JPH0522159A - 高周波電力増幅器の出力レベル制御回路 - Google Patents
高周波電力増幅器の出力レベル制御回路Info
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- JPH0522159A JPH0522159A JP3250786A JP25078691A JPH0522159A JP H0522159 A JPH0522159 A JP H0522159A JP 3250786 A JP3250786 A JP 3250786A JP 25078691 A JP25078691 A JP 25078691A JP H0522159 A JPH0522159 A JP H0522159A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】間欠的な高周波信号を所定の複数の出力レベル
のうちの選ばれた１つのレベルで送信する高周波電力増
幅器を前記出力レベルの各々において広い温度範囲にわ
たって安定に維持する出力レベル制御回路を提供する。 【構成】出力レベル制御回路の高周波検出回路８Ａは、
高周波電力増幅器の出力の一部（高周波信号）Ｖｉｎと
そのＯＮ／ＯＦＦ期間に対応する制御信号Ｃｏｎｔに応
答して高周波電力増幅器の出力レベル制御信号Ｖｏｕｔ
を生ずる。検波器８３は高周波信号Ｖｉｎの波高値を検
波する。サンプルホールド回路８７はＯＦＦ期間におけ
る検波出力Ｖｄｅｔをホールドし、減算回路８８はＯＮ
期間における検波出力Ｖｄｅｔからその直前のＯＦＦ期
間の検波出力（Ｖｈ）を繰返し周期の各々について減算
する。この減算電圧（Ｖｏｕｔ）は温度補償されてい
る。
のうちの選ばれた１つのレベルで送信する高周波電力増
幅器を前記出力レベルの各々において広い温度範囲にわ
たって安定に維持する出力レベル制御回路を提供する。 【構成】出力レベル制御回路の高周波検出回路８Ａは、
高周波電力増幅器の出力の一部（高周波信号）Ｖｉｎと
そのＯＮ／ＯＦＦ期間に対応する制御信号Ｃｏｎｔに応
答して高周波電力増幅器の出力レベル制御信号Ｖｏｕｔ
を生ずる。検波器８３は高周波信号Ｖｉｎの波高値を検
波する。サンプルホールド回路８７はＯＦＦ期間におけ
る検波出力Ｖｄｅｔをホールドし、減算回路８８はＯＮ
期間における検波出力Ｖｄｅｔからその直前のＯＦＦ期
間の検波出力（Ｖｈ）を繰返し周期の各々について減算
する。この減算電圧（Ｖｏｕｔ）は温度補償されてい
る。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は高周波電力増幅器の出力
レベル制御回路に関し、特に、ＴＤＭＡ無線通信方式や
デジタルセルラーモバイル電話方式（Ｇｒｏｕｐｅ Ｓ
ｐｅｃｉａｌＭｏｂｉｌｅ）のように間欠的でしかも選
択可能な複数の出力レベルを持つ高周波信号を用いる通
信方式の送信装置の高周波電力増幅器に適したこの種の
制御回路に関する。
レベル制御回路に関し、特に、ＴＤＭＡ無線通信方式や
デジタルセルラーモバイル電話方式（Ｇｒｏｕｐｅ Ｓ
ｐｅｃｉａｌＭｏｂｉｌｅ）のように間欠的でしかも選
択可能な複数の出力レベルを持つ高周波信号を用いる通
信方式の送信装置の高周波電力増幅器に適したこの種の
制御回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】無線通信装置の送信電力を所定の出力レ
ベルに維持するには、送信される高周波信号の波高値を
検出する高周波電力信号レベル検出回路（以下、高周波
検出回路という）と、この高周波検出回路の出力に応答
して電力増幅器を制御する手段とが必要とされる。特
に、前記送信電力を複数の所定レベルで広い温度範囲に
わたって一定に維持するには、この高周波検出回路は、
送信電力の広いダイナミックレンジ全体について、しか
も広い温度範囲に亘って高周波電力レベルを厳密に、好
ましくは直線性を保って検出する必要がある。
ベルに維持するには、送信される高周波信号の波高値を
検出する高周波電力信号レベル検出回路（以下、高周波
検出回路という）と、この高周波検出回路の出力に応答
して電力増幅器を制御する手段とが必要とされる。特
に、前記送信電力を複数の所定レベルで広い温度範囲に
わたって一定に維持するには、この高周波検出回路は、
送信電力の広いダイナミックレンジ全体について、しか
も広い温度範囲に亘って高周波電力レベルを厳密に、好
ましくは直線性を保って検出する必要がある。
【０００３】文献（R.J.TURNER"A TEMPERATURE STABILI
ZED RF DETECTOR WITH EXTENDEDDYNAMIC RANGE" 32nd I
EEE Vehicular Technology Conference Record May 23-
26 1982,pp231 〜242)および米国特許第４，５２３，１
５５（１９８５年６月１１日発行）に記載されている高
周波検出回路は、上述の要求を満たすための回路であ
り、上記のような間欠的な高周波信号だけでなく連続的
な高周波信号にも適用できる。これら従来技術の回路
は、高周波信号の包絡線に応答して出力を生じる検波用
ダイオードと、この検波用ダイオードと同一特性を有す
るとともに熱的に結合される温度補償用ダイオードの２
つのダイオードを必要とする。この回路では、２つのダ
イオードに同一の順方向バイアス電圧を与え、検波用ダ
イオードの負荷電圧と温度補償用ダイオードの負荷電圧
の差を高周波電力レベルの検出出力としている。この検
出出力は、検波用ダイオードの順方向電圧から温度補償
用ダイオードの順方向電圧を減算して得られているか
ら、温度変化に伴なう前者の変動分はそれに対応する後
者の変動によって消去される。従ってこの高周波検出回
路は、温度変化に左右されることなく、高周波信号の波
高値にほぼ比例する検出出力電圧を発生することができ
る。
ZED RF DETECTOR WITH EXTENDEDDYNAMIC RANGE" 32nd I
EEE Vehicular Technology Conference Record May 23-
26 1982,pp231 〜242)および米国特許第４，５２３，１
５５（１９８５年６月１１日発行）に記載されている高
周波検出回路は、上述の要求を満たすための回路であ
り、上記のような間欠的な高周波信号だけでなく連続的
な高周波信号にも適用できる。これら従来技術の回路
は、高周波信号の包絡線に応答して出力を生じる検波用
ダイオードと、この検波用ダイオードと同一特性を有す
るとともに熱的に結合される温度補償用ダイオードの２
つのダイオードを必要とする。この回路では、２つのダ
イオードに同一の順方向バイアス電圧を与え、検波用ダ
イオードの負荷電圧と温度補償用ダイオードの負荷電圧
の差を高周波電力レベルの検出出力としている。この検
出出力は、検波用ダイオードの順方向電圧から温度補償
用ダイオードの順方向電圧を減算して得られているか
ら、温度変化に伴なう前者の変動分はそれに対応する後
者の変動によって消去される。従ってこの高周波検出回
路は、温度変化に左右されることなく、高周波信号の波
高値にほぼ比例する検出出力電圧を発生することができ
る。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】しかし、上述した出力
レベル制御回路の高周波検出回路は、使用する回路素子
の諸特性のばらつき、特に、上記検波用および温度補償
用の両ダイオードの順方向電圧および温度特性の違い，
バイアス電圧供給用抵抗器や負荷抵抗器の抵抗値のばら
つき等が一般に避けられないため、広い温度範囲に亘っ
て両ダイオードのバイアスを同一とすることは困難であ
