を発生しており、乗算器６は
上記Ｉチャネルベースバンド信号と上記余弦波を、また
乗算器７は上記Ｑチャネルベースバンド信号と上記正弦
波をおのおの掛け合わせ、加算器８で加算して被変調波
を得る。上記被変調波はパワーアンプ９で電力増幅さ
れ、送信アンテナ１０から放射される。ここで装置の低
消費電力化を図るためには、パワーアンプ９を飽和領域
で動作させて電力効率を上げる必要があるが、パワーア
ンプを飽和領域で動作させるとその出力は広い帯域成分
を持つ定包絡線信号になり、上記フィルタ３，４による
帯域制限の効果が全くなくなる。このため、包絡線発生
回路１１は上記ベースバンド信号をサンプリングし、上
記（数１），（数３）を５回反復計算して包絡線信号を
発生させ、パワーアンプ９の最大振幅値を制御すること
により、上記被変調波と同型の包絡線を有する狭帯域の
送信信号を得る。
送信装置の実施例について、以下その動作について説明
する。まず、ディジタルデータ入力端１からデータが入
力すると、符号化回路２はこれを２ビットずつ符号化し
て、Ｉ，Ｑおのおののチャネルに１または−１の振幅の
２値パルス列を出力する。帯域制限フィルタ３，４はこ
れら２値パルス列に対して独立に帯域制限を行い、アナ
ログベースバンド信号を発生する。一方発振器５は、送
信周波数の余弦波と正弦波を発生しており、乗算器６は
上記Ｉチャネルベースバンド信号と上記余弦波を、また
乗算器７は上記Ｑチャネルベースバンド信号と上記正弦
波をおのおの掛け合わせ、加算器８で加算して被変調波
を得る。上記被変調波はパワーアンプ９で電力増幅さ
れ、送信アンテナ１０から放射される。ここで装置の低
消費電力化を図るためには、パワーアンプ９を飽和領域
で動作させて電力効率を上げる必要があるが、パワーア
ンプを飽和領域で動作させるとその出力は広い帯域成分
を持つ定包絡線信号になり、上記フィルタ３，４による
帯域制限の効果が全くなくなる。このため、包絡線発生
回路１１は上記ベースバンド信号をサンプリングし、上
記（数１），（数３）を５回反復計算して包絡線信号を
発生させ、パワーアンプ９の最大振幅値を制御すること
により、上記被変調波と同型の包絡線を有する狭帯域の
送信信号を得る。
【００１９】図３に本実施例における包絡線発生回路を
示す。図３において、２０はＩチャネルサンプル入力Ｉ
０の入力端、２１はＱチャネルサンプル入力Ｑ０の入力
端、２２はＩチャネルサンプル入力Ｉ０の絶対値回路、
２３は｜Ｉ０｜，Ｑ０入力に対する線形変換回路
［１］、２４は線形変換回路［１］２３の出力Ｉ１，Ｑ
１入力に対する線形変換回路［２］、２５は線形変換回
路［２］２４の出力Ｉ２，Ｑ２入力に対する線形変換回
路［３］、２６は線形変換回路［３］２５の出力Ｉ３，
Ｑ３入力に対する線形変換回路［４］、２７は線形変換
回路［４］２６の出力Ｉ４，Ｑ４入力に対する線形変換
回路［５］、２８は線形変換回路［５］２７の出力Ｉ５
に対するレベル調整用アンプ、２９は包絡線サンプル出
力端である。
示す。図３において、２０はＩチャネルサンプル入力Ｉ
０の入力端、２１はＱチャネルサンプル入力Ｑ０の入力
端、２２はＩチャネルサンプル入力Ｉ０の絶対値回路、
２３は｜Ｉ０｜，Ｑ０入力に対する線形変換回路
［１］、２４は線形変換回路［１］２３の出力Ｉ１，Ｑ
１入力に対する線形変換回路［２］、２５は線形変換回
路［２］２４の出力Ｉ２，Ｑ２入力に対する線形変換回
路［３］、２６は線形変換回路［３］２５の出力Ｉ３，
Ｑ３入力に対する線形変換回路［４］、２７は線形変換
回路［４］２６の出力Ｉ４，Ｑ４入力に対する線形変換
回路［５］、２８は線形変換回路［５］２７の出力Ｉ５
に対するレベル調整用アンプ、２９は包絡線サンプル出
力端である。
【００２０】以下図３の動作について説明する。図３に
おいて、Ｉチャネルサンプル入力端２０からＩ０，Ｑチ
ャネルサンプル入力端２１からＱ０が入力すると、まず
絶対値回路２２は｜Ｉ０｜を出力する。線形変換回路
［１］２３が（｜Ｉ０｜，Ｑ０）の入力に対して（数
３）を１回実行して（Ｉ１，Ｑ１）を出力すると、これ
を入力として線形変換回路［２］２４が（数３）を１回
実行して（Ｉ２，Ｑ２）を出力する。以下同様に線形変
換回路［３］２５，線形変換回路［４］２６，線形変換
回路［５］２７がおのおの（Ｉ３，Ｑ３），（Ｉ４，Ｑ
４），（Ｉ５，Ｑ５）を出力する。これにより、（数
３）が５回反復実行されるので、Ｉ５をレベル調整用ア
ンプ２８でＫ倍することにより、９ビット精度の包絡線
