JPH05207748A - インバータ装置 - Google Patents
インバータ装置Info
- Publication number
- JPH05207748A JPH05207748A JP4013462A JP1346292A JPH05207748A JP H05207748 A JPH05207748 A JP H05207748A JP 4013462 A JP4013462 A JP 4013462A JP 1346292 A JP1346292 A JP 1346292A JP H05207748 A JPH05207748 A JP H05207748A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- circuit
- capacitor
- switching element
- inductor
- resistor
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Landscapes
- Circuit Arrangements For Discharge Lamps (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】高周波のスイッチング回路を用いて直流電源を
低周波の矩形波交流電力に変換するインバータ装置にお
いて、スイッチング素子のオン時間の制御により負荷へ
の供給電力を制御する際の制御特性を改善する。 【構成】コンデンサＣと抵抗Ｒの直列回路を少なくとも
１個のスイッチング素子に並列接続し、このコンデンサ
Ｃと抵抗Ｒの定数をインダクタＬ0 の振動電流が速やか
に減衰するように選定した。 【効果】スイッチング素子がオンする瞬間にインダクタ
Ｌ0 に流れている電流は殆どゼロに収束しており、した
がって、スイッチング素子のオン時間の制御によりイン
ダクタＬ0 に流れる電流Ｉ0 のピーク値を直線的に変化
させることができ、制御特性が改善される。
低周波の矩形波交流電力に変換するインバータ装置にお
いて、スイッチング素子のオン時間の制御により負荷へ
の供給電力を制御する際の制御特性を改善する。 【構成】コンデンサＣと抵抗Ｒの直列回路を少なくとも
１個のスイッチング素子に並列接続し、このコンデンサ
Ｃと抵抗Ｒの定数をインダクタＬ0 の振動電流が速やか
に減衰するように選定した。 【効果】スイッチング素子がオンする瞬間にインダクタ
Ｌ0 に流れている電流は殆どゼロに収束しており、した
がって、スイッチング素子のオン時間の制御によりイン
ダクタＬ0 に流れる電流Ｉ0 のピーク値を直線的に変化
させることができ、制御特性が改善される。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、直流電源を交流電力に
変換して負荷に供給するインバータ装置に関するもので
あり、例えば、放電灯の電子安定器として利用されるも
のである。
変換して負荷に供給するインバータ装置に関するもので
あり、例えば、放電灯の電子安定器として利用されるも
のである。
【０００２】
【従来の技術】図１１は従来の一般的なフルブリッジ型
の矩形波インバータ装置の回路図である。図中、Ｅは直
流電源、Ｑ1 ，Ｑ2 ，Ｑ3 ，Ｑ4 はパワーＭＯＳＦＥＴ
よりなるスイッチング素子、Ｌ0 はインダクタである。
Ｃ0 は矩形波の低周波成分を蓄積するコンデンサであ
り、高周波（スイッチング周波数）における負荷Ｚのイ
ンピーダンスよりも十分に低いインピーダンスを有して
いる。Ｃｓはスイッチング素子の寄生容量であり、Ｃｓ
≪Ｃ0 である。なお、各スイッチング素子には、逆方向
ダイオードが寄生している。
の矩形波インバータ装置の回路図である。図中、Ｅは直
流電源、Ｑ1 ，Ｑ2 ，Ｑ3 ，Ｑ4 はパワーＭＯＳＦＥＴ
よりなるスイッチング素子、Ｌ0 はインダクタである。
Ｃ0 は矩形波の低周波成分を蓄積するコンデンサであ
り、高周波（スイッチング周波数）における負荷Ｚのイ
ンピーダンスよりも十分に低いインピーダンスを有して
いる。Ｃｓはスイッチング素子の寄生容量であり、Ｃｓ
≪Ｃ0 である。なお、各スイッチング素子には、逆方向
ダイオードが寄生している。
【０００３】図１１に示した回路の動作波形を図１２に
示す。図１２において、Ｖ0 は負荷Ｚに印加される矩形
波電圧、Ｉ0 はインダクタＬ0 に流れる高周波電流の包
絡線である。また、Ｓ14はスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ4
のドライブ信号であり、Ｓ23はスイッチング素子Ｑ2 ，
Ｑ3 のドライブ信号である。このインバータ装置では、
スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ4 が高周波で同時にオン／オ
フを繰り返し、スイッチング素子Ｑ2 ，Ｑ3 がオフして
いる第１の動作期間と、スイッチング素子Ｑ2，Ｑ3 が
高周波で同時にオン／オフを繰り返し、スイッチング素
子Ｑ1 ，Ｑ4 がオフしている第２の動作期間とを交互に
繰り返し、負荷Ｚに矩形波電圧Ｖ0 を印加するものであ
る。
示す。図１２において、Ｖ0 は負荷Ｚに印加される矩形
波電圧、Ｉ0 はインダクタＬ0 に流れる高周波電流の包
絡線である。また、Ｓ14はスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ4
のドライブ信号であり、Ｓ23はスイッチング素子Ｑ2 ，