る。また通常、両ダイオードは、高周波信号を感度よく
検波できるように個別部品が使用されるので、同一温度
条件の場所に熱的結合して設置することが困難な場合が
ある。これらの理由のため、検出出力電圧に温度変化に
起因する変動分が残る。また、回路素子の諸特性の上記
ばらつきを補償するため、上記両ダイオードでのバイア
ス電圧をオフセットするなどの微調整が必要である。さ
らに、上記両ダイオードは２つの個別ダイオードで構成
する必要があるので、高周波検出回路および電力増幅器
制御回路の全部を低コスト化および小型化のためにＩＣ
化することは困難である。従って、本発明の第１の目的
は、間欠的な高周波信号を所定の複数の出力レベルのう
ちの選ばれた１つのレベルで送信する高周波電力増幅器
を前記出力レベルの各々において広い温度範囲にわたっ
て安定に維持する出力レベル制御回路を提供することに
ある。
レベル制御回路の高周波検出回路は、使用する回路素子
の諸特性のばらつき、特に、上記検波用および温度補償
用の両ダイオードの順方向電圧および温度特性の違い，
バイアス電圧供給用抵抗器や負荷抵抗器の抵抗値のばら
つき等が一般に避けられないため、広い温度範囲に亘っ
て両ダイオードのバイアスを同一とすることは困難であ
る。また通常、両ダイオードは、高周波信号を感度よく
検波できるように個別部品が使用されるので、同一温度
条件の場所に熱的結合して設置することが困難な場合が
ある。これらの理由のため、検出出力電圧に温度変化に
起因する変動分が残る。また、回路素子の諸特性の上記
ばらつきを補償するため、上記両ダイオードでのバイア
ス電圧をオフセットするなどの微調整が必要である。さ
らに、上記両ダイオードは２つの個別ダイオードで構成
する必要があるので、高周波検出回路および電力増幅器
制御回路の全部を低コスト化および小型化のためにＩＣ
化することは困難である。従って、本発明の第１の目的
は、間欠的な高周波信号を所定の複数の出力レベルのう
ちの選ばれた１つのレベルで送信する高周波電力増幅器
を前記出力レベルの各々において広い温度範囲にわたっ
て安定に維持する出力レベル制御回路を提供することに
ある。
【０００５】本発明の第２の目的は、前記出力レベル制
御回路の主要部を構成し前記複数の出力レベル全部を前
記温度範囲にわたって十分な正確性をもって検出する高
周波検出回路を提供することにある。
御回路の主要部を構成し前記複数の出力レベル全部を前
記温度範囲にわたって十分な正確性をもって検出する高
周波検出回路を提供することにある。
【０００６】本発明の第３の目的は、温度補償されてい
るとともに広いダイナミックレンジを有する高周波電力
増幅器を提供することにある。
るとともに広いダイナミックレンジを有する高周波電力
増幅器を提供することにある。
【０００７】本発明の第４の目的は、ＩＣ化に適した高
周波検出回路を提供することにある。
周波検出回路を提供することにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】この発明の高周波電力増
幅器出力レベル制御回路を特徴づける高周波検出回路
は、上記ＧＳＭセルラモバイル電話方式の場合のよう
に、バースト状に高周波電力をＯＮ／ＯＦＦ送出する高
周波電力増幅器の制御に適している。
幅器出力レベル制御回路を特徴づける高周波検出回路
は、上記ＧＳＭセルラモバイル電話方式の場合のよう
に、バースト状に高周波電力をＯＮ／ＯＦＦ送出する高
周波電力増幅器の制御に適している。
【０００９】この高周波検出回路は、高周波電力増幅器
の出力側から方向性結合器により電力増幅器出力の一部
としてとり出された高周波信号の波高値に対応する検波
出力を生じる検波用ダイオードを含む検波器と、この検
波出力を上記高周波電力増幅器出力のＯＦＦ期間のあい
だサンプルホールドするサンプルホールド回路とを備え
る。サンプルホールドされたホールド電圧と前記検波出
力は減算器に入力される。減算器は、後者から前者を減
算して上記波高値対応の出力を発生する。上記検波出力
およびホールド電圧は上述のとおりほぼ同一特性の検波
器によって検出されており、また上記減算器により上記
高周波電力増幅器出力のＯＮ／ＯＦＦ繰返し一周期分の
検波出力から同電力増幅器出力のＯＦＦ期間の検波出力
を減算しているので、温度変化を伴なう上記検波出力の
変化はこの減算により消去される。上述のとおり、上記
高周波電力増幅器出力のＯＮ期間の検波出力は、その期
間のすぐ前のＯＦＦ期間の検波出力により補正され、温
度変動に起因する変化分を除去しているので、上記減算
器出力は高周波電力増幅器出力を広い温度範囲にわたっ
て忠実に表わす。また、検波用ダイオードには順方向電
圧程度のバイアス電圧が加えられているので、高周波検
出回路は、直線検波を実現でき、バイアス電圧を印加し
ない場合に比べて、高周波信号波高値対高周波信号レベ
ルの直線性が改善され、高周波検出のダイナミックレン
ジが広くなる。
の出力側から方向性結合器により電力増幅器出力の一部
としてとり出された高周波信号の波高値に対応する検波
出力を生じる検波用ダイオードを含む検波器と、この検
波出力を上記高周波電力増幅器出力のＯＦＦ期間のあい
だサンプルホールドするサンプルホールド回路とを備え
る。サンプルホールドされたホールド電圧と前記検波出
力は減算器に入力される。減算器は、後者から前者を減
算して上記波高値対応の出力を発生する。上記検波出力
およびホールド電圧は上述のとおりほぼ同一特性の検波
器によって検出されており、また上記減算器により上記
高周波電力増幅器出力のＯＮ／ＯＦＦ繰返し一周期分の
検波出力から同電力増幅器出力のＯＦＦ期間の検波出力
を減算しているので、温度変化を伴なう上記検波出力の
変化はこの減算により消去される。上述のとおり、上記
高周波電力増幅器出力のＯＮ期間の検波出力は、その期
間のすぐ前のＯＦＦ期間の検波出力により補正され、温
度変動に起因する変化分を除去しているので、上記減算
器出力は高周波電力増幅器出力を広い温度範囲にわたっ
て忠実に表わす。また、検波用ダイオードには順方向電
圧程度のバイアス電圧が加えられているので、高周波検
出回路は、直線検波を実現でき、バイアス電圧を印加し
ない場合に比べて、高周波信号波高値対高周波信号レベ
ルの直線性が改善され、高周波検出のダイナミックレン
ジが広くなる。
【００１０】この発明に用いられる高周波検出回路のも
う一つの例においては、上記方向性結合器からの高周波
信号は、ほぼ順方向バイアス電圧をかけた検波用ダイオ
ードを含む検波器にまず入力される。この検波器からの
検波出力は前記電力増幅器のＯＦＦ期間における高周波
信号の検波出力が常に所定の値になるように検波用ダイ
オードのバイアス電流を制御する前記電流制御回路に入
力される。このバイアス電流制御回路は、上記ＯＦＦ期
間のすぐ後のＯＮ期間には、このバイアス電流を上記Ｏ
ＦＦ期間に設定された一定値に保持する。すなわち、こ
のバイアス電流は上記電力増幅器出力がＯＦＦとなるた
びに補正され、それによって高周波検出回路内の回路素
子の温度変化に起因する高周波検出出力の変動を消去し
ている。
う一つの例においては、上記方向性結合器からの高周波
信号は、ほぼ順方向バイアス電圧をかけた検波用ダイオ
ードを含む検波器にまず入力される。この検波器からの
検波出力は前記電力増幅器のＯＦＦ期間における高周波
信号の検波出力が常に所定の値になるように検波用ダイ
オードのバイアス電流を制御する前記電流制御回路に入
力される。このバイアス電流制御回路は、上記ＯＦＦ期
間のすぐ後のＯＮ期間には、このバイアス電流を上記Ｏ
ＦＦ期間に設定された一定値に保持する。すなわち、こ
のバイアス電流は上記電力増幅器出力がＯＦＦとなるた
びに補正され、それによって高周波検出回路内の回路素