信号が１サンプル得られる。なおＫは（数４）で与えら
れる。
おいて、Ｉチャネルサンプル入力端２０からＩ０，Ｑチ
ャネルサンプル入力端２１からＱ０が入力すると、まず
絶対値回路２２は｜Ｉ０｜を出力する。線形変換回路
［１］２３が（｜Ｉ０｜，Ｑ０）の入力に対して（数
３）を１回実行して（Ｉ１，Ｑ１）を出力すると、これ
を入力として線形変換回路［２］２４が（数３）を１回
実行して（Ｉ２，Ｑ２）を出力する。以下同様に線形変
換回路［３］２５，線形変換回路［４］２６，線形変換
回路［５］２７がおのおの（Ｉ３，Ｑ３），（Ｉ４，Ｑ
４），（Ｉ５，Ｑ５）を出力する。これにより、（数
３）が５回反復実行されるので、Ｉ５をレベル調整用ア
ンプ２８でＫ倍することにより、９ビット精度の包絡線
信号が１サンプル得られる。なおＫは（数４）で与えら
れる。
【００２１】
【数４】
【００２２】ここで、上記絶対値回路，線形変換回路は
パイプライン処理にて実行できるので、さまざまな要求
精度およびサンプリング周波数に対応可能である。
パイプライン処理にて実行できるので、さまざまな要求
精度およびサンプリング周波数に対応可能である。
【００２３】さらに図４に図３のＫ段目の線形変換回路
［Ｋ］の回路図を示す。図４において、３０はＩチャネ
ルサンプル入力ＩＫの入力端、３１はＱチャネルサンプ
ル入力ＱＫの入力端、３２，３３，３４，３５はアナロ
グスイッチ、３６は容量値９．６ｐＦのコンデンサ、３
７，３８，３９，４０，４１はアナログスイッチ、４２
は容量値９．６×２-KｐＦのコンデンサ、４３，４４，
４５，４６，４７はアナログスイッチ、４８は容量値
９．６ｐＦのコンデンサ、４９，５０，５１，５２，５
３はアナログスイッチ、５４は容量値９．６×２-KｐＦ
のコンデンサ、５５はアナログスイッチ、５６は入力端
３０のＱチャネルサンプル入力ＱＫの正負判定を行うコ
ンパレータ、５７はコンパレータ５６の出力に基づいて
上記すべてのアナログスイッチＳ1〜Ｓ22の制御信号を
発生する制御回路、５８はアナログスイッチ、５９は容
量値９．６ｐＦのコンデンサ、６０はオペレーションア
ンプ（以降ＯＰアンプと記す）、６１はアナログスイッ
チ、６２は容量値９．６ｐＦのコンデンサ、６３はＯＰ
アンプ、６４はＩチャネルサンプル出力ＩK+1の出力
端、６５はＱチャネルサンプル出力ＱK+1の出力端であ
り、図のように接続されている。
［Ｋ］の回路図を示す。図４において、３０はＩチャネ
ルサンプル入力ＩＫの入力端、３１はＱチャネルサンプ
ル入力ＱＫの入力端、３２，３３，３４，３５はアナロ
グスイッチ、３６は容量値９．６ｐＦのコンデンサ、３
７，３８，３９，４０，４１はアナログスイッチ、４２
は容量値９．６×２-KｐＦのコンデンサ、４３，４４，
４５，４６，４７はアナログスイッチ、４８は容量値
９．６ｐＦのコンデンサ、４９，５０，５１，５２，５
３はアナログスイッチ、５４は容量値９．６×２-KｐＦ
のコンデンサ、５５はアナログスイッチ、５６は入力端
３０のＱチャネルサンプル入力ＱＫの正負判定を行うコ
ンパレータ、５７はコンパレータ５６の出力に基づいて
上記すべてのアナログスイッチＳ1〜Ｓ22の制御信号を
発生する制御回路、５８はアナログスイッチ、５９は容
量値９．６ｐＦのコンデンサ、６０はオペレーションア
ンプ（以降ＯＰアンプと記す）、６１はアナログスイッ
チ、６２は容量値９．６ｐＦのコンデンサ、６３はＯＰ
アンプ、６４はＩチャネルサンプル出力ＩK+1の出力
端、６５はＱチャネルサンプル出力ＱK+1の出力端であ
り、図のように接続されている。
【００２４】以下図４の動作について順を追って説明す
る。 （１）アナログスイッチ３２，３４，３８，４０，４
４，４６，５０，５２，５８，６１を短絡すると、ＩＫ
３０によりコンデンサ３６，５４，ＱＫ３１によりコン
デンサ４２，４８が充電され、コンデンサ５９，６２は
放電される。
る。 （１）アナログスイッチ３２，３４，３８，４０，４
４，４６，５０，５２，５８，６１を短絡すると、ＩＫ
３０によりコンデンサ３６，５４，ＱＫ３１によりコン
デンサ４２，４８が充電され、コンデンサ５９，６２は
放電される。
【００２５】（２）アナログスイッチ５８，６１を短絡
し、コンデンサ５９，６２を放電する。
し、コンデンサ５９，６２を放電する。
【００２６】（３）コンパレータ５６でＱＫの正負判定
を行い、以下の処理を行う。ＱＫ≧０の時、アナログス
イッチ３３，３７およびアナログスイッチ３９，４３を