Ｑ3 のドライブ信号である。このインバータ装置では、
スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ4 が高周波で同時にオン／オ
フを繰り返し、スイッチング素子Ｑ2 ，Ｑ3 がオフして
いる第１の動作期間と、スイッチング素子Ｑ2，Ｑ3 が
高周波で同時にオン／オフを繰り返し、スイッチング素
子Ｑ1 ，Ｑ4 がオフしている第２の動作期間とを交互に
繰り返し、負荷Ｚに矩形波電圧Ｖ0 を印加するものであ
る。
【０００４】従来、図１１のスイッチング素子と並列に
コンデンサを接続したものや、抵抗とコンデンサの直列
回路を接続したものはあったが、これらは、スイッチン
グ時のノイズの発生を抑えたり、スパイク電圧からスイ
ッチング素子を保護するためのものであった。
コンデンサを接続したものや、抵抗とコンデンサの直列
回路を接続したものはあったが、これらは、スイッチン
グ時のノイズの発生を抑えたり、スパイク電圧からスイ
ッチング素子を保護するためのものであった。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】上述の図１１に示した
従来例において、スイッチング素子のオン／オフ時間を
可変として、スイッチング電流Ｉ0 を制御することによ
り負荷Ｚに供給する矩形波電力を制御する場合、次のよ
うな問題が生じる。
従来例において、スイッチング素子のオン／オフ時間を
可変として、スイッチング電流Ｉ0 を制御することによ
り負荷Ｚに供給する矩形波電力を制御する場合、次のよ
うな問題が生じる。
【０００６】今、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ4 が高周波
で同時にオン／オフを繰り返し、スイッチング素子
Ｑ2 ，Ｑ3 がオフしている第１の動作期間について、図
１２の一部分を拡大した動作波形を図１３に示す。本
来、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ4 がオフした後、電流Ｉ
0 はインダクタＬ0 のエネルギーにより還流しながら減
少し、零になった後、次にスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ4
がオンするまで流れない筈であるが、スイッチング素子
に寄生する容量ＣｓやコンデンサＣ0 に電荷が蓄積され
ており、スイッチング素子が全てオフすることと、Ｃ0
≫Ｃｓであることにより、図１４のような交流等価回路
が形成される。この等価回路は、図１５のような等価回
路に書き替えられる。これは簡単なＬＣ共振回路であ
る。寄生容量Ｃｓに電荷が蓄えられていれば、これを放
電するために振動電流が流れる。この振動電流の振動周
波数は、次式で与えられる。
で同時にオン／オフを繰り返し、スイッチング素子
Ｑ2 ，Ｑ3 がオフしている第１の動作期間について、図
１２の一部分を拡大した動作波形を図１３に示す。本
来、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ4 がオフした後、電流Ｉ
0 はインダクタＬ0 のエネルギーにより還流しながら減
少し、零になった後、次にスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ4
がオンするまで流れない筈であるが、スイッチング素子
に寄生する容量ＣｓやコンデンサＣ0 に電荷が蓄積され
ており、スイッチング素子が全てオフすることと、Ｃ0
≫Ｃｓであることにより、図１４のような交流等価回路
が形成される。この等価回路は、図１５のような等価回
路に書き替えられる。これは簡単なＬＣ共振回路であ
る。寄生容量Ｃｓに電荷が蓄えられていれば、これを放
電するために振動電流が流れる。この振動電流の振動周
波数は、次式で与えられる。
【０００７】
【数１】
【０００８】ここで、図１６に示すように、スイッチン
グ素子のオン時間を変化させることで負荷Ｚに供給され
る矩形波電力を制御しようとする。スイッチング素子の
オン時間をｔ1 からｔ2 、ｔ2 からｔ3 とΔｔずつ増加
させたとすると、前述の振動電流のために、スイッチン
グ素子がオンした瞬間の電流Ｉ0 の大きさが、スイッチ
ング素子のオンするタイミングにより異なるため、電流
Ｉ0 のピーク値がスイッチング素子のオン時間に比例し
なくなる。図１６に示す制御例では、スイッチング素子
のオン時間をｔ1 からｔ2 に変化させたときと、ｔ2 か
らｔ3 に変化させたときとでは、オン時間の変化幅Δｔ
は同じであるにも拘らず、電流Ｉ0 のピーク値の変化分
ΔＩ12とΔＩ23は同じにならない。したがって、スイッ
チング素子のオン時間を制御することで電流Ｉ0 を制御
すると、図１７のように、破線で示した理想的な制御特
性とは異なり、実線で示すような或る周期性を持った脈
動した制御特性となる。また、インダクタＬ0 や直流電
源Ｅの値によっては、図１８（ａ）のように、オン時間
がｔ1 からｔ7 へと長くなるにも拘らず、図１８（ｂ）
のように、電流Ｉ0 が極小値を持つこともあり、非常に
制御性の悪いものとなる。
グ素子のオン時間を変化させることで負荷Ｚに供給され
る矩形波電力を制御しようとする。スイッチング素子の
オン時間をｔ1 からｔ2 、ｔ2 からｔ3 とΔｔずつ増加
させたとすると、前述の振動電流のために、スイッチン
グ素子がオンした瞬間の電流Ｉ0 の大きさが、スイッチ
ング素子のオンするタイミングにより異なるため、電流