子の温度変化に起因する高周波検出出力の変動を消去し
ている。
【００１１】
【実施例】次に、本発明について図面を参照して説明す
る。
る。
【００１２】図１の送信機のブロック図および図２の制
御信号波形図を参照すると、この発明を実施したＴＤＭ
Ａ方式またはＧＳＭ方式の無線通信装置における送信機
は、入力端子１に供給されたＴＤＭＡ／ＧＳＭ方式の送
信信号ＲＦを増幅する前置増幅器２と、この増幅器２の
出力を増幅する電力増幅器３と、電力増幅されたバース
ト状の送信信号ＲＦをアンテナ５に導く方向性結合器４
とを備える。電力増幅器３の出力の一部である高周波信
号Ｖｉｎは方向性結合器４から高周波検出回路８に供給
され、この回路８はこの信号Ｖｉｎの波高値Ｖａ対応の
検出出力電圧Ｖｏｕｔを生じる。検出出力電圧Ｖｏｕｔ
は、電力増幅器制御回路７に供給され、電力増幅器３の
所定の出力電力レベルに対応して電力増幅器制御回路７
に予め設定されている複数の基準電圧と比較される。電
力増幅器制御回路７は、比較結果に応じた制御電圧を電
力増幅器３に供給し、電力増幅器３，すなわちこの送信
機の出力電力レベルを所定の値に自動制御する。この送
信機は、最大２０Ｗ，または最大８Ｗで２ｄＢの等差を
持つ複数の出力電力レベルのうちの１つを任意に選んで
送信できる。
御信号波形図を参照すると、この発明を実施したＴＤＭ
Ａ方式またはＧＳＭ方式の無線通信装置における送信機
は、入力端子１に供給されたＴＤＭＡ／ＧＳＭ方式の送
信信号ＲＦを増幅する前置増幅器２と、この増幅器２の
出力を増幅する電力増幅器３と、電力増幅されたバース
ト状の送信信号ＲＦをアンテナ５に導く方向性結合器４
とを備える。電力増幅器３の出力の一部である高周波信
号Ｖｉｎは方向性結合器４から高周波検出回路８に供給
され、この回路８はこの信号Ｖｉｎの波高値Ｖａ対応の
検出出力電圧Ｖｏｕｔを生じる。検出出力電圧Ｖｏｕｔ
は、電力増幅器制御回路７に供給され、電力増幅器３の
所定の出力電力レベルに対応して電力増幅器制御回路７
に予め設定されている複数の基準電圧と比較される。電
力増幅器制御回路７は、比較結果に応じた制御電圧を電
力増幅器３に供給し、電力増幅器３，すなわちこの送信
機の出力電力レベルを所定の値に自動制御する。この送
信機は、最大２０Ｗ，または最大８Ｗで２ｄＢの等差を
持つ複数の出力電力レベルのうちの１つを任意に選んで
送信できる。
【００１３】さらに図１を参照すると、制御信号入力端
子６からの制御信号Ｃｏｎｔ（バーストＯＮ信号）が送
信信号ＲＦのＯＮ期間とこのＯＮ期間よりも長いＯＦＦ
期間とを定義する。図２に波形図を示したＧＳＭ規格の
デジタル自動車電話システムにおける制御信号Ｃｏｎｔ
は、送信電力ＯＮ期間０．５７７ｍｓｅｃ、同ＯＦＦ期
間４．０３９ｍｓｅｃを定義している（送信ＯＦＦ）。
この制御信号Ｃｏｎｔによる送信電力のＯＮ／ＯＦＦ周
期は４．６１６ｍｓｅｃである。制御信号Ｃｏｎｔは、
電力増幅器制御回路７および高周波検出回路８を制御す
る。即ち、送信信号ＲＦおよび高周波信号ＶｉｎのＯＮ
期間には、電力増幅器制御回路７および高周波検出回路
８は、電力増幅器３の送信電力制御動作を行う。一方、
送信信号ＲＦおよび高周波信号Ｖｉｎの送信ＯＦＦ期間
には、送信電力制御回路７は電力増幅器３の動作を停止
し、したがって高周波検出回路８は高周波信号Ｖｉｎの
供給を受けず、検波用ダイオードの出力電圧の記憶また
は補正動作を行っている。
子６からの制御信号Ｃｏｎｔ（バーストＯＮ信号）が送
信信号ＲＦのＯＮ期間とこのＯＮ期間よりも長いＯＦＦ
期間とを定義する。図２に波形図を示したＧＳＭ規格の
デジタル自動車電話システムにおける制御信号Ｃｏｎｔ
は、送信電力ＯＮ期間０．５７７ｍｓｅｃ、同ＯＦＦ期
間４．０３９ｍｓｅｃを定義している（送信ＯＦＦ）。
この制御信号Ｃｏｎｔによる送信電力のＯＮ／ＯＦＦ周
期は４．６１６ｍｓｅｃである。制御信号Ｃｏｎｔは、
電力増幅器制御回路７および高周波検出回路８を制御す
る。即ち、送信信号ＲＦおよび高周波信号ＶｉｎのＯＮ
期間には、電力増幅器制御回路７および高周波検出回路
８は、電力増幅器３の送信電力制御動作を行う。一方、
送信信号ＲＦおよび高周波信号Ｖｉｎの送信ＯＦＦ期間
には、送信電力制御回路７は電力増幅器３の動作を停止
し、したがって高周波検出回路８は高周波信号Ｖｉｎの
供給を受けず、検波用ダイオードの出力電圧の記憶また
は補正動作を行っている。
【００１４】図３の高周波検出回路の回路図を参照する
と、図１の送信機における高周波検出回路８の第１の例
である高周波検出回路８Ａの高周波入力端子８１には、
図２にその波形を示した高周波信号Ｖｉｎが入力され
る。信号Ｖｉｎは検波用ダイオードＤ１１を含む検波器
８３で検波され、検波器出力電圧Ｖｄｅｔが中間端子８
４に出力される。検波器出力電圧Ｖｄｅｔはサンプルホ
ールド回路８７に入力される。サンプルホールド回路８
７は高周波検出回路８Ａの制御入力端子６から与えられ
る制御信号Ｃｏｎｔによってそのホールドタイミングが
制御される。即ち、サンプルホールド回路８７は、送信
電力ＯＮ期間には検波器出力電圧Ｖｄｅｔの入力を遮断
し、送信電力ＯＦＦの期間には上記検波器出力電圧Ｖｄ
ｅｔをサンプルホールドする。このようにサンプルホー
ルド回路８７は、検波器出力電圧Ｖｄｅｔをホールド電
圧Ｖｈとして出力する。検波器出力電圧Ｖｄｅｔおよび
ホールド電圧Ｖｈは減算器８８に入力され、前者から後
者を減算した減算結果Ｖｏｕｔが高周波検出回路８Ａの
出力端子８９に出力する。この高周波検出出力電圧Ｖｏ
ｕｔは、高周波信号ＲＦのＯＮ期間の波高値Ｖａに直線
的に比例する。
と、図１の送信機における高周波検出回路８の第１の例
である高周波検出回路８Ａの高周波入力端子８１には、
図２にその波形を示した高周波信号Ｖｉｎが入力され
る。信号Ｖｉｎは検波用ダイオードＤ１１を含む検波器
８３で検波され、検波器出力電圧Ｖｄｅｔが中間端子８
４に出力される。検波器出力電圧Ｖｄｅｔはサンプルホ
ールド回路８７に入力される。サンプルホールド回路８
７は高周波検出回路８Ａの制御入力端子６から与えられ
る制御信号Ｃｏｎｔによってそのホールドタイミングが
制御される。即ち、サンプルホールド回路８７は、送信
電力ＯＮ期間には検波器出力電圧Ｖｄｅｔの入力を遮断
し、送信電力ＯＦＦの期間には上記検波器出力電圧Ｖｄ
ｅｔをサンプルホールドする。このようにサンプルホー
ルド回路８７は、検波器出力電圧Ｖｄｅｔをホールド電
圧Ｖｈとして出力する。検波器出力電圧Ｖｄｅｔおよび
ホールド電圧Ｖｈは減算器８８に入力され、前者から後
者を減算した減算結果Ｖｏｕｔが高周波検出回路８Ａの
出力端子８９に出力する。この高周波検出出力電圧Ｖｏ
ｕｔは、高周波信号ＲＦのＯＮ期間の波高値Ｖａに直線
的に比例する。
【００１５】検出出力電圧Ｖｏｕｔの値は、高周波信号
ＶｉｎのＯＦＦ期間およびＯＮ期間において、検波用ダ
イオードＤ１１の順方向電圧Ｖｆの温度変化に伴なう影
響を受けて変動する。しかしながら、上記のＯＦＦ期間
とそれに引き続く上記ＯＮ期間との間では温度変動は極
めて少ないので、減算器８８に供給される検波器出力電
圧Ｖｄｅｔとホールド電圧Ｖｈとは互いに同一の温度条
件で検出されていると考えてよい。減算器８８による電
圧Ｖｄｅｔから電圧Ｖｈの減算は電圧Ｖｄｅｔに含まれ
るダイオードＤ１１の温度変化による変動分を相殺する
ので、検出出力電圧Ｖｏｕｔは高周波信号Ｖｉｎの波高
値Ｖａを忠実に代表している。
ＶｉｎのＯＦＦ期間およびＯＮ期間において、検波用ダ
イオードＤ１１の順方向電圧Ｖｆの温度変化に伴なう影
響を受けて変動する。しかしながら、上記のＯＦＦ期間
とそれに引き続く上記ＯＮ期間との間では温度変動は極
めて少ないので、減算器８８に供給される検波器出力電
圧Ｖｄｅｔとホールド電圧Ｖｈとは互いに同一の温度条
件で検出されていると考えてよい。減算器８８による電
圧Ｖｄｅｔから電圧Ｖｈの減算は電圧Ｖｄｅｔに含まれ
るダイオードＤ１１の温度変化による変動分を相殺する
ので、検出出力電圧Ｖｏｕｔは高周波信号Ｖｉｎの波高
値Ｖａを忠実に代表している。
【００１６】上述の高周波検出回路８Ａにおいて、検波
器８３は高周波信号Ｖｉｎの供給を受けるコンデンサＣ
１１と、このコンデンサＣ１１に直列接続された検波用
ダイオードＤ１１と、コンデンサＣ１３，Ｃ１４および
チョークコイルＬ１２からなる平滑回路とを含む。チョ
ークコイルＬ１２の出力端には上記波高値Ｖａに比例し
た直流電圧Ｖｄを生じる。この直流電圧Ｖｄは抵抗器Ｒ
１３，Ｒ１４および演算増幅器ＡＭＰ１１とで構成され
る直流増幅器で増幅され、上記検波器出力電圧Ｖｄｅｔ
となる。波高値ＶａがダイオードＤ１１の順方向電圧Ｖ
ｆよりも十分大きいときは、この検波器８３における高
周波信号の検波は直線検波となり、波高値Ｖａにほぼ比
例した検波器出力電圧Ｖｄｅｔが得られる。しかし波高
値Ｖａが順方向電圧Ｖｆと同程度以下の値になると、こ
の検波器８３における検波は、検波用ダイオードＤ１１
の順方向特性の非直線性のために、直線検波から大きく
逸脱し、従って、ダイナミックレンジが狭くなる。この
検波器８３では、検波用ダイオードＤ１１にこのダイオ
ードの順方向電圧にほぼ対応するバイアス電流Ｉｂを流
し、前記の非直線性を軽減している。ダイオードＤ１１
には、抵抗器Ｒ１１，チョークコイルＬ１１，Ｌ１２お
よび抵抗器Ｒ１２を通じて正バイアス端子８２から負バ
イアス端子８５の方向にバイアス電流Ｉｂが流れてい
る。バイアス電流Ｉｂは、高周波信号ＶｉｎのＯＦＦ期
間に、演算増幅器ＡＭＰ１１の＋端子に加わる直流電圧
Ｖｄを０Ｖにするように、バイアス電圧＋Ｖｂおよび−
Ｖｂ，および抵抗器Ｒ１１およびＲ１２の抵抗値を初期
設定する。なお、直流電圧Ｖｄは必ずしも０Ｖに初期設
定値する必要はなく、また初期設定後の温度変動によっ
ても変わり得る。検波用ダイオードＤ１１のバイアス電
流Ｉｂを上記のように設定することにより、この検波器
８３では、検波用ダイオードＤ１１の順方向特性の非直
線性が軽減され、広いダイナミックレンジが得られる。
器８３は高周波信号Ｖｉｎの供給を受けるコンデンサＣ
１１と、このコンデンサＣ１１に直列接続された検波用
ダイオードＤ１１と、コンデンサＣ１３，Ｃ１４および
チョークコイルＬ１２からなる平滑回路とを含む。チョ
ークコイルＬ１２の出力端には上記波高値Ｖａに比例し
た直流電圧Ｖｄを生じる。この直流電圧Ｖｄは抵抗器Ｒ
１３，Ｒ１４および演算増幅器ＡＭＰ１１とで構成され
る直流増幅器で増幅され、上記検波器出力電圧Ｖｄｅｔ
となる。波高値ＶａがダイオードＤ１１の順方向電圧Ｖ
ｆよりも十分大きいときは、この検波器８３における高
周波信号の検波は直線検波となり、波高値Ｖａにほぼ比
例した検波器出力電圧Ｖｄｅｔが得られる。しかし波高
値Ｖａが順方向電圧Ｖｆと同程度以下の値になると、こ
の検波器８３における検波は、検波用ダイオードＤ１１
の順方向特性の非直線性のために、直線検波から大きく
逸脱し、従って、ダイナミックレンジが狭くなる。この
検波器８３では、検波用ダイオードＤ１１にこのダイオ
ードの順方向電圧にほぼ対応するバイアス電流Ｉｂを流
し、前記の非直線性を軽減している。ダイオードＤ１１
には、抵抗器Ｒ１１，チョークコイルＬ１１，Ｌ１２お
よび抵抗器Ｒ１２を通じて正バイアス端子８２から負バ
イアス端子８５の方向にバイアス電流Ｉｂが流れてい
る。バイアス電流Ｉｂは、高周波信号ＶｉｎのＯＦＦ期
間に、演算増幅器ＡＭＰ１１の＋端子に加わる直流電圧
Ｖｄを０Ｖにするように、バイアス電圧＋Ｖｂおよび−
Ｖｂ，および抵抗器Ｒ１１およびＲ１２の抵抗値を初期
設定する。なお、直流電圧Ｖｄは必ずしも０Ｖに初期設
定値する必要はなく、また初期設定後の温度変動によっ
ても変わり得る。検波用ダイオードＤ１１のバイアス電
流Ｉｂを上記のように設定することにより、この検波器
８３では、検波用ダイオードＤ１１の順方向特性の非直
線性が軽減され、広いダイナミックレンジが得られる。
【００１７】また、上述の高周波検出回路８Ａにおい
て、サンプルホールド回路８７は、中間端子８４から検
波器出力電圧Ｖｄｅｔの供給を受け、制御信号入力端子
６からの制御信号Ｃｏｎｔに応答してＯＮ／ＯＦＦ動作
するアナログスイッチＳ２１と、このスイッチＳ２１か
らの信号を＋端子に受ける利得１の演算増幅器ＡＭＰ２
１（−端子は出力端子を接続）と、この＋端子と接地電
位との間に挿入されたコンデンサＣ２１とを備える。ス
イッチＳ２１は、制御信号ＣｏｎｔがＯＦＦ（すなわち
高周波電力増幅器出力のＯＦＦ期間に対応）の場合に
は、上記検波器出力電圧Ｖｄｅｔを演算増幅器ＡＭＰ２
１に印加し、この電圧Ｖｄｅｔをホールド電圧Ｖｈの形
で減算回路８８に供給する。一方、制御信号Ｃｏｎｔが
ＯＮ（高周波電力増幅器出力のＯＮ期間に対応）の場合
には、アナログスイッチＳ２１は開き、その結果、検波
器出力電圧ＶｄｅｔがコンデンサＣ２１にホールド電圧
Ｖｈとして蓄えられる。従って、演算増幅器ＡＭＰ２１
は上記ＯＮ期間にわたりそのすぐ前のＯＦＦ期間の検波
器出力電圧Ｖｄｅｔをホールド電圧Ｖｈとして減算器８
８に供給しつづける。つまり、サンプルホールド回路８
７からのホールド電圧Ｖｈは常に上記ＯＦＦ期間の検波
器出力電圧Ｖｄｅｔに実質的に等しく、その値は制御電
圧Ｃｏｎｔの一つのＯＮ／ＯＦＦ周期ごとに更新され
る。
て、サンプルホールド回路８７は、中間端子８４から検
波器出力電圧Ｖｄｅｔの供給を受け、制御信号入力端子
６からの制御信号Ｃｏｎｔに応答してＯＮ／ＯＦＦ動作
するアナログスイッチＳ２１と、このスイッチＳ２１か
らの信号を＋端子に受ける利得１の演算増幅器ＡＭＰ２
１（−端子は出力端子を接続）と、この＋端子と接地電
位との間に挿入されたコンデンサＣ２１とを備える。ス
イッチＳ２１は、制御信号ＣｏｎｔがＯＦＦ（すなわち
高周波電力増幅器出力のＯＦＦ期間に対応）の場合に
は、上記検波器出力電圧Ｖｄｅｔを演算増幅器ＡＭＰ２
１に印加し、この電圧Ｖｄｅｔをホールド電圧Ｖｈの形
で減算回路８８に供給する。一方、制御信号Ｃｏｎｔが
ＯＮ（高周波電力増幅器出力のＯＮ期間に対応）の場合
には、アナログスイッチＳ２１は開き、その結果、検波
器出力電圧ＶｄｅｔがコンデンサＣ２１にホールド電圧
Ｖｈとして蓄えられる。従って、演算増幅器ＡＭＰ２１
は上記ＯＮ期間にわたりそのすぐ前のＯＦＦ期間の検波
器出力電圧Ｖｄｅｔをホールド電圧Ｖｈとして減算器８
８に供給しつづける。つまり、サンプルホールド回路８
７からのホールド電圧Ｖｈは常に上記ＯＦＦ期間の検波
器出力電圧Ｖｄｅｔに実質的に等しく、その値は制御電
圧Ｃｏｎｔの一つのＯＮ／ＯＦＦ周期ごとに更新され
る。
【００１８】次に、上述の減算回路８８は、演算増幅器
ＡＭＰ３１と抵抗器Ｒ３１，Ｒ３２，Ｒ３３およびＲ３
４とからなる。中間端子８４からの検波器出力電圧Ｖｄ
ｅｔが抵抗器Ｒ３２を介して演算増幅器ＡＭＰ３１の＋
端子に加えられて、一方、サンプルホールド回路８７か
らのホールド電圧Ｖｈが抵抗器Ｒ３１を介して演算増幅
器ＡＭＰ３１の−端子に加えられている。演算増幅器Ａ
ＭＰ３１は検波器出力電圧Ｖｄｅｔからホールド電圧Ｖ
ｈを減算して検出出力電圧Ｖｏｕｔを出力端子８９に出
力する。
ＡＭＰ３１と抵抗器Ｒ３１，Ｒ３２，Ｒ３３およびＲ３
４とからなる。中間端子８４からの検波器出力電圧Ｖｄ
ｅｔが抵抗器Ｒ３２を介して演算増幅器ＡＭＰ３１の＋
端子に加えられて、一方、サンプルホールド回路８７か
らのホールド電圧Ｖｈが抵抗器Ｒ３１を介して演算増幅
器ＡＭＰ３１の−端子に加えられている。演算増幅器Ａ
ＭＰ３１は検波器出力電圧Ｖｄｅｔからホールド電圧Ｖ
ｈを減算して検出出力電圧Ｖｏｕｔを出力端子８９に出
力する。
【００１９】高周波信号ＶｉｎのＯＦＦ期間には、検波
器出力電圧Ｖｄｅｔは上記ＯＦＦ期間の検出電圧のレベ
ルにあり、ホールド電圧Ｖｈも同様に上記ＯＦＦ期間の
検波器出力電圧のレベルにあるので、検出出力電圧Ｖｏ
ｕｔは零となる。一方、高周波信号ＶｉｎのＯＮ期間に
は、その期間の検波器出力電圧ＶｄｅｔとこのＯＮ期間
のすぐ前のＯＦＦ期間の検波器出力電圧Ｖｄｅｔに等し
いホールド電圧Ｖｈとの減算が行われ、この減算の結果
が検出出力電圧Ｖｏｕｔとなる。
器出力電圧Ｖｄｅｔは上記ＯＦＦ期間の検出電圧のレベ
ルにあり、ホールド電圧Ｖｈも同様に上記ＯＦＦ期間の
検波器出力電圧のレベルにあるので、検出出力電圧Ｖｏ
ｕｔは零となる。一方、高周波信号ＶｉｎのＯＮ期間に
は、その期間の検波器出力電圧ＶｄｅｔとこのＯＮ期間
のすぐ前のＯＦＦ期間の検波器出力電圧Ｖｄｅｔに等し
いホールド電圧Ｖｈとの減算が行われ、この減算の結果
が検出出力電圧Ｖｏｕｔとなる。
【００２０】上述のように、高周波検出回路８Ａでは、
上記ＯＮ期間の検波器出力電圧Ｖｄｅｔから上記ＯＦＦ
期間の検波器出力電圧Ｖｄｅｔを減算するので、検波用
ダイオードＤ１１の順方向電圧Ｖｆの温度変化に伴なう
変動の影響をほぼ完全に消去することができる。しか
も、検波器８３が必要とするダイオードは検波用のもの
１個だけであるので、２個のダイオードの順方向電圧Ｖ
ｆのばらつきを考慮する必要のある上記従来技術に比べ
て製造コストを低減できる。また、２個のダイオードを
採用した回路に不可避的な温度変化に起因する高周波信
号レベルの検出精度の低下を防止することができる。さ
らに、検波器出力電圧Ｖｄｅｔのサンプルホールド動作
および検波器出力電圧Ｖｄｅｔからホールド電圧Ｖｈの
減算する減算動作は動作速度を確保できるので、検出出
力電圧Ｖｏｕｔを忠実度高く短い応答時間で得ることが
できる。したがって、この高周波検出回路８Ａは高速の
ＴＤＭＡ／ＧＳＭ方式用送信機の電力増幅器の出力レベ
ル制御回路として有効である。
上記ＯＮ期間の検波器出力電圧Ｖｄｅｔから上記ＯＦＦ
期間の検波器出力電圧Ｖｄｅｔを減算するので、検波用
ダイオードＤ１１の順方向電圧Ｖｆの温度変化に伴なう
変動の影響をほぼ完全に消去することができる。しか
も、検波器８３が必要とするダイオードは検波用のもの
１個だけであるので、２個のダイオードの順方向電圧Ｖ
ｆのばらつきを考慮する必要のある上記従来技術に比べ
て製造コストを低減できる。また、２個のダイオードを
採用した回路に不可避的な温度変化に起因する高周波信
号レベルの検出精度の低下を防止することができる。さ
らに、検波器出力電圧Ｖｄｅｔのサンプルホールド動作
および検波器出力電圧Ｖｄｅｔからホールド電圧Ｖｈの
減算する減算動作は動作速度を確保できるので、検出出
力電圧Ｖｏｕｔを忠実度高く短い応答時間で得ることが
できる。したがって、この高周波検出回路８Ａは高速の
ＴＤＭＡ／ＧＳＭ方式用送信機の電力増幅器の出力レベ
ル制御回路として有効である。
【００２１】なお、高周波検出回路８Ａのサンプルホー
ルド回路８７，減算回路８８，検波器８３の平滑回路お
よび直流増幅器を含む回路は、μＰＣ３５９３型ＩＣ
（日本電気（株）製）の一部としてＩＣ化されている。
このＩＣと高周波検出回路８Ａを含む回路の採用によ
り、最大８Ｗの電力出力を持ち２ｄＢの等差で１６レベ
ル設定される送信機（図１）の送信電力を、−３０°Ｃ
から＋８５°Ｃの温度範囲において、誤差±１ｄＢで制
御することができる。
ルド回路８７，減算回路８８，検波器８３の平滑回路お
よび直流増幅器を含む回路は、μＰＣ３５９３型ＩＣ
（日本電気（株）製）の一部としてＩＣ化されている。
このＩＣと高周波検出回路８Ａを含む回路の採用によ
り、最大８Ｗの電力出力を持ち２ｄＢの等差で１６レベ
ル設定される送信機（図１）の送信電力を、−３０°Ｃ
から＋８５°Ｃの温度範囲において、誤差±１ｄＢで制
御することができる。
【００２２】図４の高周波検出回路の回路図を参照する
と、図１の送信機における高周波検出回路８の第２の例
である高周波検出回路８Ｂは、上述の高周波検出回路８
Ａと同じ機能を、デジタル回路（検波器８３を除く）に
より実現している。この高周波検出回路８Ｂにおいて、
高周波入力端子８１に入力された高周波信号Ｖｉｎは検
波器８３により検波器出力電圧Ｖｄｅｔとなり、さらに
Ａ／Ｄ変換器９１によってデジタル検波器出力電圧Ｖｄ
ｅｔ１に変換される。このデジタル検波器出力電圧Ｖｄ
ｅｔ１は、制御信号入力端子６からの制御信号Ｃｏｎｔ
が定義する上記ＯＮ期間の立ち上りごとに、入力をサン
プルホールドするレジスタ９５に入力される。サンプル
ホールドされたホールド電圧信号Ｖｈ１は、減算器９３
の−端子に入力される。減算器９３は＋端子にデジタル
検波器出力電圧Ｖｄｅｔ１の供給を受け、検波器出力電
圧Ｖｄｅｔ１からホールド電圧信号Ｖｈ１を減算し、そ
の減算結果の差電圧信号をＤ／Ａ変換器９４に入力す
る。Ｄ／Ａ変換器９４は差電圧信号をアナログ化した検
出出力Ｖｏｕｔに変換して出力端子８９に出力する。な
お、Ａ／Ｄ変換器９１，レジスタ９５，減算器９３およ
びＤ／Ａ変換器９４は、クロック入力端子９２から共通
のクロックＣＬＫの供給を受ける。ここで、レジスタ９
５および減算器９３は、上述の高周波検出回路８Ａにお
けるサンプルホールド回路８７および減算器８８にそれ
ぞれ対応する動作を行う。すなわち、上記ＯＮ期間の検
波器出力電圧Ｖｄｅｔ１から上記ＯＦＦ期間の検波器出
力電圧Ｖｄｅｔ１を減算し、検波用ダイオードＤ１１の
順方向電圧Ｖｆに対する温度変化の影響を消去した波高
値Ｖａを検出することができる。この高周波検出回路８
Ｂは、検波器８３を除いてデジタル回路で構成されてい
るのでＩＣ化しやすい利点がある。
と、図１の送信機における高周波検出回路８の第２の例
である高周波検出回路８Ｂは、上述の高周波検出回路８
Ａと同じ機能を、デジタル回路（検波器８３を除く）に
より実現している。この高周波検出回路８Ｂにおいて、
高周波入力端子８１に入力された高周波信号Ｖｉｎは検
波器８３により検波器出力電圧Ｖｄｅｔとなり、さらに
Ａ／Ｄ変換器９１によってデジタル検波器出力電圧Ｖｄ
ｅｔ１に変換される。このデジタル検波器出力電圧Ｖｄ
ｅｔ１は、制御信号入力端子６からの制御信号Ｃｏｎｔ
が定義する上記ＯＮ期間の立ち上りごとに、入力をサン
プルホールドするレジスタ９５に入力される。サンプル
ホールドされたホールド電圧信号Ｖｈ１は、減算器９３
の−端子に入力される。減算器９３は＋端子にデジタル
検波器出力電圧Ｖｄｅｔ１の供給を受け、検波器出力電
圧Ｖｄｅｔ１からホールド電圧信号Ｖｈ１を減算し、そ
の減算結果の差電圧信号をＤ／Ａ変換器９４に入力す
る。Ｄ／Ａ変換器９４は差電圧信号をアナログ化した検
出出力Ｖｏｕｔに変換して出力端子８９に出力する。な
お、Ａ／Ｄ変換器９１，レジスタ９５，減算器９３およ
びＤ／Ａ変換器９４は、クロック入力端子９２から共通
のクロックＣＬＫの供給を受ける。ここで、レジスタ９
５および減算器９３は、上述の高周波検出回路８Ａにお
けるサンプルホールド回路８７および減算器８８にそれ
ぞれ対応する動作を行う。すなわち、上記ＯＮ期間の検
波器出力電圧Ｖｄｅｔ１から上記ＯＦＦ期間の検波器出
力電圧Ｖｄｅｔ１を減算し、検波用ダイオードＤ１１の
順方向電圧Ｖｆに対する温度変化の影響を消去した波高
値Ｖａを検出することができる。この高周波検出回路８
Ｂは、検波器８３を除いてデジタル回路で構成されてい
るのでＩＣ化しやすい利点がある。
【００２３】図５の高周波検出回路の回路図を参照する
と、図１の送信機における高周波検出回路８の第３の例
である高周波検出回路８Ｃは、上述の例８Ａおよび８Ｂ
の場合と同様に、高周波信号Ｖｉｎを入力端子８１に受
けて検波器８３で検波し、検波器出力電圧Ｖｏｕｔを生
じる。上述の例８Ａおよび８Ｂと違って、この例８Ｃで
は検波器８３の出力に得られた検波器出力電圧Ｖｄｅｔ
をそのまま検出出力電圧Ｖｏｕｔとする。検波器８３の
負バイアス端子８５にはバイアス回路９７が接続され、
正バイアス端子８２とバイアス回路９７との間の電位差
により検波用ダイオードＤ１１へのバイアス電流Ｉｂを
供給する。バイアス電流Ｉｂの値はバイアス電流設定回
路９８により制御する。上記高周波電力増幅器出力のＯ
ＦＦ期間に対応する高周波信号Ｖｉｎの上記ＯＦＦ期間
には、高周波検出回路８Ｃは負帰還ループを構成し、検
出出力電圧Ｖｏｕｔを所定値，好ましくは０Ｖに設定す
るように、バイアス電流Ｉｂの値を帰還ループによって
調整する。一方、このＯＦＦ期間のすぐ後の上記ＯＮ期
間には、バイアス電流設定回路９８は、上記バイアス電
流が上記ＯＦＦ期間のバイアス電流Ｉｂを継続するよう
にバイアス回路９７を制御する。これによって、バイア
ス電流Ｉｂは、高周波信号Ｖｉｎの上記ＯＦＦ期間の始
めごとに補正され、上記ＯＮ期間の検出出力電圧Ｖｏｕ
ｔは上記ＯＦＦ期間の所定値の検出出力電圧Ｖｏｕｔか
らの増加分として明確に決定される。この結果、高周波
検出回路８Ｃは、検波用ダイオードＤ１１に対する温度
変化の影響や検波器８３の回路素子の諸定数のばらつき
による検出出力の変動を防止できる。
と、図１の送信機における高周波検出回路８の第３の例
である高周波検出回路８Ｃは、上述の例８Ａおよび８Ｂ
の場合と同様に、高周波信号Ｖｉｎを入力端子８１に受
けて検波器８３で検波し、検波器出力電圧Ｖｏｕｔを生
じる。上述の例８Ａおよび８Ｂと違って、この例８Ｃで
は検波器８３の出力に得られた検波器出力電圧Ｖｄｅｔ
をそのまま検出出力電圧Ｖｏｕｔとする。検波器８３の
負バイアス端子８５にはバイアス回路９７が接続され、
正バイアス端子８２とバイアス回路９７との間の電位差
により検波用ダイオードＤ１１へのバイアス電流Ｉｂを
供給する。バイアス電流Ｉｂの値はバイアス電流設定回
路９８により制御する。上記高周波電力増幅器出力のＯ
ＦＦ期間に対応する高周波信号Ｖｉｎの上記ＯＦＦ期間
には、高周波検出回路８Ｃは負帰還ループを構成し、検
出出力電圧Ｖｏｕｔを所定値，好ましくは０Ｖに設定す
るように、バイアス電流Ｉｂの値を帰還ループによって
調整する。一方、このＯＦＦ期間のすぐ後の上記ＯＮ期
間には、バイアス電流設定回路９８は、上記バイアス電
流が上記ＯＦＦ期間のバイアス電流Ｉｂを継続するよう
にバイアス回路９７を制御する。これによって、バイア
ス電流Ｉｂは、高周波信号Ｖｉｎの上記ＯＦＦ期間の始
めごとに補正され、上記ＯＮ期間の検出出力電圧Ｖｏｕ
ｔは上記ＯＦＦ期間の所定値の検出出力電圧Ｖｏｕｔか
らの増加分として明確に決定される。この結果、高周波
検出回路８Ｃは、検波用ダイオードＤ１１に対する温度
変化の影響や検波器８３の回路素子の諸定数のばらつき
による検出出力の変動を防止できる。
【００２４】図５の高周波検出回路８Ｃにおいて、バイ
アス回路９７はベースおよびエミッタをそれぞれ共通接
続したトランジスタＴＲ４１およびＴＲ４２と抵抗器Ｒ
４１とからなるカレントミラー回路から成る。トランジ
スタＴＲ４１のコレクタは検波器８３の負バイアス端子
８５に接続され、抵抗器Ｒ４１を介してバイアス電流設
定回路９８の出力端に接続されている。トランジスタＴ
Ｒ４１のコレクタ電流，すなわち検波用ダイオードＤ１
１のバイアス電流Ｉｂは、トランジスタＴＲ４２のコレ
クタ電流にほぼ等しく、抵抗器Ｒ４１の抵抗値およびバ
イアス電流設定回路９８の出力電圧Ｖｓに依存し、出力
電圧Ｖｓの負方向への変化および抵抗器Ｒ４１の抵抗値
の増加によって減少する。バイアス電流Ｉｂは、抵抗器
Ｒ１２，トランジスタＴＲ４１，およびバイアス電圧−
Ｖｂの印加を受ける負バイアス端子９９を含む回路に流
れる。
アス回路９７はベースおよびエミッタをそれぞれ共通接
続したトランジスタＴＲ４１およびＴＲ４２と抵抗器Ｒ
４１とからなるカレントミラー回路から成る。トランジ
スタＴＲ４１のコレクタは検波器８３の負バイアス端子
８５に接続され、抵抗器Ｒ４１を介してバイアス電流設
定回路９８の出力端に接続されている。トランジスタＴ
Ｒ４１のコレクタ電流，すなわち検波用ダイオードＤ１
１のバイアス電流Ｉｂは、トランジスタＴＲ４２のコレ
クタ電流にほぼ等しく、抵抗器Ｒ４１の抵抗値およびバ
イアス電流設定回路９８の出力電圧Ｖｓに依存し、出力
電圧Ｖｓの負方向への変化および抵抗器Ｒ４１の抵抗値
の増加によって減少する。バイアス電流Ｉｂは、抵抗器
Ｒ１２，トランジスタＴＲ４１，およびバイアス電圧−
Ｖｂの印加を受ける負バイアス端子９９を含む回路に流
れる。
【００２５】また、図５の高周波検出回路８Ｃにおい
て、バイアス電流設定回路９８は、演算増幅器ＡＭＰ５
２，抵抗器Ｒ５２およびＲ５３からなり、検波器８３の
出力である検出出力電圧Ｖｏｕｔの極性を反転する反転
増幅器を備える。極性反転された検出出力電圧は、上記
高周波電力増幅器出力のＯＦＦ期間には閉じＯＮ期間に
は開くように制御信号入力端子６からの制御信号Ｃｏｎ
ｔに制御されるアナログスイッチＳ５１に供給される。
このスイッチＳ５１からの（極性）反転された検出出力
電圧は演算増幅器ＡＭＰ５１，抵抗器Ｒ５１およびコン
デンサＣ５１からなる積分回路に印加される。この積分
回路の出力電圧Ｖｓは、検出出力電圧Ｖｏｕｔが正方向
に増加すると負方向に変化する電圧であり、バイアス回
路９７に供給される。一方、制御信号Ｃｏｎｔが送信Ｏ
Ｎ期間のときには、アナログスイッチＳ５１は開かれ、
上記反転出出力電圧は積分回路に印加されないから直前
のＯＦＦ期間の出力電圧Ｖｓがバイアス回路９５に供給
される。
て、バイアス電流設定回路９８は、演算増幅器ＡＭＰ５
２，抵抗器Ｒ５２およびＲ５３からなり、検波器８３の
出力である検出出力電圧Ｖｏｕｔの極性を反転する反転
増幅器を備える。極性反転された検出出力電圧は、上記
高周波電力増幅器出力のＯＦＦ期間には閉じＯＮ期間に
は開くように制御信号入力端子６からの制御信号Ｃｏｎ
ｔに制御されるアナログスイッチＳ５１に供給される。
このスイッチＳ５１からの（極性）反転された検出出力
電圧は演算増幅器ＡＭＰ５１，抵抗器Ｒ５１およびコン
デンサＣ５１からなる積分回路に印加される。この積分
回路の出力電圧Ｖｓは、検出出力電圧Ｖｏｕｔが正方向
に増加すると負方向に変化する電圧であり、バイアス回
路９７に供給される。一方、制御信号Ｃｏｎｔが送信Ｏ
Ｎ期間のときには、アナログスイッチＳ５１は開かれ、
上記反転出出力電圧は積分回路に印加されないから直前
のＯＦＦ期間の出力電圧Ｖｓがバイアス回路９５に供給
される。
【００２６】
【発明の効果】上述のように、この発明の高周波電力増
幅器の出力レベル制御回路における間欠的高周波信号の
波高値検出に適した高周波検出回路は、高周波電力増幅
器出力のＯＦＦ期間の各々の検波器出力を基準値とし、
同出力のＯＮ期間の波高値をその基準値からの増分とし
て決定する。従って上記高周波検出回路は、波高値の検
出に不可欠な回路素子でありしかも温度変化により特性
の変化しやすいダイオードを上記構成により１個だけに
することを可能にし、しかもこの温度変化に伴う検出出
力変動は上記ＯＮ期間の波高値とＯＦＦ期間の波高値と
の減算によって実質的に消去されるから、広い温度範囲
に亘り、広い入力波高値レベルについて、忠実度の高い
波高値を得ることができる。また、この高周波検出回路
は、従来のこの種回路に不可欠であった温度補償用の高
周波用ダイオードを必要としないので、バイアスオフセ
ットの調整を要しないだけでなく、ＩＣ化に適してい
る。したがって、この高周波検出回路を採用したこの発
明の高周波電力増幅器出力レベル制御回路は、間欠的な
高周波信号を用いるＴＤＭＡ方式やＧＳＭ方式の通信装
置の送信装置の制御回路として好適である。
幅器の出力レベル制御回路における間欠的高周波信号の
波高値検出に適した高周波検出回路は、高周波電力増幅
器出力のＯＦＦ期間の各々の検波器出力を基準値とし、
同出力のＯＮ期間の波高値をその基準値からの増分とし
て決定する。従って上記高周波検出回路は、波高値の検
出に不可欠な回路素子でありしかも温度変化により特性
の変化しやすいダイオードを上記構成により１個だけに
することを可能にし、しかもこの温度変化に伴う検出出
力変動は上記ＯＮ期間の波高値とＯＦＦ期間の波高値と
の減算によって実質的に消去されるから、広い温度範囲
に亘り、広い入力波高値レベルについて、忠実度の高い
波高値を得ることができる。また、この高周波検出回路
は、従来のこの種回路に不可欠であった温度補償用の高
周波用ダイオードを必要としないので、バイアスオフセ
ットの調整を要しないだけでなく、ＩＣ化に適してい
る。したがって、この高周波検出回路を採用したこの発
明の高周波電力増幅器出力レベル制御回路は、間欠的な
高周波信号を用いるＴＤＭＡ方式やＧＳＭ方式の通信装
置の送信装置の制御回路として好適である。
【図１】本発明を実施したＴＤＭＡまたはＧＳＭ方式の
送信機の一例のブロック図である。
送信機の一例のブロック図である。
【図２】図１の送信機の電力増幅器に供給される制御信
号の波形図である。
号の波形図である。
【図３】図１の送信機の一部を構成する高周波検出回路
の回路図である。
の回路図である。
【図４】上記高周波検出回路のもう一つの例の回路図で
ある。
ある。
【図５】上記高周波検出回路のさらにもう一つの例の回
路図である。
路図である。
１ 入力端子
２ 前置増幅器
３ 電力増幅器
４ 方向性結合器
５ アンテナ
６ 制御信号入力端子
７ 電力増幅器制御回路
８，８Ａ〜８Ｃ 高周波検出回路
８１ 高周波入力端子
８２ 正バイアス端子
８３ 検波器
８４ 中間端子
８５，９９ 負バイアス端子
８７ サンプルホールド回路
８８，９３ 減算回路
８９ 出力端子
９１ Ａ／Ｄ変換器
９２ クロック入力端子
９４ Ｄ／Ａ変換器
９５ レジスタ
９７ バイアス回路
９８ バイアス電流設定回路
ＡＭＰ１１，ＡＭＰ２１，ＡＭＰ３１，ＡＭＰ５１，Ａ
ＭＰ５２ 演算増幅器 Ｃ１１〜Ｃ１４，Ｃ２１，Ｃ５１ コンデンサ Ｄ１１ ダイオード Ｌ１１，Ｌ１２ チョークコイル Ｒ１１〜Ｒ１４，Ｒ３１〜Ｒ３４，Ｒ４１，Ｒ５１〜Ｒ
５３ 抵抗器 Ｓ２１，Ｓ５１ アナログスイッチ ＴＲ４１，ＴＲ４２ トランジスタ ＣＬＫ クロック Ｃｏｎｔ 制御信号 Ｉｂ バイアス電流 ＲＦ 送信信号 Ｖａ 波高値 Ｖｂ バイアス電圧 Ｖｄ 直流電圧 Ｖｄｅｔ 検波器出力電圧 Ｖｄｅｔ１ デジタル検波器出力電圧 Ｖｆ 順方向電圧 Ｖｉｎ 高周波信号 Ｖｈ ホールド電圧 Ｖｈ１ ホールド電圧信号 Ｖｏｕｔ 検出出力電圧 Ｖｓ 積分電圧
ＭＰ５２ 演算増幅器 Ｃ１１〜Ｃ１４，Ｃ２１，Ｃ５１ コンデンサ Ｄ１１ ダイオード Ｌ１１，Ｌ１２ チョークコイル Ｒ１１〜Ｒ１４，Ｒ３１〜Ｒ３４，Ｒ４１，Ｒ５１〜Ｒ
５３ 抵抗器 Ｓ２１，Ｓ５１ アナログスイッチ ＴＲ４１，ＴＲ４２ トランジスタ ＣＬＫ クロック Ｃｏｎｔ 制御信号 Ｉｂ バイアス電流 ＲＦ 送信信号 Ｖａ 波高値 Ｖｂ バイアス電圧 Ｖｄ 直流電圧 Ｖｄｅｔ 検波器出力電圧 Ｖｄｅｔ１ デジタル検波器出力電圧 Ｖｆ 順方向電圧 Ｖｉｎ 高周波信号 Ｖｈ ホールド電圧 Ｖｈ１ ホールド電圧信号 Ｖｏｕｔ 検出出力電圧 Ｖｓ 積分電圧
Claims (14)
- 【請求項１】 ＯＮ期間とＯＦＦ期間とを一定の繰返し
周期で有する制御信号に応答し、前記制御信号に対応す
る波形の間欠的な高周波信号を増幅しアンテナに供給す
る高周波電力増幅器の出力レベル制御回路であって、前
記高周波電力増幅器の出力の一部を取り出す高周波電力
抽出手段と、この抽出手段の出力および前記制御信号に
応答して前記波高値を代表する検出出力を発生する高周
波検出回路とを含む高周波電力増幅器の出力レベル制御
回路において、 前記高周波検出回路が、前記高周波信号の供給を受けそ
の信号の波高値を代表する出力を生じる検波手段と、 この検波手段の前記ＯＮ期間における出力とその直前の
ＯＦＦ期間における出力との間の差を代表する電圧を前
記繰返し周期の各々について発生する差電圧発生手段と
を含むことを特徴とする高周波電力増幅器の出力レベル
制御回路。 - 【請求項２】 前記検波手段が検波用ダイオードを含む
ことを特徴とする請求項１記載の高周波電力増幅器の出
力レベル制御回路。 - 【請求項３】 前記検波手段が、前記ＯＦＦ期間には前
記高周波検出回路の出力を所定の電圧とし、前記ＯＮ期
間にはその電圧に対応する大きさの順方向バイアス電流
を前記検波用ダイオードに供給する手段をさらに含むこ
とを特徴とする請求項２記載の高周波電力増幅器の出力
レベル制御回路。 - 【請求項４】 前記順方向バイアス電流の値を前記ＯＦ
Ｆ期間における前記高周波検出回路の出力電圧が基準値
となるような値に設定したことを特徴とする請求項３記
載の高周波電力増幅器の出力レベル制御回路。 - 【請求項５】 前記差電圧発生手段が、前記繰返し周期
の各々につき前記ＯＦＦ期間における前記検波手段の出
力をサンプルホールドし、そのＯＦＦ期間およびその直
後のＯＮ期間にそのサンプルホールドした前記検波手段
出力を出力するサンプルホールド回路と、 前記検波手段の出力から前記サンプルホールド回路の出
力を前記繰返し周期ごとに減算する手段とを含むことを
特徴とする請求項４記載の高周波電力増幅器の出力レベ
ル制御回路。 - 【請求項６】 前記検波手段が、前記高周波信号の前記
波高値を代表する電圧を生ずるダイオードと、 このダイオードの出力に接続された平滑回路と、 この平滑回路の出力を増幅する増幅回路とを含むことを
特徴とする請求項１記載の高周波電力増幅器の出力レベ
ル制御回路。 - 【請求項７】 ＯＮ期間とＯＦＦ期間とを一定の繰返し
周期で有する制御信号に応答し、前記制御信号に対応す
る波形の間欠的な高周波信号を増幅しアンテナに供給す
る高周波電力増幅器の出力レベル制御回路であって、前
記高周波電力増幅器の出力の一部を取り出す高周波電力
抽出手段と、この抽出手段の出力および前記制御信号に
応答して前記波高値を代表する検出出力を発生する高周
波検出回路とを含む高周波電力増幅器の出力レベル制御
回路において、 前記高周波検出回路が、前記高周波信号の供給を受けそ
の信号の波高値を代表する出力を生じる検波手段と、 この検波手段の出力をＡ／Ｄ変換する手段と、 この検波手段の前記ＯＦＦ期間の出力に対応する前記Ａ
／Ｄ変換手段出力を前記繰返し周期にわたり蓄積しその
ＯＦＦ期間の始めとそのＯＦＦ期間の直後のＯＮ期間と
にそのＡ／Ｄ変換手段出力を出力する信号蓄積手段と、 前記検波手段の出力からこの信号蓄積手段の出力を前記
繰返し周期ごとに減算する手段とを含むことを特徴とす
る高周波電力増幅器の出力レベル制御回路。 - 【請求項８】 ＯＮ期間とＯＦＦ期間とを一定の繰返し
周期で有する制御信号に応答し、前記制御信号に対応す
る波形の間欠的な高周波信号を増幅しアンテナに供給す
る高周波電力増幅器の出力レベル制御回路において前記
高周波電力増幅器の出力の一部を取り出す高周波電力抽
出手段からの抽出出力および前記制御信号に応答して前
記波高値を代表する検出出力を発生しその検出出力を前
記高周波電力増幅器の電力増幅率を制御する増幅率制御
手段に供給する高周波検出回路において、 前記高周波信号の供給を受けその信号の波高値を代表す
る出力を生じる検波手段と、 この検波手段の前記ＯＮ期間における出力とその直前の
ＯＦＦ期間における出力との間の差を代表する電圧を前
記繰返し周期の各々について発生する差電圧発生手段と
を含むことを特徴とする高周波検出回路。 - 【請求項９】 前記検波手段が検波用ダイオードを含む
ことを特徴とする請求項８記載の高周波検出回路。 - 【請求項１０】 前記検波手段が、前記ＯＦＦ期間には
前記高周波検出回路の出力を所定の電圧とし、前記ＯＮ
期間にはその電圧に対応する大きさの順方向バイアス電
流を前記検波用ダイオードに供給する手段をさらに含む
ことを特徴とする請求項９記載の高周波検出回路。 - 【請求項１１】 前記順方向バイアス電流の値を前記Ｏ
ＦＦ期間における前記高周波検出回路の出力電圧が基準
値となるような値に設定したことを特徴とする請求項１
０記載の高周波検出回路。 - 【請求項１２】 前記差電圧発生手段が、前記繰返し周
期の各々につき前記ＯＦＦ期間における前記検波手段の
出力をサンプルホールドし、そのＯＦＦ期間およびその
直後のＯＮ期間にそのサンプルホールドした前記検波手
段出力を出力するサンプルホールド回路と、 前記検波手段の出力から前記サンプルホールド回路の出
力を前記繰返し周期ごとに減算する手段とを含むことを
特徴とする請求項１１記載の高周波検出回路。 - 【請求項１３】 前記検波手段が、前記高周波信号の前
記波高値を代表する電圧を生ずるダイオードと、 このダイオードの出力に接続された平滑回路と、 この平滑回路の出力を増幅する増幅回路とを含むことを
特徴とする請求項８記載の高周波検出回路。 - 【請求項１４】 ＯＮ期間とＯＦＦ期間とを一定の繰返
し周期で有する制御信号に応答し、前記制御信号に対応
する波形の間欠的な高周波信号を増幅しアンテナに供給
する高周波電力増幅器の出力レベル制御回路において前
記高周波電力増幅器の出力の一部を取り出す高周波電力
抽出手段からの抽出出力および前記制御信号に応答して
前記波高値を代表する検出出力を発生しその検出出力を
前記高周波電力増幅器の電力増幅率を制御する増幅率制
御手段に供給する高周波検出回路において、 前記高周波検出回路が、前記高周波信号の供給を受けそ
の信号の波高値を代表する出力を生じる検波手段と、 この検波手段の出力をＡ／Ｄ変換する手段と、 この検波手段の前記ＯＦＦ期間の出力に対応する前記Ａ
／Ｄ変換手段出力を前記繰返し周期にわたり蓄積しその
ＯＦＦ期間の始めとそのＯＦＦ期間の直後のＯＮ期間と
にそのＡ／Ｄ変換手段出力を出力する信号蓄積手段と、 前記検波手段の出力からこの信号蓄積手段の出力を前記
繰返し周期ごとに減算する手段とを含むことを特徴とす
る高周波検出回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3250786A JP2734244B2 (ja) | 1990-10-19 | 1991-09-30 | 高周波電力増幅器の出力レベル制御回路 |
Applications Claiming Priority (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2-279440 | 1990-10-19 | ||
| JP27944090 | 1990-10-19 | ||
| JP2-281782 | 1990-10-22 | ||
| JP28178290 | 1990-10-22 | ||
| JP3250786A JP2734244B2 (ja) | 1990-10-19 | 1991-09-30 | 高周波電力増幅器の出力レベル制御回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0522159A true JPH0522159A (ja) | 1993-01-29 |
| JP2734244B2 JP2734244B2 (ja) | 1998-03-30 |
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ID=27333966
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3250786A Expired - Fee Related JP2734244B2 (ja) | 1990-10-19 | 1991-09-30 | 高周波電力増幅器の出力レベル制御回路 |
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| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2734244B2 (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0766254A (ja) * | 1993-08-25 | 1995-03-10 | Nec Corp | 分周回路装置 |
| JPH08185762A (ja) * | 1994-12-28 | 1996-07-16 | Nec Yamagata Ltd | プリスケーラｉｃテスト方法及びテストプローブカード |
| JP2000341059A (ja) * | 1999-04-23 | 2000-12-08 | Linear Technol Corp | 無線周波数電力制御器に使用するオフセット電圧キャンセレーションシステム |
| US7353006B2 (en) * | 2003-03-12 | 2008-04-01 | Analog Devices, Inc. | Closed loop power control of non-constant envelope waveforms using sample/hold |
| JP2011103524A (ja) * | 2009-11-10 | 2011-05-26 | Sharp Corp | 検波回路、及び、高周波回路 |
Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5127010A (ja) * | 1974-08-30 | 1976-03-06 | Fujitsu Ltd | Jidoshutsuryokuchoseihoshiki |
| JPS63164631A (ja) * | 1986-12-26 | 1988-07-08 | Oki Electric Ind Co Ltd | 無線送信機の送信電力増幅器制御回路 |
| JPH01138806A (ja) * | 1987-11-26 | 1989-05-31 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 送信電力制御装置 |
-
1991
- 1991-09-30 JP JP3250786A patent/JP2734244B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| US8432213B2 (en) | 2009-11-10 | 2013-04-30 | Sharp Kabushiki Kaisha | Wave detector circuit and high-frequency circuit |
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2734244B2 (ja) | 1998-03-30 |
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