短絡すると、ＯＰアンプ６０の出力はＩK+1＝ＩK+2 -K×
ＱＫになる。また同時にアナログスイッチ４６，４７お
よびアナログスイッチ５２，５３を短絡すると、ＯＰア
ンプ６３の出力はＱK+1＝ＩK-2 -K×ＱＫになる。
を行い、以下の処理を行う。ＱＫ≧０の時、アナログス
イッチ３３，３７およびアナログスイッチ３９，４３を
短絡すると、ＯＰアンプ６０の出力はＩK+1＝ＩK+2 -K×
ＱＫになる。また同時にアナログスイッチ４６，４７お
よびアナログスイッチ５２，５３を短絡すると、ＯＰア
ンプ６３の出力はＱK+1＝ＩK-2 -K×ＱＫになる。
【００２７】ＱＫ＜０の時、アナログスイッチ３３，３
７およびアナログスイッチ４０，４１を短絡すると、Ｏ
Ｐアンプ６０の出力はＩK+1＝ＩK-2 -K×ＱＫになる。ま
た同時にアナログスイッチ４６，４７およびアナログス
イッチ５１，５５を短絡すると、ＯＰアンプ６３の出力
はＱK+1＝ＩK+2 -K×ＱＫになる。
７およびアナログスイッチ４０，４１を短絡すると、Ｏ
Ｐアンプ６０の出力はＩK+1＝ＩK-2 -K×ＱＫになる。ま
た同時にアナログスイッチ４６，４７およびアナログス
イッチ５１，５５を短絡すると、ＯＰアンプ６３の出力
はＱK+1＝ＩK+2 -K×ＱＫになる。
【００２８】これより図４の線形変換回路は（数３）を
実行できる。さらに図３のように接続された複数の線形
変換回路について上記（１），（２）および（３）の処
理を並列に実行することによりパイプライン処理が可能
なので、サンプリング間隔を上記（１），（２）または
（３）の処理時間にまで狭くすることができる。また、
図３の絶対値回路は、図４の線形変換回路のＩＫ入力の
正負を判定して制御回路に入力することにより、初段の
線形変換回路［１］で同時に実行することができる。一
方、サンプリング間隔が十分長いときは図４の線形変換
回路のＩK+1，ＱK+1出力を再び入力端に戻して反復計算
を行うことができる。この場合は前段の演算結果
ＩK+1，ＱK+1がコンデンサ５９，６２に蓄えられている
ので、コンデンサ３６，４８の充電処理およびコンデン
サ５９，６２の放電処理は不要であり、回路の低減を図
ることができる。
実行できる。さらに図３のように接続された複数の線形
変換回路について上記（１），（２）および（３）の処
理を並列に実行することによりパイプライン処理が可能
なので、サンプリング間隔を上記（１），（２）または
（３）の処理時間にまで狭くすることができる。また、
図３の絶対値回路は、図４の線形変換回路のＩＫ入力の
正負を判定して制御回路に入力することにより、初段の
線形変換回路［１］で同時に実行することができる。一
方、サンプリング間隔が十分長いときは図４の線形変換
回路のＩK+1，ＱK+1出力を再び入力端に戻して反復計算
を行うことができる。この場合は前段の演算結果
ＩK+1，ＱK+1がコンデンサ５９，６２に蓄えられている
ので、コンデンサ３６，４８の充電処理およびコンデン
サ５９，６２の放電処理は不要であり、回路の低減を図
ることができる。
【００２９】以上のように図１，図３および図４の実施
例によれば、温度や経年変化の影響が少ないＳＣ回路を
用いて、Ｉ，Ｑチャネルサンプル信号点をＩ−Ｑ平面上
でＩ軸に逐次近づける線形変換を行い包絡線振幅値をＩ
座標値として取り出す演算を実行することにより、安定
して高精度の包絡線信号から直接発生させることができ
る。さらに回路はパイプライン処理に適しているので、
さまざまな要求精度およびサンプリング周波数に対応可
能である。
例によれば、温度や経年変化の影響が少ないＳＣ回路を
用いて、Ｉ，Ｑチャネルサンプル信号点をＩ−Ｑ平面上
でＩ軸に逐次近づける線形変換を行い包絡線振幅値をＩ
座標値として取り出す演算を実行することにより、安定
して高精度の包絡線信号から直接発生させることができ
る。さらに回路はパイプライン処理に適しているので、
さまざまな要求精度およびサンプリング周波数に対応可
能である。
【００３０】
【発明の効果】以上のように本発明によれば、温度や経
年変化の影響が少ないＳＣ回路を用いて包絡線信号をベ
ースバンド信号から直接発生させるので、包絡線再生に
必要な高精度の包絡線信号を安定して得ることができ
る。さらにその回路はパイプライン処理に適しているの
で、さまざまな要求精度およびサンプリング周波数に対
応可能な構成であり、容易に包絡線再生によるディジタ
ル送信装置の低消費電力化を図ることができる。
年変化の影響が少ないＳＣ回路を用いて包絡線信号をベ