Ｉ0 のピーク値がスイッチング素子のオン時間に比例し
なくなる。図１６に示す制御例では、スイッチング素子
のオン時間をｔ1 からｔ2 に変化させたときと、ｔ2 か
らｔ3 に変化させたときとでは、オン時間の変化幅Δｔ
は同じであるにも拘らず、電流Ｉ0 のピーク値の変化分
ΔＩ12とΔＩ23は同じにならない。したがって、スイッ
チング素子のオン時間を制御することで電流Ｉ0 を制御
すると、図１７のように、破線で示した理想的な制御特
性とは異なり、実線で示すような或る周期性を持った脈
動した制御特性となる。また、インダクタＬ0 や直流電
源Ｅの値によっては、図１８（ａ）のように、オン時間
がｔ1 からｔ7 へと長くなるにも拘らず、図１８（ｂ）
のように、電流Ｉ0 が極小値を持つこともあり、非常に
制御性の悪いものとなる。
【０００９】本発明は上述のような点に鑑みてなされた
ものであり、その目的とするところは、高周波のスイッ
チング回路を用いて直流電源を交流電力に変換するイン
バータ装置において、スイッチング素子のオン時間の制
御により負荷への供給電力を制御する際の制御特性を改
善することにある。
ものであり、その目的とするところは、高周波のスイッ
チング回路を用いて直流電源を交流電力に変換するイン
バータ装置において、スイッチング素子のオン時間の制
御により負荷への供給電力を制御する際の制御特性を改
善することにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】本発明にあっては、上記
の課題を解決するために、図１に示すように、直流電源
Ｅと、この直流電源Ｅの両端間に接続され、寄生容量Ｃ
ｓをそれぞれ有する第１及び第２のスイッチング素子Ｑ
1 ，Ｑ2 の直列回路と、前記スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ
2 の接続点に接続される負荷回路とを備え、前記負荷回
路は、前記スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の寄生容量Ｃｓ
よりも十分に大きい第１のコンデンサＣ 0 と負荷Ｚの並
列回路にインダクタＬ0 を直列接続して成り、前記スイ
ッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の寄生容量Ｃｓと前記インダク
タＬ0 によって第１の振動回路を形成したインバータ装
置において、前記スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の寄生容
量よりも大きく、第１のコンデンサＣ0 よりも容量の小
さい第２のコンデンサＣと抵抗Ｒの直列回路を少なくと
も１個のスイッチング素子の両端に並列的に接続し、第
２のコンデンサＣと前記抵抗Ｒとスイッチング素子の寄
生容量ＣｓとインダクタＬ0 によって第２の振動回路を
形成し、第１の振動回路におけるインダクタＬ0 の振動
電流の減衰速度よりも第２の振動回路におけるインダク
タＬ0 の振動電流の減衰速度の方を大きく設定したこと
を特徴とするものである。
の課題を解決するために、図１に示すように、直流電源
Ｅと、この直流電源Ｅの両端間に接続され、寄生容量Ｃ
ｓをそれぞれ有する第１及び第２のスイッチング素子Ｑ
1 ，Ｑ2 の直列回路と、前記スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ
2 の接続点に接続される負荷回路とを備え、前記負荷回
路は、前記スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の寄生容量Ｃｓ
よりも十分に大きい第１のコンデンサＣ 0 と負荷Ｚの並
列回路にインダクタＬ0 を直列接続して成り、前記スイ
ッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の寄生容量Ｃｓと前記インダク
タＬ0 によって第１の振動回路を形成したインバータ装
置において、前記スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の寄生容
量よりも大きく、第１のコンデンサＣ0 よりも容量の小
さい第２のコンデンサＣと抵抗Ｒの直列回路を少なくと
も１個のスイッチング素子の両端に並列的に接続し、第
２のコンデンサＣと前記抵抗Ｒとスイッチング素子の寄
生容量ＣｓとインダクタＬ0 によって第２の振動回路を
形成し、第１の振動回路におけるインダクタＬ0 の振動
電流の減衰速度よりも第２の振動回路におけるインダク
タＬ0 の振動電流の減衰速度の方を大きく設定したこと
を特徴とするものである。
【００１１】例えば、図１に示すようなフルブリッジ型
のインバータ装置の場合には、Ｃ≧Ｃｓ，Ｒ2 ≒４Ｌ0
／Ｃという関係になるように回路定数を選定し、図８に
示すようなハーフブリッジ型のインバータ装置の場合に
は、Ｃ≧Ｃｓ，Ｒ2 ≒８Ｌ0／Ｃという関係になるよう
に回路定数を選定すれば良い。
のインバータ装置の場合には、Ｃ≧Ｃｓ，Ｒ2 ≒４Ｌ0
／Ｃという関係になるように回路定数を選定し、図８に
示すようなハーフブリッジ型のインバータ装置の場合に
は、Ｃ≧Ｃｓ，Ｒ2 ≒８Ｌ0／Ｃという関係になるよう
に回路定数を選定すれば良い。
【００１２】
【作用】本発明にあっては、上述のように、第２のコン
デンサＣと抵抗Ｒの直列回路を少なくとも１個のスイッ
チング素子に並列接続し、このコンデンサＣと抵抗Ｒの
定数をインダクタＬ0 の振動電流が速やかに減衰するよ
うに選定したものであるから、スイッチング素子がオン
する瞬間にインダクタＬ0 に流れている電流は殆どゼロ
に収束しており、したがって、スイッチング素子のオン
時間の制御によりインダクタＬ0 に流れる電流Ｉ0 のピ
ーク値を直線的に変化させることができ、制御特性が改
善されるという作用がある。
デンサＣと抵抗Ｒの直列回路を少なくとも１個のスイッ
チング素子に並列接続し、このコンデンサＣと抵抗Ｒの
定数をインダクタＬ0 の振動電流が速やかに減衰するよ
うに選定したものであるから、スイッチング素子がオン
する瞬間にインダクタＬ0 に流れている電流は殆どゼロ
に収束しており、したがって、スイッチング素子のオン
時間の制御によりインダクタＬ0 に流れる電流Ｉ0 のピ
ーク値を直線的に変化させることができ、制御特性が改
善されるという作用がある。
【００１３】
【実施例】図１は本発明の第１実施例の回路図である。
図中、１はＦＥＴドライブ回路であり、パワーＭＯＳＦ
ＥＴよりなるスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 ，Ｑ3 ，Ｑ4
にドライブ信号を供給する。２は低周波発振回路であ
り、矩形波交流電圧の周波数に相当する低周波を発振す
る。３はＰＷＭ制御回路であり、ＰＷＭ制御入力信号Ｓ
ｐに応じたパルス幅の信号を出力する。４は高周波発振
回路であり、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 ，Ｑ3 ，Ｑ4
のスイッチング周波数に相当する高周波を発振する。５
はＤフリップフロップであり、その反転出力端子Ｑ’は
データ入力端子Ｄに接続されており、クロック入力端子
には低周波発振回路２の出力が接続されている。これに
より、Ｄフリップフロップ５は、低周波発振回路２の発
振出力を分周している。６ａ，６ｂはＡＮＤゲートであ
り、その第１の入力には低周波発振回路２の出力が接続
されており、第２の入力にはＰＷＭ制御回路３の出力が
接続されており、第３の入力にはＤフリップフロップ５
の分周出力Ｑ，Ｑ’がそれぞれ接続されている。
図中、１はＦＥＴドライブ回路であり、パワーＭＯＳＦ
ＥＴよりなるスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 ，Ｑ3 ，Ｑ4
にドライブ信号を供給する。２は低周波発振回路であ
り、矩形波交流電圧の周波数に相当する低周波を発振す
る。３はＰＷＭ制御回路であり、ＰＷＭ制御入力信号Ｓ
ｐに応じたパルス幅の信号を出力する。４は高周波発振
回路であり、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 ，Ｑ3 ，Ｑ4
のスイッチング周波数に相当する高周波を発振する。５
はＤフリップフロップであり、その反転出力端子Ｑ’は
データ入力端子Ｄに接続されており、クロック入力端子
には低周波発振回路２の出力が接続されている。これに
より、Ｄフリップフロップ５は、低周波発振回路２の発
振出力を分周している。６ａ，６ｂはＡＮＤゲートであ
り、その第１の入力には低周波発振回路２の出力が接続
されており、第２の入力にはＰＷＭ制御回路３の出力が
接続されており、第３の入力にはＤフリップフロップ５
の分周出力Ｑ，Ｑ’がそれぞれ接続されている。
【００１４】主回路の構成については、図１１の従来例
と同様であるが、本実施例では、スイッチング素子
Ｑ1 ，Ｑ2 ，Ｑ3 ，Ｑ4 と並列に、コンデンサＣと抵抗
Ｒの直列回路をそれぞれ接続しており、コンデンサＣの
容量は各スイッチング素子の寄生容量Ｃｓに対して、Ｃ
≧Ｃｓとなるように設計されており、また、抵抗Ｒの抵
抗値は、Ｒ≒４Ｌ0 ／Ｃとなるように設計されている。
と同様であるが、本実施例では、スイッチング素子
Ｑ1 ，Ｑ2 ，Ｑ3 ，Ｑ4 と並列に、コンデンサＣと抵抗
Ｒの直列回路をそれぞれ接続しており、コンデンサＣの
容量は各スイッチング素子の寄生容量Ｃｓに対して、Ｃ
≧Ｃｓとなるように設計されており、また、抵抗Ｒの抵
抗値は、Ｒ≒４Ｌ0 ／Ｃとなるように設計されている。
【００１５】本実施例の動作波形を図２に示す。図中、
（ａ）は低周波発振回路２の発振出力、（ｂ）はＰＷＭ
制御回路３の出力、（ｃ）はＡＮＤゲート６ａの出力、
（ｄ）はＡＮＤゲート６ｂの出力である。ＰＷＭ制御回
路３は、高周波発振回路４の発振出力によりトリガーさ
れて、ＰＷＭ制御入力信号Ｓｐに応じたパルス幅のパル
ス信号を出力する。このＰＷＭ制御入力信号Ｓｐの電圧
レベルを変化させることで、スイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ
4 のオン時間が変化し、負荷Ｚに印加する電力を制御で
きるようになっている。
（ａ）は低周波発振回路２の発振出力、（ｂ）はＰＷＭ
制御回路３の出力、（ｃ）はＡＮＤゲート６ａの出力、
（ｄ）はＡＮＤゲート６ｂの出力である。ＰＷＭ制御回
路３は、高周波発振回路４の発振出力によりトリガーさ
れて、ＰＷＭ制御入力信号Ｓｐに応じたパルス幅のパル
ス信号を出力する。このＰＷＭ制御入力信号Ｓｐの電圧
レベルを変化させることで、スイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ
4 のオン時間が変化し、負荷Ｚに印加する電力を制御で
きるようになっている。
【００１６】以下、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ4 がオン
／オフ動作を行う場合の動作について説明する。このと
き、スイッチング素子Ｑ2 ，Ｑ3 は共にオフしている。
インダクタＬ0 に流れる電流Ｉ0 及びスイッチング素子
Ｑ1 〜Ｑ4 の動作タイミングは図３に示すようになる。
時刻ｔ1 において、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ4 がオン
すると、電流Ｉ0 が徐々に増加する。次に、時刻ｔ2 に
おいて、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ4 がオフすると、ス
イッチング素子Ｑ2 ，Ｑ3 の逆方向ダイオードが導通
し、電流Ｉ0 は減少する。時刻ｔ3 において、電流Ｉ0
は零となる。その後、電流Ｉ0 は振動しながら、零に収
束する。時刻ｔ4 〜ｔ6 の動作についても同様である。
／オフ動作を行う場合の動作について説明する。このと
き、スイッチング素子Ｑ2 ，Ｑ3 は共にオフしている。
インダクタＬ0 に流れる電流Ｉ0 及びスイッチング素子
Ｑ1 〜Ｑ4 の動作タイミングは図３に示すようになる。
時刻ｔ1 において、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ4 がオン
すると、電流Ｉ0 が徐々に増加する。次に、時刻ｔ2 に
おいて、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ4 がオフすると、ス
イッチング素子Ｑ2 ，Ｑ3 の逆方向ダイオードが導通
し、電流Ｉ0 は減少する。時刻ｔ3 において、電流Ｉ0
は零となる。その後、電流Ｉ0 は振動しながら、零に収
束する。時刻ｔ4 〜ｔ6 の動作についても同様である。
【００１７】本実施例では、各スイッチング素子Ｑ1 〜
Ｑ4 と並列にコンデンサＣと抵抗Ｒの直列回路を接続し
ている。そのため、スイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ4 及びそ
の逆方向ダイオードの全てがオフしているとき、すなわ
ち、時刻ｔ3 からｔ4 までの間の交流等価回路は図４の
ように表すことができ、これは図５のように書き替える
ことができる。上述のように、Ｃ≧Ｃｓとなるように、
コンデンサＣを設計しているので、図５においては、コ
ンデンサＣｓよりもコンデンサＣの方が大きく影響する
ことになる。そこで、Ｒ2 ≒４Ｌ0 ／Ｃとなるように抵
抗Ｒを選定することで、振動電流を速やかに収束させる
ことができる。このＲ2 ≒４Ｌ0 ／Ｃという条件は、Ｒ
−Ｌ−Ｃ直列回路において、コンデンサの電荷を放電さ
せる際の臨界条件であり、この条件を満たすことで、最
も速くコンデンサの電荷を放電させることができる。例
えば、本実施例では、スイッチング周波数は数１０ｋＨ
ｚ、矩形波の極性反転の周波数は数１０〜数１００Ｈｚ
で、インダクタＬ0 が数１００μＨ、コンデンサＣが数
１００ｐＦ、抵抗Ｒが数１００〜数ＫΩである。
Ｑ4 と並列にコンデンサＣと抵抗Ｒの直列回路を接続し
ている。そのため、スイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ4 及びそ
の逆方向ダイオードの全てがオフしているとき、すなわ
ち、時刻ｔ3 からｔ4 までの間の交流等価回路は図４の
ように表すことができ、これは図５のように書き替える
ことができる。上述のように、Ｃ≧Ｃｓとなるように、
コンデンサＣを設計しているので、図５においては、コ
ンデンサＣｓよりもコンデンサＣの方が大きく影響する
ことになる。そこで、Ｒ2 ≒４Ｌ0 ／Ｃとなるように抵
抗Ｒを選定することで、振動電流を速やかに収束させる
ことができる。このＲ2 ≒４Ｌ0 ／Ｃという条件は、Ｒ
−Ｌ−Ｃ直列回路において、コンデンサの電荷を放電さ
せる際の臨界条件であり、この条件を満たすことで、最
も速くコンデンサの電荷を放電させることができる。例
えば、本実施例では、スイッチング周波数は数１０ｋＨ
ｚ、矩形波の極性反転の周波数は数１０〜数１００Ｈｚ
で、インダクタＬ0 が数１００μＨ、コンデンサＣが数
１００ｐＦ、抵抗Ｒが数１００〜数ＫΩである。
【００１８】このように、本実施例では、インダクタＬ
0 に流れる電流Ｉ0 の振動を速く収束させて、振動電流
が流れていない時間を長くすることで、電流Ｉ0 をスイ
ッチング素子のオン時間に比例するように精度良く制御
することができる。また、従来のノイズ防止のための回
路にもなるので、ノイズの防止にも役立つ。
0 に流れる電流Ｉ0 の振動を速く収束させて、振動電流
が流れていない時間を長くすることで、電流Ｉ0 をスイ
ッチング素子のオン時間に比例するように精度良く制御
することができる。また、従来のノイズ防止のための回
路にもなるので、ノイズの防止にも役立つ。
【００１９】図６は本発明の第２実施例の回路図であ
る。基本的な構成及び動作については、図１に示した第
１実施例と同様であるが、本実施例では、フルブリッジ
回路を構成する４個のスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 ，Ｑ
3 ，Ｑ4 のうち、同時にオン／オフ動作を行う２個のス
イッチング素子Ｑ1 ，Ｑ4 にのみ、抵抗Ｒとコンデンサ
Ｃの直列回路をそれぞれ並列接続しており、他のスイッ
チング素子Ｑ2 ，Ｑ3 には、抵抗ＲとコンデンサＣの直
列回路を並列接続していない。この回路において、スイ
ッチング素子Ｑ1 〜Ｑ4 がオフしているときの交流等価
回路は、近似的に図７のようになる。この場合、コンデ
ンサＣについては、Ｃ／２≧Ｃｓとなる容量とし、且
つ、抵抗Ｒについては、（２Ｒ）2 ≒４Ｌ0 ／（Ｃ／
２）、つまり、Ｒ2 ≒２Ｌ0 ／Ｃとなるように選定す
る。このように定数を設定することで、比較的速く振動
電流を収束することができ、スイッチング素子のオン時
間の制御により、インダクタＬ0 に流れる電流Ｉ0 を精
度良く制御することができる。なお、フルブリッジ回路
を構成する４個のスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 ，Ｑ3 ，
Ｑ4のうち、同時にオン／オフ動作を行う２個のスイッ
チング素子Ｑ2 ，Ｑ3 にのみ、抵抗ＲとコンデンサＣの
直列回路をそれぞれ並列接続し、他のスイッチング素子
Ｑ1 ，Ｑ4 には、抵抗ＲとコンデンサＣの直列回路を並
列接続しない回路構成でも、同様の定数設定により同様
の効果が得られることは言うまでもない。また、直列に
接続された２個のスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 について
のみ、あるいは、スイッチング素子Ｑ3 ，Ｑ4 について
のみ、抵抗ＲとコンデンサＣの直列回路をそれぞれ並列
接続した回路構成であっても、同様の定数設定により同
様の効果が得られるものである。
る。基本的な構成及び動作については、図１に示した第
１実施例と同様であるが、本実施例では、フルブリッジ
回路を構成する４個のスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 ，Ｑ
3 ，Ｑ4 のうち、同時にオン／オフ動作を行う２個のス
イッチング素子Ｑ1 ，Ｑ4 にのみ、抵抗Ｒとコンデンサ
Ｃの直列回路をそれぞれ並列接続しており、他のスイッ
チング素子Ｑ2 ，Ｑ3 には、抵抗ＲとコンデンサＣの直
列回路を並列接続していない。この回路において、スイ
ッチング素子Ｑ1 〜Ｑ4 がオフしているときの交流等価
回路は、近似的に図７のようになる。この場合、コンデ
ンサＣについては、Ｃ／２≧Ｃｓとなる容量とし、且
つ、抵抗Ｒについては、（２Ｒ）2 ≒４Ｌ0 ／（Ｃ／
２）、つまり、Ｒ2 ≒２Ｌ0 ／Ｃとなるように選定す
る。このように定数を設定することで、比較的速く振動
電流を収束することができ、スイッチング素子のオン時
間の制御により、インダクタＬ0 に流れる電流Ｉ0 を精
度良く制御することができる。なお、フルブリッジ回路
を構成する４個のスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 ，Ｑ3 ，
Ｑ4のうち、同時にオン／オフ動作を行う２個のスイッ
チング素子Ｑ2 ，Ｑ3 にのみ、抵抗ＲとコンデンサＣの
直列回路をそれぞれ並列接続し、他のスイッチング素子
Ｑ1 ，Ｑ4 には、抵抗ＲとコンデンサＣの直列回路を並
列接続しない回路構成でも、同様の定数設定により同様
の効果が得られることは言うまでもない。また、直列に
接続された２個のスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 について
のみ、あるいは、スイッチング素子Ｑ3 ，Ｑ4 について
のみ、抵抗ＲとコンデンサＣの直列回路をそれぞれ並列
接続した回路構成であっても、同様の定数設定により同
様の効果が得られるものである。
【００２０】図８は本発明の第３実施例の回路図であ
る。本実施例では、ハーフブリッジ型のインバータ装置
に本発明を適用したものであり、第１実施例におけるス
イッチング素子Ｑ3 ，Ｑ4 に代えて、電解コンデンサＣ
3 ，Ｃ4 を接続している。その他の構成及び動作につい
ては、第１実施例と同様である。この回路において、ス
イッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 がオフしているときの交流等
価回路は、図９のようになる。この場合、コンデンサＣ
については、Ｃ≧Ｃｓとなる容量とし、且つ、抵抗Ｒに
ついては、Ｒ2 ≒８Ｌ0 ／Ｃとなるように選定する。こ
のように定数を設定することで、比較的速く振動電流を
収束することができ、スイッチング素子Ｑ 1 ，Ｑ2 のオ
ン時間の制御により、インダクタＬ0 に流れる電流Ｉ0
を精度良く制御することができる。また、図８のハーフ
ブリッジ回路において、スイッチング素子Ｑ1 あるいは
Ｑ2 のどちらか一方と並列に抵抗ＲとコンデンサＣの直
列回路を接続した場合には、図１０のような等価回路に
書き替えられる。この場合、コンデンサＣについては、
Ｃ≧２Ｃｓとなる容量とし、且つ、抵抗Ｒについては、
Ｒ2 ≒４Ｌ0 ／Ｃとなるように選定すれば良い。
る。本実施例では、ハーフブリッジ型のインバータ装置
に本発明を適用したものであり、第１実施例におけるス
イッチング素子Ｑ3 ，Ｑ4 に代えて、電解コンデンサＣ
3 ，Ｃ4 を接続している。その他の構成及び動作につい
ては、第１実施例と同様である。この回路において、ス
イッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 がオフしているときの交流等
価回路は、図９のようになる。この場合、コンデンサＣ
については、Ｃ≧Ｃｓとなる容量とし、且つ、抵抗Ｒに
ついては、Ｒ2 ≒８Ｌ0 ／Ｃとなるように選定する。こ
のように定数を設定することで、比較的速く振動電流を
収束することができ、スイッチング素子Ｑ 1 ，Ｑ2 のオ
ン時間の制御により、インダクタＬ0 に流れる電流Ｉ0
を精度良く制御することができる。また、図８のハーフ
ブリッジ回路において、スイッチング素子Ｑ1 あるいは
Ｑ2 のどちらか一方と並列に抵抗ＲとコンデンサＣの直
列回路を接続した場合には、図１０のような等価回路に
書き替えられる。この場合、コンデンサＣについては、
Ｃ≧２Ｃｓとなる容量とし、且つ、抵抗Ｒについては、
Ｒ2 ≒４Ｌ0 ／Ｃとなるように選定すれば良い。
【００２１】なお、本発明は高周波のスイッチング回路
を用いて直流電源を低周波の矩形波交流電力に変換する
矩形波インバータ装置のみならず、直流電源を高周波の
交流電力に変換する高周波インバータ装置にも同様に適
用することができる。
を用いて直流電源を低周波の矩形波交流電力に変換する
矩形波インバータ装置のみならず、直流電源を高周波の
交流電力に変換する高周波インバータ装置にも同様に適
用することができる。
【００２２】
【発明の効果】本発明は上述のように構成しているの
で、第１のコンデンサと負荷の並列回路にインダクタを
直列接続した負荷回路をハーフブリッジ型又はフルブリ
ッジ型のインバータ装置により駆動する場合において、
スイッチング素子のオフ時にインダクタに流れる振動電
流を速やかに減衰させるように回路定数を選定された第
２のコンデンサと抵抗の直列回路をスイッチング素子に
並列接続したものであるから、スイッチング素子のオン
時にインダクタに流れる振動電流をゼロに近づけること
ができ、これにより、スイッチング素子のオン時間制御
によりインダクタに流れる電流を精度良く制御すること
ができるという効果が得られるものである。
で、第１のコンデンサと負荷の並列回路にインダクタを
直列接続した負荷回路をハーフブリッジ型又はフルブリ
ッジ型のインバータ装置により駆動する場合において、
スイッチング素子のオフ時にインダクタに流れる振動電
流を速やかに減衰させるように回路定数を選定された第
２のコンデンサと抵抗の直列回路をスイッチング素子に
並列接続したものであるから、スイッチング素子のオン
時にインダクタに流れる振動電流をゼロに近づけること
ができ、これにより、スイッチング素子のオン時間制御
によりインダクタに流れる電流を精度良く制御すること
ができるという効果が得られるものである。
【図１】本発明の第１実施例の回路図である。
【図２】本発明の第１実施例の低周波的な動作波形図で
ある。
ある。
【図３】本発明の第１実施例の高周波的な動作波形図で
ある。
ある。
【図４】本発明の第１実施例の第１の等価回路図であ
る。
る。
【図５】本発明の第１実施例の第２の等価回路図であ
る。
る。
【図６】本発明の第２実施例の回路図である。
【図７】本発明の第２実施例の等価回路図である。
【図８】本発明の第３実施例の回路図である。
【図９】本発明の第３実施例の第１の等価回路図であ
る。
る。
【図１０】本発明の第３実施例の第２の等価回路図であ
る。
る。
【図１１】従来例の回路図である。
【図１２】従来例の低周波的な動作波形図である。
【図１３】従来例の高周波的な動作波形図である。
【図１４】従来例の第１の等価回路図である。
【図１５】従来例の第２の等価回路図である。
【図１６】従来例の問題点を説明するための動作波形図
である。
である。
【図１７】従来例の制御特性を示す図である。
【図１８】従来例の問題点を説明するための動作波形図
である。
である。
Ｅ 直流電源 Ｑ1 スイッチング素子 Ｑ2 スイッチング素子 Ｑ3 スイッチング素子 Ｑ4 スイッチング素子 Ｌ0 インダクタ Ｃ0 コンデンサ Ｃｓ 寄生容量 Ｃ コンデンサ Ｒ 抵抗 Ｚ 負荷 １ ＦＥＴドライブ回路 ２ 低周波発振回路 ３ ＰＷＭ制御回路 ４ 高周波発振回路 ５ Ｄフリップフロップ ６ａ ＡＮＤゲート ６ｂ ＡＮＤゲート
Claims (3)
- 【請求項１】 直流電源と、この直流電源の両端間に
接続され、寄生容量をそれぞれ有する第１及び第２のス
イッチング素子の直列回路と、前記スイッチング素子の
接続点に接続される負荷回路とを備え、前記負荷回路
は、前記スイッチング素子の寄生容量よりも十分に大き
い第１のコンデンサと負荷の並列回路にインダクタを直
列接続して成り、前記スイッチング素子の寄生容量と前
記インダクタによって第１の振動回路を形成したインバ
ータ装置において、前記スイッチング素子の寄生容量よ
りも大きく、第１のコンデンサよりも容量の小さい第２
のコンデンサと抵抗の直列回路を少なくとも１個のスイ
ッチング素子の両端に並列的に接続し、第２のコンデン
サと前記抵抗とスイッチング素子の寄生容量とインダク
タによって第２の振動回路を形成し、第１の振動回路に
おけるインダクタの振動電流の減衰速度よりも第２の振
動回路におけるインダクタの振動電流の減衰速度の方を
大きく設定したことを特徴とするインバータ装置。 - 【請求項２】 第３及び第４のスイッチング素子の直
列回路を前記直流電源の両端間に接続し、第３及び第４
のスイッチング素子の接続点と前記第１及び第２のスイ
ッチング素子の接続点の間に前記負荷回路を接続し、前
記第２のコンデンサと前記抵抗の直列回路は、第１乃至
第４のスイッチング素子にそれぞれ並列接続されてお
り、前記第２のコンデンサの容量Ｃは前記寄生容量以上
の大きさであり、前記抵抗の抵抗値Ｒと前記インダクタ
のインダクタンス値Ｌ0 に対して、Ｒ2 ≒４Ｌ0 ／Ｃと
いう関係に選定されていることを特徴とする請求項１記
載のインバータ装置。 - 【請求項３】 前記寄生容量よりも大きい第３及び第
４のコンデンサの直列回路を前記直流電源の両端間に接
続し、第３及び第４のコンデンサの接続点と前記第１及
び第２のスイッチング素子の接続点の間に前記負荷回路
を接続し、前記第２のコンデンサと前記抵抗の直列回路
は、第１及び第２のスイッチング素子にそれぞれ並列接
続されており、前記第２のコンデンサの容量Ｃは前記寄
生容量以上の大きさであり、前記抵抗の抵抗値Ｒと前記
インダクタのインダクタンス値Ｌ0 に対して、Ｒ2 ≒８
Ｌ0 ／Ｃという関係に選定されていることを特徴とする
請求項１記載のインバータ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4013462A JPH05207748A (ja) | 1992-01-28 | 1992-01-28 | インバータ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4013462A JPH05207748A (ja) | 1992-01-28 | 1992-01-28 | インバータ装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05207748A true JPH05207748A (ja) | 1993-08-13 |
Family
ID=11833813
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4013462A Pending JPH05207748A (ja) | 1992-01-28 | 1992-01-28 | インバータ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH05207748A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2019220932A (ja) * | 2018-06-14 | 2019-12-26 | 株式会社バーチャルキャスト | コンテンツ配信システム、コンテンツ配信方法、コンピュータプログラム、コンテンツ配信用サーバ、および伝送路 |
-
1992
- 1992-01-28 JP JP4013462A patent/JPH05207748A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2019220932A (ja) * | 2018-06-14 | 2019-12-26 | 株式会社バーチャルキャスト | コンテンツ配信システム、コンテンツ配信方法、コンピュータプログラム、コンテンツ配信用サーバ、および伝送路 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US5768111A (en) | Converter comprising a piezoelectric transformer and a switching stage of a resonant frequency different from that of the transformer | |
| US5144203A (en) | Circuit for driving an electric field luminous lamp | |
| US6380694B1 (en) | Variable structure circuit topology for HID lamp electronic ballasts | |
| JP2707465B2 (ja) | インバータ装置 | |
| JP3063645B2 (ja) | 圧電トランスの駆動回路 | |
| US7923939B1 (en) | Mixed mode control for dimmable fluorescent lamp | |
| JP2004531921A (ja) | 可変幅パルスを有するハイ側とロー側のスイッチング素子を駆動するための自励発振回路 | |
| US6590790B2 (en) | Switching power supply device | |
| JPH05207748A (ja) | インバータ装置 | |
| EP0477587A1 (en) | Power apparatus | |
| JPH078142B2 (ja) | インバ−タ装置 | |
| CA2425333A1 (en) | Lighting system | |
| JPH08168262A (ja) | 電源回路 | |
| JPH06101389B2 (ja) | 放電灯点灯装置 | |
| JPH0713435Y2 (ja) | インバータ装置 | |
| KR960007569B1 (ko) | 디형 영전압스위칭 인버터의 스위칭제어회로 | |
| JP3285230B2 (ja) | インバータ装置 | |
| JPH0783619B2 (ja) | インバータ駆動装置 | |
| JP2677358B2 (ja) | 電源回路 | |
| KR940009508B1 (ko) | 네온관 제어회로 | |
| JPS62277077A (ja) | Ｄｃ−ａｃインバ−タ装置 | |
| JP3234301B2 (ja) | インバータ装置 | |
| JPH08256476A (ja) | 共振型電源回路 | |
| JPH0833349A (ja) | 圧電トランス駆動回路 | |
| JPH01298682A (ja) | スイッチング電源装置 |