ースバンド信号から直接発生させるので、包絡線再生に
必要な高精度の包絡線信号を安定して得ることができ
る。さらにその回路はパイプライン処理に適しているの
で、さまざまな要求精度およびサンプリング周波数に対
応可能な構成であり、容易に包絡線再生によるディジタ
ル送信装置の低消費電力化を図ることができる。
【図１】本発明の実施例の包絡線発生回路付送信装置の
ブロック図
ブロック図
【図２】本発明のアルゴリズムを説明するための座標図
【図３】本発明の実施例の送信装置に使用した包絡線発
生回路のブロック図
生回路のブロック図
【図４】同包絡線発生回路を構成する線形変換回路の回
路図
路図
【図５】従来の包絡線検波回路付送信装置のブロック図
３ Ｉチャネル帯域制限フィルタ（Ｉチャネルの帯域
制限されたアナログベースバンド信号） ４ Ｑチャネル帯域制限フィルタ（Ｑチャネルの帯域
制限されたアナログベースバンド信号） ５ 発振器（余弦波と正弦波） ６，７ アナログ乗算器（掛け合わせ） ８ アナログ加算器（加算） ９ パワーアンプ（電力増幅器） １０ 送信アンテナ（送信） １１ ＳＣ包絡線発生回路（包絡線発生回路）
制限されたアナログベースバンド信号） ４ Ｑチャネル帯域制限フィルタ（Ｑチャネルの帯域
制限されたアナログベースバンド信号） ５ 発振器（余弦波と正弦波） ６，７ アナログ乗算器（掛け合わせ） ８ アナログ加算器（加算） ９ パワーアンプ（電力増幅器） １０ 送信アンテナ（送信） １１ ＳＣ包絡線発生回路（包絡線発生回路）
Claims (1)
- 【請求項１】 ＩとＱとの２チャネルの帯域制限された
アナログベースバンド信号におのおの余弦波と正弦波を
掛け合わせ、加算して送信する直交変調器を用いた送信
装置において、ベースバンド信号をサンプリングしてア
ナログサンプル値信号対（Ｉ，Ｑ）を得て、スイッチド
キャパシタ回路にて、「Ｉ，Ｑ」点をＩ−Ｑ平面上でＩ
軸に逐次近づける線形変換を行うことを一定回数反復し
た結果のＩ座標値を包絡線振幅値として取り出し、電力
増幅器の最大振幅を制限するように構成した包絡線発生
回路付送信装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4060219A JP3010886B2 (ja) | 1992-03-17 | 1992-03-17 | 包絡線発生回路付送信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4060219A JP3010886B2 (ja) | 1992-03-17 | 1992-03-17 | 包絡線発生回路付送信装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05268280A true JPH05268280A (ja) | 1993-10-15 |
| JP3010886B2 JP3010886B2 (ja) | 2000-02-21 |
Family
ID=13135836
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4060219A Expired - Fee Related JP3010886B2 (ja) | 1992-03-17 | 1992-03-17 | 包絡線発生回路付送信装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3010886B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH07231339A (ja) * | 1993-12-21 | 1995-08-29 | Nec Corp | 移動体衛星通信用端末機の送信機 |
-
1992
- 1992-03-17 JP JP4060219A patent/JP3010886B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH07231339A (ja) * | 1993-12-21 | 1995-08-29 | Nec Corp | 移動体衛星通信用端末機の送信機 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3010886B2 (ja) | 2000-02-21 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |